JP6136886B2 - 電鉄用リアクトル、電鉄用電力変換装置及び電鉄用駆動装置 - Google Patents

Description

この発明は、電鉄車両に搭載される電鉄用リアクトルと、この電鉄用リアクトルを用いた電鉄用電力変換装置と、この電鉄用電力変換装置を備えた電鉄用駆動装置に関するものである。

電鉄車両に搭載される電鉄用電力変換装置には、主として半導体スイッチのスイッチング時に発生する高周波ノイズが架線に伝わることを低減するために、リアクトルを用いたノイズフィルタが備えられている。

一方、一般に大電流でない機器に用いられるリアクトルを小型化する技術として、小型でも大きなインダクタンスを得るために、コイルに磁性体を配置して構成することが行われている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１３−５１２８８号公報

しかしながら、電鉄用リアクトルは、数百アンペア以上の大電流を流す必要がある。したがって、従来の大電流でない機器に用いられるリアクトルに採用されている磁性体の配置構成を適用しようとすると、電鉄用リアクトルでは、大電流が流れると磁気飽和によるインダクタンスの低下が生じるという問題があった。

この発明の目的は、上記のような課題を解決するためになされたもので、大電流を流しても、より大きなインダクタンスを得ながら、かつ、より飽和しにくい電鉄用リアクトルを得るものである。

この発明に係る電鉄用リアクトルは、ソレノイド状のコイルと、コイルの軸上であって、コイルの軸方向から見てコイルの内径の内側の領域のみに設けられた磁性体と、を備え、磁性体は、コイルの軸上の磁界分布において通電時の磁界がコイルの中央側よりも低下した領域を含む位置に第１のギャップを介してそれぞれ配置された２体の第１の磁性体と、第１のギャップ内に配置された第２の磁性体と、を含み、第１の磁性体のコイルの軸方向の長さは、第２の磁性体のコイルの軸方向の長さよりも長いことを特徴とする。

この発明は、ソレノイド状のコイルの軸線上の磁界分布において通電時の磁界がコイルの中央側よりも低下した領域を含む位置に磁性体を配置するようにしたので、大電流を流しても、より大きなインダクタンスを得ながら、かつ、より飽和しにくい電鉄用リアクトルを得ることができる。

本発明に係る実施の形態１の電鉄用リアクトルを備えた電鉄用駆動装置の構成を示す図である。 長さが長い磁性体が挿入された場合の電鉄用リアクトルを示す図である。 長さが短い磁性体が挿入された場合の電鉄用リアクトルを示す図である。 磁性体の長さとインダクタンスの関係について説明するための図である。 インダクタンスの電流依存性を示すグラフである。 コイル軸上のコイルの磁界分布を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電鉄用リアクトルを示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電鉄用リアクトルの変形例を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電鉄用リアクトルのギャップの大きさとインダクタンスの関係について説明するための図である。 本発明に係る実施の形態１の電鉄用リアクトルのインダクタンスの電流依存性を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態１の電鉄用リアクトルのインダクタンスの電流依存性を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態２の電鉄用リアクトルを示す図である。 本発明に係る実施の形態２の電鉄用リアクトルの磁界の様子を示す図である。 本発明に係る実施の形態２の電鉄用リアクトルのインダクタンスの電流依存性を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態３の電鉄用リアクトルを示す図である。 本発明に係る実施の形態３の電鉄用リアクトルの変形例を示す図である。 本発明に係る実施の形態４の電鉄用リアクトルを示す図である。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の電鉄用リアクトル２００を備えた電鉄用駆動装置１０１の構成を示す図である。電鉄用駆動装置１０１は、電鉄用電力変換装置１０２と電鉄駆動用モータ１ａとを有している。電鉄用電力変換装置１０２は、架線１ｂから供給される直流電力を交流電力に変換して電鉄駆動用モータ１ａに供給している。電鉄用電力変換装置１０２は、インバータ１ｃで発生する高周波ノイズを除去し架線１ｂに流れ込まないようにするノイズフィルタとして、電鉄用リアクトル２００と、コンデンサ１ｅと、入力コア１ｄとを有している。ここで、電鉄用リアクトル２００は、コンデンサ１ｅとの組合せで架線１ｂとつながる電鉄用電力変換装置１０２の直流電力の入力側の電力線のノイズを減衰させるＬＣローパスフィルタとして動作する。また、電鉄用リアクトル２００単体でも高周波ノイズを減衰させるローパスフィルタとして機能する。なお、コンデンサ１ｅは、直流電力を一旦蓄積する畜電器としても動作する。また、入力コア１ｄは、架線１ｂ及び接地電位とつながる電鉄用電力変換装置１０２の直流電力の入力側の両電力線のコモンノイズを除去する機能を有する。さらに、電鉄用電力変換装置１０２は出力コア１ｆを有し、インバータ１ｃは出力コア１ｆを介して電鉄駆動用モータ１ａに交流電力を供給する。出力コア１ｆは、電鉄用電力変換装置１０２の出力側の電力線のコモンノイズを低減させるノイズフィルタとして動作する。さらに電鉄用電力変換装置１０２は、インバータ１ｃを冷却する冷却フィン１ｇも有している。

以下では、最初に本発明の考え方を説明するために、磁性体とリアクトルとの関係についてまず詳説し、それ以降は主に本発明に係る実施の形態１の電鉄用リアクトル２００について説明する。

磁性体は、コイル磁界Ｈ（エルステッド）に対し、磁性体内では大きな磁束密度Ｂ（ガウス）を発生できる。磁性体内での磁束密度Ｂは、ＣＧＳ系では比透磁率μｒを用いて、Ｂ=μｒ・Ｈで表される。磁性体が未飽和の状態では、比透磁率は１００００程度の値となる。即ち磁界Ｈに対し、１００００倍もの磁束密度Ｂが得られる。このため、磁性体をコイル内径の空芯領域に挿入することで、コイルの鎖交磁束Ｎ・φ＝Ｎ・Ｂ・Ｓは大きな値となる。ここで、Ｎはターン数、φはコイルの１ターン当たりの鎖交磁束、Ｓはコイル断面積である。インダクタンスＬは、Ｌ=Ｎ・φ／Ｉ=Ｎ・Ｂ・Ｓ／Ｉで、磁性体を挿入することにより大きなインダクタンスＬを得ることができる。

まずは、反磁界について説明する。磁性体にコイルの磁界Ｈ_ｃ（外部磁界）を印加すると、磁気モーメントがそろい、磁性体両端にＮ極、Ｓ極が現れる。更に、Ｎ極からＳ極に向かって磁界Ｈ_ｒが生じる。磁界Ｈ_ｒの方向は、コイルの磁界Ｈ_ｃの方向とは反対方向のため、以下では反磁界Ｈ_ｒと呼ぶ。磁性体の内部では、コイルの磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒとはお互い逆方向のため、合成した磁界は弱くなる。即ち、磁性体内の磁界が減少するため、磁性体は飽和しにくくなる。

図２は、コイル２の内径の内側の領域に長さが長い磁性体３ａがコイル軸４に沿って挿入された場合のリアクトルの断面図を示す。図２（ａ）は、コイル２の内側に磁性体が挿入されていない空芯の場合のコイル２の磁界Ｈ_ｃの様子を示す。図２（ｂ）は、磁性体３ａの反磁界Ｈ_ｒの様子を示す。図２（ｃ）は、コイル２の磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒを合成した磁界の様子を示す。反磁界Ｈ_ｒと磁性体の長さとの関係について述べるが、以下では磁性体の長さとは、コイル軸の方向の磁性体の長さのことを指すものとする。

図２において、コイル軸４は、コイル２が一軸対象の形状をしていることを示すための線を示すもので、コイル２の中心を通る軸を指す。ここで、図２（ｂ）及び図２（ｃ）中の＋および−は、それぞれ磁性体３ａのＮ極およびＳ極を示す。図２（ａ）中の太い矢印で磁界Ｈ_ｃの方向を示し、図２（ａ）中の太い矢印の長さで磁界Ｈ_ｃの大きさを示している。図２（ｂ）中の太い矢印で反磁界Ｈ_ｒの方向を示し、図２（ｂ）中の太い矢印の長さで反磁界Ｈ_ｒの大きさを示している。反磁界Ｈ_ｒの向きは、コイル２の磁界Ｈの向きとは反対の方向を示している。図２（ｃ）中の太い矢印でコイル２の磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒを合成した磁界の方向を示し、図２（ｃ）中の太い矢印の長さでコイル２の磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒを合成した磁性体３ａ中の磁界の大きさを示している。図２（ｃ）から明らかなように、コイル２の内側に磁性体３ａを挿入することで、磁性体３ａ中の磁界が減少する。

図３は、コイル２の内径の内側の領域に長さが図２に示した磁性体３ａよりも短い磁性体３ｂが挿入された場合の断面図を示す。ここで、図３（ｂ）及び図３（ｃ）中の＋および−は、それぞれ磁性体３ａのＮ極およびＳ極を示す。図３（ａ）は、図２（ａ）と同様に空芯の場合のコイル２の磁界Ｈ_ｃの様子を示す。図３（ａ）中の太い矢印で磁界Ｈ_ｃの方向を示し、図３（ａ）中の太い矢印の長さで磁界Ｈ_ｃの大きさを示している。図３（ｂ）は、磁性体３ｂの反磁界Ｈ_ｒの様子を示す。図３（ｂ）中の太い矢印で反磁界Ｈ_ｒの方向を示し、図３（ｂ）中の太い矢印の長さで反磁界Ｈ_ｒの大きさを示している。反磁界Ｈ_ｒの向きは、コイル２の磁界Ｈ_ｃの向きとはと反対の方向を示している。図３（ｃ）は、コイル２の磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒを合成した磁界の様子を示す。図３（ｃ）中の太い矢印でコイル２の磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒを合成した磁界の方向を示し、図３（ｃ）中の太い矢印の長さでコイル２の磁界Ｈ_ｃと反磁界Ｈ_ｒを合成した磁性体３ｂ中の磁界の大きさを示している。図３（ｃ）から明らかなように、磁性体３ｂが短いために磁性体３ｂの反磁界Ｈ_ｒが大きく、図３（ｃ）の太い矢印で示す磁性体３ｂ中の磁界も図２（ｃ）に比べて小さい。

したがって、反磁界Ｈ_ｒと磁性体の長さとの関係は、単体で存在する磁性体において、磁性体の長さが長い、すなわちコイル軸の方向のコイルの長さと同じ程度の長さだとＮ極、Ｓ極が離れるために反磁界Ｈ_ｒは弱くなる。逆に、磁性体の長さが短い、すなわちコイル軸に対し磁性体が短いとＮ極、Ｓ極がお互い近づくために反磁界Ｈ_ｒも強くなる。

次に、磁性体の長さとインダクタンスの関係について説明する。図４は、コイル２の内径の内側の領域に長さの長い磁性体３ａ又は短い磁性体３ｂを挿入したそれぞれの場合の磁性体の長さとインダクタンスの関係を説明するための断面図である。図４（ａ）は長い磁性体３ａの場合、図４（ｂ）は短い磁性体３ｂの場合を示す。更に、以下はコイル２に流れる電流が小さく、磁性体３ａ及び磁性体３ｂが飽和しない場合について説明する。図４（ａ）に示すように、長さが長い磁性体３ａをコイル２に挿入した場合、コイル２のコイル軸４の方向全体の鎖交磁束が増大するため、大きなインダクタンスを得る。一方、図４の（ｂ）に示すように長さの短い磁性体３ｂをコイル２に挿入した場合には、鎖交磁束が増加するのはコイル２の全体の内、磁性体のある部分になる。例えば、図４（ｂ）に示すように、コイル軸４上におけるコイル２の中央部に相当する位置４ｂのみに磁性体３ｂを配置した場合には、鎖交磁束が増加するのはコイル２の中央部のみで、両端部は鎖交磁束が増加しない。したがって、インダクタンスの増加は、磁性体の長さが長い場合に比べて小さい。この様にインダクタンスの大きさは、磁性体の量、すなわち磁性体の長さ、特に磁性体の断面積が一定の場合には磁性体の長さが長いほど、インダクタンスが大きくなると考えられる。

ところで、大きなインダクタンスを得るためにコイル２の内側に長さの長い磁性体３ａを挿入すると、反磁界Ｈ_ｒが小さいため飽和しやすくなる。即ち、長さの長い磁性体３ａを挿入すると、容易に飽和するために、大電流ではインダクタンスが低下する。一方、長さの短い磁性体３ｂを挿入すると、大きな値のインダクタンスは得られないが、反磁界Ｈ_ｒの効果のために、大電流でも磁性体３ｂの効果により空芯の場合のインダクタンス値よりも大きなインダクタンス値を得ることがある。この様子を三次元有限要素法にて解析した結果の例を図５に示す。Ａは磁性体３ａの場合、Ｂは磁性体３ａ長さと磁性体３ｂの長さの中間の長さの磁性体の場合、Ｃは磁性体３ｂの場合の解析結果を示す。磁性体を挿入しない空芯の場合のインダクタンスの値を１としている。図５から、磁性体の長さが短くなるにつれ、電流が小さい場合のインダクタンスの値は小さくなるが大電流まで空芯のインダクタンスよりも大きい、すなわち、値が１より大きいことが分かる。

図６は、コイル軸４上のコイル２の磁界分布５をコイル軸４に沿って連続的に描いた図である。図６に示されているように、コイル２に通電した場合のコイル軸４上のコイル２が形成する磁界は、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａでの磁界が弱く、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂでの磁界が強い。この様子を連続的に描いたものが磁界分布５である。また、図６中の太い矢印でコイル２の磁界Ｈ_ｃの方向を示し、図６中の太い矢印の長さでコイル２の磁界Ｈ_ｃの大きさを示している。以下では、上記の磁性体の長さとインダクタンスとの関係を踏まえて、本発明に係る実施の形態１の電鉄用リアクトル２００について詳細に説明する。

図７は、本実施の形態の電鉄用リアクトル２００を示す図である。図７（ａ）は、図７（ｂ）のＢ−Ｂでの切断面である。図７（ｂ）は、図７（ａ）のＡ−Ａでの切断面である。図７（ｃ）は、電鉄用リアクトル２００の斜視図である。なお、図７において、図２から図６にて説明したものと同じ又は同等のものは同じ符号で表し、説明を省略する。図７（ａ）に示すように、第１の磁性体６は、コイル２の内径の内側の領域にコイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａの内、一方の端部に配置している。また、本実施の形態において、図７（ｂ）及び図７（ｃ）に示すように、第１の磁性体６の断面の形状は十字である。

図６に示したように、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂでは、コイル２の磁界が強く、磁性体は飽和しやすい。一方、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａでは、コイル２の磁界が弱く、磁性体は飽和しにくい。したがって、本実施の形態によると、図７（ａ）に示すように、第１の磁性体６を飽和しにくいコイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａに配置しているので、大電流でも大きなインダクタンスを得ながら、かつ、より飽和しにくくなる。

図８に、本実施の形態の変形例である電鉄用リアクトル３００を示す。図８のＡ−Ａでの断面図及び斜視図は、それぞれ図７（ｂ）及び図７（ｃ）と同じである。電鉄用リアクトル３００は、第１の磁性体６を第１の磁性体６ａ、６ｂに分割し、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａにそれぞれ配置している。言い換えると、第１の磁性体６は磁性体６ａ、６ｂの２体からなり、コイル２の両端部にそれぞれ配置されている。以下では、第１の磁性体６の各々の間、すなわち、第１の磁性体６ａと第１の磁性体６ｂとの間を第１のギャップ７と呼ぶものとする。

第１の磁性体６ａ及び６ｂを配置することにより、コイル２が空芯の場合に比べて大電流でも大きなインダクタンス値を確保できる。

図９は、本実施の形態における第１のギャップ７の大きさとインダクタンスの関係を説明するための図である。図９（ａ）は、磁性体３ｃと磁性体３ｄの間に大きな第１のギャップ７ａを設けた場合を示す。図９（ｂ）は、磁性体３ｃと磁性体３ｄの間に小さな第１のギャップ７ｂを設けた場合を示す。図９（ｃ）は、第１のギャップ７がない場合を示す。図９中の太い矢印は、反磁界Ｈ_ｒのみを表している。図９中の太い矢印で反磁界Ｈ_ｒの方向を示し、図９中の太い矢印の長さで反磁界Ｈ_ｒの大きさを示している。図９中の＋および−は、それぞれ磁性体３ｃ及び磁性体３ｄのＮ極およびＳ極を示す。

図９（ａ）に示すように、磁性体３ｃと磁性体３ｄの間に大きな第１のギャップ７ａを設けると、大きな第１のギャップ７ａを挟んで対向するＮ極とＳ極とが離れており、お互いに影響しない。すなわち、磁性体が離れていると、独立の磁性体の様に取り扱え、より反磁界の大きさが大きくなる。

図９（ｂ）に示すように、磁性体３ｃと磁性体３ｄの間に小さな第１のギャップ７ｂを設けると、小さな第１のギャップ７ｂを挟んで対向するＮ極とＳ極とが近くなり、お互いに影響して打ち消しあう。この場合は、図９（ｃ）の示すような第１のギャップのない場合に近づき、あたかも一体の磁性体の様に見え、反磁界Ｈ_ｒも小さくなる。

また、反磁界Ｈ_ｒは形状に比例する。すなわち、反磁界Ｈ_ｒは、磁性体のコイル軸４に垂直な断面の面積と磁性体の長さで決まる。さらに、複数個の磁性体が存在する場合には磁性体間の第１のギャップの大きさもパラメータになる。特に、第１の磁性体６ａと６ｂのコイル軸４に沿った長さの合計が一定の値になる場合には、反磁界Ｈ_ｒは断面の面積に対する第１のギャップ７の比で決まる。

図１０に、ギャップを変化させた場合のインダクタンスの電流依存性の変化を３Ｄ有限要素法解析で求めた結果を示す。図１０に示す解析においては、第１の磁性体６ａと６ｂのそれぞれの長さは一定とし、コイル軸４に垂直な断面の形状を円径と仮定して、断面の面積に等しい面積の円の半径を求め、この半径に対する第１のギャップ７の比をパラメータとし変化させた。図１０に示すグラフの凡例では、第１の磁性体６ａ、６ｂの半径に対する第１のギャップ７の比を、半径対ギャップ比として表している。即ち、ギャップがゼロの場合は比がゼロであり、ギャップと半径が等しい場合は比は１になる。また、コイル２が空芯の場合のインダクタンスの値を１としたときの規格インダクタンス値を電流依存性として示した。解析に用いたモデルのコイル軸３に垂直な断面の形状は、図７（ｂ）に示すように十字で、材質は鉄とした。

本実施の形態では、第１の磁性体６ａ及び６ｂの材質として鉄を用いた場合を説明したが、珪素鋼板、ＳＳ４００及び純鉄などの鉄でも良い。

図１０から、第１のギャップ７が大きくなるに従い、インダクタンスの値が低下することが分かる。また、第１のギャップ７が大きくなるに従い、コイル２が空芯の場合のインダクタンスに近づいた時の電流値は大きくなるが、小さな電流値でのインダクタンスは低下することも分かる。但し、コイル２が空芯の場合のインダクタンスに比べて数倍のインダクタンスを確保しており、第１の磁性体６ａ及び６ｂを挿入したことにより得られた効果は大きい。

ここで、上記の解析に用いた計算式の誤差を１０％とすると、効果に明確な差が現れるのは、半径対ギャップ比が０．０４３以上の場合である。この場合、例えば磁性体の半径が２５ｍｍから２５０ｍｍ程度においては、第１のギャップ７が２５０×０．０４３≒１０ｍｍ以上であれば効果があることになる。

図１１は、別モデルを用いて、上記の解析と同様に３Ｄ有限要素法解析を行った結果である。第１の磁性体６ａの長さと第１の磁性体６ｂの長さとの合計値を一定として、第１のギャップ７をパラメータとして解析を行った。図１１に示すグラフの凡例では、鉄心全長に対するギャップの比を鉄心全長対ギャップ比として表している。すなわち、第１のギャップ７の長さが、第１の磁性体６ａの長さと第１の磁性体６ｂの長さの合計値よりも２倍大きい場合には、比は２であり、第１のギャップ７がない場合には比は０である。

図１１に示すように、少なくとも磁性体の長さに対し第１のギャップ７の長さが２／３以上である場合、第１のギャップ７がない場合（比がゼロ）の磁性体に比べて顕著に大電流まで大きなインダクタンスが得られている。すなわち、第１のギャップ７がない（比がゼロ）場合のインダクタンスの低下が開始する電流は６００Ａであるのに対し、比が２／３の場合には電流は１２００Ａと２倍になる。

この様に、磁性体を第１の磁性体６ａと第１の磁性体６ｂとに分割した２分割型リアクトルであっても、第１の磁性体６ａと第１の磁性体６ｂとを間に第１のギャップ７を設けると、大電流でもインダクタンスの飽和を避けることが可能である。

図６に示したように、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂでは、コイル２の磁界が強く、磁性体は飽和しやすい。一方、コイル軸３上のコイル２の端部に相当する４ａでは、コイル２の磁界が弱く、磁性体は飽和しにくい。したがって、第１のギャップ７を大きくすると、第１の磁性体６ａと６ｂは、よりコイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａに近づく。この場合、先に述べたように、磁界が弱まる効果があり、第１の磁性体６ａ及び６ｂが飽和しにくくなり、大電流でも空芯コイルに比べ大きなインダクタンスを確保できる様になる。

より大きなインダクタンスを得るために、図７（ａ）に示すように、第１の磁性体６ａ及び６ｂは、コイル２の両端より外側にはみ出していても良い。

最もコイル２の磁界が強いコイル軸４上のコイル２の中心に相当する位置４ｂには、第１の磁性体６ａ及び６ｂを配置しないようにするとより効果的である。言い換えると、第１のギャップ６をコイル軸４上のコイル２の中心に相当する位置４ｂに配値するとより効果的である。

また、本実施の形態では、図７（ｂ）に示すように第１の磁性体６ａ及び６ｂの断面の形状が十字のものを示したが、円形でも良い。

本実施の形態では、架線から直流電力が供給される場合で説明したが、架線から交流電力が供給される場合でも使用できる。この場合の電鉄用電力変換装置１０２は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータから出力された直流電力を、モータを駆動するための交流電力に変換するためのインバータとから構成されている。

本実施の形態によると、コイルの内側に磁性体が挿入されているので、小型化を達成できており、また、大電流でも使用できるので、電鉄用途に適している。

実施の形態２．
図１２は、本発明に係る実施の形態２の電鉄用リアクトル４００を示す図である。本実施の形態は、実施の形態１における第１のギャップ７に相当する位置、すなわち、コイル２の中央側に第２の磁性体９を配置したこと以外は、実施の形態１と同じである。第２の磁性体９を加えることで、鉄の量を確保することができる。

コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに配置された第２の磁性体９は、第１の磁性体６ａ及び６ｂと比べて、長さが短いものを用いることで、反磁界Ｈ_ｒが増大し、飽和し難くなる。但し、磁性体の長さが短いと磁性体量が小さく、磁性体をコイル２の内側に挿入したことによる効果、すなわち、コイル２が空芯の場合と比較してインダクタンスが増大するという効果が小さくなる。このため、コイル２の磁界が弱い、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａに配置する第１の磁性体６ａ及び６ｂは、第２の磁性体９よりも長い磁性体を配置すると良い。磁性体を長くすると反磁界Ｈ_ｒが弱くなるが、コイル２の磁界も弱くなる。したがって、第２の磁性体９の飽和しやすさは、第１の磁性体６ａ及び６ｂと大差なくできる。これにより、磁性体量を確保しながら、大電流でも飽和しにくいリアクトルを得ることができる。

図６に示したように、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂでは、コイル２の磁界が強く、磁性体が飽和しやすい。したがって、本実施の形態の構成のように、長さの短い第２の磁性体９をコイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに配置することで、第２の磁性体９の反磁界Ｈ_ｒが大きくなり、飽和しにくくなる。一方、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａでは、コイル２の磁界が弱く、磁性体が飽和しにくい。したがって、本実施の形態の構成のように、長さの長い第１の磁性体６ａ及び６ｂをコイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａに配置するとことで、全体として磁性体量を稼いでいる。

図１３は、本実施の形態の電鉄用リアクトル４００における磁界の様子を示した図である。図１３（ａ）の太い矢印は、第１の磁性体６ａ、６ｂ及び第２の磁性体９それぞれの反磁界Ｈ_ｒを表している。すなわち、図１３（ａ）から、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに配置された長さの短い第２の磁性体９の反磁界Ｈ_ｒが、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａに配置された長さの長い第１の磁性体６ａ及び６ｂをの反磁界Ｈ_ｒよりも強いことが分かる。

図１３（ｂ）の太い矢印は、コイル２の磁界と第１の磁性体６ａ、６ｂ及び第２の磁性体９それぞれの反磁界Ｈ_ｒとの合成した磁界を表している。すなわち、図１３（ｂ）から、磁性体内の合成した磁界が、第１の磁性体６ａ、６ｂ及び第２の磁性体９でほぼ等しいことが分かる。

上記の様に、３体からなる３分割の形状の磁性体をコイル２の内側に挿入することで、磁性体の量を確保しながら、各磁性体の反磁界Ｈ_ｒをコイル軸４上の位置に応じて最適化できる。すなわち、コイル２の磁界が強い中央には強い反磁界Ｈ_ｒを発生する磁性体を配置し、コイル２の磁界が弱い端部に反磁界Ｈ_ｒの弱い磁性体を配置するので、コイル２が空芯の場合よりも大きなインダクタンスを得ながら、かつ飽和しにくいリアクトルを得ることが可能になる。

図１４は、３Ｄ有限要素法解析で解析した電流とインダクタンスの関係を示した図である。図１０と同様に、コイル２が空芯の場合のインダクタンスの値を１としたときの規格インダクタンス値を電流依存性としている。磁性体の長さが同じ、すなわち、磁性体の合計の量が同じ条件で解析を行った。磁性体の分割なしの形状と、磁性体が３分割の形状で比較した。また、磁性体の３分割の形状は、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに配置された磁性体の長さが長く、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａに配置された磁性体の長さが短い場合（中心長＞＞端部長）と、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに配置された磁性体の長さが短く、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａに配置された磁性体の長さが長い場合（中心長＜＜端部長）と、磁性体を等分割にした場合（中心長≒端部長）との３種類である。合計４種類の形状について比較した結果を図１４に示す。

図１４から、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する４ａに配置された磁性体の長さが長く、コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに配置された磁性体の長さが短い方が、インダクタンス値は低下するが大電流までインダクタンス値が一定であることが分かる。したがって、本実施の形態によると、磁性体量を確保しながら、大電流でも飽和しにくいリアクトルを得ることができる。

磁性体は、一般に、交流電源で使用する場合にはソリッドの鉄でも良く、周波数が数百Ｈｚ以下では鉄特に積層鋼板が多く、渦電流が問題になる場合にはフェライトが用いられる。

本実施の形態によると、コイルの内側に磁性体が挿入されているので、小型化を達成できており、また、大電流でも使用できるので、電鉄用途に適している。

実施の形態３．
図１５は、本実施の形態に係る電鉄用リアクトル５００を示す図である。本実施の形態は、実施の形態１における第１の磁性体６ａ及び６ｂのそれぞれが、２分割されている以外は、実施の形態１と同じである。

図１５に示すように、第１の磁性体の群体１０は、磁性体１０ａと磁性体１０ｂとに分割されている。同様に、第１の磁性体の群体１１は、磁性体１１ａと磁性体１１ｂとに分割されている。磁性体１０ａ及び磁性体１１ａは、コイル軸４上のコイル２の端部寄りに配置されている。磁性体１０ｂ及び磁性体１１ｂは、コイル軸４上のコイル２の中央寄りに配置されている。磁性体１０ｂと磁性体１１ｂとの間、すなわち、第１の磁性体の群体１０と第１の磁性体の群体１１との間のギャップを第２のギャップ１２と呼ぶ。また、磁性体１０ａと磁性体１０ｂとの間のギャップを第３のギャップ１３と呼び、磁性体１１ａと磁性体１１ｂとの間のギャップを第４のギャップ１４と呼ぶ。

先に述べたように、コイル軸４上のコイル２の中心に近づくほど、コイルの磁界Ｈ_ｃが強くなるので飽和しやすい。また、図１０から分かるように、隣り合う磁性体間のギャップが小さいほど、一体型の磁性体に近くなり、反磁界Ｈ_ｒが弱くなるので飽和しやすくなる。

コイル２の磁界Ｈ_ｃが強いコイル軸４上のコイル２の中心寄りに配置されている第２のギャップ１２を大きくすることで、飽和しにくくする。さらに、コイルの磁界Ｈ_ｃが弱いコイル軸４上のコイル２の端部寄りに配置されている第３のギャップ１３及び第４のギャップ１４を小さくして磁性体を密に配置する。言い換えると、第３のギャップ１３及び第４のギャップ１４は、第２のギャップ１２よりも小さくすることで、磁性体が飽和しにくく、かつインダクタンスの大きなリアクトルを得ることが可能になる。

上記では、磁性体が４分割されている場合で説明したが、分割数は、４分割に限らない。一例として、以下に６分割した例をあげて説明する。

図１６は、本実施の形態の変形例である電鉄用リアクトル６００を示す図である。図１６に示すように、第１の磁性体の群体１５は、磁性体１５ａと磁性体１５ｂと磁性体１５ｃとに分割されている。同様に、第１の磁性体の群体１６は、磁性体１６ａと磁性体１６ｂと磁性体１６ｃとに分割されている。第１の磁性体群１６は、コイル軸４上のコイル２の端部寄りから中央に向かって、磁性体１５ａ、磁性体１５ｂ、磁性体１５ｃの順に配置されている。同様に、第１の磁性体の群体１６は、コイル軸４上のコイル２の端部寄りから中央に向かって、磁性体１６ａ、磁性体１６ｂ、磁性体１６ｃの順に配置されている。

磁性体１５ｃと磁性体１６ｃとの間、すなわち、第１の磁性体の群体１５と第１の磁性体の群体１６との間のギャップを第５のギャップ１７と呼ぶ。磁性体１５ａと磁性体１５ｂとの間のギャップを第６のギャップ１８ａ、磁性体１５ｂと磁性体１５ｃとの間のギャップを第７のギャップ１８ｂ、磁性体１６ａと磁性体１６ｂとの間のギャップを第８のギャップ１９ａ、磁性体１６ｂと磁性体１６ｃとの間のギャップを第９のギャップ１９ｂと呼ぶこととする。

コイル２の磁界Ｈ_ｃが強いコイル軸４上のコイル２の中央寄りの位置に配置されている磁性体１５ｃ及び磁性体１６ｃは、飽和しやすいので、長さを短くしている。逆に、飽和しにくいコイル軸４上のコイル２の端部寄りの位置に配置する磁性体１５ａ、磁性体１５ｂ、磁性体１６ａ及び磁性体１６ｂの長さを長くすることで、鉄の量を確保している。

第６のギャップ１８ａと第７のギャップ１８ｂの大きさは等しい。第８のギャップ１９ａと第９のギャップ１９ｂの大きさは等しい。第６のギャップ１８、第７のギャップ１８ｂ、第８のギャップ１９ａ及び第９のギャップ１９ｂの大きさは、第５のギャップ１７よりも小さい。本実施の形態によると、飽和しにくく、かつインダクタンスの大きなリアクトルを得ることが可能になる。

本実施の形態では、磁性体を４分割及び６分割した例で説明したが、分割数はこれに限らない。磁性体の配置については、コイル軸４上のコイル２の端部に近いほど、磁性体は長く、ギャップは小さくすると良い。本実施の形態では、第２の磁性体は分割されていない場合で説明したが、第２の磁性体はｎ個に分割されていても良い。

また、実施の形態１と同様に、本実施の形態においても、２つの磁性体群を挿入しなくても、どちらか一方の磁性体群だけでも良い。また、コイル軸４上の中心に磁性体を加えて配置しても良い。

本実施の形態によると、大電流でも大きなインダクタンスを得ながら、より飽和しにくくなる。

実施の形態４．
図１７は、本実施の形態に係る電鉄用リアクトル７００を説明するための図である。図１７（ａ）に、コイル２が作る磁界を示す。図１７（ｂ）に、本実施の形態に係る電鉄用リアクトル７００を示す。本実施の形態は、実施の形態２における第１の磁性体６ａ及び６ｂに相当する磁性体のコイル２の外側に面したそれぞれの端面が、凸形状である以外は、実施の形態２と同じである。図１７（ｃ）に、電鉄用リアクトル７００と磁束線の関係を示す。

図６でコイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａのコイル２の磁界が弱いことを示した。図１７（ａ）に示すように、コイル２が作る磁界はコイル軸４に沿って、急激に弱くならず広い範囲で徐々に弱くなる。図１７（ａ）の実線は、コイル軸４上のコイル２の磁界分布５を示す。

コイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａに、第１の磁性体２０と２１が配置されている。コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂに、第２の磁性体２２が配置されている。第１の磁性体２０の面の内、コイル軸４上におけるコイル２の端部側の端面２０ａは、外径側角部２０ｂが削られた凸形状をしている。同様に、第１の磁性体２１の面の内、コイル軸４上におけるコイル２の端部側の端面２１ａは、外径側角部２１ｂが削られた凸形状をしている。

コイル軸４上のコイル２の中央に相当する位置４ｂは、コイル２の磁界が強く、コイル軸４に沿ってコイル２の磁界は均一である。一方、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａは、コイル２の磁界が弱く、コイル軸４に沿ってコイル２の磁界が大きく変化する。したがって、端面２０ａ及び端面２１ａを凸形状にすることで、第１の磁性体２０及び２１中の磁界が不均一になり、飽和する部分と飽和していない部分とが混在することになることを防いでいる。

図１７（ｃ）では、分かりやすくするために、磁束線２３のみに番号を記載した。図１７（ｃ）において、磁束線２３以外は、図１７（ｂ）と同じものを示す。第１の磁性体２０の外径側角部２０ｂ及び第１の磁性体２１の外径側角部２１ｂに相当する部分では、磁束線が集中していることが分かる。したがって、第１の磁性体２０の外径側角部２０ｂ及び２１ｂに相当する部分は、コイル軸４に沿った長さを短くし、反磁界Ｈ_ｒを大きくすると、より磁性体の飽和を避けることが可能になる。言い換えると、本実施の形態によれば、第１の磁性体２０の端面２０ｂ及び２１ｂを凸形状にすることで、より磁性体の飽和を避けることが可能になる。

磁性体中の磁界が不均一の場合、磁界の強い箇所から局部的に飽和し、インダクタンスの低下が始まる。従って、磁性体中の飽和は、極力一様にするのが良い。先に述べたように、飽和を避けるには、磁性体の長さを短くし、反磁界Ｈ_ｒを強くすれば良い。すなわち、コイル軸４上のコイル２の端部に相当する位置４ａに配置する磁性体に、長さが長い部分と短い部分を設け、反磁界Ｈ_ｒに強弱を付ければコイル２との合成した磁界もより平均的に一様にできる。従って、本実施の形態によると、磁性体の反磁界Ｈ_ｒに強弱を持たせ、コイル２との合成した磁界を一様にすることが出来る。これにより、大電流でもインダクタンス値の保持が可能となる。

本実施の形態では、第１の磁性体２０の端面２０ｂ及び２１ｂの両方を凸形状にする場合で説明したが、どちらか一方だけでも良い。また、第２の磁性体２２は配置しなくても良い。

なお、以上では、電鉄用電力変換装置が電鉄車両の動輪を回転させる電鉄用駆動用モータを駆動するための場合について説明したが、電鉄用電力変換装置は電鉄車両の空調装置に搭載されるモータを駆動しても同様の効果が得られるのは言うまでも無い。

１ａ 電鉄駆動用モータ、１ｂ 架線、２ コイル、４ コイル軸、５ 磁界分布、
６、６ａ、６ｂ 第１の磁性体、７ 第１のギャップ、９ 第２の磁性体、
１０ 第１の磁性体の群体、１１ 第１の磁性体の群体、１２ 第２のギャップ、
１５ 第１の磁性体の群体、１６ 第１の磁性体の群体、２０、２１ 第１の磁性体、
２２ 第２の磁性体、１０１ 電鉄用駆動装置、１０２ 電鉄用電力変換装置、
２００、３００、４００、５００、６００、７００ 電鉄用リアクトル。

Claims (12)

1. ソレノイド状のコイルと、
   前記コイルの軸上であって、前記コイルの軸方向から見て前記コイルの内径の内側の領域のみに設けられた磁性体と、
   を備え、
   前記磁性体は、前記コイルの軸上の磁界分布において通電時の磁界が前記コイルの中央側よりも低下した領域を含む位置に第１のギャップを介してそれぞれ配置された２体の第１の磁性体と、前記第１のギャップ内に配置された第２の磁性体と、を含み、
   前記第１の磁性体の前記コイルの軸方向の長さは、前記第２の磁性体の前記コイルの軸方向の長さよりも長いこと
   を特徴とする電鉄用リアクトル。
2. 前記第１の磁性体の前記コイルの軸に垂直な断面の半径に対する前記第１のギャップの前記コイルの軸方向の長さの比が０．０４３以上であること
   を特徴とする請求項１に記載の電鉄用リアクトル。
3. 前記第１のギャップの前記コイルの軸方向の長さに対する前記第１の磁性体の前記コイルの軸方向の長さの比が３分の２以上であること
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載の電鉄用リアクトル。
4. ソレノイド状のコイルと、
   前記コイルの軸上であって、前記コイルの軸方向から見て前記コイルの内径の内側の領域のみに設けられた磁性体と、
   を備え、
   前記磁性体は、前記コイルの軸上の磁界分布において通電時の磁界が前記コイルの中央側よりも低下した領域を含む位置にギャップを介してそれぞれ配置された２体の第１の磁性体を含み、
   前記第１の磁性体の各々は、ｎ個に分割された第１の磁性体の群体からなること
   を特徴とする電鉄用リアクトル。
5. 前記第１の磁性体の群体の各々に含まれる磁性体間のギャップの前記コイルの軸方向の長さは、前記第１の磁性体の群体間のギャップの前記コイルの軸方向の長さよりも短いこと
   を特徴とする請求項４に記載の電鉄用リアクトル。
6. 前記第１の磁性体の群体の内、前記コイルの中央寄りの位置に配置された磁性体の前記コイルの軸方向の長さは、前記コイルの端部寄りの位置に配置された磁性体の前記コイルの軸方向の長さよりも短いこと
   を特徴とする請求項５に記載の電鉄用リアクトル。
7. 前記磁性体は、前記第１の磁性体の群体間のギャップ内に配置された第２の磁性体をさらに含むこと
   を特徴とする請求項４から請求項６のいずれか１項に記載の電鉄用リアクトル。
8. ソレノイド状のコイルと、
   前記コイルの軸上であって前記コイルの内径の内側の領域に設けられると共に、前記軸上の磁界分布において通電時の磁界が前記コイルの中央側よりも低下した領域を含む位置に配置された第１の磁性体と、
   を備え、
   前記第１の磁性体は、２体からなると共に、前記コイルの両端部にそれぞれ配置され、
   前記第１の磁性体の各々は、ｎ個に分割された第１の磁性体の群体からなり、
   前記第１の磁性体の群体は、前記コイルの端部に配置され、
   前記第１の磁性体の群体の各々に含まれる磁性体間のギャップの前記コイルの軸方向の長さは、前記第１の磁性体の群体間のギャップの前記軸方向の長さよりも短く、
   前記第１の磁性体の群体の内、前記コイルの中央寄りの位置に配置された磁性体の前記コイルの軸方向の長さは、前記コイルの端部寄りの位置に配置された磁性体の前記コイルの軸方向の長さよりも短いこと
   を特徴とする電鉄用リアクトル。
9. 前記第１の磁性体の前記コイルの外側に面した端面に凸部を有すること
   を特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電鉄用リアクトル。
10. 請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電鉄用リアクトルを備え、
    前記電鉄用リアクトルは、架線につながる電力線に重畳されるノイズを除去すること
    を特徴とする電鉄用電力変換装置。
11. 電鉄車両の動輪を回転させるモータと、
    前記架線から供給される直流電力及び交流電力のいずれかを受けて前記モータを駆動する駆動電力を出力する請求項１０に記載の電力変換装置と、
    を備えたことを特徴とする電鉄用駆動装置。
12. 電鉄車両の空調装置に搭載されたモータと、
    前記架線から供給される直流電力及び交流電力のいずれかを受けて前記モータを駆動する駆動電力を出力する請求項１０に記載の電力変換装置と、
    を備えたことを特徴とする電鉄用駆動装置。

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