CN105850015A - 具有lc滤波器的电气转换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

电气转换器(12)经由滤波器(14)与电气负载(16)或电源(20)互连。用于控制转换器(12)的方法包括步骤：接收用于电气转换器(12)的参考通量(ψ*_i)；确定输出信号(y)，输出信号(y)包括在滤波器(14)中测量的电流和/或电压；从输出信号(y)确定估计通量(ψ_i)；基于滤波器(14)的数学模型和二次代价函数从输出信号(y)确定校正通量(ψ_i，damp)；基于估计通量(ψ_i)和校正通量(ψ_i，damp)的和确定用于电气转换器(12)的控制输入信号(u)；用控制输入信号(u)对转换器(12)进行控制；以及通过对至少一个输出信号应用信号滤波(32)来对该至少一个输出信号(y)进行算法滤波，该算法滤波设计为对滤波器(14)的谐振频率(40)处的至少一个输出信号进行放大，由此从滤波后的输出信号确定校正通量(ψ_i，damp)。

Description

具有LC滤波器的电气转换器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种用于控制电气转换器和转换器系统的方法。

背景技术

电气转换器，例如有源整流器和逆变器，被用于将第一电流转换成具有不同频率的第二电流，从而例如为负载供电、将电源连接至电网或者将两个电气网络互连。

特定的中压转换器与低通输入或输出滤波器链接，该滤波器通过大电阻进行无源衰减。典型地，该滤波器包括与阻尼电阻串联连接的滤波器电感和滤波器电容。这种滤波器被称作LCR滤波器。然而，这样的结构可能在电阻上会具有相当大的功率损耗，并且由于在更高的频率下其衰减能力的衰减率缓慢，可能不能在输出提供适当的电流曲线。

由于转换器需要具有一定的、通过低电流全谐波失真(THD)表现出的机器友好行为，以及需要满足通过低电流和/或电压THD以及单谐波约束满意度所表现出的电网规程要求，因此，不包括电阻的滤波器(称为LC滤波器)从输入输出的角度来看是非常吸引人的。

从控制的观点来看，仅有LC滤波器可能难以确保闭环系统(转换器、附连电缆、变压器、电机等)的稳定性。由于LC滤波器存在共振峰值，因此系统中的更高阶谐振可能会被放大，并且该系统可能会发生振荡。

用于控制该转换器的可能的控制方法可以为模型预测控制方法。例如，EP2469692A1描述了模型预测脉冲模式控制(MP3C)，其例如可提供具有N电平电压源逆变器的AC机器的快速闭环控制。MP3C依赖于具有在线计算出的低总谐波失真因子的最优化脉冲模式(OPP)。OPP被用来产生需要跟随的参考通量轨迹。MP3C包括在线计算级，其在OPP中调节切换时刻，以便以闭环模式将通量保持于参考轨迹上。

US5,734,249公开了一种用于控制电气转换器的一般方法，该电气转换器用于电驱动。

此外，在″State of the Art of Finite Control Set Model PredictiveControl in Power Electronics(功率电子中有限控制集模型预测控制的当前发展状况)″，2012IEEE Transactions on Industrial Informatics(IEEE工业信息汇刊)中公开了使用代价函数来控制具有包括无源输出滤波器的电压源逆变器的电力系统从而来抑制该滤波器阻尼谐振的可能性。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有低功率损耗的电气转换器。本发明的目的可还在于提供一种电气转换器，其适于有效抑制LC滤波器引起的振荡。

这些目的由独立权利要求的主题来实现。通过从属权利要求和下面的说明将使得另外的示例性实施例变得更加明显。

本发明的一个方面涉及一种用于控制通过滤波器与电气负载或电源互连的电气转换器的方法。电气转换器可以分别为用于将DC电流转换为AC电流或者相反的有源整流器或逆变器。通常，该转换器可以是N电平转换器，即，该转换器在AC侧具有N电平输出电压。电气转换器可包括由控制器控制的半导体开关，以用于控制流经该转换器的电流。

需要注意的是，该转换器可以是大功率转换器，其适于处理大于100A和/或大于1000V的电流。

根据本发明的实施例，该方法包括步骤：确定输出信号，该输出信号包括在滤波器中测量的电流和/或电压；从输出信号中确定估计通量；基于滤波器的数学模型和二次型代价函数，从输出信号中确定校正通量，该数学模型模拟输出信号以及校正通量；基于用作校正估计通量的该校正通量和该估计通量的总和，确定用于该电气转换器的控制输入信号；以及采用该控制输入信号来控制该转换器。具体地，可确定或接收用于电气转换器的参考通量，并且通量误差可以被设置为参考通量与该估计通量和该校正通量总和的差。然后可以从通量误差来确定控制输入信号。

通常，基于滤波器模型的校正通量的确定可以被看作是被加入到(传统的)控制方法的外控制环，(传统的)控制方法作为内控制环，可以不考虑滤波器。该外控制环将该校正加到由内控制环使用的参考通量上以用于控制转换器。

外控制环可以被看作为基于滤波器(以及可选择的系统的其他组件，例如该转换器、电网、负载、电源等)的数学模型从输出信号确定校正通量的附加抑制方法，以使得由谐振滤波器引起的激励被抑制。需要注意的是，并非内控制环有源抑制该振荡，而是外控制环已经对参考通量进行了调节。

数学模型可包含差分方程。通过在满足这些方程的等式约束下最小化代价函数来确定校正通量。对于不随时间变化的方程，其可以离线完成，从而产生校正通量相关于输出信号的线性方程。

通过该控制方法，由(另外的)转换器的未抑制的输出或输入滤波器产生的振荡被有源抑制。

由于选定或选择数学模型和/或代价函数的普遍性，并且随着对其进行自然地设计以用来处理多输入多输出(MIMO)类型的系统，该控制方法可适用于较高阶系统(滤波器、变压器、长电缆等)。

滤波器可以是电气滤波器和/或LC滤波器。

根据本发明的一个实施例，该数学模型基于模拟滤波器(以及可选的转换器)行为的差分方程。该差分方程可以是线性(时不变)状态空间方程和/或该模型可以是谐波模型。这些公式可以被离线确定并且其是基于滤波器和/或转换器的拓扑结构的。

通常，该代价函数可以是输出信号(其可以是在系统的各时刻确定的时间相关值/矢量)的二次函数并且可具有线性项。

根据本发明的一个实施例，离线进行求解和/或使用滤波器的数学模型，并且通过对滤波器电压的积分来确定校正通量，该滤波器电压是通过线性方程从该输出信号计算得到的，输出信号是从该数学模型中导出的。

根据本发明的一个实施例，输出信号包括至少以下之一：转换器和滤波器之间的转换器电流，滤波器和负载之间的负载电流，在转换器侧的滤波器两端的转换器侧滤波器电压，以及在负载侧的滤波器两端的负载侧滤波器电压。并不需要对这些值的所有值都进行测量。这些值的一个或者多个可以从其他值中计算得到或者估算得到。

此外，必须理解，在本公开中提及的所有通量、电流和电压可以为矢量(在多相系统中)，也可以为标量(在单相系统中)。

根据本发明的一个实施例，该滤波器包括与转换器和负载连接的电感器和与该负载和转换器并联的电容器。特别地，该滤波器可以不包括电阻元件，即，可以是谐振或正弦滤波器(即，LC滤波器)。

该方法进一步包括步骤：通过在至少一个输出信号上施加信号滤波器(例如带通滤波器)来对至少一个输出信号进行滤波，其被设计为放大处于滤波器谐振频率(或者位于谐振峰值范围内)处的该至少一个输出信号，并且从该至少一个滤波后的输出信号中确定校正通量。该滤波器可以例如通过软件模块被在算法上执行。

通过带通信号滤波器、特别是通过相同的带通滤波器对用于确定该校正通量的所有输出信号进行滤波是可能的。

LC滤波器通常被调谐为使其谐振频率高于AC电流的频率。例如，谐振频率可高于100Hz，并且转换器、旋转电机和/或电网的额定频率可约为50Hz。通常，滤波器的传递函数在谐振频率附近的范围最大，由系统转换器/负载或转换器/电源产生的电流中较高阶频率分量可在谐振频率附近被放大。

根据本发明的一个实施例，信号滤波器被设计为相比于处于谐振频率处的至少一个输出信号，其对于处在不同于谐振频率的频率处的至少一个输出信号具有更强的相移作用。

一般来说，信号滤波器可以被用于抽取输出信号中处于谐振频率附近范围内的分量(频率和在这些频率处的任选的相位偏移)。

必须理解，信号滤波器可以被实现为软件模块和/或校正通量的确定可以由另一软件模块来实现。

总之，外控制环可由通量校正模块以及可选的信号滤波器模块来提供，其提供将被提供至内控制环的校正通量，内控制环可以实施为不需要意识到滤波器的控制器。

关于内控制环，执行内控制环的控制器还可包括多个模块。估计通量可由状态估计器来提供，状态估计器用于从该输入信号中估计该估计通量和其它与转换器系统状态相关的变量。例如，该估计器还可以估计参考转矩和/或参考速度。例如，参考通量可基于该参考转矩由转矩控制器提供，和/或该参考转矩可基于该参考速度由速度控制器提供。

特别地，该内控制环可基于模型预测控制。

根据本发明的一个实施例，该控制输入信号由模型预测控制方法基于转换器和/或滤波器的(第二)数学模型以及第二代价函数(其在线求解)来确定。例如，该第二代价函数限制该通量误差，其取决于由外控制环确定的校正通量。

根据本发明的一个实施例，该控制输入信号通过移动和/或改变转换器所选定的脉冲模式的时刻来确定，以最小化第二代价函数。内控制环的控制方法可以为MP3C，其可以提供关于处在谐振频率附近的输出信号的相关分量信息。由此，控制器可以对这样的信息作出反应并且可有源抑制滤波器引起的振荡。

根据本发明的一个实施例，该控制输入信号包括转换器的开关状态。例如，这些开关状态可由脉冲模式(pulse pattern)来提供，该脉冲模式是相关于通量误差来确定的，而通量误差是借助于该校正通量来计算的。

本发明的另一个方面涉及一种计算机程序，当该计算机程序在处理器上执行时，其适用于实施该方法的步骤，并且本发明的另一个方面涉及一种计算机可读介质，计算机程序被存储在该计算机可读介质上。计算机可读介质可以是软盘、硬盘、USB(通用串行总线)存储装置、RAM(随机存取存储器)、ROM(只读存储器)和EPROM(可擦除可编程只读存储器)。计算机可读介质还可以是数据通信网络，例如因特网，其允许下载程序代码。

然而，控制方法也可至少部分地由硬件来实现。

例如，该控制方法可以实现在任何计算硬件上，计算硬件包括DSP、FPGA、微控制器、CPU、GPU、多核平台以及它们的组合。

本发明的另一方面涉及一种用于控制电气转换器的控制器，其中该控制器适于执行在上文和下文中描述的方法的步骤。例如，该控制器可以包括一个或多个上述处理器。

本发明的另一方面涉及一种转换器系统，其包括用于转换第一电流至第二电流的转换器，连接该转换器的滤波器以及适用于执行如上所述和如下所述的控制方法的控制器。

根据本发明的一个实施例，该电气转换器包括逆变器和有源整流器中的至少一个，以及/或者该转换器通过滤波器连接至负载或者电源。

例如，转换器系统可以是具有逆变器的电驱动，该逆变器适于为电机提供从DC链路产生的AC电流。滤波器也可以互连在逆变器和电动机之间。在这种情况下，在滤波器和电动机之间可连接(具有大电感)的长电缆。

在另一示例中，可用发电机代替电动机，并且转换器系统可以包括向DC链路提供由发电机产生的电力的逆变器。

此外，转换器系统包括通过滤波器与电网连接的整流器也是可能的。

应当理解，如上所述以及如下所述的控制方法的特征也可以为如上所述和如下所述的计算机程序、计算机可读介质、控制器以及转换器系统的特征，反之亦然。

总之，本公开的主要方面可以概括如下：

获得准确的整体转换器系统的模型(可称为谐波或数学模型)。该模型可编码转换器、滤波器、变压器、长电缆、电机和/或电网。该模型基于转换器系统的输出信号。

不考虑转换器系统的阶数(状态的数量)，相关信号分量(即，滤波后的输出信号)可相关于滤波器的谐振频率被抽取出来。这可由信号滤波器来实现。

使用该数学模型和(任选地滤波后的)输出信号，控制器被设计为产生校正信号(特别是校正通量)，其被加到一些或所有估计信号上(特别是估计参考通量)。这是通过实现数学模型和相应求解的控制器的有源抑制实体或单元来实现的。

参考下文中描述的实施例，本发明的这些和其它方面将变得显而易见并且被阐明。

附图说明

本发明的主题将参考由附图中示出的示例性实施例在下文中进行详细说明。

图1示意性地示出了根据本发明一个实施例的转换器系统。

图2示意性示出了根据本发明另一个实施例的转换器系统。

图3示意性示出了根据本发明另一个实施例的转换器系统。

图4示出了根据本发明另一个实施例的转换器系统的谐波模型。

图5示意性示出了根据本发明另一个实施例的转换器系统。

图6示出了根据本发明一个实施例的用于控制转换器的方法的流程图。

图7示出了根据本发明另一个实施例的用于转换器系统的信号滤波器的属性描述图。

图8示意性示出了根据本发明另一个实施例的转换器系统。

图9示出了根据本发明另一个实施例的用于控制转换器的方法的流程图。

图10示出了根据本发明一个实施例的用于控制转换器的脉冲模式的示图。

图11A和11B示出了在转矩瞬变期间转换器系统的转矩和电流的示图。

图12A和12B示出了根据本发明一个实施例的转换器系统转矩瞬变期间的转矩和电流的示图。

在附图中使用的参考标记以及它们的含义在参考标记列表中概括性地列出。理论上，在附图中相同的部件具有相同的附图标记。

具体实施方式

图1示出了具有通过LC滤波器14在输出侧连接旋转电机16的逆变器(DC至AC转换器)12的转换器系统10，旋转电机16例如为发电机或电动机。如图所示，该转换器12可以具有三相输出。然而，转换器系统10还可以是单相系统。

逆变器12产生N电平输出电压，其由LC滤波器14进行平滑，LC滤波器14包括连接在转换器12和旋转电机16之间的滤波电感L_f。滤波电容C_f与转换器12和/或旋转电机16并联。应当理解，在多相系统中，滤波电感L_f和滤波电容C_f(以及下面描述的部件)包括与相数对应的多个物理电感和电容。

图2示出了另一个转换器系统10，其额外具有LC滤波器14和旋转电机16之间的长电缆18。长电缆18的电感作为电感L_t被集成在该LC滤波器14中。

图3示出了具有在输入侧连接至电网20的有源整流器(AC至DC转换器)12的转换器系统10，电网20具有阻抗L_g。在转换器12和电网20之间任选的变压器被示出为电感L_t。

图1或2中示出的设置与具有DC链路的图3的设置相组合也是有可能的，由此转换器系统10具有一个在输入侧的输入LC滤波器14和在输出侧的输出LC滤波器14。该系统也可由将参考图5进行说明的控制器进行控制。

图4示出了可视化转换器系统10的谐波/数学模型22的图表：LC滤波器14通过阻抗Z(jω)连接到机器16的总泄漏电感L或电网20的阻抗。

如图4中所示，图1至3的所有情况可被建模为一般阻抗Z(jω)(如阻抗模块24所示)和电感L。L可表示感应电机的泄漏电感Lσ(例如如图1和图2)或者电网阻抗L_g(例如如图3)。模型22通常可适用于超过转换器系统10基频的频率，例如小于100Hz。阻抗块24可以模拟一个或多个储能组件，例如分别具有相关联的状态、电压或电流的电容或电感，例如，在转换器12和机器16或电网20之间的长电缆。

图4中的变量被指定用于连接至机器16的逆变器12的情况，但是也可适用于如上文所述的其它情况。图4示出了逆变器通量ψ_i，其是逆变器电压v_i(在逆变器12的输出或滤波器14的输入)、逆变器电流i_i(在逆变器12的输出或滤波器14的输入)、通过LC滤波器14的电容器C_f的电容器电流if、滤波器电压V_f(LC滤波器14之后)、定子电压V_s和定子电流i_s的时间导数。

为了简单起见，在以下的说明中，其聚焦于图1及2的情况(具有逆变器)并且L＝Lσ，假设阻抗Z(jω)是恒定的，即，

v_f＝v_s，i_s＝i_i-i_f

然而，所呈现的结果也适用于图4的一般情况。电容器/滤波器电压v_f关联至逆变器电压v_i的传递函数由下式给出：

这样，LC滤波器14的谐振频率由下式给出：

$f_{res}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\frac{L_{\mathrm{\σ}}{L}_f{C}_f}{L_{\mathrm{\σ}}+L_f}}}$

如上所述，增加LC滤波器14以便衰减转换器12(整流器或逆变器)输出电流(以及依赖于所使用的电网规程类型的可能的电压)中不期望的谐波含量。随着多电平转换器12操作在离散的、可为整个DC链路电压分压的电压电平下，其可产生基频f0(例如50Hz)以外的频率谐波。

一方面，LC滤波器14对于超过谐振频率f_res(例如大于100Hz)的谐波含量可具有陡峭的衰减速率；由此，可基本上消除非常高频的谐波含量。该积极的效果伴随着在谐波频率附近的谐波含量却具有相当大的放大倍数。具体地，由于LC滤波器14没有无源电阻元件，其可在转换器系统10中产生振荡，将对稳定性和性能产生不利影响。该谐振还会引起使用中的任意底层控制器的性能急剧恶化。这是因为控制依赖于所测量的信号来产生校正动作，如果滤波器不衰减该谐振，这些信号可能被不希望的振荡所污染。

由此，如将参考图5以及后面的附图详细说明的，增加考虑这些振荡的外控制环并且将人工衰减引入到闭环系统中。

图5示出了一种具有转换器12和LC滤波器14的转换器系统10。块26可以被看做系统10的电气驱动。系统10还包括控制器28，其还可用于图1至3所示的系统中。

控制器28接收输出信号y(例如系统10中电流和/或电压的测量值)，并基于(定子)参考通量ψs*和/或(逆变器)参考转矩T_i*产生控制输出信号u(例如用于转换器12的切换时刻)。注意，如下面所述，定子相关量均可替换为更通用的量，例如电网相关量，并且逆变器相关量也可被替换为更通用的量，例如整流器相关量。

控制器28包括衰减(damping)块/衰减模块30，其从输出信号y中产生校正(逆变器)通量ψ_i，damp，校正(逆变器)通量ψ_i，damp被加到估计(逆变器)通量ψ_i。更具体地，该衰减模块30包括对输出信号y进行滤波的信号滤波器32以及用于确定校正通量ψ_i，damp的调节器34。

估计通量ψ_i由估计器36提供并且从控制输入信号u和输出信号y中计算得到。

校正估计通量，即，校正通量ψ_s，damp和估计通量ψ_i的和，被输入到转换器控制器38中，转换器控制器38不需要意识到LC滤波器14。转换器控制器38基于参考通量ψ_s*和/或参考转矩T_i*产生控制输入信号u。

图6示出了可由控制器28执行的控制方法的流程图。

在步骤S10中，确定输出信号y，其可以包括电流i_i、i_s、i_f和/或电压v_i、v_f、v_s，其在LC滤波器14中测得和/或源自这样的电流和/或电压。

在步骤S12中，至少一个输出信号y由信号滤波器32进行滤波，信号滤波器32可以被设计成对处于LC滤波器14的谐振频率处的至少一个输出信号进行放大。

在步骤S14中，由调节器34从滤波后的输出信号y中确定校正通量ψ_i，damp，其可以使用将在下面进行说明的LC滤波器14的数学模型22和二次代价函数。

在步骤S16中，由估计器36从输出信号中确定估计通量ψ_i。

在步骤S18中，基于作为校正后的估计通量的估计通量ψ_i和校正通量ψ_i，damp的总和，由转换器控制器38为电气转换器12确定控制输入信号u。

在步骤S20中，转换器12采用控制输入信号u来进行控制。例如，切换时刻可以被应用于转换器12的半导体开关。

模块/块32、34、36和38的实施例将在下面进行描述。

信号滤波器

信号滤波器模块32接收输出信号y，特别是所测得的输出信号[i_i v_f i_s]^T。更准确地，提取出所有检测信号在LC滤波器14谐振频率附近的频率含量是很重要的。采用这样的信号滤波器32，可以实现对围绕LC滤波器14谐振频率f_res的特定频带之外的期望衰减。

图7示出了LC滤波器14和信号滤波器32的信号衰减(上图)和相移(下图)的两个示图。信号频率如右方所示。信号滤波器32被设计成使得输出信号y在谐振频率处f_res和/或LC滤波器14的峰值40处得到最强的衰减。此外，信号滤波器可补偿LC滤波器14的相移。

信号滤波器模块32可基于n阶带通滤波器，其提取出LC滤波器14谐振峰值40附近的内容。具有增益c、零点m以及极点n的该滤波器的选择由下述传递函数给出：

$H\left(s\right)=\frac{c{(s+\frac{1}{T_z})}^m}{{(s+\frac{1}{T_p})}^n}$

常数1/T_Z指示了零点的位置，其通常应远低于谐振频率f_res。常数1/T_P指示了极点的位置，其通常应选择成使得在谐振频率f_res处实现特定相移。常数c提供了DC缩放调整的一定程度的自由度。零点的数目应当小于或等于极点的数目，即m≤n。例如，所有的参数可以被选为在谐振频率f_res附近具有几乎为零的相角。

调节器

调节器模块34基于图4中所示的数学模型22，其可依赖于由信号滤波器模块32提供的滤波后的该测量到的输出[i_i v_f i_s]^T。

该模型22可仅对于远高于系统10基频的频率有效，包括LC滤波器14的谐振频率f_res。在数学公式中，模型22可由在连续时间域中的线性时不变状态空间模型来描述

$\frac{d}{dt}x=Ax+{\mathrm{Bv}}_i$

系统矩阵A和B可从转换器系统10的下层电路中获得。例如，描述了图4所示的没有阻抗Z(jω)的电路的数学模型由下式给出：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_i\\ v_f\\ i_s\\ {\mathrm{\ψ}}_{i,damp}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& \frac{-1}{L_f}I& 0& 0\\ \frac{1}{C_f}I& 0& \frac{-1}{C_f}I& 0\\ 0& \frac{1}{L_{\mathrm{\σ}}}I& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_i\\ v_f\\ i_s\\ {\mathrm{\ψ}}_{i,damp}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L_f}I\\ 0\\ 0\\ I\end{array}\right]v_i$

该模型基于作为状态的(滤波后)输出信号[i_i v_f i_s]^T和校正通量ψ_i，damp的差分方程。该数学模型可在计算单元上进行模拟，由此我们可以获得该校正通量ψ_i，damp。

使用上述数学模型，我们定义了相关联的二次目标或代价函数J＝∫(x^TQx+v_i ^TRv_i)dt

其中Q＝C^TC，其对于校正通量ψ_i，damp的大小没有任何限制。R可选择为单位矩阵。由该数学模型和代价函数提出的问题可以看作为线性二次调节器(LQR)控制的问题。

在这种情况下，矩阵A、B、C、Q和R不依赖于时间，该问题可以离线解决(用于最小化以上述方程为约束的代价函数的二次问题)。在这种情况下，(相关于该问题而不是控制器28的)最优控制输入由下式给出：

v_i＝--K_LQRx＝-R^-1B^TP_x

其中矩阵P为正定对称，并求解了代数Riccati方程

0＝A^TP+PA+Q-PBR^-1B^TP

由转换器控制器38使用的最终得到的校正通量ψ_i，damp，其为电压v_i的积分，将在下面进行详细说明。

估计器

估计器模块36可基于转换器中储能元件的状态来获得测量得到的或计算得到的量：直流链路电压、相电容器电压、滤波器电感电流等。

特别地，该估计器模块32接收或计算逆变器输出电压v_i(其可以基于DC链路电压和控制输入u的切换时刻得以重构)。此外，其可以接收测量得到的逆变器电流i_i和滤波器电容电流i_f。

·估计器模块36可以产生至少一个或多个下列量：

·位于逆变器1的输出和/或位于LC滤波器12的输入的估计逆变器通量ψ_i。

·位于LC滤波器12的输出的和/或位于电机16的输入的估计定子和/或滤波器输出通量ψ_s。

·位于逆变器12的输出的和/或位于LC滤波器12的输入的估计虚拟滤波器和/或逆变器转矩T_i。转矩T_i可基于估计逆变器通量ψ_i和逆变器电流i_i的叉积、或基于估计逆变器通量ψ_i和估计滤波器电容器通量的叉积进行计算。该计算相差一个取决于滤波器电感L_f的常数。

·估计定子或滤波器输出速度ω_s。

转换器控制器

通常，转换器控制器38可以基于任意控制方法，例如DTC(直接转矩控制)和/或PWM(脉冲宽度调制)。

转换器控制器38可以基于模型预测控制，即，可以包括另一数学模型和另一代价函数，该另一代价函数可以该数学模型方程为约束而被进一步优化。例如，转换器控制器38可以基于MPDTC(模型预测直接转矩控制)和/或MP3C(模型预测脉冲模式控制(modelpredicted pulse pattern control))。

在下文中，将更详细描述基于MP3C的转换器控制器38。

MP3C是一种对具有使用离散电压电平的电压源逆变器12的旋转电机16实现快速闭环控制的方法。MP3C依赖于具有离线计算出的低全谐波失真因子的优化后的脉冲模式(OPP)。OPP被用来产生需要被跟随的参考通量轨迹。MP3C的核心在于在线计算级，其在OPP中调整切换时刻，从而以闭环的形式保持通量处在参考轨迹上。可分别基于估计定子和转子通量对定子通量进行控制。

如图2所示，旋转电机16通过LC滤波器14以及可能的长电缆18和升压变压器连接到逆变器12。因此，在本公开中，MP3C方法适用于处理该整个系统谐振产生的振荡。

核心在线功能是MP3C结构所固有的，其将估计通量与从在线计算OPP中产生的参考通量进行比较。例如，估计定子通量可以与参考定子通量进行比较。在本公开中，将聚焦在逆变器通量的控制上。

图8示出了作为内控制环的MP3C转换器控制器38，其具有如上所述作为外控制环的有源衰减模块30。

MP3C控制器38包括速度控制器(模块)42、转矩控制器(模块)44、通量控制器(模块)46、模式选择器(模块)48、通量参考控制器(模块)50以及模式控制器(模块)52。

这些模块的操作将参考图9进行描述，其示出了由图8的控制器28执行的方法的通量图。

控制器28可以工作在离散时间域和/或可以在等间隔的时刻kT_s被激活，自然数k是离散时间步长并且T_s表示采样时间间隔。可以在静止正交坐标系中用公式表达并且解决该控制问题。该算法包括以下六个步骤，其在时刻kT_s被执行。

在步骤S30中，估计器36在静止坐标系中估计该估计逆变器通量(矢量)ψ_i以及估计定子通量(矢量)ψ_s。

使得＜ψ表示通量矢量的角位置及||ψ||为其幅值。注意，在逆变器12的输出具有长电缆18的情况下，ψ_s将被替换为与滤波器电压v_f相对应的估计滤波器通量(矢量)ψ_f。

在步骤S32中，通量控制器46和模式选择器48选择脉冲模式P(m，d)，其中m是调制索引，d是脉冲数，即每基频的四分之一周期切换的次数。

在步骤S34中，确定参考逆变器通量(矢量)ψ_i*。

速度控制器42从参考速度ω_s*和估计器36提供的估计速度ω_s的差值确定所谓的参考逆变器转矩T_i*。

由此，转矩控制器44接着确定参考逆变器通量ψ_i*的角度或相位＜ψ_i*。逆变器转矩T_i可被描述为其中L_f是谐振滤波器电感，γ是逆变器通量矢量之间的角度。对于给定通量大小和给定转矩参考，定子和转子通量矢量之间的期望角度为

$\mathrm{\γ}*={\sin }^{-1}\left(\frac{L_f{T}_i*}{\left|\right|{\mathrm{\ψ}}_i*\left|\right|\left|\right|{\mathrm{\ψ}}_s\left|\right|}\right)$

接着由通量参考控制器50通过对所选择的三相脉冲模式标称值进行积分(integrating)来获得参考通量矢量ψ_i*，所选择的三相脉冲模式由模式选择器48产生(见下文)。参考角度＜ψ_s+γ*构成了积分的上限。所得到的瞬时参考通量矢量通常具有大小和角度，该大小和角度与其在单位圆上的各值具有很小的差别。

在步骤S36中，计算逆变器通量误差ψ_i，err，其是逆变器参考通量矢量ψ_i*和估计逆变器通量矢量ψ_i，err之间的差，其具有从如上所述的有源衰减模块30得到的进一步校正项ψ_i，damp。

ψ_i，err＝ψ_i*-ψ_i-ψ_i，damp

在步骤S38中，由模式控制器52从选择的模式P(m，d)确定优化脉冲模式。优化脉冲模式与相应的切换时刻是用于转换器12的控制输入u。

MP3C控制问题可以用公式表达为二次代价函数和线性约束的最优化问题，即所谓的二次问题(QP)。代价函数采用分量非常小的对角线权重矩阵Q来限制校正通量误差ψ_i，err(被控变量)和切换时刻的改变(可操控变量)。具体地，QP被公式化为：

${\min }_{\mathrm{\Δ}t}\left(\right||{\mathrm{\ψ}}_{i,err}-{\mathrm{\ψ}}_{i,corr}(\mathrm{\Δ}t)|{|}_2^2+{\mathrm{\Δt}}^{T}Q\mathrm{\Δ}t)$

$s.t.{\mathrm{kT}}_s\≤t_{a1}\≤t_{a2}\≤...\≤t_{{\mathrm{an}}_a}\≤t_{a(n_a+1)}^{*}$

${\mathrm{kT}}_s\≤t_{b1}\≤t_{b2}\≤...\≤t_{{\mathrm{bn}}_b}\≤t_{b(n_b+1)}^{*}$

${\mathrm{kT}}_s\≤t_{c1}\≤t_{c2}\≤...\≤t_{{\mathrm{cn}}_c}\≤t_{c(n_c+1)}^{*}.$

切换时刻的校正聚合在矢量中

$\mathrm{\Δ}t={\left[\begin{array}{cccccccccc}{\mathrm{\Δt}}_{a1}& {\mathrm{\Δt}}_{a2}& \mathrm{...}& {\mathrm{\Δt}}_{{\mathrm{an}}_a}& {\mathrm{\Δt}}_{b1}& \mathrm{...}& {\mathrm{\Δt}}_{{\mathrm{bn}}_b}& {\mathrm{\Δt}}_{c1}& \mathrm{...}& {\mathrm{\Δt}}_{{\mathrm{cn}}_c}\end{array}\right]}^T$

例如，对于a相，第i个转换时刻的校正由Δt_ai＝t_ai-t*_ai给出，其中t*_ai表示第i个转换u_ai的标称切换时刻。同样，后者被定义为Δtu_ai＝u_a(t_ai)-u_a(t_ai*-dt)，其中dt是无限小的时间步长。此外，n_a表示在预测时域内相a中切换转换的次数，是指超过该时域的第一标称切换转换。用于相b和c的量也相应地定义。

切换时刻不能任意修改。对于三相，提出了一组约束以在两种方式约束该切换时刻。首先，通过当前时刻kT_s，即，转换不能回到过去。其次，通过同一相中两个相邻的切换转换，确保了切换转换的正确次序。

图10涉及用于三相三电平脉冲模式的模型预测脉冲模式控制(MP3C)问题，其提供了一个示例以示出该情况。在时域T_p中包括具有固定时长的六个切换转换。由箭头绘出了标称切换时刻的上界和下界。

例如，在相b中的第一切换转换被约束在kT_s和相b中第二转换的标称切换时刻t*_b2之间。相b中的第二切换转换最多能延迟到同相中第三转换的标称切换时刻t*_b3。在该示例中，处于预测时域中的转换次数为n_a＝2，n_b＝3以及n_c＝1。注意，在给定相中的转换可独立于其他相中的转换进行调节。

水平长度T_p是设计参数。如果需要的话，T_p可以增加以确保至少两个相中的切换转换都包括在该水平中。再次参考图10。在T_p小于t*_b2-kT_s的情况下，该时域可以被增加到该值。

最后，模式控制器52从QP中移除将发生在采样时间间隔期间的切换转换。这可通过更新指向存储OPP切换角度和各个三相电势值的查找表的指针来实现。

在步骤40中，模式控制器53在采样时间间隔之外获得切换命令，即，切换时刻和相关的开关位置。该切换命令被发送至逆变器12中半导体开关的栅极单元。

注意，同样的有源衰减方法也适用于无差拍(DeadBeat)版的MP3C方法。

仿真结果

对于中压驱动系统10进行了仿真，中压驱动系统10包括五电平有源中点箝位型(ANPC)逆变器12、LC滤波器14、短电缆18和额定值为1MVA并且具有总泄漏电感L_σ＝0.18pu的6kV鼠笼式感应机器16。

机器16的额定值总结在下表中。

pu系统采用基准量 以及f_B＝f_R＝50Hz来构建。

该机器、滤波器和逆变器参数作为SI量和pu值与其各自的符号一起被总结在表2中。

应当注意的是，dc链路电容值是指一半的dc链路的值，一半即上半部或下半部。电缆18为非常短的100m，因此可以被忽略。

LC滤波器14具有与滤波器电感和电容相关的、非常小的可以被忽略的电阻。由此，由电路提供的无源衰减仅由于机器的定子电阻。由于在中压设置中定子电阻非常小，由系统中电阻总和所提供的无源阻尼几乎为0。这实际上在图11A和11B的仿真结果中被突出显示，其示出了以pu表示的电磁转矩和定子电流。在标称速度下，在10ms内实施从1到0pu的转矩参考斜坡。MP3C转换器控制器28(无衰减模块30)操控逆变器通量矢量使得转矩准确跟随该斜坡。该斜坡激励滤波器在320Hz谐振。当使用基础的没有有源衰减模块30提供的外衰减环的MP3C时，该谐振没有有源衰减。无源衰减意图减小该振荡的幅值，可以从图11A中看出，但是衰减速率非常低，需要几秒钟的时间。

图12A和12B示出了相应的图示，其中具有由衰减模块30提供的有源衰减环的MP3C控制器28的组合。可以看出，振荡迅速并且有效地在10ms左右被消除。其余的微量波动是由于优化脉冲模式中的5次和7次谐波所带来的。

当使用长达几km或甚至几十km长度的长电缆时，该大欧姆电阻被添加到系统中，其提供了无源衰减。这样，LC滤波器14不具有很长的电缆时可以构成最坏的情况，在这种设置至少提供了无源衰减的意义上说。

尽管在附图中和前述说明书中图示并详细地描述了本发明，但这些图示和描述应当被认为是说明性的或示例性的，而非限制性的；本发明不局限于所公开的实施方式。对所公开的实施方式的其他变型可以由本领域技术人员在通过研读附图、说明书和所附权利要求来实施要求保护的发明时得到理解和实现。在权利要求中，措辞“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”不排除多个。单一处理器或控制器或其它单元可以实现在权利要求中引用的若干项的功能。在彼此不同的从属权利要求中限定特定方案的事实不是指这些方案的组合不能够被有利地使用。权利要求中的任何参考标记都不应当理解为限制保护范围。

附图标记列表

10 转换器系统

12 电气转换器

14 LC滤波器

16 电气负载

18 电缆

20 电网

22 模型

24 衰减块

26 电气驱动

28 控制器

30 衰减模块

32 信号滤波器模块

34 调节器模块

36 估计器模块

38 转换器控制模块

40 谐振峰值

42 速度控制器模块

44 转矩控制器模块

46 通量控制器模块

48 模式选择器模块

50 通量参考控制器模块

52 模式控制器模块。

Claims (14)

1.一种用于控制经由滤波器(14)与电气负载(16)或电源(20)互连的电气转换器(12)的方法，所述方法包括步骤：

确定输出信号(y)，所述输出信号(y)包括在所述滤波器(14)中所测量的电流和/或电压；

从所述输出信号(y)确定估计通量(ψ_i)；

基于所述滤波器(14)的数学模型(22)和二次代价函数从所述输出信号(y)确定校正通量(ψ_i，damp)；

基于所述估计通量(ψ_i)和所述校正通量(ψ_i，damp)的和确定用于所述电气转换器(12)的控制输入信号(u)；

用所述控制输入信号(u)对所述转换器(12)进行控制；

通过对至少一个输出信号应用信号滤波器(32)来对所述输出信号(y)中的至少一个进行算法滤波，所述算法滤波被设计为对所述滤波器(14)的谐振频率(40)处的所述至少一个输出信号进行放大，由此从滤波后的输出信号确定所述校正通量(ψ_i，damp)。

2.如权利要求1所述的方法，

接收用于所述电气转换器(12)的参考通量(ψ_i ^*)；

将通量误差(ψ_i，err)设置为所述参考通量(ψ_i ^*)与所述估计通量(ψ_i)和所述校正通量(ψ_i，damp)的所述和之间的差；

基于所述通量误差(ψ_i，err)确定用于所述电气转换器(12)的控制输入信号(u)。

3.如权利要求1或2所述的方法，

其中，所述数学模型基于模拟所述滤波器(14)的行为的差分方程；和/或

其中，所述代价函数不是所述校正通量(ψ_i，damp)的二次型。

4.如前述权利要求中的任一项所述的方法，

其中所述滤波器(14)的所述数学模型被离线求解，并且通过对滤波器电压(v_i)积分来确定所述校正通量(ψ_i，damp)，所述滤波器电压(v_i)是经由最小化遵循所述数学模型的所述二次代价函数计算得到的，结果是所述输出信号(y)的线性方程。

5.如前述权利要求中的任一项所述的方法，其中所述输出信号至少包括以下之一：

在所述转换器(12)和所述滤波器(14)之间的转换器电流(i_i)，

在所述滤波器(14)和所述负载或电源(16、20)之间的负载电流(i_s)，

在所述转换器侧的所述滤波器(14)两端的转换器侧滤波器电压(v_i)，以及

在负载侧或电源侧的所述滤波器(14)两端的负载侧滤波器电压(v_f)。

6.如前述权利要求中的任一项所述的方法，

其中，所述滤波器(14)包括连接所述转换器(12)和所述负载(16)或电源(20)的电感(L_f)，以及连接至所述负载(16)或电源(20)和所述转换器(12)的电容(C_f)。

7.如权利要求1所述的方法，

其中，所述信号滤波器(32)被设计为对与所述谐振频率(40)不同的频率处的至少一个输出信号(y)进行不同的相移。

8.如前述权利要求中的任一项所述的方法，

其中，所述控制输入信号(u)由模型预测控制方法和第二代价函数来确定；

其中，所述第二代价函数限制所述通量误差(ψ_i，err)。

9.如权利要求8所述的方法，

其中，通过更改用于所述转换器(12)的选定脉冲模式的切换时刻以最小化所述第二代价函数来确定所述控制输入信号(u)。

10.如前述权利要求中的任一项所述的方法，

其中，所述控制输入信号(u)包括所述转换器的切换状态。

11.一种用于控制电气转换器(12)的控制器(28)，其中所述控制器适用于执行权利要求1-10中的任一项所述的方法的步骤。

12.一种转换器系统(10)，包括：

用于将第一电流变换为第二电流的转换器(12)；

与所述转换器(12)连接的滤波器(14)；以及

根据权利要求11所述的控制器(28)，用于控制所述转换器(12)。

13.如权利要求12所述的转换器系统(10)，

其中，所述电气转换器(12)包括至少一个逆变器和至少一个有源整流器。

14.如权利要求12或13所述的转换器系统(10)，

其中，所述转换器(12)经由所述滤波器(14)连接至负载(16)和/或电源(20)。