JP6104813B2 - プラズマ処理システムおよびこれを制御する方法 - Google Patents

Description

半導体産業では、シリコンウェハを製造するためのＲＦ駆動プラズマチャンバの使用がよく見られる。このような用途では、シース電圧、特にどのようにシース電圧がウェハ自体のＤＣバイアス電位に関わるかを監視する必要性が一般に存在している。

現在、ウェハ電位ならびにシース電位およびバルクプラズマ電位を確認する技術がいくつか存在している。ウェハＤＣバイアス電位に関して、一監視方法は、ウェハと静電チャック（ＥＳＣ）との間のリーク電流を、印加されたＤＣ電圧がＥＳＣに変化する間に検知することによってウェハの自己バイアス電圧を測定することを含む。この技術が、いくつかの現行の生産環境内で使用される際、比較値はリーク電流の量に大きく依存し、リーク電流の量はシステムのＥＳＣの種類に連動する。また、ウェハを介したＥＳＣへのリーク電流を検知する方法は、さまざまな種類のウェハ裏面のフィルムに大きく依存する。

ウェハバイアス電位を確認するための別の方法は、ＥＳＣの外縁部に取り付けられ、プラズマに接触する炭化ケイ素ピンの使用によるものである。しかし、このようなピンは、消耗品であり、生産環境内で頻繁に取り替える必要がある。

ウェハのＤＣバイアスを検知するための第３の方法は、ＥＳＣのＲＦ電圧プローブと、ピーク間ＲＦ電圧からウェハ電圧を計算する信号処理部とによる。この方法は、較正された利得オフセットの使用によってＥＳＣのＲＦ電圧をＤＣ値に合わせて調整することによって、プローブがプラズマに直接接触せずにウェハＤＣバイアス電圧を検知するための手段を備える。この方法は、ウェハのＲＦピーク間電圧とおよびＤＣ電位との純直線関係を前提とし、多周波数プラズマの場合とは異なる。図１は、ＲＦ Ｖｐｐに対するウェハバイアスの相関性を示す。図１では、直線近似が適用される場合、Ｒの２乗値は１よりかなり小さくなる［たとえばＲ−ｓｑ：０．９０］。

添付の図面では、本発明を一例として示すが、限定することを目的とせず、同じ符号は同じ要素を示す。

ＲＦ Ｖｐｐに対するウェハバイアスの相関性を示す図である。

開示するＲＦ電圧伝達関数の出力に対するウェハバイアスの相関性を示し、Ｒの２乗値が１にかなり近似していることを示す図である。

Ｓｉカーバイドピンによって見られるプラズマ電位とワイヤードウェハ（配線済みウエハ）によって測定されるウェハ電位との関係を確認する試験を説明する図である。

Ｌａｍ ＤＦＣ２３００ Ｆｌｅｘ４５プラットフォームで２ＭＨｚ、２７ＭＨｚおよび６０ＭＨｚを使用してＨＡＲＣ（高アスペクト比コンタクト）処理時にＳｉ ＨＥＲ（ホットエッジリング）によって見られる電圧に対するＳｉカーバイドピンによって見られる電圧を示す図である。

３つのＲＦ発生器によるＥＳＣ電源から成るＲＦ駆動プラズマを有するシステムを示す図である。

開示する発明の実施形態を示し、電圧プローブは容量分圧器ネットワークから成り、ＥＳＣ基板にごく接近しているＲＦロッドと、信号調節および信号処理装置とに取り付けられることを示す図である。

デジタル信号処理部を有するアナログのＲＦ電圧信号調節ネットワークの実施形態を示す図である。

周波数依存性のＲＦ電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのＲＦ電圧プローブを示す図である。 周波数依存性のＲＦ電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのＲＦ電圧プローブを示す図である。 周波数依存性のＲＦ電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのＲＦ電圧プローブを示す図である。 周波数依存性のＲＦ電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのＲＦ電圧プローブを示す図である。 周波数依存性のＲＦ電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのＲＦ電圧プローブを示す図である。

本発明の実施形態に従う例示的なデジタル実現の実施形態のブロック図である。

ここで、本発明を、添付の図面に示すいくつかの実施形態を参照して詳細に説明する。以下の説明では、本発明の理解を深めるために多数の具体的な詳細を記載している。しかし、本発明はこれらの具体的な詳細の一部または全部がなくても実施することが可能であることは、当業者にとって明らかであろう。他の例では、本発明が不必要に曖昧とならないように、周知の処理工程および／または構造は詳細に説明していない。

方法および技術を含めてさまざまな実施形態を本願明細書の以下に説明する。本発明は、本発明の技術に関する実施形態を実施するためのコンピュータ可読命令を保存するコンピュータ可読媒体を含む製品に及ぶことにも留意する必要がある。コンピュータ可読媒体は、コンピュータ可読コードを保存するために、たとえば、半導体、磁気、光磁気、光学またはその他の形態のコンピュータ可読媒体を含んでもよい。さらに、本発明は本発明の実施形態を実施するための装置にも及んでもよい。このような装置は、本発明の実施形態に関するタスクを実施するための専用回路および／またはプログラマブル回路を含んでもよい。このような装置の例は、適切にプログラムされる場合、汎用計算機および／または専用計算機を含み、コンピュータ／計算機と、発明の実施形態に関するさまざまなタスクに適した専用／プログラマブル回路との組合せを含んでもよい。

開示する発明の実施形態は、ＥＳＣのＲＦ電圧を適切にフィルタリングして調整し、ウェハにバイアスをかける際に多重ＲＦ周波数の寄与を示す伝達関数を利用することによって、ウェハバイアス電位を測定する能力をエンドユーザに提供する。図２は、開示するＲＦ電圧伝達関数の出力に対するウェハバイアスの相関性を示し、Ｒの２乗値が１にかなり近似している［たとえばＲ−ｓｑ：０．９７］ことを示す。

本発明は、炭化ケイ素ピンでＤＣバイアス電位を測定する既存の方法を改善しようと試みる間に着想した。このピンの摩耗率およびピンを収容したクォーツ絶縁材の摩耗率は、製造スループットの制限因子であることがわかった。多周波数プラズマのＲＦ電圧とウェハ電位との間に非線形関係が存在したが、伝達関数はプラズマを駆動する個々の周波数それぞれの寄与に基づいてウェハ電位を誘導するために使用できたことがわかった。

図３に示すように、Ｓｉカーバイドピンによって見られるプラズマ電位とワイヤードウェハによって測定されるウェハ電位との関係を確認するために試験を実施した。そこで、開示する伝達関数は、既存のＳｉカーバイドピンによって見られる電圧信号との相関性が高いことを示した。

図４は、Ｌａｍ ＤＦＣ２３００ Ｆｌｅｘ４５プラットフォーム（カリフォルニア州フレモント、Ｌａｍ Ｒｅｓｅａｒｃｈ社製）で２ＭＨｚ、２７ＭＨｚおよび６０ＭＨｚを使用してＨＡＲＣ（高アスペクト比コンタクト）処理時にＳｉ ＨＥＲ（ホットエッジリング）によって見られる電圧に対するＳｉカーバイドピンによって見られる電圧を示す。ワイヤードウェハに対するＳｉカーバイドピンの上記の相関性を考慮すると、可換性は、プラズマを駆動する個々のＲＦ電圧に関わる伝達関数がウェハ界面のプラズマシース電圧も有効に表現するという意見に信頼性を与える。１または複数の実施形態では、伝達関数を誘導するためにＲＦ電圧に状態空間解析を実行してもよい。状態空間モデリングはよく知られており、本願明細書では詳しく説明しない。１または複数の実施形態は、頑健性を改善するために、知られている過度的な取扱技術を適用してもよい。

図面および以下の説明を参照して発明の実施形態の特徴および利点をさらに良く理解することができる。

一般的に言えば、ＲＦ駆動プラズマ内でプラズマシース電位のＤＣ成分を間接的に測定する能力は、ＥＳＣにごく接近しているＲＦロッドに接続される電圧プローブに依存する。図５Ａは、インピーダンス整合回路網５０６を介した３つのＲＦ発生器５０４Ａ、５０４Ｂおよび５０４ＣによるＥＳＣ５０２電源から成るＲＦ駆動プラズマを有するシステムを示す。これらのＲＦ発生器は、図に示すように異なるＲＦ周波数を提供し、周波数の数が用いられているが、用途に応じて、用いられる正確な周波数と用いられるＲＦ発生器の数とを変えてもよい。基板５０８（またはＥＳＣを伴う別の非プラズマ曝露要素）にごく近接する（すなわち、ＲＦ電圧を感知できるほど十分近い）ＲＦロッドまたは別の好適なＲＦ検出機構は、ＲＦ電圧を容量分圧器ネットワーク５３０に提供する。容量分圧器５３０は、図５Ｂと共に本願明細書にさらに詳細に説明する。次に、容量分圧器ネットワーク５３０の出力は、信号調整および処理ブロック５３２に提供され、図５Ｃと共に本願明細書の以下にさらに詳細に説明する。

図５Ｂは、開示する本発明の例示的実施形態を示し、電圧プローブは容量分圧器ネットワーク５３０を含み、ＥＳＣ基板にごく接近しているＲＦロッド（または他の好適なＲＦ感知機構）に連結され、信号調節および信号処理装置に連結されることを示す。図５Ｂの例では、キャパシタＣ１はキャパシタＣ２に直列であり、並列なキャパシタＣ３／Ｃ４と直列である。図５Ｂに示すように電圧信号が得られる。容量分圧器の電圧プローブは、プラズマを駆動するＲＦ電力を過度に摂動することなく、感知されるＲＦ電圧に対して高インピーダンス経路をもたらす。

容量分圧器の特定の性質は、プラズマを駆動するＲＦ発生器に依存し、最も周波数の高い高周波発生器が支配的要因である。また、容量分圧器は、信号調整および信号処理装置に電圧信号を伝達するのに関与する５０オームの同軸ケーブルと平行して、接地に低インピーダンス経路を提供することによって電圧信号を十分減衰させる。これらの値は、参照目的で例として与えられ、限定するものではないことに留意する。図５Ｂの例では、入力インピーダンスはかなり高く［Ｚ＝１／（ω＊Ｃ）であり、ω＝６０ＭＨｚ、Ｃ＝０．５ｐＦの場合Ｚ≒３３Ｋオーム］、接地に対するインピーダンスは低い（６０Ｍｈｚで約３１オーム）。

そこで、ＲＦ電圧信号はアナログフィルタまたはデジタルフィルタのネットワークによって調整される。図５Ｃは図５Ａのブロック５３２で実装される種類のアナログＲＦ電圧信号調節ネットワークの例示的実施形態である。アナログＲＦ電圧信号調節ネットワークの入力では、信号は多くの別個のチャネル（図５Ｃの例では４つ）に分割され、プラズマの駆動に関与する特定のＲＦ周波数のＲＦフィルタリングを可能にする。この実施形態では、ＲＦ発生器の周波数は、２ＭＨｚ、２７ＭＨｚ、６０ＭＨｚである。１つのチャネルはフィルタリングされず、広帯域電圧の周波数スペクトルを維持する。この実施形態では、４つのチャネルはパッシブピーク検出器［たとえばＩＮ５７１１ダイオード］によってＤＣ信号に変換されるが、アクティブピーク検出器も使用可能である。

そこで、ＤＣ信号は、デジタル信号プロセッサによって処理されるようにデジタル信号に変換され、個々の信号は、ウェハバイアス伝達関数に較正され、入力される。その後、伝達関数の出力はバイアス補償ネットワークに戻る。開示するアナログ信号調節ネットワークは、デジタルの領域内で完全に達成することが可能であることに留意する必要がある。この場合、単にアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）および信号処理部（ＤＳＰ、ＦＰＧＡまたはＣＰＬＤなど）があれば、信号スプリッタまたはアナログフィルタは必要ではないと考えられ、信号処理部は、フィルタリング、ピーク検出、較正および伝達関数計算すべてに関与する。

１または複数の実施形態では、各電圧チャネルの較正は、各チャネルに利得およびオフセットを適用することによって実行される。各チャネル（図５Ａ〜５Ｃの例の２ＭＨｚ、２７ＭＨｚ、６０ＭＨｚおよびフィルタリングされていない広帯域電圧）に対する利得オフセットは、所定のチャネルの信号応答とウェハバイアスとのその相関性とによって求められる。フィルタリングされたチャネルに関して、これは、所定のフィルタリングされたチャネルのその一意の単一周波数に対するウェハバイアスへの応答を特徴化することによって達成される。たとえば、２ＭＨｚのチャネルの応答は、２ＭＨｚ駆動のプラズマに対するウェハバイアスと相関し、次の利得オフセットは、このチャネルを較正するために使用されるということになる。これは、２７ＭＨｚおよび６０ＭＨｚに対して繰り返される。広帯域信号は、３つの周波数すべてと次の変化形（２ＭＨｚのみ、２ＭＨｚと２７ＭＨｚ、６０ＭＨｚのみ、２７ＭＨｚと６０ＭＨｚなど）とによって駆動されるプラズマに対してウェハバイアスを相関させることによって較正される。

また、較正に考慮される重要な要素は、容量分圧器の電圧プローブ５３０の応答である。容量分圧器は、各周波数に対して特有の信号応答を有する傾向がある。提案する解決法として、容量分圧器の電圧センサの応答を特徴化するためにネットワーク分析器を使用できることから、この応答は、上記の較正係数を変更するために使用することができる。これは、正確かつ繰り返し可能な機器を製造する際の重要な要素である。

ウェハバイアスを計算するための伝達関数は４つの入力、２ＭＨｚ、２７ＭＨｚおよび６０ＭＨｚに対して較正されたＤＣ電圧信号ならびにフィルタリングされていない広帯域信号で構成される。そこで、電圧信号は一連の係数を乗じる。各係数は、プラズマを駆動する所定の周波数の混合に依存する。係数は、たとえば、ウェハバイアスと４つの電圧信号（２ＭＨｚ、２７ＭＨｚ、６０ＭＨｚおよび広帯域）から成るマトリクスの主成分分析（ＰＣＡ）によって得られる。次に、係数を乗じた個々の結果が加算され、ウェハバイアス値を求める。また、条件命題および重み係数は、係数を最適化するために使用できることから、伝達関数の結果を最適化する。

さらに、図６〜１０は、周波数依存性のＲＦ電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのＲＦ電圧プローブを示す。図６では、線形伝達関数が生成され、例示的フローチャートは、どのようにこの線形伝達関数が用いられ、ウェハバイアス値を得ることができるかということを示す。図７は、ウェハバイアス値を抽出するための非線形伝達関数の使用を示すフローチャートである。非線形伝達関数は、大部分ではないとしても一部の状況でＲＦ電圧からウェハバイアス値にさらに近似させることがさらに良好にできると考えられている。図８、９および１０は、各方法（線形対非線形）の利点に関して詳細に説明している。これら両方の方法は、発明の実施形態に従って、特に多周波数の用途で、感知されたＲＦ電圧をウェハバイアス電圧に相関させる方法を提供する。したがって、ウェハバイアス電圧は、ＥＳＣ電源および／またはバイアス補償ネットワークおよび／またはプラズマ処理システムの他のサブシステムのフィードバック信号または制御信号として使用してもよい。

別の実施形態では、ＥＳＣ ＲＦ信号は、構成可能性を改善するように、さらには、いくつかの高アスペクト比エッチングなどの処理用途を要求することによって必要とされるＲＦ電力のさらに広い動的領域に適合するように、デジタルの領域で処理してもよい。図１１は、例示的なデジタル実現の実施形態のブロック図を示す。ブロック１１０２の入力ＥＳＣ ＲＦ信号は、たとえば、図５Ａの容量分圧器ネットワーク５３０などの容量型ピックアップからを得てもよい。図１１の例では、入力ＲＦ信号は約３５０ＫＨｚから１２０ＭＨｚに及び、基本周波数は約４００ＫＨｚ、２ＭＨｚ、１３ＭＨｚ、２７ＭＨｚおよび６０ＭＨｚであり、これらの例示的な値および関連する周波数の数は、本発明の範囲を限定しない。

そこで、入力ＲＦ信号は、アンチエイリアシングローパスフィルタ１１０４を使用し、後にブロック１１０２からのアナログ入力ＲＦ信号をデジタル信号に変換するために用いられるアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）のサンプリングレートの約１／２で設定されるフィルタ周波数でフィルタリングされる。図１１の例の場合では、ＡＤＣのサンプリングレートは２５０ＭＨｚであることから、アンチエイリアシングフィルタは約１２０ＭＨｚで設定され、この設定値は、（ナイキストの定理に従って十分な信号分解能を得るために）ＡＤＣのサンプリングレートの約１／２より少ない。

次に、アンチエイリアシングフィルタ１１０４からのフィルタリングされたＲＦ信号は、ＲＦスプリッタ１１０６により（適切なローパスフィルタおよびハイパスフィルタを使用して）２つのチャネルに分けられ、デュアルチャネルＡＤＣ１１１２に送信される。ＲＦ分割は、必要に応じて信号分解能を改善するために選択され、デュアルチャネルＡＤＣの使用を許容するために最適化として実行される。しかし、必要に応じて、シングルチャネルＡＤＣを用い、フィルタリングされたＲＦ信号をアンチエイリアシングフィルタ１１０４からシングルチャネルＡＤＣに送信することは可能である。

したがって、図５ｃにアナログの方法とは異なり、アナログ入力ＲＦ信号は、アナログの領域で分割されること、および／または、アナログの領域でピーク検出されることが要求されない。むしろ、ＲＦ信号は（アンチエイリアシングフィルタによる適切なフィルタリング後に）ＡＤＣコンバータ１１１２によってデジタルの領域に変換される。これは、アナログピーク検出法の制限が認められていないことから、構成可能性および動的領域での応答性を改善する。特に、デジタルの方法は、アナログピーク検出法で整流ダイオードの非線形応答によって定められる制限を取り除く。アナログピーク検出法の別の制限因子は、ダイオード出力が入力電圧ＲＭＳ、本質的には検波器に依存する傾向があるということである。この特徴は、ＲＭＳ信号に依存して平均化されたＲＦピーク電圧よりむしろ実際のＲＦピーク振幅を分解するアナログ検知器の能力をさらに制限する。デジタルの方法はこれら両方および他の問題を回避する。

デジタル処理はフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）１１２０によって図１１に表す論理回路によって実行される。ＦＰＧＡは、多重チャネルでのＦＰＧＡの並列処理能力を一部利用する簡易な構成例により用いられるが、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、専用ハードウェア回路、デジタル信号プロセッサなどを含む他の形態の論理回路も用いてよい。

改善例の１つは、デジタル処理ブロック１１２０への独立した入力としてＲＦ発生器（１１２２）からのＲＦ信号の使用に関する。独立して入力されたＲＦ信号データは、ＲＦ発生器からの各ＲＦ信号に対する状態（オン／オフ）、基本周波数および駆動信号位相を含んでもよく、ブロック１１２０で基本トーンを抽出してデジタルフィルタ（バンドパスフィルタなど）を調整するために使用してもよい。位相データは、さまざまな周波数のＥＳＣ ＲＦ信号のなかで変調効果を解消し、いかなる周波数でもさらに電圧を正確に計算する際に特に有用である。

詳しく説明すると、位相信号はプラズマ力学（能動非線形負荷）に依存するＲＦ信号の復調を可能にする。それは、プラズマチャンバを、ＲＦ電力源の周波数ならびにガスの随伴／非随伴速度およびプラズマシースの膨張／収縮に依存してトーン生成するＲＦミキサーとしてみなす一般的な方法である。プラズマを供給する、および／または、プラズマにバイアスをかける各ＲＦ発生器にドライブ信号の位相を利用することによって、ＲＦ発生器のパルス発生などの最も動的なプラズマ状態でも各基本ＲＦトーンをさらに正確に分解することができる。

その代わりに、あるいは、さらに、ＲＦ発生器のＲＦ信号から抽出された基本トーンを使用するこれらのデジタルフィルタの調整は、きわめて正確な較正を可能にし、基本周波数周辺のフィルタを狭帯域に適合させ、デジタル処理ブロック１１２０によって、信号分解能の精度を大幅に改善する。

デジタル処理ブロック１１２０からの出力は、各基本周波数および複合広帯域信号に対するピーク電圧（Ｖｐｅａｋ）を含む。ピーク検出は、正ピーク、負ピークまたはこの両方であってよい。複合信号に対して、各ＲＦ電力源の高調波に応じて波形が非対称であることが多いため、負ピーク情報は位相処理時に特に有用である。したがって、正負両方のピークを検知することによって、プラズマの高調波の相対距離を分解することができる。そこで、この高調波の距離は、所定の状態空間に対するウェハバイアス電位の伝達関数をさらに最適化するために使用することができる。

記載するように、デジタルの方法の利点は容易な構成可能性である。たとえば、さまざまなＲＦ周波数および／または他のＲＦ周波数および／またはさらに低いＲＦ周波数が用いられる場合、ハードウェアは変える必要はない。デジタルフィルタ、伝達関数および他の最適化は、同じプログラマブル論理で再プログラミングされ、アプリケーションが変更する際の時間とコストを大幅に節約する。

発明の別の態様は、ＥＳＣ ＲＦ電圧とウェハバイアス電位との間の相関を改善するための追加プラズマチャンバパラメータの使用に関する。これらの追加チャンバパラメータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙（電極間距離）、ＲＦ供給電力、ＲＦ周波数、ＲＦ発生器インピーダンス整合回路のタップ位置（可変ＬＣネットワークのキャパシタ位置）、チャンバの化学的性質、チャンバの形態（すなわち接地面積比）、ウェハの種類（背面フィルム、基板のフィルムスタック）およびウェハ抵抗率を含む。本願明細書の説明では、理解を容易にするために、２つの特定のチャンバパラメータ（圧力および間隙距離）を説明するが、数および正確なパラメータは、適用に応じて変化してもよい。

発明の別の態様では、発明者は、さまざまなチャンバ圧力が加わるとＲＦ電圧とウェハバイアス電圧との間の相関に著しい変化（例えば傾向線の傾きの利得）があることを本願明細書に示す。チャンバ圧力を考慮に入れることによって、ウェハバイアス電圧のさらに正確なオンザフライ測定値は、ＥＳＣ ＲＦ電圧から得てもよい。補償関数、方程式または倍率は、たとえば製造環境でのその後の使用のために、研究環境で実験的に求めてもよい（たとえば、さまざまなチャンバ圧力におけるウェハバイアス電圧に対してＲＦ電圧をマッピングすることによって相関の変化を求める）。一実施形態では、チャンバ圧力情報は、圧力が不明の伝達関数出力を調整するために倍率として用いてもよい。その代わりに、あるいは、さらに、チャンバ圧力は、伝達関数への所定の入力に対する圧力に特有の出力を得るために伝達関数への別の入力として用いてもよい。

発明の別の態様では、発明者は、上部電極と下部電極との間のさまざまなチャンバ間隙が加わるとＥＳＣ ＲＦ電圧とウェハバイアス電圧との間の相関に著しい変化（例えば傾向線の傾きの利得）があることを本願明細書に示す。電極間隙データを考慮に入れることによって、ＥＳＣ ＲＦ電圧からウェハバイアス電圧のさらに正確なオンザフライ測定値を得てもよい。補償関数、方程式または倍率は、たとえば製造環境でのその後の使用のために、研究環境で実験から求めてもよい（たとえば、さまざまなチャンバ間隙圧力におけるウェハバイアス電圧に対してＲＦ電圧をマッピングすることによって相関の変化を求める）。一実施形態では、チャンバ間隙情報は、圧力が不明の伝達関数出力を調整するために倍率として用いてもよい。その代わりに、あるいは、さらに、チャンバ間隙は、伝達関数への所定の入力に対する圧力に特有の出力を得るために伝達関数への別の入力として用いてもよい。その代わりに、あるいは、さらに、チャンバ間隙情報を使用するこの最適化は、チャンバ圧力情報の使用とともに用いてもよい。伝達関数を更に最適化するために他のチャンバデータを用いる場合も同じ考えが適用される。

図１１を再び参照すると、追加チャンバデータは、処理モジュール１１５０から適切な通信インターフェース１１５２を介して受信してもよい。図１１の例では、チャンバデータを使用する伝達関数の実際の適用と最適化とが、ブロック１１２０から受信したピーク電圧（正負）情報とブロック１１５０から受信したチャンバデータ情報とを使用してＤＳＰブロック１１５４で実行される。しかし、ブロック１１２０でそのような伝達関数の適用と最適化とを実行することも可能であり、この場合、たとえば、ブロック１１２０は処理モジュール１１５０からチャンバデータを直接得ることになる。ＤＳＰブロック１１５４の出力は、計算によるウェハ電位を表し、変換されてＤＡＣ１１５６を介してアナログの領域に戻り、フィードバック信号または制御信号としてＥＳＣ電力供給部１１６０および／またはＲＦ発生器１１６２として機能する。たとえば、計算によるウェハバイアス電位の正確性および精度（本願明細書に開示するようにＲＦ電圧に応じて計算される）が増大することから、この計算値をＲＦ発生器が供給した電力の制御信号として使用して、所定のウェハ処理工程に可能な所望のウェハ電位を維持することができる。

アナログ分割およびピーク検出を実行（図５ｃによる）し、説明した方法で追加チャンバパラメータを使用してさらに最適化を適用して計算によるウェハバイアス電位を得ることに留意する。また、入力ＲＦ信号は、図１１に関して説明するようにデジタルの領域に直接変換し、次いでデジタルの領域で処理し、最適化して計算によるウェハバイアス電位を得てもよい。

デジタルの領域でＥＳＣ ＲＦ信号を処理することによって、および／または、独立して入力されたＲＦ発生器信号を用いることによって、および／または、相関最適化に追加チャンバパラメータを用いることによって、本発明の実施形態は、計算によるさらに正確なウェハバイアス電圧によってＥＳＣ ＲＦ電圧を得ることを可能にする。同じように、さらに正確に得られたウェハバイアス電圧によって、プラズマ非閉じ込めなどの望ましくないプラズマ状態を検知するためにプラズマシースを監視する能力を改善する。

本発明は数十もの好ましい実施形態で記載したが、変形例、置換例および等価物があり、これらは、本発明の範囲内である。たとえば、ウェハバイアス電位を計算するために用いられるＲＦ電圧は、ＥＳＣまたはＥＳＣ基板から、あるいは、ＥＳＣアセンブリの別の構成要素またはＥＳＣの近傍近くから得られるものであるということを本願明細書に開示するが、実際には、ＲＦ電圧はＲＦ供給経路の任意の点で測定してウェハバイアス計算目的のために用いてもよい。したがって、「ＲＦ電圧」および「ＥＳＣ ＲＦ電圧」および「ＥＳＣ ＲＦシグナル」などの用語は、実施例におけるそれらの用語用法によって限定するものと解釈するべきでない。また、本発明の方法および装置を実装する多くの他の方法があることに留意する必要がある。本願明細書にさまざまな例を記載しているが、これらの例は説明目的であり、本発明に関して限定しないことを意図している。例えば、本発明は以下の適用例としての実施可能である。
［適用例１］プラズマ処理システムを制御する方法であって、
チャンバの少なくとも１つの構成要素からＲＦ信号を受信し、
前記ＲＦ信号の基本周波数および広帯域周波数の各々に対するピーク電圧情報を取得するために、デジタルの領域で前記ＲＦ信号を処理し、
前記プラズマ処理システムを制御するフィードバック信号および制御信号の１つとして用いられるウェハバイアス情報を、前記ピーク電圧情報から抽出する
方法。
［適用例２］前記プラズマ処理システムの制御は、所望のウェハバイアス電位を維持することを含む適用例１に記載の方法。
［適用例３］前記ＲＦ信号は容量型ピックアップ構成要素を介して受信される適用例２に記載の方法。
［適用例４］前記抽出は、少なくともプラズマプロセスパラメータデータを考慮する適用例２に記載の方法。
［適用例５］前記プラズマプロセスパラメータデータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙、ＲＦ供給電力、ＲＦ周波数、ＲＦ発生器インピーダンス整合回路のタップ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態およびウェハ抵抗率の少なくとも１つを含む適用例４に記載の方法。
［適用例６］前記ＲＦ信号の処理は、独立して入力されたＲＦ信号データを考慮することを含む適用例５に記載の方法。
［適用例７］前記処理は、前記独立して入力されたＲＦ信号データを用いて前記処理に用いられるデジタルフィルタの調整を実行することを含む適用例６に記載の方法。
［適用例８］前記独立して入力された前記のＲＦ信号データは、前記ＲＦ信号の基本周波数および駆動信号位相の少なくとも１つを含む適用例６に記載の方法。
［適用例９］前記ＲＦ信号の処理は、アンチエイリアシングフィルタを使用して前記ＲＦ信号をフィルタリングすることを含む適用例４に記載の方法。
［適用例１０］前記処理は、前記フィルタリング後に前記ＲＦ信号にアナログデジタル変換を実行することをさらに含む適用例９に記載の方法。
［適用例１１］前記アンチエイリアシングフィルタのフィルタ周波数は、前記アナログデジタル変換のために用いられるアナログデジタルコンバータのサンプリング周波数の半分より大きい適用例１０に記載の方法。
［適用例１２］少なくとも１つのチャンバと、前記チャンバの少なくとも１つの構成要素から得られるＲＦ信号からウェハバイアス情報を得る装置とを有するプラズマ処理システムであって、
前記ＲＦ信号をフィルタリングするアンチエイリアシングフィルタと、
前記フィルタリングの後に前記ＲＦ信号にアナログデジタル変換を実行するアナログデジタルコンバータと、
前記変換後にデジタルの領域で前記ＲＦ信号を処理して前記ＲＦ信号の各基本周波数および広帯域周波数に対するピーク電圧情報を取得する論理回路と、
前記プラズマ処理システムを制御するフィードバック信号および制御信号の１つとして用いられるウェハバイアス情報を、前記ピーク電圧情報から抽出する論理回路と
を備えるプラズマ処理システム。
［適用例１３］前記フィルタリングの前に前記ＲＦ信号を受信する容量型ピックアップ構成要素をさらに含む適用例１２に記載のプラズマ処理システム。
［適用例１４］前記抽出する論理回路は、前記ウェハバイアス情報を計算する際に少なくともプラズマプロセスパラメータデータを考慮する適用例１２に記載のプラズマ処理システム。
［適用例１５］前記プラズマプロセスパラメータデータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙、ＲＦ供給電力、ＲＦ周波数、ＲＦ発生器インピーダンス整合回路のタップ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態およびウェハ抵抗率の少なくとも１つを含む適用例１４に記載のプラズマ処理システム。
［適用例１６］前記処理する論理回路は、前記ピーク電圧情報および前記広帯域周波数を計算する際に独立して入力されたＲＦ信号データを考慮する適用例１５に記載のプラズマ処理システム。
［適用例１７］前記処理は、前記独立して入力されたＲＦ信号データを用いて前記処理に用いられるデジタルフィルタの調整を実行することを含む適用例１６に記載のプラズマ処理システム。
［適用例１８］前記独立して入力された前記ＲＦ信号データは、前記ＲＦ信号の基本周波数および駆動信号位相の少なくとも１つを含む適用例１５に記載のプラズマ処理システム。

Claims (17)

1. プラズマ処理システムを制御する方法であって、
   チャンバの少なくとも１つの構成要素からＲＦ信号を受信し、
   前記ＲＦ信号の基本周波数および広帯域周波数の各々に対するピーク電圧情報を取得するために、デジタルの領域で前記ＲＦ信号を処理し、当該処理は、前記ＲＦ信号の前記基本周波数および前記広帯域周波数の各々をＤＣ信号に変換する処理を含み、
   前記ＤＣ信号をデジタル信号に変換することと、伝達関数出力を得るために前記ＲＦ信号のデジタル信号を伝達関数に適用することとによって、ウェハバイアス情報を、前記ピーク電圧情報から抽出し、当該伝達関数出力は、前記ＲＦ信号の各周波数を示し、前記プラズマ処理システムを制御するフィードバック信号として用いられる
   方法。
2. 前記ＲＦ信号は容量型ピックアップを介して受信される請求項１に記載の方法。
3. 前記抽出は、少なくとも一つのプラズマプロセスパラメータデータを考慮する請求項１に記載の方法。
4. 前記プラズマプロセスパラメータデータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙、ＲＦ供給電力、ＲＦ周波数、ＲＦ発生器インピーダンス整合回路のタップ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態、ウェハタイプおよびウェハ抵抗率の少なくとも１つを含む請求項３に記載の方法。
5. 前記ＲＦ信号は、複数のＲＦ発生器からそれぞれ独立した入力として受け取られ、前記ＲＦ信号の処理は、独立して入力されたＲＦ信号を考慮することを含む請求項３に記載の方法。
6. 前記処理は、前記独立して入力されたＲＦ信号を用いて前記処理に用いられるデジタルフィルタの調整を実行することを含む請求項５に記載の方法。
7. 前記独立して入力された前記ＲＦ信号は、前記ＲＦ信号の前記基本周波数および位相の少なくとも１つを含む請求項５に記載の方法。
8. 前記ＲＦ信号の処理は、ローパスフィルタであるアンチエイリアシングフィルタを使用して前記ＲＦ信号をフィルタリングすることを含む請求項３に記載の方法。
9. 前記処理は、前記フィルタリング後に前記ＲＦ信号にアナログデジタル変換を所定のサンプリング周波数で実行することをさらに含む請求項８に記載の方法。
10. 前記アンチエイリアシングフィルタのフィルタ周波数は、前記アナログデジタル変換のために用いられるアナログデジタルコンバータのサンプリング周波数の半分である請求項９に記載の方法。
11. 少なくとも１つのチャンバと、前記チャンバの少なくとも１つの構成要素から得られるＲＦ信号からウェハバイアス情報を得る装置とを有するプラズマ処理システムであって、
    前記ＲＦ信号をフィルタリングするローパスフィルタであるアンチエイリアシングフィルタと、
    前記フィルタリングの後に前記ＲＦ信号にアナログデジタル変換を、所定のサンプリング周波数で実行するアナログデジタルコンバータと、
    前記変換の後にデジタルの領域で前記ＲＦ信号を処理して前記ＲＦ信号の各基本周波数および広帯域周波数に対するピーク電圧情報を取得する論理回路であって、当該処理は、前記ＲＦ信号の前記基本周波数および前記広帯域周波数の各々をＤＣ信号に変換する処理を含む、論理回路と、
    前記ＤＣ信号をデジタル信号に変換することと、伝達関数出力を得るために前記ＲＦ信号のデジタル信号を伝達関数に適用することとによって、ウェハバイアス情報を、前記ピーク電圧情報から抽出する論理回路であって、当該伝達関数出力は、前記ＲＦ信号の各周波数を示し、前記プラズマ処理システムを制御するフィードバック信号として用いられる、論理回路と、
    を備えるプラズマ処理システム。
12. 前記フィルタリングの前に前記ＲＦ信号を受信する容量型ピックアップをさらに含む請求項１１に記載のプラズマ処理システム。
13. 前記抽出する論理回路は、前記ウェハバイアス情報を計算する際に少なくとも一つのプラズマプロセスパラメータデータを考慮する請求項１１に記載のプラズマ処理システム。
14. 前記プラズマプロセスパラメータデータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙、ＲＦ供給電力、ＲＦ周波数、ＲＦ発生器インピーダンス整合回路のタップ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態、ウェハタイプおよびウェハ抵抗率の少なくとも１つを含む請求項１３に記載のプラズマ処理システム。
15. 前記ＲＦ信号は、独立した入力として受け取られ、前記処理する論理回路は、前記ピーク電圧情報および前記広帯域周波数を計算する際に独立して入力されたＲＦ信号を考慮する請求項１４に記載のプラズマ処理システム。
16. 前記処理は、前記独立して入力されたＲＦ信号を用いて前記処理に用いられるデジタルフィルタの調整を実行することを含む請求項１５に記載のプラズマ処理システム。
17. 前記独立して入力された前記ＲＦ信号は、前記ＲＦ信号の前記基本周波数および位相の少なくとも１つを含む請求項１５に記載のプラズマ処理システム。

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