JP6092785B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本開示は、ターゲットに反射された反射波のパルス信号をアンテナにより受信してターゲットを検出するレーダ装置に関する。

パルス信号を用いたレーダ装置は、送信するパルス信号に基づく電波を測定地点から空間に放射し、ターゲットに反射された反射波のパルス信号を受信し、測定地点とターゲットとの距離、方向の少なくとも１つ以上を測定する。近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短い電波を用いた高分解能な測定によって、自動車及び歩行者を含むターゲットを検出可能なレーダ装置の開発が進められている。

各セクタレーダの測定時間を低減して干渉を抑圧するレーダ装置として、例えば特許文献１が知られている。特許文献１に示す従来のレーダ装置の概要に関して、図２３を参照して説明する。図２３は、従来のレーダ装置の動作を説明するタイミングチャートを示す説明図である。

特許文献１のレーダ装置は、２つのＡレーダ装置及びＢレーダ装置を有する。Ａレーダ装置は、Ａレーダ装置が送信するＡパルス信号のタイミングを制御する同期部と、Ｂレーダ装置が送信するＢパルス信号に同期するＢ同期トリガ信号を受信するＩ／Ｆ部とを有する。Ａレーダ装置は、Ｂレーダ装置からＢ同期トリガ信号を、Ｉ／Ｆ部を介して受信する。Ａレーダ装置は、受信したＢ同期トリガ信号に基づいて、Ａレーダ装置が発射するＡパルス信号の発射のタイミングを制御する。

従って、図２３に示す様に、Ａレーダ装置の干渉波信号、即ち、Ｂレーダ装置がＡレーダ装置から受信した干渉波信号の到来時間は、Ｂレーダ装置の受信有効期間の時間間隔外Ｔｘに固定化される。Ｂレーダ装置が受信したＡレーダ装置からの干渉波信号は、Ｂレーダ装置の測定に影響を与えない。

Ｂレーダ装置の干渉波信号、即ち、Ａレーダ装置がＢレーダ装置から受信した干渉波信号の到来時間は、Ａレーダ装置の受信有効期間の時間内である。但し、Ａレーダ装置は、Ｂレーダ装置の干渉波信号に対して限定的な干渉抑圧処理又はゲート処理により、干渉信号を効果的に除去できる。なお、図２３において、パラメータＴｍは受信有効期間、パラメータＴｘは受信有効期間の間の時間間隔、パラメータＴｄは他レーダ装置からの干渉波が到来するまでに要する時間をそれぞれ表す。

また、完全相補系列系の相補符号（Ｐ１，Ｐ２）及び（Ｑ１，Ｑ２）を用いることにより、ターゲットにより反射された反射波信号を非同期状態において受信しても干渉の発生を抑圧するレーダ装置として、例えば特許文献２が知られている。

特許文献２の２つのレーダシステムＰ，Ｑは、完全相補系列の符号化パルスとして、互いに異なる符号化パルス（Ｐ１，Ｐ２，Ｑ１，Ｑ２）を、同一周波数帯域の搬送波を用いて送受信する。

自レーダシステムが送信した複数個の符号化パルスを受信した場合は、複数個の符号化パルス（Ｐ１，Ｐ２，Ｑ１，Ｑ２）に各々対応する複数個の自己相関関数信号Ｒ_Ｐ１Ｐ１（τ），Ｒ_Ｐ２Ｐ２（τ），Ｒ_Ｑ１Ｑ１（τ）及びＲ_Ｑ２Ｑ２（τ）のうち、いずれか１つを出力する。他のレーダシステムが送信した複数個の符号化パルスを自レーダシステムが受信した場合は、他のレーダシステムが送信した複数個の符号化パルス（Ｐ１，Ｐ２）又は（Ｑ１，Ｑ２）に各々対応する複数個の相互相関関数信号Ｒ_Ｑ１Ｐ１（τ），Ｒ_Ｑ２Ｐ２（τ），Ｒ_Ｐ１Ｑ１（τ）及びＲ_Ｐ２Ｑ２（τ）のうち、いずれか１つを出力する。

完全相補系列の性質により、自己相関関数信号の複数の出力の和（Ｒ_Ｐ１Ｐ１（τ）＋Ｒ_Ｐ２Ｐ２（τ）又はＲ_Ｑ１Ｑ１（τ）＋Ｒ_Ｑ２Ｑ２（τ））はτ＝０以外は０となり、相互相関関数信号の複数の出力の和（Ｒ_Ｑ１Ｐ１（τ）＋Ｒ_Ｑ２Ｐ２（τ）又はＲ_Ｐ１Ｑ１（τ）＋Ｒ_Ｐ２Ｑ２（τ））はτに拘わらず０となる。

受信側は、自レーダシステムが送信した複数個の符号化パルス（Ｐ１，Ｐ２，Ｑ１，Ｑ２）に対し、それぞれに対応する複数個の自己相関関数信号を計算する受信処理を行う。これにより、サイドローブの無い圧縮パルスが得られ、他レーダシステムが送信した複数の符号化パルスを受信した場合でも、自己相関関数信号の和を算出する過程において、他レーダシステムの信号成分をゼロにできる。即ち、隣接した周波数帯域において同一周波数帯域を用いても、相互に干渉のない複数のレーダシステムを提供できる。

日本国特開平７−３３３３２８号公報 日本国特開昭６１−０９６４８２号公報

しかし、特許文献１では、Ａレーダ装置及びＢレーダ装置間の各パルス信号の送信周期が同期している必要がある。また、Ｂレーダ装置からの干渉波信号をＡレーダ装置が抑圧するためには、Ａレーダ装置は、干渉を抑圧するための付加回路（例えばフィルタ回路）を更に設ける必要があり、Ａレーダ装置の受信部の構成が複雑化する。又は、Ａレーダ装置がＢレーダ装置からの干渉波信号をゲート処理することにより、Ａレーダ装置の受信有効期間Ｔｍに、Ｂレーダ装置からの干渉波の受信時間分に相当する測定不能領域が発生する。

また、特許文献２では、符号化パルス（Ｐ１，Ｐ２，Ｑ１，Ｑ２）の送信周期が同期している必要があるため、各レーダシステムＰ．Ｑ間の符号化パルスの送信周期を同期させる必要がある。

本開示は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、複数のセクタレーダを対向配置させた場合に、対向する各セクタレーダ間の送信周期の同期を不要とし、簡易な構成によってセクタレーダ間における干渉を抑圧するレーダ装置を提供することを目的とする。

本開示は、上述したレーダ装置であって、所定の符号長の第１符号系列を用いて生成した第１レーダ送信信号を第１送信アンテナから第１高周波信号として送信する第１レーダ送信部と、所定の符号長の第２符号系列を用いて生成した第２レーダ送信信号を第２送信アンテナから第２高周波信号として送信する第２レーダ送信部と、を備え、前記第１レーダ送信信号は、第１送信タイミング信号を基に前記第１符号系列を変調して生成した第１ベースバンド信号を位相シフトした信号であり、前記第２レーダ送信信号は、第２送信タイミング信号を基に前記第２符号系列を変調して生成した第２ベースバンド信号を位相シフトした信号であり、前記第１ベースバンド信号がシフトされる位相と、前記第２ベースバンド信号がシフトされる位相とは、逆位相であり、前記第１レーダ送信部は、前記第１送信タイミング信号を送信周期毎に生成する第１パルス送信制御部と、前記第１符号系列を生成する第１レーダ符号生成部と、前記第１送信タイミング信号を基に、前記第１符号系列を変調し、前記第１ベースバンド信号を生成する第１変調部と、前記第１送信タイミング信号を基に、前記第１ベースバンド信号の位相をシフトする第１送信位相シフト部と、位相シフト後の第１ベースバンド信号である前記第１レーダ送信信号を前記第１高周波信号に変換し、第１送信アンテナから送信する第１送信ＲＦ部と、を有する。

本開示によれば、複数のセクタレーダを対向配置させた場合に、対向する各セクタレーダ間の送信周期の同期を不要とし、簡易な構成によってセクタレーダ間における干渉を抑圧できる。

（ａ）ペアとなる相補符号系列のうち一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）ペアとなる相補符号系列のうち他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）ペアとなる２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図 第１の実施形態のレーダ装置を構成する各セクタレーダと各セクタレーダの測定範囲を示す説明図 第１の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図 第１の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図 第１の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１，２）におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信位相シフト成分との関係を示す説明図 セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号の送信区間がセクタレーダＳＲ_１からのレーダ送信信号の送信周期の開始時に跨る場合におけるセクタレーダＳＲ_１の測定期間を説明するための説明図 第ｓ番目のセクタレーダＳＲ_ｓにおける測定範囲を説明するための説明図 （ａ）従来のレーダ装置の受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図、（ｂ）本開示に係るレーダ装置を構成する各セクタレーダＳＲ_ｓの受信位相シフト前における各受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図、（ｃ）本開示に係るレーダ装置を構成する各セクタレーダＳＲ_ｓの受信位相シフト後における各受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図 セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２間における周波数誤差による位相回転量と自セクタレーダにおける他セクタレーダからの干渉信号の干渉抑圧量との関係を示すグラフ （ａ）セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２における送信符号の符号長が異なる場合のセクタレーダＳＲ_１における測定範囲を説明するための説明図、（ｂ）セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２における送信符号の符号長が異なる場合のセクタレーダＳＲ_２における測定範囲を説明するための説明図 第１の実施形態の変形例のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲａ_ｓの内部構成を詳細に示すブロック図 第２の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図 第２の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図 第２の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信位相シフト成分との関係を示す説明図 第２の実施形態の変形例のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｃ_ｓの内部構成を詳細に示すブロック図 第３の実施形態のレーダ装置を構成する各セクタレーダを示す説明図 第４の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図 第４の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図 第４の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１，２）の第１レーダ送信部及び第２レーダ送信部におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信符号との関係を示す説明図 第５の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図 第５の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図 第５の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の第１レーダ送信部及び第２レーダ送信部におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信符号との関係を示す説明図 従来のレーダ装置の動作を説明するタイミングチャートを示す説明図 第２の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）毎に異なる相補符号系列が用いられる場合におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信位相シフト成分との関係を示す説明図

（各実施形態の内容に至る経緯）
レーダ装置は、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信する。ここで、近距離に存在するターゲットからの反射波の信号によって、レンジサイドローブが生じる。レンジサイドローブと遠距離に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブとが混在する場合、レーダ装置における遠距離に存在するターゲットを検出する精度が劣化する。

従って、複数のターゲットに対して高分解能な測定が要求されるパルス信号を用いたレーダ装置には、低いレンジサイドローブレベルとなる自己相関特性（以下「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス波又はパルス変調波の送信が要求される。

また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車及び歩行者が存在すると、レーダ反射断面積（ＲＣＳ: Radar cross section）の異なる自動車及び歩行者からの各反射波の信号が混合された信号を受信する。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は、自動車のレーダ反射断面積に比べると低い。

レーダ装置は、たとえ測定地点から同じ距離に、自動車及び歩行者が存在していても、自動車及び歩行者からの反射波信号を適正に受信する必要がある。ターゲットの距離又は種別によって反射波信号の出力レベル（受信レベル）は変化するため、レーダ装置には、様々な受信レベルとなる反射波信号が受信可能な受信ダイナミックレンジが要求される。

上述したレーダ装置の一例として、異なる測定エリアに対し各測定エリアに存在するターゲットを検出するための複数のレーダユニットを設けた構成のレーダ装置が知られている。以下、ターゲット検出において、異なる測定エリアをそれぞれ測定する各レーダユニットを、「セクタレーダ」という。各セクタレーダの測定エリアは、それぞれ異なるが、測定エリアが近接している場合には一部重複することもある。

各セクタレーダの測定エリアが近接する場合、各セクタレーダから送信された送信信号間において干渉が発生する。干渉が発生した場合にはＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise power Ratio：信号対干渉雑音電力比）が劣化するため、従来のレーダ装置では、ターゲットの測位推定精度が劣化するという課題があった。

この課題に対して、従来のレーダ装置におけるセクタレーダ間における干渉の抑圧対策として、以下の方法が検討されている。

第１の方法は、各セクタレーダの用いる周波数帯域を、複数の異なる周波数帯域或いは所定の狭帯域な周波数帯域（サブバンド）として、送信信号を周波数分割多重（FDM：Frequency Division Multiplexing）して送信する方法である。

第１の方法によれば、異なる周波数帯域を用いることにより各セクタレーダ間における干渉を抑圧できるが、次の課題が残る。即ち、前者の複数の異なる周波数帯域を用いる場合、多くの周波数資源が必要となる。後者の狭帯域な周波数帯域を用いる場合、各セクタレーダにおけるターゲットの測位推定の時間分解能（距離分解能に相当）が低下する。

第２の方法は、各セクタレーダ間において送信信号を順番に時分割送信する方法である。しかし、第２の方法では、ターゲットからの反射波信号に対するＳＮＲを所定値以上得るために送信信号を繰り返して送信する必要があり、測定時間が長くなる。ここで、測定時間が制約されている場合、所定値のＳＮＲを満たすまでに送信信号を繰り返して送信することが難しくなり、ターゲットの検出精度が劣化する。

第３の方法は、各セクタレーダが、複数の相互相関の低い符号系列を用いて、送信信号を符号分割多重（CDM：Code Division Multiplexing）して送信する方法である。第３の方法によれば、新たな周波数帯域及びサブバンドの追加も必要なく、各セクタレーダにおけるターゲットの測位推定の時間分解能は低下しない。

しかし、送信信号をセクタレーダ毎に符号分割多重して送信した場合、他のセクタレーダからの各送信信号のターゲットにより反射された各反射波信号が、非同期状態において受信され、自セクタレーダにおいて干渉が発生する。ここで、反射波信号の受信レベルが高いほど、自セクタレーダにおけるＳＩＮＲが劣化し、自セクタレーダにおけるターゲット検出精度が劣化する。

そこで、以下の各実施形態では、複数のセクタレーダを対向配置させた場合に、対向する各セクタレーダ間の送信周期の同期を不要とし、簡易な構成によってセクタレーダ間における干渉を抑圧するレーダ装置の例を説明する。

本開示に係るレーダ装置の各実施形態を説明する前に、以下、各実施形態の前提となる技術内容として、相補符号を簡単に説明する。

（相補符号）
図１（ａ）は、ペアとなる相補符号系列のうち一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図である。図１（ｂ）は、ペアとなる相補符号系列のうち他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図である。図１（ｃ）は、ペアとなる２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図である。

相補符号は、複数の相補符号系列、例えば、ペアとなる２つの相補符号系列（Ａ_ｎ、Ｂ_ｎ）を用いた符号である。相補符号は、一方の相補符号系列Ａ_ｎと他方の相補符号系列Ｂ_ｎとの各自己相関演算結果において、遅延時間τ［秒］を一致させた各自己相関演算結果の加算によって、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１〜Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。

相補符号の生成方法は、例えば下記参考非特許文献１に開示されている。
（参考非特許文献１）ＢＵＤＩＳＩＮ， Ｓ． Ｚ，「ＮＥＷ ＣＯＭＰＬＥＭＥＮＴＡＲＹ ＰＡＩＲＳ ＯＦ ＳＥＱＵＥＮＣＥＳ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．， ２６，（１３）， ｐｐ．８８１−８８３（１９９０）

相補符号系列（Ａ_ｎ，Ｂ_ｎ）のうち、一方の相補符号系列Ａ_ｎの自己相関値演算結果は、数式（１）により演算される。他方の相補符号系列Ｂ_ｎの自己相関値演算結果は、数式（２）により演算される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１においては、相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、Ａ_ｎ＝０、Ｂ_ｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。

数式（１）に従って演算された相補符号系列Ａ_ｎの自己相関値演算結果Ｒ_ＡＡ（τ）は、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。同様に、数式（２）に従って演算された相補符号系列Ｂ_ｎの自己相関値演算結果Ｒ_ＢＢ（τ）は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。

自己相関値演算結果（Ｒ_ＡＡ（τ），Ｒ_ＢＢ（τ））の加算値は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外ではレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。以下、遅延時間τがゼロであると発生するピークを「メインローブ」という。上記の関係を数式（３）に示す。

相補符号においては、上述した自己相関特性から、より短い符号長によってピークサイドローブレベルを低減できる。短い符号長を用いる相補符号においては、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信しても、レーダ装置における受信ダイナミックレンジを低減できる。

（第１の実施形態）
先ず、本開示に係るレーダ装置の第１の実施形態を、図面を参照して説明する。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１０を構成する各セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２と各セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２の測定範囲を示す説明図である。レーダ装置１０は、複数の例えば２つのセクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２を含む構成である。

セクタレーダＳＲ_１が受信する受信信号には、セクタレーダＳＲ_１から送信されたレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_１により反射された反射波信号と、セクタレーダＳＲ_２から送信された干渉波信号としてのレーダ送信信号とが含まれる。同様に、セクタレーダＳＲ_２が受信する受信信号には、セクタレーダＳＲ_２から送信されたレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_２により反射された反射波信号と、セクタレーダＳＲ_１から送信された干渉波信号としてのレーダ送信信号とが含まれる。

図２に示すセクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２は、各セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２の測定エリアＡ及びＢがほぼ同一直線上となり、各測定エリアＡ及びＢの一部が重複する様に対向的に配置される。セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２間の距離Ｒ_ｄと、各セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２の最大測定距離Ｒ_１及びＲ_２との間には数式（４）が成立する。

以下、セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２の各送信周期Ｔ_ｒ及び送信区間Ｔ_ｗは同一とするが、各セクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２からの各レーダ送信信号は、非同期状態において送信される。また、図２では便宜的に２つの異なるターゲットＴＡＲ１及びＴＡＲ２を各測定エリアＡ及びＢにそれぞれ存在しているが、例えば１つのターゲットＴＡＲ１が各測定エリアＡ若しくはＢ又はＡ及びＢの重複範囲に存在してもよい。

第１の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲ_１及びＳＲ_２の構成及び動作について、図３〜図５を参照して説明する。図３は、第１の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図である。図４は、第１の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図である。図５は、第１の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１，２）におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。

以下の各実施形態では説明を簡略にするために、セクタレーダＳＲ_１とセクタレーダＳＲ_２との共通の動作についてはパラメータｓを用いて包括的に説明し、セクタレーダＳＲ_１とセクタレーダＳＲ_２との異なる動作についてはそれぞれ個別に説明する。パラメータｓは１又は２であり、セクタレーダの序数を表す。

セクタレーダＳＲｓは、レーダ送信部Ｔｘ_ｓにおいて生成された高周波のレーダ送信信号を、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓから送信する。セクタレーダＳＲ１は、ターゲットＴＡＲ_ｓにより反射されたレーダ送信信号の反射波信号を、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ_ｓにおいて受信する。セクタレーダＳＲ１は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ_ｓにおいて受信された反射波信号の信号処理によって、ターゲットＴＡＲ_ｓの有無を検出する。なお、ターゲットＴＡＲ_ｓはセクタレーダＳＲ_ｓが検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。

先ず、セクタレーダＳＲ_ｓの各部の構成について簡略に説明する。

図３に示すセクタレーダＳＲ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓ、レーダ送信部Ｔｘ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘ_ｓを含む構成である。レーダ送信部Ｔｘ_ｓは、送信信号生成部２_ｓ、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓと接続される送信ＲＦ部３_ｓを有する構成である。送信信号生成部２_ｓは、パルス送信制御部２１_ｓ、符号生成部２２_ｓ、変調部２３_ｓ及び第ｓ送信位相シフト部２５_ｓを含む構成である。なお、本実施形態を含む各実施形態において、各送信アンテナ又は受信アンテナは、送信アンテナ素子又は受信アンテナ素子を用いて構成されてもよい。

レーダ送信部Ｔｘ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓに接続され、基準信号発振器Ｌｏ_ｓからリファレンス信号（基準信号）が供給される。従って、レーダ送信部Ｔｘ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘ_ｓの処理は同期する。

レーダ受信部Ｒｘ_ｓは、受信ＲＦ部４_ｓ、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）部５_ｓ、及び信号処理部６_ｓを有する構成である。信号処理部６_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２_ｓ、相関値演算部６３_ｓ、コヒーレント積分部６４_ｓ及び距離推定部６５_ｓを含む構成である。

（レーダ送信部）
次に、セクタレーダＳＲ_ｓのレーダ送信部Ｔｘ_ｓの各部の構成について、図４を参照して詳細に説明する。

送信信号生成部２_ｓは、パルス送信制御部２１_ｓ、符号生成部２２_ｓ、変調部２３_ｓ、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２４_ｓ、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓ及びＤ／Ａ（Digital Analog）変換部２６_ｓを含む構成である。図４では、送信信号生成部２_ｓはＬＰＦ２４_ｓを含む構成であるが、ＬＰＦ２４_ｓは送信信号生成部２_ｓと独立してレーダ送信部Ｔｘ_ｓの中に構成されてもよい。送信ＲＦ部３_ｓは、直交変調部３１_ｓ、周波数変換部３２_ｓ及び増幅器３３_ｓを含む構成である。

次に、レーダ送信部Ｔｘ_ｓの各部の動作について詳細に説明する。

送信信号生成部２_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２_ｓの各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。送信基準クロック周波数をｆ_ＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔ_ｒは、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆ_ＴｘＢＢ）の整数Ｎ_ｒ倍として表せる（数式（５）参照）。なお、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢは公称値であり、実際上はレーダ送信部Ｔｘ_ｓ毎に異なる周波数誤差を含む。

送信信号生成部２_ｓは、パルス送信制御部２１_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの変調によって、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１〜Ｌであり、パラメータＬは符号系列Ｃ_ｎの符号長を表す。ｊは、ｊ^２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｔ_ｓは、離散時刻を表す。

送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、図５に示す様に、例えば各送信周期Ｔ_ｒの送信区間Ｔ_ｗ［秒］では、符号系列Ｃ_ｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮ_ｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、送信区間Ｔ_ｗにおいては、Ｎ_ｗ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。各送信周期Ｔ_ｒの無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）［秒］では、Ｎ_ｕ（＝Ｎ_ｒ−Ｎ_ｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６）の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、数式（７）を用いて表せる。

パルス送信制御部２１_ｓは、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔ_ｒ毎に生成し、符号生成部２２_ｓ、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓ及び第ｓ受信位相シフト部６２_ｓにそれぞれ出力する。

符号生成部２２_ｓは、パルス送信制御部２１_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの送信符号を生成する。符号生成部２２_ｓは、生成された符号系列Ｃ_ｎの送信符号を変調部２３_ｓに出力する。即ち、１つの符号生成部２２_ｓが、１つの符号系列を生成する。

符号系列Ｃ_ｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、低レンジサイドローブ特性が得られる例えばＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号及びＧｏｌｄ符号系列のうちいずれかの符号系列である。以下、符号系列Ｃ_ｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ｃ_ｎと記載する。

変調部２３_ｓは、符号生成部２２_ｓから出力された送信符号Ｃ_ｎを入力する。変調部２３_ｓは、入力された送信符号Ｃ_ｎをパルス変調し、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を生成する。パルス変調は、振幅変調（ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）であり、以下の各実施形態においても同様である。

例えば位相変調（ＰＳＫ）は、符号系列Ｃ_ｎが例えば［−１，１］の２値の位相変調ではＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）となり、符号系列Ｃ_ｎが例えば［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値の位相変調ではＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）若しくは４相ＰＳＫとなる。即ち、位相変調（ＰＳＫ）では、ＩＱ平面上のコンスタレーションにおける所定の変調シンボルが割り当てられる。

数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）において、Ｉ_ｓ（ｔ_ｓ）は変調信号の同相成分（Inphase成分）を表し、Ｑ_ｓ（ｔ_ｓ）は変調信号の直交成分（Quadrature成分）を表す。変調部２３_ｓは、ＬＰＦ２４_ｓを介して、生成された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を第ｓ送信位相シフト部２５_ｓに出力する。なお、ＬＰＦ２４_ｓは送信信号生成部２_ｓにおいて省略されても良く、以下の各実施形態においても同様である。

ここで、セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ送信位相シフト部２５_ｓの動作を個別に説明する。第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは、変調部２３_ｓ又はＬＰＦ２４_ｓから出力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を入力する。第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは、パルス送信制御部２１_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ（ｔ_ｓ）に、１個の送信周期毎に、所定の送信位相シフトを付与する（図５参照）。

具体的には、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１_ｓからの送信タイミング信号を基に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた送信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ_ｓ−１）φ_ｓ）を送信信号Ｇ（ｔ_ｓ）に付与する（数式（８）参照）。パラメータｍ_ｓは、送信周期Ｔ_ｒの序数を表す。パラメータφ_ｓは、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓにおいて付与される位相回転量（例えば９０度）であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ_ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をＤ／Ａ変換部２６_ｓに出力する。数式（９）のＦ_ｄｍａｘは図８を参照して後述する。

次に、セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ送信位相シフト部２５_ｓの動作において、セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、数式（１０）における位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なるものである。例えば、パラメータφ_１が９０度となり、パラメータφ_２が−９０度となる。

更に、セクタレーダＳＲ_１の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓにより付与される送信位相シフトのパラメータφ_１と、セクタレーダＳＲ_２の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓにより付与される送信位相シフトのパラメータφ_２とは、逆位相の関係を有する（φ_１＝−φ_２）。

Ｄ／Ａ変換部２６_ｓは、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓから出力されたデジタルの送信信号ＧＰ_ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をアナログの送信信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部２６_ｓは、アナログの送信信号を送信ＲＦ部３_ｓに出力する。

送信ＲＦ部３_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍したキャリア周波数帯域の送信基準信号を生成する。送信ＲＦ部３_ｓの各部は、生成された送信基準信号に基づいて動作する。

直交変調部３１_ｓは、Ｄ／Ａ変換部２６_ｓから出力された送信信号を入力して直交変調する。直交変調部３１_ｓは、直交変調された送信信号を周波数変換部３２_ｓに出力する。

周波数変換部３２_ｓは、直交変調部３１_ｓから出力された送信信号を入力し、入力された送信信号と送信基準信号とを用いて、ベースバンドの送信信号をアップコンバートする。周波数変換部３２_ｓは、高周波のレーダ送信信号を生成する。周波数変換部３２_ｓは、生成されたレーダ送信信号を増幅器３３_ｓに出力する。

増幅器３３_ｓは、周波数変換部３２_ｓから出力されたレーダ送信信号を入力し、入力されたレーダ送信信号のレベルを所定のレベルに増幅し、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓに出力する。増幅されたレーダ送信信号は、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓを介した空間への放射によって送信される。

送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓは、送信ＲＦ部３_ｓにより出力されたレーダ送信信号を空間に放射することによって送信する。図５に示す様に、レーダ送信信号は、送信周期Ｔ_ｒのうち送信区間Ｔ_ｗの間に送信され、無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）の間には送信されない。

なお、送信ＲＦ部３_ｓ及び受信ＲＦ部４_ｓには、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号が共通に供給されている。これにより、送信ＲＦ部３_ｓ及び受信ＲＦ部４_ｓ間が同期した動作ができる。

（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部Ｒｘ_ｓの各部の構成について、図４を参照して詳細に説明する。

図４に示すレーダ受信部Ｒｘ_ｓは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ_ｓが接続された受信ＲＦ部４_ｓ、ＶＧＡ部５_ｓ及び信号処理部６_ｓを含む構成である。受信ＲＦ部４_ｓは、増幅器４１_ｓ、周波数変換部４２_ｓ及び直交検波部４３_ｓを含む構成である。信号処理部６_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓ、第ｓ受信位相シフト部６２_ｓ、相関値演算部６３_ｓ、コヒーレント積分部６４_ｓ及び距離推定部６５_ｓを含む構成である。信号処理部６_ｓの各部は、各送信周期Ｔ_ｒを信号処理区間として周期的に演算する。

次に、レーダ受信部Ｒｘ_ｓの各部の動作について詳細に説明する。

受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ_ｓは、レーダ送信部Ｔｘ_ｓから送信されたレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓにより反射された反射波信号、及び対向的に配置された他セクタレーダからのレーダ送信信号を受信する。受信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓにおいて受信された受信信号は、受信ＲＦ部４_ｓに入力される。

受信ＲＦ部４_ｓは、送信ＲＦ部３_ｓと同様に、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の受信基準信号を生成する。

増幅器４１_ｓは、受信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓにおいて受信された高周波の受信信号を入力し、入力された受信信号のレベルを増幅して周波数変換部４２_ｓに出力する。

周波数変換部４２_ｓは、増幅器４１_ｓから出力された高周波の受信信号を入力し、入力された高周波の受信信号と受信基準信号とを用いて、高周波の受信信号をベースバンドの受信信号にダウンコンバートする。周波数変換部４２_ｓは、ベースバンドの受信信号を生成し、生成されたベースバンドの受信信号を直交検波部４３_ｓに出力する。

直交検波部４３_ｓは、周波数変換部４２_ｓから出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することによって、同相信号（In-phase signal、Ｉ信号）及び直交信号（Quadrate signal、Ｑ信号）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部４３_ｓは、生成された受信信号をＶＧＡ部５_ｓに出力する。

ＶＧＡ部５_ｓは、直交検波部４３_ｓから出力されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号をそれぞれ入力し、入力された受信信号の出力レベルを調整して、入力されたベースバンドの受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１_ｓの入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収める。

ＶＧＡ部５_ｓは、出力レベルが調整されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号をＡ／Ｄ変換部６１_ｓに出力する。本実施形態においては、説明を簡単にするため、ＶＧＡ部５_ｓにおける利得は、受信信号の出力レベルがＡ／Ｄ変換部６１_ｓの入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収まる様に予め調整されている。

信号処理部６_ｓは、受信ＲＦ部４_ｓと同様に、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６_ｓの各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。

受信基準クロック周波数をｆ_ＲｘＢＢと表すと、送信周期Ｔ_ｒは、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆ_ＲｘＢＢ）の整数倍Ｎ_ｖ倍として表せる（数式（１１）参照）。送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢは、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢの整数Ｎ_ＴＲ倍の関係にあるとする（数式（１２）参照）。なお、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢは公称値であり、実際上はレーダ受信部Ｒｘ_ｓ毎に異なる周波数誤差を含む。

Ａ／Ｄ変換部６１_ｓは、ＶＧＡ部５_ｓから出力されたＩ信号及びＱ信号を含む受信信号を入力し、入力されたＩ信号及びＱ信号を含む受信信号を、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢを基に、離散時刻（１／ｆ_ＲｘＢＢ）毎にそれぞれサンプリングすることにより、アナログデータの受信信号をデジタルデータに変換する。

Ａ／Ｄ変換部６１_ｓは、離散時刻ｋ_ｓ毎に変換されたデジタルデータの受信信号を、離散サンプル値として第ｓ受信位相シフト部６２_ｓに出力する。変換された離散サンプル値である受信信号ｘ_ｓ（ｋ_ｓ）は、離散時刻ｋ_ｓにおける離散サンプル値であるＩ信号Ｉｒ_ｓ（ｋ_ｓ）及びＱ信号Ｑｒ_ｓ（ｋ_ｓ）を用いて、数式（１３）により複素数として表せる。

ここで、レーダ装置１０の測定範囲を、図６及び図７を参照して説明する。図６は、セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号の送信区間がセクタレーダＳＲ_１からのレーダ送信信号の送信周期の開始時に跨る場合におけるセクタレーダＳＲ_１の測定期間を説明するための説明図である。図７は、第ｓ番目のセクタレーダＳＲ_ｓにおける測定範囲を説明するための説明図であり、図６に示すレーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗ、送信周期Ｔ_ｒ及び測定範囲（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）を、離散時刻ｋ_ｓを用いて具体的に説明した図である。

図６の説明を簡単にするため、レーダ送信信号の送信符号（点線参照）は相補符号とし、相補符号のペアとなる各符号系列ａ_ｎ，ｂ_ｎのレーダ送信信号は、２個の送信周期を単位として、各送信周期Ｔ_ｒの送信区間Ｔ_ｗにおいて出力されている。

セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号（実線参照）の送信区間がセクタレーダＳＲ_１からのレーダ送信信号の送信周期Ｔ_ｒの開始時に跨る場合、送信周期Ｔ_ｒの開始時点の前後において送信位相シフト及び受信位相シフトが異なる場合がある。レーダ装置１０は、セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号の送信区間がセクタレーダＳＲ_１からのレーダ送信信号の送信周期Ｔ_ｒの開始時に跨る場合、セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号の送信区間の開始時からセクタレーダＳＲ_１の送信周期Ｔ_ｒの開始時までの区間を測定範囲に含めない。

即ち、レーダ装置１０は、セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号の送信区間の開始時からセクタレーダＳＲ_１からのレーダ送信信号の送信周期Ｔ_ｒの開始時までの区間Ｔ_ｓを測定範囲に含めない。図７では、送信区間Ｔ_ｗは離散時刻ｋ_ｓ＝１〜Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲとなり、測定範囲の区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）は送信区間Ｔ_ｗを含む離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲとなり、測定範囲外の区間Ｔ_ｓ（＝Ｔ_ｗ）は離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲ〜Ｎ_ｕ／Ｎ_ＴＲとなる。

離散時刻ｋ_ｓはＡ／Ｄ変換部６１_ｓにおいてサンプリングされるタイミングを表し、離散時刻ｋ_ｓ＝１は送信周期Ｔ_ｒの開始時点を表し、離散時刻ｋ_ｓ＝Ｎ_ｖは送信周期Ｔ_ｒの終了時点を表す。離散時刻ｋ_ｓは実際には１〜Ｎ_ｖを取り得るが、レーダ装置１０の送信周期Ｔ_ｒのうち測定範囲外Ｔ_ｓは測定範囲に含まれないため、実質的には離散時刻ｋ_ｓは１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲとなる。

数式（１３）の第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号ｘ_ｓ（ｋ_ｓ）は、複素ベースバンド信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）として数式（１４）を用いて表せる。

ここで、セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの動作を個別に説明する。第ｓ受信位相シフト部６２_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。第ｓ受信位相シフト部６２_ｓは、パルス送信制御部２１_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に、１個の送信周期毎に、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第ｓ受信位相シフト部６２_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１_ｓからの送信タイミング信号を基に、１個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ_ｓ−１）（−φ_ｓ））を受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に付与する（数式（１５）参照）。第ｓ受信位相シフト部６２_ｓは、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を相関値演算部６３_ｓに出力する。

次に、セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの動作において、セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、受信位相シフトφ_２がφ_１と異なる点である（数式（１６）参照）。例えば、パラメータφ_１が９０度となり、パラメータφ_２が−９０度となる。

相関値演算部６３_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２_ｓから出力された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。相関値演算部６３_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの送信符号を周期的に生成する。

相関値演算部６３_ｓは、入力された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）と、送信符号Ｃ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋ_ｓ，ｍ）を演算する。スライディング相関値ＡＣ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおける、送信符号と受信信号とのスライディング相関演算によって演算された値である。

具体的には、相関値演算部６３_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を、数式（１７）に従って演算する。相関値演算部６３_ｓは、数式（１７）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）をコヒーレント積分部６４_ｓに出力する。数式（１７）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

相関値演算部６３_ｓは、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて演算するが、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットＴＡＲ_ｓの存在範囲に応じて、測定レンジ（ｋ_ｓの範囲）を、例えばｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲に更に限定してもよい。これにより、レーダ装置１０は、相関値演算部６３_ｓの演算量を更に低減できる。即ち、レーダ装置１０は、信号処理部６_ｓにおける演算量の削減に基づく消費電力量を更に低減できる。

レーダ装置１０は、相関値演算部６３_ｓが離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する場合には、各セクタレーダＳＲ_ｓからの各レーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗにおける反射波信号の測定を省略できる。

レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲ_ｓからの各レーダ送信信号が各レーダ受信部Ｒｘ_ｓに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）の限定によって、コヒーレント積分部６４_ｓ及び距離推定部６５_ｓの動作も同様の測定レンジに限定した範囲において動作する。

コヒーレント積分部６４_ｓは、相関値演算部６３_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を基に、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を加算する。

コヒーレント積分部６４_ｓは、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）の離散時刻ｋ_ｓ毎の加算により、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（１８）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。パラメータｖ_ｓは、セクタレーダＳＲ_ｓにおけるコヒーレント積分部６４_ｓのコヒーレント積分回数ＮＰを１個の単位とした場合におけるコヒーレント積分回数の序数を表す。コヒーレント積分部６４_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５_ｓに出力する。

数式（１８）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、セクタレーダＳＲ_ｓにおける所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を改善できる。

図８（ａ）は、従来のレーダ装置の受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図である。図８（ｂ）は、本開示に係るレーダ装置１０を構成する各セクタレーダＳＲ_ｓの受信位相シフト前における各受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図である。図８（ｃ）は、本開示に係るレーダ装置１０を構成する各セクタレーダＳＲ_ｓの受信位相シフト後における各受信信号に含まれるＤＣオフセット成分とドップラ周波数成分との関係を示す説明図である。

なお、パルスレーダにおけるターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数成分の検出は、例えば下記の参考非特許文献２において記載されている。
（参考非特許文献２）Ｓａｎｇ−Ｄｏｎｇ ＫＩＭ，Ｊｏｎｇ−Ｈｕｎ ＬＥＥ，“Ａ Ｍｅｍｏｒｙ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｈａｒｄｗａｒｅ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ａ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒａｄａｒ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ．”， ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ， Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ， Ｖｏｌ．Ｅ９４−Ａ Ｎｏ．５ ｐｐ．１２１０−１２１３，２０１１

図８（ａ）〜（ｃ）は受信信号に定常的にＤＣオフセット成分が含まれる場合を示す。ターゲットＴＡＲ_ｓが移動することを想定した場合に、ターゲットＴＡＲ_ｓにより反射された反射波信号に含まれるドップラ周波数をｆ_ｄ、ｆ_ｄの正方向の最大値をＦ_ｄｍａｘ、ｆ_ｄの負方向の最大値を−Ｆ_ｄｍａｘと表す。

図８（ａ）に示す従来のレーダ装置による受信信号では、ＤＣオフセット成分は反射波信号に含まれるドップラ周波数Ｆ_ｄの取り得る範囲（２Ｆ_ｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムに現れ、ドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離することが困難である。従って、従来のレーダ装置はＤＣオフセット成分の影響を受けることになり、反射波信号におけるレンジサイドローブ比が増加し、ターゲット測距特性が劣化する。

各セクタレーダＳＲ_ｓは、各レーダ送信部Ｔｘ_ｓにおいて、所定の符号系列を送信符号として用いたベースバンドの送信信号に、送信周期に応じた送信位相シフトを付与し、高周波のレーダ送信信号を生成する。

送信位相シフトにおける位相回転量をφ_ｓ、送信周期をＴ_ｒと表すと、図８（ｂ）に示す様に、送信位相シフトにより、ドップラ周波数ｆ_ｄの取り得る範囲（２Ｆ_ｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムが（φ_ｓ／２πＴ_ｒ）シフトする。図８（ｂ）においては、位相回転量φ_ｓ、送信周期Ｔ_ｒ及びドップラ周波数の最大値Ｆ_ｄｍａｘの間には、数式（１９）が成立している場合を示す。

これにより、図８（ｂ）に示す様に、各セクタレーダＳＲ_ｓは、反射波信号に含まれるドップラ周波数ｆ_ｄの取り得る範囲（２Ｆ_ｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムとＤＣオフセット成分とを分離できる。

更に、各セクタレーダＳＲ_ｓは、各レーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて、高周波の受信信号をベースバンドの受信信号に変換し、ベースバンドの受信信号に、送信位相シフトの付与時における位相回転量の逆方向の受信位相シフトを付与する。

即ち、図８（ｃ）に示す様に、各セクタレーダＳＲ_ｓは、受信信号に含まれるドップラ周波数ｆ_ｄの取り得る範囲（２Ｆ_ｄｍａｘ）におけるドップラスペクトラムとＤＣオフセットとを（−φ／２πＴ_ｒ）シフトする。これにより、レーダ装置１０は、ＤＣオフセット成分とドップラスペクトラムとを分離でき、ドップラスペクトラムの送信位相シフトによる影響を抑制できる。

本実施形態では、各コヒーレント積分部６４_ｓは、２個の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、セクタレーダＳＲ_１からのレーダ送信信号とセクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。干渉抑圧効果の理由を説明する。例えば、セクタレーダＳＲ_１において、セクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号が干渉波信号として到来する場合を想定する。

セクタレーダＳＲ_１の第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としてのセクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号とを含めた場合のＡ／Ｄ変換部６１_ｓ（ｓ＝１）の出力は、数式（２０）により示される。

数式（２０）の第１項は、セクタレーダＳＲ_１のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ_１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される所望信号成分を表す。数式（２０）の第２項は、セクタレーダＳＲ_２のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号が同じターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ_１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される干渉波信号成分を表す。

パラメータｈ_１１は、セクタレーダＳＲ_１から送信されたレーダ送信信号がセクタレーダＳＲ_１において受信される場合の振幅及び位相の複素減衰係数である。パラメータｈ_１２は、セクタレーダＳＲ_２から送信されたレーダ送信信号がセクタレーダＳＲ_１において受信される場合の振幅及び位相の複素減衰係数である。パラメータｍ_２は数式（２１）、パラメータＮ_{ｄｅｌａｙ}は数式（２２）により表される。

|_ｘ_|は、実数ｘの整数部を出力する演算子である。パラメータτ_１１は、レーダ送信信号がセクタレーダＳＲ_１から送信されてターゲットＴＡＲ_ｓ（ｓ＝１）に反射されてセクタレーダＳＲ_１において受信されるまでの遅延時間である。パラメータτ_１２は、レーダ送信信号がセクタレーダＳＲ_２から送信されてターゲットＴＡＲ_ｓ（ｓ＝２）に反射され若しくは直接的に伝搬されてセクタレーダＳＲ_１において受信されるまでの遅延時間である。なお、説明を簡単にするために、各セクタレーダＳＲ_ｓのレーダ送信部Ｔｘ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘ_ｓのフィルタの応答特性を含めていない。

更に、セクタレーダＳＲ_１の第（ｍ_１＋１）番目の送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としてのセクタレーダＳＲ_２からのレーダ送信信号とを含めた場合のセクタレーダＳＲ_１のＡ／Ｄ変換部６１_ｓの出力は、第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと同じ伝搬環境であると仮定した場合には数式（２３）により示される。第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと同じ伝搬環境である場合とは、複素減衰係数ｈ_１１，ｈ_１２、遅延時間τ_１１，τ_１２が変化しないと見なせる場合である。

セクタレーダＳＲ_１の第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと第（ｍ_１＋１）番目の送信周期Ｔ_ｒとにおける２個の送信周期における相関値演算部６３_ｓの出力、即ちスライディング相関値の加算値は、数式（２４）により表される。

セクタレーダＳＲ_１の第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒ及び第（ｍ_１＋１）番目の送信周期Ｔ_ｒにおける第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの各出力は、数式（２５）及び数式（２６）により表される。

数式（２５）及び数式（２６）の各第１項は、セクタレーダＳＲ_１のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される所望信号成分である。従って、数式（２５）及び数式（２６）の各第１項は、数式（２７）に示す様に同相の信号となり、数式（２４）のコヒーレント積分によってコヒーレント積分利得を得ることができる。∠［ｘ］は、複素数ｘの位相成分を出力する演算子である。

一方、数式（２５）及び数式（２６）の各第２項は、セクタレーダＳＲ２のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される干渉波信号成分である。

セクタレーダＳＲ１とセクタレーダＳＲ２とのキャリア周波数誤差がほぼ同一、即ち数式（２８）が成立する場合には、第ｍ_１番目及び第（ｍ_１＋１）番目の各送信周期Ｔ_ｒにおける各干渉波信号成分の位相関係は、数式（２９）の様に、ほぼ位相が反転する関係となる。従って、レーダ装置１０は、数式（２４）のコヒーレント積分によって、干渉波信号成分を効果的に抑圧できる。

パラメータｆ_ｄｅｖは、セクタレーダＳＲ１とセクタレーダＳＲ２との間のキャリア周波数誤差を表し、送信基準クロック信号の周波数誤差から生じるキャリア周波数誤差及び受信基準クロック信号の周波数誤差から生じるサンプリング周波数誤差により規定される。

例えば、セクタレーダＳＲ１の送信ＲＦ部３_ｓにおけるキャリア周波数を７６ＧＨｚとし、セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２間のキャリア周波数誤差を０．５ｐｐｍ（＝０．５×１０^−６）とし、送信周期Ｔ_ｒを３００ｎｓとする。セクタレーダＳＲ１の測定可能距離が４５ｍ（＝Ｃ_ｏ×Ｔｒ／２、Ｃ_ｏ：光速度）でも、セクタレーダＳＲ１とセクタレーダＳＲ２との間のキャリア周波数誤差ｆ_ｄｅｖに起因する位相変動は、５度以下となる（図９参照）。

即ち、数式（３０）に示す様に、セクタレーダＳＲ１とセクタレーダＳＲ２との間のキャリア周波数誤差ｆ_ｄｅｖに起因する位相変動は、４．１度となり１８０度の約２．５％程度の値であるため無視できる。レーダ装置１０は、干渉波信号成分の２０ｄＢ以上を抑圧できる。図９は、セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２間における周波数誤差による位相回転量と自セクタレーダにおける他セクタレーダからの干渉信号の干渉抑圧量との関係を示すグラフである。

上述した説明は、セクタレーダＳＲ１においてセクタレーダＳＲ２からの干渉波信号が到来する場合を想定したが、セクタレーダＳＲ２においてセクタレーダＳＲ１からの干渉波信号が到来する場合についても同様に適用可能である。

距離推定部６５_ｓは、ＮＰ回の送信周期Ｔ_ｒ毎にコヒーレント積分部６４_ｓから出力された離散時刻ｋ_ｓ毎のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を入力する。距離推定部６５_ｓは、入力された離散時刻ｋ_ｓ毎のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を基に、ターゲットＴＡＲ_ｓまでの距離を推定する。距離推定部６５_ｓにおける距離推定は、例えば下記参考非特許文献３において開示されている推定方法を適用可能である。

（参考非特許文献３）Ｂｕｓｓｇａｎｇ， Ｊ．Ｊ．；Ｎｅｓｂｅｄａ， Ｐ．；Ｓａｆｒａｎ，Ｈ．，“Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｒａｎｇｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＣＷ， Ｐｕｌｓｅ， ａｎｄ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒａｄａｒ”，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ， Ｖｏｌｕｍｅ：４７， Ｉｓｓｕｅ：１０， ｐｐ．１７５３−１７６２，１９５９

第ｖ_ｓ番目の出力周期（ｖ_ｓ×ＮＰ×Ｔ_ｒ）において得られたコヒーレント積分部６４_ｓからのコヒーレント積分値の絶対値の自乗値｜ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）｜^２は、離散時刻ｋ_ｓ毎の反射波信号の受信レベルに相当する。距離推定部６５_ｓは、セクタレーダＳＲ_ｓの周囲の雑音レベルから所定値以上を上回るピーク受信レベルの検出時刻ｋ_ｐｓを基に、数式（３１）に従って距離Ｒａｎｇｅ（ｋ_ｐｓ）を推定する。数式（３１）において、パラメータＣ_０は光速度である。

以上により、第１の実施形態のレーダ装置１０は、複数のセクタレーダを対向配置させた場合に、対向する各セクタレーダ間の送信周期の同期を不要とし、簡易な構成によってセクタレーダ間における干渉を抑圧できる。更に、レーダ装置１０は、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。

なお、本実施形態ではセクタレーダＳＲ１及びＳＲ２において用いられる送信符号は、符号長Ｌの同一の符号系列Ｃ_ｎとしたが、同一の符号系列Ｃ_ｎに限定されず、同一の符号長Ｌの異なる符号系列Ｃ（１）_ｎ，Ｃ（２）_ｎでもよい。特に、セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２の各符号生成部２１_ｓが異なる符号系列Ｃ（１）_ｎ，Ｃ（２）_ｎに互いに相互相関が小さい符号系列をそれぞれ選択することにより、レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲ_ｓ間における干渉を一層抑圧できる。

また、本実施形態ではセクタレーダＳＲ１及びＳＲ２において用いられる送信符号は、異なる符号長Ｌ_１，Ｌ_２の異なる符号系列Ｃ（１）_ｎ１，Ｃ（２）_ｎ２でもよい。特に、セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２の各符号生成部２１_ｓが異なる符号系列Ｃ（１）_ｎ，Ｃ（２）_ｎに互いに相互相関が小さい符号系列をそれぞれ選択することにより、レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲ_ｓ間における干渉を一層抑圧できる。セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２が異なる符号系列Ｃ（１）_ｎ，Ｃ（２）_ｎのレーダ送信信号を送信するため、各セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２からの各レーダ送信信号の送信区間がそれぞれ異なる（図１０（ａ）及び（ｂ）参照）。

図１０（ａ）は、セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２における送信符号の符号長が異なる場合のセクタレーダＳＲ１における測定範囲を説明するための説明図である。図１０（ｂ）は、セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２における送信符号の符号長が異なる場合のセクタレーダＳＲ２における測定範囲を説明するための説明図である。

レーダ装置１０は、セクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号の送信区間がセクタレーダＳＲ１からのレーダ送信信号の送信周期Ｔ_ｒの開始時に跨る場合、セクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号の送信区間の開始時からセクタレーダＳＲ１の送信周期Ｔ_ｒの開始時までの区間を測定範囲に含めない。

即ち、図１０（ａ）に示す様に、セクタレーダＳＲ１では、送信区間Ｔ_ｗ１は離散時刻ｋ_ｓ＝１〜Ｎ_ｗ１／Ｎ_ＴＲとなり、測定範囲の区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ２）は送信区間Ｔ_ｗ１を含む離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ２）／Ｎ_ＴＲとなり、測定範囲外の区間Ｔ_ｓ（＝Ｔ_ｗ１）は離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ２）／Ｎ_ＴＲ〜Ｎ_ｕ／Ｎ_ＴＲとなる。

即ち、図１０（ｂ）に示す様に、セクタレーダＳＲ２では、送信区間Ｔ_ｗ２は離散時刻ｋ_ｓ＝１〜Ｎ_ｗ２／Ｎ_ＴＲとなり、測定範囲の区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ１）は送信区間Ｔ_ｗ２を含む離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ１）／Ｎ_ＴＲとなり、測定範囲外の区間Ｔ_ｓ（＝Ｔ_ｗ２）は離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ１）／Ｎ_ＴＲ〜Ｎ_ｕ／Ｎ_ＴＲとなる。

更に、本実施形態では、セクタレーダＳＲ１の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは送信位相シフトφ_１＝９０度、セクタレーダＳＲ２の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは送信位相シフトφ_２＝−９０度を付与したが、φ_１，φ_２は９０度，−９０度に限定されない。

セクタレーダＳＲ１の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓとセクタレーダＳＲ２の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓとは、互いに異なる位相回転方向（φ_１，φ_２）＝（φ（ｑ，Ｎ_ｉ）＋α，−φ（ｑ，Ｎ_ｉ）＋α）（＝（（ｑπ／Ｎ_ｉ）＋α，（−ｑπ／Ｎ_ｉ）＋α）））の位相シフトを付与する。これにより、各セクタレーダＳＲ１及びＳＲ２は、それぞれ対向的に配置された他セクタレーダとなるセクタレーダＳＲ２及びＳＲ１からの各干渉波信号を同様に抑圧し、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。

パラメータｑは１〜Ｎ_ｉであって、パラメータＮ_ｉは２以上の自然数であって、パラメータαは固定の位相値である。各第ｓコヒーレント積分部６４_ｓは、Ｎ_ｉ個の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、セクタレーダＳＲ１からのレーダ送信信号とセクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

例えば、Ｎ_ｉ＝３、ｑ＝１、α＝０での位相シフトは、（φ_１，φ_２）＝（φ（１，３，−φ（１，３））＝（π／３，−π／３）となる。Ｎ_ｉ＝３、ｑ＝２、α＝０での位相シフトは、（φ_１，φ_２）＝（φ（２，３，−φ（２，３））＝（２π／３，−２π／３）となる。各第ｓコヒーレント積分部６４_ｓは、３個の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、セクタレーダＳＲ１からのレーダ送信信号とセクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

干渉抑圧効果の理由を、３個の送信周期に限定せずにＮ_ｉ個の送信周期に一般化して説明する。例えば、セクタレーダＳＲ１において、セクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号が干渉波信号として到来する場合を想定する。

セクタレーダＳＲ１の第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としてのセクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号とを含めた場合のＡ／Ｄ変換部６１_ｓ（ｓ＝１）の出力は、数式（２０）により示される。

更に、セクタレーダＳＲ１の第（ｍ_１＋１）番目から第（ｍ_１＋（Ｎ_ｉ−１））番目までの各送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としてのセクタレーダＳＲ２からのレーダ送信信号とを含めた場合のセクタレーダＳＲ１のＡ／Ｄ変換部６１_ｓの出力は、第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと同じ伝搬環境であると仮定した場合には数式（３２）により示される。数式（３２）において、パラメータｗは１〜（Ｎ_ｉ−１）である。

セクタレーダＳＲ１の第ｍ_１番目から第（ｍ_１＋（Ｎ_ｉ−１））番目までのＮ_ｉ個の各送信周期Ｔ_ｒにおける相関値演算部６３_ｓの出力、即ちスライディング相関値の加算値は、数式（３３）により表される。

セクタレーダＳＲ１の第ｍ_１番目及び第（ｍ_１＋ｗ）番目の各送信周期Ｔ_ｒにおける各第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの出力は、数式（３４）及び数式（３５）により表される。

数式（３４）及び数式（３５）の各第１項は、セクタレーダＳＲ１のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される所望信号成分である。従って、数式（３４）及び数式（３５）の各第１項は、数式（３６）に示す様に同相の信号となり、数式（３３）のコヒーレント積分によってコヒーレント積分利得を得ることができる。∠［ｘ］は、複素数ｘの位相成分を出力する演算子である。

一方、数式（３４）及び数式（３５）の各第２項は、セクタレーダＳＲ２のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される干渉波信号成分である。

セクタレーダＳＲ１とセクタレーダＳＲ２とのキャリア周波数誤差が許容程度内では、即ち数式（２８）が成立する場合には、第ｍ_１番目から第（ｍ_１＋ｗ）番目までの各送信周期Ｔ_ｒにおける干渉波信号成分の位相関係は、数式（３７）の様な位相関係となる。数式（３８）は、セクタレーダＳＲ１のコヒーレント積分部６４_ｓによる干渉波信号成分のコヒーレント積分を表す。従って、レーダ装置１０は、数式（３３）のコヒーレント積分によって、数式（３８）に示す様に干渉成分が互いに打ち消す位相関係となり、干渉波信号成分を効果的に抑圧できる。但し、Ｎ_ｉが大きくなるほど、周波数誤差ｆ_ｄｅｖに起因する位相変動の影響を受け易くなるため、レーダ装置１０における基準クロック信号の周波数精度に応じたＮ_ｉの上限値が存在する。

なお、上述した説明は、セクタレーダＳＲ１においてセクタレーダＳＲ２からの干渉波信号が到来する場合を想定したが、セクタレーダＳＲ２においてセクタレーダＳＲ１からの干渉波信号が到来する場合についても同様に適用可能である。

（第１の実施形態の変形例）
第１の実施形態の変形例では、セクタレーダＳＲ_ｓの第ｓ受信位相シフト部６２_ｓを、相関値演算部６３_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）に受信位相シフトを付与するために配置する（図１１参照）。

図１１は、第１の実施形態の変形例のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲａ_ｓの内部構成を詳細に示すブロック図である。セクタレーダＳＲａ_ｓとセクタレーダＳＲ_ｓとの各部の構成及び動作が同様のブロックには同一の符号を付し、以下、セクタレーダＳＲａ_ｓの構成及び動作の説明において、セクタレーダＳＲ_ｓと同様の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。

図１１に示すレーダ受信部Ｒｘａ_ｓは、受信ＲＦ部４_ｓ、ＶＧＡ部５_ｓ及び信号処理部６ａ_ｓを含む構成である。信号処理部６ａ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓ、相関値演算部６３ａ_ｓ、第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓ、コヒーレント積分部６４ａ_ｓ及び距離推定部６５_ｓを含む構成である。

相関値演算部６３ａ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。相関値演算部６３ａ_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの送信符号を周期的に生成する。

相関値演算部６３ａ_ｓは、入力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）と、送信符号Ｃ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する。

具体的には、相関値演算部６３ａ_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を、数式（３９）に従って演算する。相関値演算部６３ａ_ｓは、数式（３９）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓに出力する。数式（３９）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

ここで、セクタレーダＳＲａ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの動作を個別に説明する。第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓは、相関値演算部６３ａ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を入力する。第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１_ｓからの送信タイミング信号を基に、入力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）に、１個の送信周期毎に、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１_ｓからの送信タイミング信号を基に、１個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ_ｓ−１）（−φ_ｓ））をスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）に付与する（数式（４０）参照）。第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓは、受信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）をコヒーレント積分部６４ａ_ｓに出力する。

次に、セクタレーダＳＲａ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの動作において、セクタレーダＳＲａ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なるものである（数式（４１）参照）。例えば、パラメータφ_１が９０度となり、パラメータφ_２が−９０度となる。

コヒーレント積分部６４ａ_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ａ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４ａ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を基に、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を離散時刻ｋ_ｓ毎に加算する。

コヒーレント積分部６４ａ_ｓは、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を離散時刻ｋ_ｓ毎に加算することにより、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（４２）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４ａ_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ａ_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５_ｓに出力する。

数式（４２）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ａ_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、セクタレーダＳＲａ_ｓにおける所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分（ノイズ成分）を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。

以上により、第１の実施形態の変形例のレーダ装置１０は、第１の実施形態のレーダ装置１０と同様の効果を得ることができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では送信符号に低レンジサイドローブ特性が得られる、例えばＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号及びＧｏｌｄ符号系列のうちいずれかの符号系列を用いる例を説明した。第２の実施形態では、送信符号に相補符号を用いる例を説明する。

第２の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）の構成及び動作について、図１２〜図１４を参照して説明する。図１２は、第２の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図である。図１３は、第２の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図である。図１４は、第２の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。

セクタレーダＳＲｂ_ｓとセクタレーダＳＲ_ｓとの各部の構成及び動作が同様のブロックには同一の符号を付し、以下、セクタレーダＳＲｂ_ｓの構成及び動作の説明において、セクタレーダＳＲ_ｓと同様の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。

図１２に示すセクタレーダＳＲｂ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓ、レーダ送信部Ｔｘｂ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘｂ_ｓを含む構成である。レーダ送信部Ｔｘｂ_ｓは、送信信号生成部２ｂ_ｓ、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ_ｓと接続される送信ＲＦ部３_ｓを有する構成である。送信信号生成部２ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓ、符号生成部２２ｂ_ｓ、変調部２３ｂ_ｓ及び第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓを含む構成である。符号生成部２２ｂ_ｓは、少なくとも１個以上の符号生成部として、第１符号生成部２２ｂ１_ｓ及び第２符号生成部２２ｂ２_ｓを含む構成であり、少なくとも１個以上の符号系列を生成する。

レーダ送信部Ｔｘｂ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘｂ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓに接続され、基準信号発振器Ｌｏ_ｓからリファレンス信号（基準信号）が供給され、レーダ送信部Ｔｘｂ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘｂ_ｓの処理は同期する。

レーダ受信部Ｒｘｂ_ｓは、受信ＲＦ部４_ｓ、ＶＧＡ部５_ｓ、及び信号処理部６ｂ_ｓを有する構成である。信号処理部６ｂ_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓ、相関値演算部６３ｂ_ｓ、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓ及び距離推定部６５_ｓを含む構成である。

（レーダ送信部）
次に、セクタレーダＳＲｂ_ｓのレーダ送信部Ｔｘｂ_ｓの各部の構成について、図１３を参照して詳細に説明する。

送信信号生成部２ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓ、符号生成部２２ｂ_ｓ、変調部２３ｂ_ｓ、ＬＰＦ２４_ｓ、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓ及びＤ／Ａ変換部２６_ｓを含む構成である。図１２では、送信信号生成部２ｂ_ｓはＬＰＦ２４_ｓを含む構成であるが、ＬＰＦ２４_ｓは送信信号生成部２ｂ_ｓと独立してレーダ送信部Ｔｘｂ_ｓの中に構成されてもよい。送信ＲＦ部３_ｓの構成及び動作は、セクタレーダＳＲ_ｓにおける送信ＲＦ部３_ｓと同様のため、送信ＲＦ部３の構成及び動作の説明を省略する。

次に、レーダ送信部Ｔｘｂ_ｓの各部の動作について詳細に説明する。

送信信号生成部２ｂ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２ｂ_ｓの各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。送信基準クロック周波数をｆ_ＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔ_ｒは、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆ_ＴｘＢＢ）の整数Ｎ_ｒ倍として表せる（数式（５）参照）。

送信信号生成部２ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎの変調によって、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１〜Ｌであり、パラメータＬは、符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎの各符号長を表す。ｊは、ｊ^２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｔ_ｓは、離散時刻を表す。

送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、図１４に示す様に、例えば各送信周期Ｔ_ｒの送信区間Ｔ_ｗ［秒］では、符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮ_ｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、送信区間Ｔ_ｗにおいては、Ｎ_ｗ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。各送信周期Ｔ_ｒの無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）［秒］では、Ｎ_ｕ（＝Ｎ_ｒ−Ｎ_ｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６）の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、数式（７）を用いて表せる。

パルス送信制御部２１ｂ_ｓは、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔ_ｒ毎に生成し、符号生成部２２ｂ_ｓ、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓ及び第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓにそれぞれ出力する。

第１符号生成部２２ｂ１_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの奇数番目の送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうち一方の相補符号系列Ａ_ｎの送信符号を生成する。第１符号生成部２２ｂ１_ｓは、生成された相補符号系列Ａ_ｎの送信符号を変調部２３ｂ_ｓに出力する。以下、符号系列Ａ_ｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ａ_ｎと記載する。

第２符号生成部２２ｂ２_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの偶数番目の送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうち一方の相補符号系列Ｂ_ｎの送信符号を生成する。第２符号生成部２２ｂ２_ｓは、生成された相補符号系列Ｂ_ｎの送信符号を変調部２３ｂ_ｓに出力する。以下、符号系列Ｂ_ｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ｂ_ｎと記載する。

なお、本実施形態では、第１符号生成部２２ｂ１_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎを生成し、第２符号生成部２２ｂ２_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ｂ_ｎを生成する旨を説明した。但し、第１符号生成部２２ｂ１_ｓが符号長Ｌの相補符号系列Ｂ_ｎを生成し、第２符号生成部２２ｂ２_ｓが符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎを生成してもよい。

変調部２３ｂ_ｓは、符号生成部２２_ｓから出力された送信符号Ａ_ｎ又は送信符号Ｂ_ｎを入力する。変調部２３ｂ_ｓは、入力された送信符号Ａ_ｎ又は送信符号Ｂ_ｎをパルス変調し、数式（６）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を生成する。変調部２３ｂ_ｓは、ＬＰＦ２４_ｓを介して、生成された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓに出力する。

ここで、セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓの動作を個別に説明する。第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、変調部２３ｂ_ｓ又はＬＰＦ２４_ｓから出力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を入力する。第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、所定の送信位相シフトを付与する（図１４参照）。

具体的には、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた送信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］φ_ｓ）を送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）に付与する（数式（４３）参照）。パラメータφ_ｓは、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓにおいて付与される位相回転量（例えば９０度）であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ_ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をＤ／Ａ変換部２６_ｓに出力する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。

次に、セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓの動作において、セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、数式（４４）における送信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］φ_ｓ）において、位相回転量としてのパラメータφ_ｓがφ_１と異なるもので、例えば、パラメータφ_１が９０度となり、パラメータφ_２が−９０度となる。つまり、パラメータφ_１（ｓ＝１）とパラメータφ_２（ｓ＝２）とは逆位相の関係を有する（φ_１＝−φ_２）。

（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部Ｒｘｂ_ｓの各部の構成について、図１３を参照して詳細に説明する。

図１３に示すレーダ受信部Ｒｘｂ_ｓは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ_ｓが接続された受信ＲＦ部４_ｓ、ＶＧＡ部５_ｓ及び信号処理部６ｂ_ｓを含む構成である。信号処理部６ｂ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓ、第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓ、相関値演算部６３ｂ_ｓ、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓ及び距離推定部６５_ｓを含む構成である。信号処理部６ｂ_ｓの各部は、各送信周期Ｔ_ｒを信号処理区間として周期的に演算する。

次に、レーダ受信部Ｒｘｂ_ｓの各部の動作について詳細に説明する。

信号処理部６ｂ_ｓは、受信ＲＦ部４_ｓと同様に、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６ｂ_ｓの各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。

ここで、セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓの動作を個別に説明する。第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］（−φ_ｓ））を受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に付与する（数式（４５）参照）。第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を相関値演算部６３ｂ_ｓに出力する。

次に、セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓの動作において、セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝２）における動作との相違点は、位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なるものである（数式（４６）参照）。例えば、パラメータφ_１が９０度となり、パラメータφ_２が−９０度となる。

相関値演算部６３ｂ_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓから出力された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。相関値演算部６３ｂ_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、奇数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ−１、ｚ_ｓ：自然数）の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ａ_ｎの送信符号を周期的に生成する。
また、相関値演算部６３ｂ_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、偶数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ）の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｂ_ｎの送信符号を周期的に生成する。

相関値演算部６３ｂ_ｓは、入力された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）と、送信符号Ａ_ｎ又はＢ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する。スライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおける、送信符号と受信信号とのスライディング相関演算によって演算された値である。

具体的には、相関値演算部６３ｂ_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、奇数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ−１）の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）を、数式（４７）に従って演算する。相関値演算部６３ｂ_ｓは、数式（４７）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）をコヒーレント積分部６４ｂ_ｓに出力する。数式（４７）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

また、相関値演算部６３ｂ_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、偶数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ）の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を、数式（４８）に従って演算する。相関値演算部６３ｂ_ｓは、数式（４８）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）をコヒーレント積分部６４ｂ_ｓに出力する。数式（４８）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

相関値演算部６３ｂ_ｓは、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて演算するが、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットＴＡＲ_ｓの存在範囲に応じて、測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）を、例えばｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲に更に限定してもよい。これにより、レーダ装置１０は、相関値演算部６３ｂ_ｓの演算量を更に低減できる。即ち、レーダ装置１０は、信号処理部６ｂ_ｓにおける演算量の削減に基づく消費電力量を更に低減できる。

レーダ装置１０は、相関値演算部６３ｂ_ｓが離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する場合には、レーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗにおける反射波信号の測定を省略できる。

レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲ_ｓからの各レーダ送信部Ｔｘｂ_ｓからのレーダ送信信号が各レーダ受信部Ｒｘｂ_ｓに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）の限定によって、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓ及び距離推定部６５_ｓの動作も同様の測定レンジに限定した範囲において動作する。

コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、相関値演算部６３ｂ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、奇数番目及び偶数番目の２個の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を基に、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を加算する。

コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）の離散時刻ｋ_ｓ毎の加算により、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（４９）に従って演算する。パラメータ２ＮＰは、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５_ｓに出力する。

数式（４９）において所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、２ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。

以上により、第２の実施形態のレーダ装置１０は、送信符号に相補符号を用いた場合においても、第１の実施形態のレーダ装置１０と等価な効果を得ることができる。

（第２の実施形態の変形例）
第２の実施形態の変形例１では、第１の実施形態の変形例と同様に、第２の実施形態の第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓを、相関値演算部６３ｂ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）に受信位相シフトを付与するために配置する（図１５参照）。

図１５は、第２の実施形態の変形例のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｃ_ｓの内部構成を詳細に示すブロック図である。セクタレーダＳＲｃ_ｓとセクタレーダＳＲｂ_ｓとの各部の構成及び動作が同様のブロックには同一の符号を付し、以下、セクタレーダＳＲｃ_ｓの構成及び動作の説明において、セクタレーダＳＲｂ_ｓと同様の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。

図１５に示すレーダ受信部Ｒｘｃ_ｓは、受信ＲＦ部４_ｓ、ＶＧＡ部５_ｓ及び信号処理部６ｃ_ｓを含む構成である。信号処理部６ｃ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓ、相関値演算部６３ｃ_ｓ、第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓ、コヒーレント積分部６４ｃ_ｓ及び距離推定部６５_ｓを含む構成である。

相関値演算部６３ｃ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。相関値演算部６３ｃ_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、奇数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ−１）の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ａ_ｎの送信符号を周期的に生成する。

相関値演算部６３ｃ_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、偶数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ＝２ｚ_ｓ）の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｂ_ｎの送信符号を周期的に生成する。相関値演算部６３ｃ_ｓは、入力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）と、パルス圧縮符号Ａ_ｎ又はＢ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する。

具体的には、相関値演算部６３ｃ_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、奇数番目の第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）を、数式（５０）に従って演算する。相関値演算部６３ｃ_ｓは、数式（５０）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）を第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓに出力する。数式（５０）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

また、相関値演算部６３ｃ_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、偶数番目の第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を、数式（５１）に従って演算する。相関値演算部６３ｃ_ｓは、数式（５１）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓに出力する。数式（５１）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

ここで、セクタレーダＳＲｃ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの動作を個別に説明する。第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓは、相関値演算部６３ｃ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）、即ちスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を入力する。第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１_ｓからの送信タイミング信号を基に、入力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、第ｓ送信位相シフト部２５_ｓにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた受信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ−１）／２］（−φ_ｓ））をスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）に付与する（数式（５２）参照）。第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓは、受信位相シフトが付与されたスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）をコヒーレント積分部６４ｃ_ｓに出力する。

次に、セクタレーダＳＲｃ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの動作において、セクタレーダＳＲｃ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なるものである。（数式（５３）参照）。例えば、パラメータφ_１が９０度となり、パラメータφ_２が−９０度となる。

コヒーレント積分部６４ｃ_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｃ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｃ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を基に、所定回数（２ＮＰ回）以上の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を離散時刻ｋ_ｓ毎に加算する。

コヒーレント積分部６４ｃ_ｓは、所定回数（２ＮＰ回）以上の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣＰ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に加算することにより、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（５４）に従って演算する。パラメータ２ＮＰは、コヒーレント積分部６４ｃ_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｃ_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５_ｓに出力する。

数式（５４）において所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｃ_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、２ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。

以上により、第２の実施形態の変形例のレーダ装置１０は、相補符号を送信符号として用いた場合においても、第１の実施形態のレーダ装置１と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
上述した各実施形態では、対向的に配置された２つのセクタレーダＳＲ１及びＳＲ２間において非同期状態において送信されるレーダ送信信号間の干渉を抑圧する例を説明した。第３の実施形態では、対向的に配置されたＮ_Ｒ個（Ｎ_Ｒ≧３の自然数）のセクタレーダ間において非同期状態において送信されるレーダ送信信号間の干渉を抑圧する例を説明する。

本実施形態では、パラメータｓは１〜Ｎ_Ｒであり、各セクタレーダの構成は第２の実施形態のセクタレーダＳＲｂ_ｓ又は第２の実施形態の変形例のセクタレーダＳＲｃ_ｓと同様である。本実施形態では、例えば第２の実施形態のセクタレーダＳＲｂ_ｓと異なる内容について説明する。

また、本実施形態では、第２の実施形態と同様に送信符号に相補符号を用いる例を説明するが、第１の実施形態と同様の送信符号を用いても同様に適用可能である。各セクタレーダの構成は第１の実施形態のセクタレーダＳＲ_ｓ又は第１の実施形態の変形例のセクタレーダＳＲａ_ｓと同様である。

（レーダ送信部）
セクタレーダＳＲｂ_ｓの第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、変調部２３ｂ_ｓ又はＬＰＦ２４_ｓから出力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を入力する。第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、所定の送信位相シフトを付与する（図１４参照）。

具体的には、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、第ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数ｍ_ｓに応じた送信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］φ_ｓ）を送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）に付与する（数式（４３）参照）。パラメータφ_ｓは、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓにおいて付与される位相回転量（例えば９０度）であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓは、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ_ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をＤ／Ａ変換部２６_ｓに出力する。

（レーダ受信部）
第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、パルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、第ｓ送信位相シフト部２５ｂ_ｓにおいて付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｂ_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数ｍ_ｓに応じた受信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］（−φ_ｓ））を受信信号Ｘ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に付与する（数式（４５）参照）。第ｓ受信位相シフト部６２ｂ_ｓは、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ_ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を相関値演算部６３ｂ_ｓに出力する。

コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、相関値演算部６３ｂ_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、奇数番目及び偶数番目の２送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を基に、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を加算する。

コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）の離散時刻ｋ_ｓ毎の加算により、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（４９）に従って演算する。パラメータ２ＮＰは、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５_ｓに出力する。

数式（４９）において所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｂ_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、２ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分（ノイズ成分）を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。

セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１〜Ｎ_Ｒ）の第ｓ送信位相シフト部２５_ｓは、互いに異なる位相回転方向φ_ｓ＝φ（ｑ_ｓ，Ｎ_Ｒ）＋α（＝（（２ｑ_ｓ−１）π／Ｎ_Ｒ）＋α）の位相シフトを付与する。これにより、各セクタレーダＳＲｂ_ｓは、他セクタレーダからの干渉波信号を同様に抑圧し、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。

パラメータｑ_ｓ＝０〜Ｎ_Ｒ−１＝ｓ−１であって、パラメータαは固定の位相値である。各第ｓコヒーレント積分部６４_ｓは、２Ｎ_Ｒ個の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、自セクタレーダからのレーダ送信信号と他セクタレーダからのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

例えば、Ｎ_Ｒ＝３、α＝０での位相シフトは、（φ_１，φ_２，φ_３）＝（φ（−１，３，φ（１，３），φ（２，３））＝（π／３，−π／３，π）となる。各第ｓコヒーレント積分部６４_ｓは、２Ｎ_Ｒ個の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、自セクタレーダからのレーダ送信信号と他セクタレーダからのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

干渉抑圧効果の理由を、２Ｎ_Ｒ個の送信周期に一般化して説明する。例えば、セクタレーダＳＲ１において、第ｚ番目のセクタレーダからのレーダ送信信号が干渉波信号として到来する場合を想定する。パラメータｚは、２〜Ｎ_Ｒである。

セクタレーダＳＲ１の第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としての第ｚ番目のセクタレーダからのレーダ送信信号とを含めた場合のＡ／Ｄ変換部６１_ｓ（ｓ＝１）の出力は、数式（５５）により示される。パラメータｍ_ｚは数式（５６）、パラメータＮ_{ｄｅｌａｙ（ｚ）}は数式（５７）により表される。

更に、セクタレーダＳＲ１の第（ｍ_１＋１）番目から第（ｍ_１＋（２Ｎ_Ｒ−１））番目までの各送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としての第ｚ番目のセクタレーダからのレーダ送信信号とを含めた場合のセクタレーダＳＲ１のＡ／Ｄ変換部６１_ｓの出力は、第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと同じ伝搬環境であると仮定した場合には数式（５８）により示される。数式（５８）において、パラメータｗは１〜（２Ｎ_Ｒ−１）である。

セクタレーダＳＲ１の第ｍ_１番目から第（ｍ_１＋（２Ｎ_Ｒ−１））番目までの２Ｎ_Ｒ個の各送信周期における相関値演算部６３_ｓの出力、即ちスライディング相関値の加算値は、数式（５９）により表される。数式（５９）において、符号系列Ｃ_ｎは、相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうちいずれかである。

セクタレーダＳＲ１の第ｍ_１番目及び第（ｍ_１＋ｗ）番目の各送信周期Ｔ_ｒの各第ｓ受信位相シフト部６２_ｓの出力は、数式（６０）及び数式（６１）により表される。

数式（６０）及び数式（６１）の各第１項は、セクタレーダＳＲ１のレーダ送信部Ｔｘ_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲ１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される所望信号成分である。従って、数式（６０）及び数式（６１）の各第１項は、数式（６２）に示す様に同相の信号となり、数式（５９）によってコヒーレント積分利得を得ることができる。∠［ｘ］は、複素数ｘの位相成分を出力する演算子である。

一方、数式（６０）及び数式（６１）の各第２項は、第ｚ番目のセクタレーダのレーダ送信部からのレーダ送信信号がターゲットに反射されてセクタレーダＳＲ_１のレーダ受信部Ｒｘ_ｓにおいて受信される干渉波信号成分である。

セクタレーダＳＲ_１と第ｚ番目のセクタレーダとのキャリア周波数誤差が許容程度内であれば、即ち数式（６３）が成立する場合には、第ｍ_１番目から第（ｍ_１＋ｗ）番目までの各送信周期Ｔ_ｒにおける干渉波信号成分の位相関係は、数式（６４）の位相関係となる。数式（６５）は、コヒーレント積分部６４_ｓによる干渉波信号成分のコヒーレント積分を表す。従って、レーダ装置１０は、数式（５９）のコヒーレント積分によって、干渉信号成分は、互いの信号成分を打ち消しあう関係となり、数式（６５）に示す様に干渉波信号成分を効果的に抑圧できる。但し、Ｎ_Ｒが大きくなるほど、周波数誤差ｆ_ｄｅｖに起因する位相変動の影響を受け易くなるため、レーダ装置１０における基準クロック信号の周波数精度に応じたＮ_Ｒの上限値が存在する。

なお、上述した説明は、セクタレーダＳＲ_１において第ｚ番目のセクタレーダからの干渉波信号が到来する場合を想定したが、第ｚ番目のセクタレーダにおいてセクタレーダＳＲ１からの干渉波信号が到来する場合についても同様に適用可能である。

（第４の実施形態）
上述した各実施形態では、対向的に配置された複数のセクタレーダ間において非同期状態において送信されるレーダ送信信号間の干渉を抑圧する例を説明した。第４の実施形態では、各セクタレーダが同期してレーダ送信信号を送信する複数のレーダ送信部及びレーダ受信部を有する構成である場合に、対向的に配置された複数のセクタレーダ間において非同期状態において送信されるレーダ送信信号間の干渉を抑圧する例を説明する。本実施形態のレーダ装置１０を構成する複数のセクタレーダは、例えば図２又は図１６に示す様に、対向的に配置されている。以下、本実施形態のレーダ装置１０を構成する複数のセクタレーダは２つとし、パラメータｓは１又は２とする。

図１７は、第４の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図である。図１８は、第４の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図である。図１９は、第４の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１，２）の第１レーダ送信部及び第２レーダ送信部におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信符号との関係を示す説明図である。

先ず、セクタレーダＳＲｄ_ｓの各部の構成について簡略に説明する。以下、同一のセクタレーダＳＲｄ_ｓ内の複数のレーダ送信部又は複数のレーダ受信部の動作が共通の内容についてはパラメータｙを用いて包括的に説明し、複数のレーダ送信部又は複数のレーダ受信部の動作が異なる内容についてはそれぞれ個別に説明する。パラメータｙは、１又は２であり、同一セクタレーダＳＲｄ_ｓ内のレーダ送信部及びレーダ受信部の序数を表す。

図１７に示すセクタレーダＳＲｄ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓ、パルス送信制御部２１ｄ_ｓ、第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ、第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓ、第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓを含む構成である。第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓは、送信信号生成部２ｄ１_ｓ、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１_ｓと接続される送信ＲＦ部３１_ｓを有する構成である。送信信号生成部２ｄ１_ｓは、符号生成部２２１_ｓ、変調部２３１_ｓ及び第ｓ送信位相シフト部２５ｄ１_ｓを含む構成である。なお、各送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１_ｓ又は受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１_ｓは、送信アンテナ素子又は受信アンテナ素子を用いて構成されてもよい。第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの構成は第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓの構成と同様であるため、説明を省略する。

第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ、第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓ、第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓに接続され、基準信号発振器Ｌｏ_ｓからリファレンス信号（基準信号）が供給されている。第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ、第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓ、第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓの処理は同期する。

第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓは、受信ＲＦ部４１_ｓ、ＶＧＡ部５１_ｓ、及び信号処理部６ｄ１_ｓを有する構成である。信号処理部６ｄ１_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｄ１_ｓ、相関値演算部６３ｄ１_ｓ、コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓ及び距離推定部６５１_ｓを含む構成である。第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓの構成は第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓの構成と同様であるため、構成の説明を省略する。

（第ｙ番目のレーダ送信部：ｙは１又は２）
次に、セクタレーダＳＲｄ_ｓの第ｙ番目（ｙ＝１）の第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓの各部の構成について、図１８を参照して詳細に説明する。

送信信号生成部２ｄ１_ｓは、符号生成部２２１_ｓ、変調部２３１_ｓ、ＬＰＦ２４１_ｓ、第ｓ送信位相シフト部２５ｄ１_ｓ及びＤ／Ａ変換部２６１_ｓを含む構成である。図１８では、送信信号生成部２ｄ１_ｓはＬＰＦ２４１_ｓを含む構成であるが、ＬＰＦ２４１_ｓは送信信号生成部２ｄ１_ｓと独立して第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓの中に構成されてもよい。送信ＲＦ部３１_ｓの構成及び動作は上述した各実施形態の送信ＲＦ部３_ｓと同様の構成及び動作のため、送信ＲＦ部３１_ｓの構成及び動作の説明を省略する。

次に、第ｙ番目のレーダ送信部の各部の動作について、ｙ＝１である第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓを例示して詳細に説明するが、以下の説明はｙ＝２である第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓについても同様に適用可能である。以下の各実施形態では説明を簡略にするために、同一のセクタレーダＳＲｄ_ｓ内における複数のレーダ送信部の動作のうち共通の動作についてはパラメータｙを用いて包括的に説明し、複数のレーダ送信部の動作のうち異なる動作についてはそれぞれ個別に説明する。

パルス送信制御部２１ｄ_ｓは、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔ_ｒ毎に生成する。パルス送信制御部２１ｄ_ｓは、送信タイミング信号を、第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの各符号生成部及び各第ｓ送信位相シフト部、並びに第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓの各第ｓ受信位相シフト部にそれぞれ出力する。

送信信号生成部２ｄ１_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２ｄ１_ｓの各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。送信基準クロック周波数をｆ_ＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔ_ｒは、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆ_ＴｘＢＢ）の整数Ｎ_ｒ倍として表せる（数式（６６）参照）。なお、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢは公称値であり、実際上はレーダ送信部Ｔｘ_ｓ毎に異なる周波数誤差を含む。

送信信号生成部２ｄ１_ｓは、パルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃ（１）_ｎの変調によって、数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１〜Ｌであり、パラメータＬは、符号系列Ｃ（１）_ｎの符号長を表す。ｊは、ｊ^２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｔ_ｓは、離散時刻を表す。

なお、第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの送信信号生成部は、パルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃ（２）_ｎの変調によって、数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を周期的に生成する。符号系列Ｃ（１）_ｎ，Ｃ（２）_ｎは、異なる符号系列であって、互いに直交する符号系列又は互いに相関の低い符号系列とする。

送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、図１９に示す様に、例えば各送信周期Ｔ_ｒの送信区間Ｔ_ｗ［秒］では、符号系列Ｃ（１）_ｎ又は符号系列Ｃ（２）_ｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮ_ｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、送信区間Ｔ_ｗにおいては、Ｎ_ｗ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。各送信周期Ｔ_ｒの無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）［秒］では、Ｎ_ｕ（＝Ｎ_ｒ−Ｎ_ｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６７）の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、数式（６８）を用いて表せる。

符号生成部２２１_ｓは、パルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃ（１）_ｎの送信符号を生成する。符号生成部２２１_ｓは、生成された符号系列Ｃ（１）_ｎの送信符号を変調部２３１_ｓに出力する。即ち、１つの符号生成部２２_ｓが、１つの符号系列を生成する。

第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの符号生成部は、パルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの符号系列Ｃ（２）_ｎの送信符号を生成する。符号生成部は、生成された符号系列Ｃ（２）_ｎの送信符号を変調部に出力する。即ち、１つの符号生成部が、１つの符号系列を生成する。

符号系列Ｃ（１）_ｎ，Ｃ（２）_ｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、低レンジサイドローブ特性が得られる、例えばＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号及びＧｏｌｄ符号系列のうちいずれかの符号系列である。

変調部２３１_ｓは、符号生成部２２１_ｓから出力された送信符号Ｃ（１）_ｎ又はＣ（２）_ｎを入力する。変調部２３１_ｓは、入力された送信符号Ｃ（１）_ｎ又はＣ（２）_ｎをパルス変調し、数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ（ｔ_ｓ）を生成する。

数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）において、Ｉ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）は変調信号の同相成分を表し、Ｑ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）は変調信号の直交成分を表す。変調部２３１_ｓは、ＬＰＦ２４１_ｓを介して、生成された送信信号Ｇ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）を第ｓ送信位相シフト部２５ｄ１_ｓに出力する。なお、ＬＰＦ２４１_ｓは送信信号生成部２ｄ１_ｓにおいて省略されても良く、以下の各実施形態においても同様である。

ここで、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）における各第ｓ送信位相シフト部の動作を個別に説明する。第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部は、変調部又はＬＰＦから出力された送信信号Ｇ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）を入力する。各第ｓ送信位相シフト部は、パルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ（ｔ_ｓ）に、１個の送信周期毎に、共通の所定の送信位相シフトを付与する（図１９参照）。

具体的には、第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信タイミング信号を基に、１個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた共通の送信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ_ｓ−１）φ_ｓ）を送信信号Ｇ^ｙ _ｓ（ｔ_ｓ）に付与する（数式（６９）参照）。パラメータｍ_ｓは、自然数であって、送信周期Ｔ_ｒの序数を表す。パラメータφ_ｓは、第ｓ送信位相シフト部において付与される共通の位相回転量（例えば９０度）であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。第ｓ送信位相シフト部は、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をＤ／Ａ変換部２６１_ｓに出力する。

次に、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）における各第ｓ送信位相シフト部の動作において、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）における動作との相違点は、数式（７０）における送信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ_２−１）（φ_２））において、位相回転量であるパラメータφ_２がφ_１と異なるものであり、例えばφ_１＝９０度、φ_２＝−９０度となる点である。

更に、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部により付与される送信位相シフトのパラメータφ_１と、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）の第１レーダ送信部及び第２レーダ送信部の各第ｓ送信位相シフト部により付与される送信位相シフトのパラメータφ_２とは、逆位相の関係を有する（φ_１＝−φ_２）。

Ｄ／Ａ変換部２６１_ｓは、第ｓ送信位相シフト部２５ｄ１_ｓから出力されたデジタルの送信信号ＧＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をアナログの送信信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部２６１_ｓは、アナログの送信信号を送信ＲＦ部３１_ｓに出力する。

（第ｙ番目のレーダ受信部：ｙは１又は２）
次に、セクタレーダＳＲｄ_ｓの第ｙ番目（ｙ＝１）の第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓの各部の構成について、図１８を参照して詳細に説明する。

第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１_ｓが接続された受信ＲＦ部４１_ｓ、ＶＧＡ部５１_ｓ及び信号処理部６ｄ１_ｓを含む構成である。受信ＲＦ部４１_ｓの構成及び動作は、上述した各実施形態の受信ＲＦ部４_ｓと同様の構成及び動作であるため、説明を省略する。信号処理部６ｄ１_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１１_ｓ、第ｓ受信位相シフト部６２ｄ１_ｓ、相関値演算部６３ｄ１_ｓ、コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓ及び距離推定部６５１_ｓを含む構成である。信号処理部６ｄ１_ｓの各部は、各送信周期Ｔ_ｒを信号処理区間として周期的に演算する。

次に、第ｙ番目のレーダ受信部の各部の動作について、ｙ＝１である第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓを例示して詳細に説明するが、以下の説明はｙ＝２である第２レーダ受信部Ｒｘ２_ｓについても同様に適用可能である。

受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１_ｓは、第１レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓ又は第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓから送信されたレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓにより反射された反射波信号、及び対向的に配置された他セクタレーダからのレーダ送信信号を受信する。受信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１_ｓにおいて受信された受信信号は、受信ＲＦ部４１_ｓに入力される。

受信ＲＦ部４１_ｓは、送信ＲＦ部３１_ｓと同様に、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準信号を生成する。

ＶＧＡ部５１_ｓは、受信ＲＦ部４１_ｓから出力されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号がそれぞれ入力され、入力された受信信号の出力レベルを調整して、入力されたベースバンドの受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１１_ｓの入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収める。

ＶＧＡ部５１_ｓは、出力レベルが調整されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号をＡ／Ｄ変換部６１１_ｓに出力する。本実施形態においては、説明を簡単にするため、ＶＧＡ部５１_ｓにおける利得は、受信信号の出力レベルがＡ／Ｄ変換部６１１_ｓの入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収まる様に予め調整されているとする。

信号処理部６ｄ１_ｓは、受信ＲＦ部４１_ｓと同様に、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６１_ｓの各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。

受信基準クロック周波数をｆ_ＲｘＢＢと表すと、送信周期Ｔ_ｒは、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆ_ＲｘＢＢ）の整数倍Ｎ_ｖ倍として表せる（数式（７１）参照）。以下、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢは、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢの整数Ｎ_ＴＲ倍の関係にあるとする（数式（７２）参照）。

Ａ／Ｄ変換部６１１_ｓは、ＶＧＡ部５１_ｓから出力されたＩ信号及びＱ信号を含む受信信号を入力し、入力されたＩ信号及びＱ信号を含む受信信号を、受信基準クロック周波数ｆ_ＲｘＢＢを基に、離散時刻（１／ｆ_ＲｘＢＢ）毎にそれぞれサンプリングすることにより、アナログデータの受信信号をデジタルデータに変換する。

Ａ／Ｄ変換部６１１_ｓは、離散時刻ｋ_ｓ毎に変換されたデジタルデータの受信信号を、離散サンプル値として第ｓ受信位相シフト部６２１_ｓに出力する。変換された離散サンプル値である受信信号ｘ_ｓ（ｋ_ｓ）は、離散時刻ｋ_ｓにおける離散サンプル値であるＩ信号Ｉｒ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ）及びＱ信号Ｑｒ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ）を用いて、数式（７３）により複素数として表せる。

数式（７３）の第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて、Ａ／Ｄ変換部６１_ｓから出力された受信信号ｘ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ）は、複素ベースバンド信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）として数式（７４）を用いて表せる。

ここで、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）における各第ｓ受信位相シフト部の動作を個別に説明する。第１レーダ受信部Ｒｘ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘ２_ｓの各第ｓ受信位相シフト部は、Ａ／Ｄ変換部から出力された受信信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。各第ｓ受信位相シフト部は、パルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に、１個の送信周期毎に、各第ｓ送信位相シフト部において付与された位相シフト成分の逆方向の共通の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第１レーダ受信部Ｒｘ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘ２_ｓの各第ｓ受信位相シフト部は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｄ_ｓからの送信タイミング信号を基に、１個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた共通の受信位相シフトｅｘｐ（ｊ（ｍ_ｓ−１）（−φ_ｓ））を受信信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に付与する（数式（７５）参照）。パラメータφ_ｓは、第ｓ送信位相シフト部において付与される共通の位相回転量（例えばφ_１＝−９０度）であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。第ｓ受信位相シフト部は、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を相関値演算部に出力する。

次に、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）における各第ｓ受信位相シフト部の動作において、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なるものである。（数式（７６）参照）。例えば、パラメータφ_１＝９０度となり、パラメータφ_２＝−９０度となる。

相関値演算部６３ｄ１_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｄ１_ｓから出力された受信信号ＸＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。相関値演算部６３ｄ１_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｃ（ｙ）_ｎの送信符号を周期的に生成する。

相関値演算部６３ｄ１_ｓは、入力された受信信号ＸＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）と、送信符号Ｃ（ｙ）_ｎとのスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する。スライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおける、送信符号と受信信号とのスライディング相関演算によって演算された値である。

具体的には、相関値演算部６３ｄ１_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を、数式（７７）に従って演算する。相関値演算部６３ｄ１_ｓは、数式（７７）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）をコヒーレント積分部６４ｄ１_ｓに出力する。数式（７７）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

相関値演算部６３ｄ１_ｓは、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて演算するが、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットＴＡＲ_ｓの存在範囲に応じて、測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）を、例えばｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲に更に限定してもよい。これにより、レーダ装置１０は、相関値演算部６３ｄ１_ｓの演算量を更に低減できる。即ち、レーダ装置１０は、信号処理部６ｄ１_ｓにおける演算量の削減に基づく消費電力量を更に低減できる。

レーダ装置１０は、相関値演算部６３ｄ１_ｓが離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する場合には、レーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗにおける反射波信号の測定を省略できる。

レーダ装置１０は、レーダ送信信号が第１レーダ受信部Ｒｘ１_ｓ又は第２レーダ受信部Ｒｘ２_ｓに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）の限定によって、コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓ及び距離推定部６５１_ｓの動作も同様の測定レンジに限定した範囲において動作する。

コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、相関値演算部６３ｄ１_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を基に、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を加算する。

コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、所定回数（ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）の離散時刻ｋ_ｓ毎の加算により、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（７８）に従って演算する。パラメータＮＰは、コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５１_ｓに出力する。

数式（７８）において所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、セクタレーダＳＲｄ_ｓにおける所定回数ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。

セクタレーダＳＲｄ_ｓの第１レーダ受信部Ｒｘ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部は、互いに異なる位相回転方向φ_ｓ＝φ（ｑ_ｓ，Ｎ_ｉ）＋α（＝（（２ｑ_ｓ−１）π／Ｎ_ｉ）＋α）の位相シフトを付与する。これにより、各セクタレーダＳＲｄ_ｓは、他セクタレーダからの干渉波信号を同様に抑圧し、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。

パラメータｑ_ｓ＝０〜Ｎ_ｉ−１＝ｓ−１であって、パラメータαは固定の位相値である。各第ｓコヒーレント積分部は、Ｎ_ｉ個の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、自セクタレーダからのレーダ送信信号と他セクタレーダからのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

例えば、Ｎ_ｉ＝２、ｑ_ｓ＝１、α＝０での位相シフトは、（φ_１，φ_２）＝（π／２，−π／２）となる。各第ｓコヒーレント積分部は、Ｎ_ｉ個（２個）の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、自セクタレーダからのレーダ送信信号と他セクタレーダからのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

例えば、Ｎ_Ｒ＝３、ｑ_ｓ＝１、α＝０での位相シフトは、（φ_１，φ_２，φ_３）＝（φ（−１，３，φ（１，３），φ（２，３））＝（π／３，−π／３，π）となる。各第ｓコヒーレント積分部６４_ｓは、Ｎ_Ｒ個（３個）の送信周期毎にコヒーレント積分することにより、自セクタレーダからのレーダ送信信号と他セクタレーダからのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。

本実施形態では、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓの各コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、２個の送信周期毎にコヒーレント積分する。これにより、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第１レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｄ２_ｓの各コヒーレント積分部６４ｄ１_ｓは、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）からのレーダ送信信号とセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）からのレーダ送信信号との間における干渉を効果的に抑圧できる。干渉抑圧効果の理由を説明する。例えば、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）において、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）からのレーダ送信信号が干渉波信号として到来する場合を想定する。

セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としてのセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）からのレーダ送信信号とを含めた場合のＡ／Ｄ変換部６１_ｓ（ｓ＝１）の出力は、数式（７９）により示される。

数式（７９）の第１項は、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の各レーダ送信部からのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓにより反射されてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の各レーダ受信部において受信される所望信号成分を表す。数式（７９）の第２項は、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）の各レーダ送信部からのレーダ送信信号が同じターゲットＴＡＲ_ｓにより反射されてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の各レーダ受信部において受信される干渉波信号成分を表す。

数式（７９）において、パラメータｈ_１１ ^ｙは、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｙ番目のレーダ送信部から送信されたレーダ送信信号がセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｙ番目のレーダ受信部において受信される場合の振幅及び位相の複素減衰係数である。パラメータｈ_１２ ^ｙは、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）の第ｙ番目のレーダ送信部から送信されたレーダ送信信号がセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｙ番目のレーダ受信部において受信される場合の振幅及び位相の複素減衰係数である。パラメータｍ_２は数式（８０）、パラメータＮ_{ｄｅｌａｙ}は数式（８１）により表される。

|_ｘ_|は、実数ｘの整数部を出力する演算子である。パラメータτ_１１ ^ｙは、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｙ番目のレーダ送信部からのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓ（ｓ＝１）に反射されてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）において受信されるまでの遅延時間である。なお、ｙ＝１である場合のパラメータτ_１１ ^ｙと、ｙ＝２である場合のパラメータτ_１１ ^ｙとは、同一の送信周期Ｔ_ｒにあるとする。

パラメータτ_１２ ^ｙは、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）の第ｙ番目のレーダ送信部からのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓ（ｓ＝２）に反射され若しくは直接的に伝搬されてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）において受信されるまでの遅延時間である。なお、ｙ＝１である場合のパラメータτ_１２ ^ｙと、ｙ＝２である場合のパラメータτ_１２ ^ｙとは、同一の送信周期Ｔ_ｒにあるとする。

なお、説明を簡単にするために、各セクタレーダＳＲｄ_ｓの各レーダ送信部Ｔｘ_ｓ及びレーダ受信部Ｒｘ_ｓのフィルタの応答特性を含めていない。

更に、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｙ番目のレーダ受信部における第（ｍ_１＋１）番目の送信周期Ｔ_ｒにおける受信信号と、干渉波信号としてのセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）からのレーダ送信信号とを含めた場合のセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｄ＝１）のＡ／Ｄ変換部６１１_ｓの出力は、第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと同じ伝搬環境であると仮定した場合には数式（８２）により示される。第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒと同じ伝搬環境である場合とは、複素減衰係数ｈ_１１ ^ｙ，ｈ_１２ ^ｙ、遅延時間τ_１１ ^ｙ，τ_１２ ^ｙが変化しないと見なせる場合である。

セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｙ番目のレーダ受信部における第ｍ_１番目の送信周期Ｔ_ｒから第（ｍ_１＋（Ｎ_ｉ−１））番目までのＮ_ｉ個の各送信周期における相関値演算部の出力、即ちスライディング相関値の加算値は、数式（８３）により表される。数式（８３）において、符号系列Ｃ_ｎは、符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうちいずれかである。

セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の第ｍ_１番目及び第（ｍ_１＋ｗ）番目の送信周期Ｔ_ｒの各第ｓ受信位相シフト部の出力は、数式（８４）及び数式（８５）により表される。

数式（８４）及び数式（８５）の各第１項は、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の各レーダ送信部Ｔｘｄ１_ｓからのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されて各レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓにおいて受信される所望信号成分である。従って、数式（８４）及び数式（８５）の各第１項は、数式（８６）に示す様に同相の信号となり、数式（８３）によってコヒーレント積分利得を得ることができる。∠［ｘ］は、複素数ｘの位相成分を出力する演算子である。

一方、数式（８４）及び数式（８５）の各第２項は、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）の各レーダ送信部からのレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓに反射されてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）の各レーダ受信部Ｒｘｄ１_ｓにおいて受信される干渉波信号成分である。

セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）とセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）とのキャリア周波数誤差が許容程度内では、即ち数式（６３）が成立する場合には、第ｍ_１番目及び第（ｍ_１＋ｗ）番目の各送信周期Ｔ_ｒにおける干渉波信号成分の位相関係は、数式（８７）に示す位相関係となる。

数式（８７）において、パラメータｆ_ｄｅｖは、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）とセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）との間のキャリア周波数誤差を表し、送信基準クロック信号の周波数誤差から生じるキャリア周波数誤差及び受信基準クロック信号の周波数誤差から生じるサンプリング周波数誤差により規定される。

セクタレーダＳＲ１とセクタレーダＳＲ２との間のキャリア周波数誤差が許容程度内では、即ち数式（６３）が成立する場合には、第ｍ_１番目から第（ｍ_１＋ｗ）番目までの各送信周期Ｔ_ｒにおける各干渉波信号成分の位相関係は、数式（８７）に示す位相関係となる。数式（８８）は、コヒーレント積分部６４_ｓによる干渉波信号成分のコヒーレント積分を表す。従って、レーダ装置１０は、数式（８３）のコヒーレント積分によって、数式（８８）に示す様に干渉信号成分は、互いの信号成分を打ち消しあう関係となり、干渉波信号成分を効果的に抑圧できる。但し、Ｎ_ｉが大きくなるほど、周波数誤差ｆ_ｄｅｖに起因する位相変動の影響を受け易くなるため、レーダ装置１０における基準クロック信号の周波数精度に応じたＮ_ｉの上限値が存在する。

上述した説明は、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）においてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）からの干渉波信号が到来する場合を想定したが、セクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝２）においてセクタレーダＳＲｄ_ｓ（ｓ＝１）からの干渉波信号が到来する場合についても同様に適用可能である。

距離推定部６５１_ｓは、ＮＰ回の送信周期Ｔ_ｒ毎にコヒーレント積分部６４１_ｓから出力された離散時刻ｋ_ｓ毎のコヒーレント積分値ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を入力する。距離推定部６５１_ｓは、入力された離散時刻ｋ_ｓ毎のコヒーレント積分値ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を基に、ターゲットＴＡＲ_ｓまでの距離を推定する。距離推定部６５１_ｓにおける距離推定は、例えば上記参考非特許文献３において開示されている推定方法を適用可能である。

第ｖ_ｓ番目の出力周期（ｖ_ｓ×ＮＰ×Ｔ_ｒ）において得られたコヒーレント積分部６４１_ｓからのコヒーレント積分値の絶対値の自乗値｜ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）｜^２は、離散時刻ｋ_ｓ毎の反射波信号の受信レベルに相当する。距離推定部６５１_ｓは、セクタレーダＳＲｄ_ｓの周囲の雑音レベルから所定値以上を上回るピーク受信レベルの検出時刻ｋ_ｐｓを基に、数式（３１）に従って距離Ｒａｎｇｅ（ｋ_ｐｓ）を推定する。数式（３１）において、パラメータＣ_０は光速度である。

以上により、第４の実施形態のレーダ装置１０は、複数のセクタレーダを対向配置させた場合に、対向する各セクタレーダ間の送信周期の同期を不要とし、簡易な構成によってセクタレーダ間における干渉を抑圧できる。更に、レーダ装置１０は、回路誤差、例えば、ＤＣオフセット、ＩＱインバランスを含む場合においても、回路誤差の補正回路を設けることなく、レンジサイドローブの増加を防ぎ、ターゲット測距性能の劣化を効果的に抑圧できる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態では、第４の実施形態のレーダ装置１０が送信符号として相補符号を用いる例を説明する。

第５の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の構成及び動作について、図２０〜図２２を参照して説明する。図２０は、第５の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を簡易に示すブロック図である。図２１は、第５の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の内部構成を詳細に示すブロック図である。図２２は、第５の実施形態のレーダ装置１０を構成するセクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１，２）の第１レーダ送信部及び第２レーダ送信部におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信符号との関係を示す説明図である。

セクタレーダＳＲｅ_ｓとセクタレーダＳＲｄ_ｓとの各部の構成及び動作が同様のブロックには同一の符号を付し、以下、セクタレーダＳＲｅ_ｓの構成及び動作の説明において、セクタレーダＳＲｄ_ｓと同様の内容の説明は省略し、異なる内容に関して説明する。

図２０に示すセクタレーダＳＲｅ_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓ、パルス送信制御部２１ｅ_ｓ、第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ、第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓ、第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓを含む構成である。第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓは、送信信号生成部２ｅ１_ｓ、及び、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１_ｓと接続される送信ＲＦ部３１_ｓを有する構成である。送信信号生成部２ｅ１_ｓは、符号生成部２２ｅ１_ｓ、変調部２３１_ｓ及び第ｓ送信位相シフト部２５ｅ１_ｓを含む構成である。符号生成部２２ｅ１_ｓは、少なくとも１個以上の符号生成部として、第１符号生成部２２ｅ１１_ｓ及び第２符号生成部２２ｅ１２_ｓを含む構成であり、少なくとも１個以上の符号系列を生成する。

第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ、第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓ、第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓに接続され、基準信号発振器Ｌｏ_ｓからリファレンス信号（基準信号）が供給される。第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ、第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓ、第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓの処理は同期する。

第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓは、受信ＲＦ部４１_ｓ、ＶＧＡ部５１_ｓ、及び信号処理部６ｅ１_ｓを有する構成である。信号処理部６ｅ１_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｅ１_ｓ、相関値演算部６３ｅ１_ｓ、コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓ及び距離推定部６５１_ｓを含む構成である。第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓの構成は第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓの構成と同様であるため、構成の説明を省略する。

（第ｙ番目のレーダ送信部：ｙは１又は２）
次に、セクタレーダＳＲｅ_ｓの第ｙ番目（ｙ＝１）の第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓの各部の構成について、図２１を参照して詳細に説明する。

送信信号生成部２ｅ１_ｓは、符号生成部２２ｅ１_ｓ、変調部２３１_ｓ、ＬＰＦ２４１_ｓ、第ｓ送信位相シフト部２５ｅ１_ｓ及びＤ／Ａ変換部２６１_ｓを含む構成である。図２１では、送信信号生成部２ｅ１_ｓはＬＰＦ２４１_ｓを含む構成であるが、ＬＰＦ２４１_ｓは送信信号生成部２ｅ１_ｓと独立して第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓの中に構成されてもよい。送信ＲＦ部３１_ｓの構成及び動作は上述した各実施形態の送信ＲＦ部３_ｓと同様のため、送信ＲＦ部３１_ｓの構成及び動作の説明を省略する。

次に、第ｙ番目のレーダ送信部の各部の動作について、ｙ＝１である第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓを例示して詳細に説明するが、以下の説明はｙ＝２である第２レーダ送信部Ｔｘｄ２_ｓについても同様に適用可能である。

パルス送信制御部２１ｅ_ｓは、高周波のレーダ送信信号の送信タイミング信号を、送信周期Ｔ_ｒ毎に生成する。パルス送信制御部２１ｅ_ｓは、送信タイミング信号を、第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓの各符号生成部及び各第ｓ送信位相シフト部、並びに第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓの各第ｓ受信位相シフト部にそれぞれ出力する。

送信信号生成部２ｅ１_ｓは、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２ｅ１_ｓの各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。送信基準クロック周波数をｆ_ＴｘＢＢと表すと、送信周期Ｔ_ｒは、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢにより定まる離散時刻間隔（１／ｆ_ＴｘＢＢ）の整数Ｎ_ｒ倍として表せる（数式（６６）参照）。なお、送信基準クロック周波数ｆ_ＴｘＢＢは公称値であり、実際上はレーダ送信部Ｔｘ_ｓ毎に異なる周波数誤差を含む。

送信信号生成部２ｅ１_ｓは、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎの変調によって、数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１〜Ｌであり、パラメータＬは、符号系列Ａ_ｎの符号長を表す。ｊは、ｊ^２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｔ_ｓは、離散時刻を表す。

なお、第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓの送信信号生成部は、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力されたレーダ送信信号の送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ｂ_ｎの変調によって、数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を周期的に生成する。パラメータｎ＝１〜Ｌであり、パラメータＬは、符号系列Ｂ_ｎの符号長を表す。

送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、図２２に示す様に、例えば各送信周期Ｔ_ｒの送信区間Ｔ_ｗ［秒］では、符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮ_ｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、送信区間Ｔ_ｗにおいては、Ｎ_ｗ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。各送信周期Ｔ_ｒの無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）［秒］では、Ｎ_ｕ（＝Ｎ_ｒ−Ｎ_ｗ）［個］のサンプルを用いて変調されている。従って、数式（６７）の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）は、数式（６８）を用いて表せる。

第１符号生成部２２ｅ１１_ｓは、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの奇数番目の送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうち一方の相補符号系列Ａ_ｎの送信符号を生成する。第１符号生成部２２ｅ１１_ｓは、生成された相補符号系列Ａ_ｎの送信符号を変調部２３１_ｓに出力する。

第２符号生成部２２ｅ１２_ｓは、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの偶数番目の送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうち一方の相補符号系列Ｂ_ｎの送信符号を生成する。第２符号生成部２２ｅ１２_ｓは、生成された相補符号系列Ｂ_ｎの送信符号を変調部２３１_ｓに出力する。

なお、第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓの第１符号生成部は、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの奇数番目の送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうち一方の相補符号系列Ｂ_ｎの送信符号を生成する。第１符号生成部は、生成された相補符号系列Ｂ_ｎの送信符号を変調部に出力する。

更に、第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓの第２符号生成部は、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの偶数番目の送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎのうち一方の相補符号系列Ａ_ｎの送信符号を生成する。第２符号生成部は、生成された相補符号系列Ａ_ｎの送信符号を変調部に出力する。

変調部２３１_ｓは、符号生成部２２ｅ１_ｓから出力された送信符号Ａ_ｎ又は送信符号Ｂ_ｎを入力する。変調部２３１_ｓは、入力された送信符号Ａ_ｎ又は送信符号Ｂ_ｎをパルス変調し、数式（６７）のベースバンドの送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を生成する。変調部２３１_ｓは、ＬＰＦ２４１_ｓを介して、生成された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を第ｓ送信位相シフト部２５ｅ１_ｓに出力する。

ここで、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１）における各第ｓ送信位相シフト部の動作を個別に説明する。第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部は、変調部又はＬＰＦから出力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）を入力する。各第ｓ送信位相シフト部は、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、共通の所定の送信位相シフトを付与する（図２２参照）。

具体的には、第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｒｘｅ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｅ_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた共通の送信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］φ_ｓ）を送信信号Ｇ_ｓ（ｔ_ｓ）に付与する（数式（８９）参照）。パラメータφ_ｓは、第ｓ送信位相シフト部２５ｅ１_ｓにおいて付与される位相回転量（例えば９０度）であり、数式（９）の関係を満たすことが好ましい。各第ｓ送信位相シフト部は、送信位相シフトが付与された送信信号ＧＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｒ（ｍ_ｓ−１）＋ｔ_ｓ）をＤ／Ａ変換部２６１_ｓに出力する。ｆｌｏｏｒ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下を切り下げた整数値を出力する演算子である。

次に、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝２）における各第ｓ送信位相シフト部の動作において、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、数式（９０）における送信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］φ_ｓ）において、位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なるもので、例えば位相回転量としたのパラメータφ_ｓが−９０度となる点である。

更に、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１）の第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ及び第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓの各第ｓ送信位相シフト部により付与される送信位相シフトのパラメータφ_１と、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝２）の第１レーダ送信部及び第２レーダ送信部の各第ｓ送信位相シフト部により付与される送信位相シフトのパラメータφ_２とは、逆位相の関係を有する（φ_１＝−φ_２）。

（第ｙ番目のレーダ受信部：ｙは１又は２）
次に、セクタレーダＳＲｅ_ｓの第ｙ番目（ｙ＝１）の第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓの各部の構成について、図２１を参照して詳細に説明する。

レーダ受信部Ｒｘ１_ｓは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１_ｓが接続された受信ＲＦ部４１_ｓ、ＶＧＡ部５１_ｓ及び信号処理部６ｅ１_ｓを含む構成である。受信ＲＦ部４１_ｓの構成及び動作は、上述した各実施形態の受信ＲＦ部４_ｓと同様の構成及び動作であるため、説明を省略する。信号処理部６ｅ１_ｓは、Ａ／Ｄ変換部６１１_ｓ、第ｓ受信位相シフト部６２ｅ１_ｓ、相関値演算部６３ｅ１_ｓ、コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓ及び距離推定部６５１_ｓを含む構成である。信号処理部６ｅ１_ｓの各部は、各送信周期Ｔ_ｒを信号処理区間として周期的に演算する。

次に、第ｙ番目のレーダ受信部の各部の動作について、ｙ＝１である第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓを例示して詳細に説明するが、以下の説明はｙ＝２である第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓについても同様に適用可能である。

受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ１_ｓは、第１レーダ送信部Ｔｘｅ１_ｓ又は第２レーダ送信部Ｔｘｅ２_ｓから送信されたレーダ送信信号がターゲットＴＡＲ_ｓにより反射された反射波信号、及び対向的に配置された他セクタレーダからのレーダ送信信号を受信する。受信アンテナＡｎｔ−Ｔｘ１_ｓにおいて受信された受信信号は、受信ＲＦ部４１_ｓに入力される。

ＶＧＡ部５１_ｓは、受信ＲＦ部４１_ｓから出力されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号がそれぞれ入力され、入力された受信信号の出力レベルを調整して、入力されたベースバンドの受信信号の出力レベルをＡ／Ｄ変換部６１１_ｓの入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収める。

ＶＧＡ部５１_ｓは、出力レベルが調整されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を含む受信信号をＡ／Ｄ変換部６１１_ｓに出力する。本実施形態においては、説明を簡単にするため、ＶＧＡ部５１_ｓにおける利得は、受信信号の出力レベルがＡ／Ｄ変換部６１１_ｓの入力レンジ（ダイナミックレンジ）内に収まる様に予め調整されているとする。

信号処理部６ｅ１_ｓは、受信ＲＦ部４１_ｓと同様に、基準信号発振器Ｌｏ_ｓにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を生成する。信号処理部６ｅ１_ｓの各部は、生成された受信基準クロック信号に基づいて動作する。

ここで、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１）における第ｓ受信位相シフト部の動作を個別に説明する。第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓの各第ｓ受信位相シフト部は、Ａ／Ｄ変換部から出力された受信信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。各第ｓ受信位相シフト部は、パルス送信制御部２１ｅ_ｓからの送信周期Ｔ_ｒ毎に出力された送信タイミング信号を基に、入力された受信信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に、２個の送信周期毎に、各第ｓ送信位相シフト部において付与された位相シフト成分の逆方向の受信位相シフトを付与する。

具体的には、第１レーダ受信部Ｒｘｅ１_ｓ及び第２レーダ受信部Ｒｘｅ２_ｓの各第ｓ受信位相シフト部は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒにおけるパルス送信制御部２１ｅ_ｓからの送信タイミング信号を基に、２個の送信周期毎に、送信周期Ｔ_ｒの序数に応じた共通の受信位相シフトｅｘｐ（ｊ ｆｌｏｏｒ［（ｍ_ｓ−１）／２］（−φ_ｓ））を受信信号Ｘ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）に付与する（数式（９１）参照）。各第ｓ受信位相シフト部は、受信位相シフトが付与された受信信号ＸＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を相関値演算部に出力する。

次に、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝２）における第ｓ受信位相シフト部の動作において、セクタレーダＳＲｅ_ｓ（ｓ＝１）における動作との相違点は、位相回転量としてのパラメータφ_２が、φ_１と異なる点（数式（９２）参照）である。例えばφ_１＝９０度、φ_２＝−９０度となる点である。

相関値演算部６３ｅ１_ｓは、第ｓ受信位相シフト部６２ｅ１_ｓから出力された受信信号ＸＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）を入力する。相関値演算部６３ｅ１_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、奇数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ−１、ｚ_ｓ：自然数）の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ａ_ｎの送信符号を周期的に生成する。また、相関値演算部６３ｅ１_ｓは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ_ｓに応じて、偶数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ）の送信周期Ｔ_ｒにおいて送信する符号長Ｌの符号系列Ｂ_ｎの送信符号を周期的に生成する。

相関値演算部６３ｅ１_ｓは、入力された受信信号ＸＰ^ｙ _ｓ（Ｎ_ｖ（ｍ_ｓ−１）＋ｋ_ｓ）と、送信符号Ａ_ｎ又はＢ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する。スライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）は、第ｍ_ｓ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおける、送信符号と受信信号とのスライディング相関演算によって演算された値である。

具体的には、相関値演算部６３ｅ１_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、奇数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ−１）の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）を、数式（９３）に従って演算する。相関値演算部６３ｅ１_ｓは、数式（９３）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）をコヒーレント積分部６４ｅ１_ｓに出力する。数式（９３）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

また、相関値演算部６３ｅ１_ｓは、各送信周期Ｔ_ｒ、即ち離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて、偶数番目の第ｍ_ｓ番目（ｍ_ｓ＝２ｚ_ｓ）の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｓにおけるスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を、数式（９４）に従って演算する。相関値演算部６３ｅ１_ｓは、数式（９４）に従って演算されたスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）をコヒーレント積分部６４ｅ１_ｓに出力する。数式（９４）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子である。

相関値演算部６３ｅ１_ｓは、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋ_ｓ＝１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲにおいて演算するが、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットＴＡＲ_ｓの存在範囲に応じて、測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）を、例えばｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲に更に限定してもよい。これにより、レーダ装置１０は、相関値演算部６３ｅ１_ｓの演算量を更に低減できる。即ち、レーダ装置１０は、信号処理部６ｅ１_ｓにおける演算量の削減に基づく消費電力量を更に低減できる。

レーダ装置１０は、相関値演算部６３ｅ１_ｓが離散時刻ｋ_ｓ＝（Ｎ_ｗ／Ｎ_ＴＲ）＋１〜（Ｎ_ｕ−Ｎ_ｗ）／Ｎ_ＴＲの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｍ_ｓ）を演算する場合には、レーダ送信信号の送信区間Ｔ_ｗにおける反射波信号の測定を省略できる。

レーダ装置１０は、各レーダ送信部からのレーダ送信信号が各レーダ受信部に直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。測定レンジ（離散時刻ｋ_ｓの範囲）の限定によって、コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓ及び距離推定部６５１_ｓの動作も同様の測定レンジに限定した範囲において動作する。

コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓは、相関値演算部６３ｅ１_ｓから出力されたスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を入力する。コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓは、奇数番目及び偶数番目の２個の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋ_ｓ毎に演算されたスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を基に、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）を加算する。

コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓは、所定回数（２ＮＰ回）の送信周期Ｔ_ｒの期間（２ＮＰ×Ｔ_ｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ−１）及びＡＣ_ｓ（ｋ_ｓ，２ｚ_ｓ）の離散時刻ｋ_ｓ毎の加算により、第ｖ_ｓ番目のコヒーレント積分値ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を、離散時刻ｋ_ｓ毎に数式（９５）に従って演算する。パラメータ２ＮＰは、コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓにおけるコヒーレント積分回数を表す。コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓは、演算されたコヒーレント積分値ＡＣＣ^ｙ _ｓ（ｋ_ｓ，ｖ_ｓ）を距離推定部６５１_ｓに出力する。

数式（９５）において所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、コヒーレント積分部６４ｅ１_ｓは、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、回路誤差の影響を低減できる。即ち、レーダ装置１０は、所定回数２ＮＰを２π／φの整数倍単位に設定することにより、反射波信号にＤＣオフセット成分及びＩＱインバランスの回路誤差が含まれていても、ターゲット測距性能の劣化を防ぐことができる。更に、レーダ装置１０は、２ＮＰ回のコヒーレント積分により反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧することにより、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。

以上により、第５の実施形態のレーダ装置１０は、送信符号に相補符号を用いた場合においても、第４の実施形態のレーダ装置１０と等価な効果を得ることができる。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

上述した第１の実施形態では、パルス送信制御部２１_ｓは各セクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１、２）の各レーダ送信部Ｔｘ_ｓに含まれると説明した。しかし、パルス送信制御部２１_ｓは、２つのセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１、２）の各レーダ送信部Ｔｘ_ｓの外部に設けられてもよく、２つのセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１、２）に対して１つのパルス送信制御部を共用してもよい。また、２つのセクタレーダＳＲ_ｓ（ｓ＝１、２）に対して１つのパルス送信制御部を共用してもよいことは第２及び第３の各実施形態においても同様である。

なお、上述した第２の実施形態ｓ＝１、２における第１符号生成部２２ｂ１_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎを生成し、第２符号生成部２２ｂ２_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ｂ_ｎを生成する旨を説明したが、これに限定されず、ｓ＝１における第１符号生成部２２ｂ１_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ａ_ｎを生成し、第２符号生成部２２ｂ２_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ｂ_ｎに対し、ｓ＝２における第１符号生成部２２ｂ１_ｓは、符号長Ｌの相補符号系列Ｕ_ｎを生成し、第２符号生成部２２ｂ２_ｓは符号長Ｌの相補符号系列Ｖ_ｎを生成し、符号Ｕ_ｎは符号Ａ_ｎと異なり、符号Ｖ_ｎは符号Ｂ_ｎと異なる符号を用いても、同様の効果が得られる（図２４参照）。

図２４は、第２の実施形態のレーダ装置を構成するセクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）毎に異なる相補符号系列が用いられる場合におけるレーダ送信信号の各送信区間及び各送信周期と各送信位相シフト成分との関係を示す説明図である。図２４において、相補符号系列Ｕ_ｎと、相補符号系列Ｖ_ｎとは、相補符号の関係を有する。

更に、符号系列Ｕ_ｎと符号系列Ａ_ｎとのうち互いに相互相関値が小さい符号系列をそれぞれ選択することにより、レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）間における干渉を一層抑圧できる。

ここで、符号系列Ｕ_ｎと符号系列Ａ_ｎとの相互相関値は、符号間の干渉量を規定するため、ゼロとなるものが最良であるが、少なくとも符号間の干渉抑圧量を２０［ｄＢ］以下とすることが好適であるため、相互相関値は０．１以下の符号系列が選択されることが好ましい。

更に、符号系列Ｖ_ｎと符号系列Ｂ_ｎとのうち互いに相互相関値が小さい符号系列をそれぞれ選択することにより、レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）間における干渉を一層抑圧できる。

更に、符号系列Ｕ_ｎと符号Ａ_ｎとの相互相関値と、符号系列Ｖ_ｎと符号系列Ｂ_ｎとの相互相関値と、の和がゼロとなる符号系列をそれぞれ選択することにより、レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲｂ_ｓ（ｓ＝１，２）間における干渉を一層抑圧できる。

即ち、相補符号系列（Ａ_ｎ，Ｂ_ｎ）と相補符号系列（Ｕ_ｎ，Ｖ_ｎ）のうち、前者の相補符号系列のうち一方の符号系列Ａ_ｎと後者の相補符号系列のうち一方の符号系列Ｕ_ｎとの相互相関演算結果（相互相関値）Ｒ_ＡＵ（τ）は、数式（９６）に従って演算される。

前者の相補符号系列のうち他方の符号系列Ｂ_ｎと後者の相補符号系列のうち他方の符号系列Ｖ_ｎとの相互相関演算結果（相互相関値）Ｒ_ＢＶ（τ）は、数式（９７）により演算される。なお、Ｒは相互相関値演算結果（相互相関値）を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１においては、相補符号系列Ａ_ｎ，Ｂ_ｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、Ａ_ｎ＝０、Ｂ_ｎ＝０、Ｕ_ｎ＝０、Ｖ_ｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。

数式（９６）に従って演算された相互相関値演算結果Ｒ_ＡＵ（τ）は、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外ではレンジサイドローブが存在する。同様に、数式（９７）に従って演算された相互相関値演算結果Ｒ_ＢＶ（τ）は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。

相互相関値演算結果（Ｒ_ＡＵ（τ），Ｒ_ＢＶ（τ））の遅延時間τをそろえて加算した値が遅延時間τによらずゼロとなる相補符号系列（Ａ_ｎ，Ｂ_ｎ）と相補符号系列（Ｕ_ｎ，Ｖ_ｎ）を選択することで（数式（９８）参照）、レーダ装置１０は、各セクタレーダＳＲｂｓ（ｓ＝１，２）間における干渉を一層抑圧できる。

なお、本出願は、２０１１年１１月１７日出願の日本特許出願（特願２０１１−２５２１００）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

本開示は、複数のセクタレーダを対向配置させた場合に、対向する各セクタレーダ間の送信周期の同期を不要とし、簡易な構成によってセクタレーダ間における干渉を抑圧するレーダ装置として有用である。

１０ レーダ装置
２_ｓ、２ｂ_ｓ、２ｄ１_ｓ、２ｅ１_ｓ 送信信号生成部
３_ｓ、３１_ｓ 送信ＲＦ部
４_ｓ、４１_ｓ 受信ＲＦ部
５_ｓ、５１_ｓ ＶＧＡ部
６_ｓ、６ａ_ｓ、６ｂ_ｓ、６ｃ_ｓ、６ｄ１_ｓ、６ｅ１_ｓ 信号処理部
２１_ｓ、２１ｂ_ｓ、２１ｄ_ｓ、２１ｅ_ｓ パルス送信制御部
２２_ｓ、２２ｂ_ｓ、２２１_ｓ、２２ｄ１_ｓ、２２ｅ１_ｓ 符号生成部
２２ｂ１_ｓ、２２ｅ１１_ｓ 第１符号生成部
２２ｂ２_ｓ、２２ｅ１２_ｓ 第２符号生成部
２３_ｓ、２３ｂ_ｓ、２３１_ｓ 変調部
２４_ｓ、２４_ｓ、２４１_ｓ ＬＰＦ
２５_ｓ、２５ｂ_ｓ、２５ｄ１_ｓ、２５ｅ１_ｓ 第ｓ送信位相シフト部
２６_ｓ、２６_ｓ、２６１_ｓ Ｄ／Ａ変換部
３１_ｓ 直交変調部
３２_ｓ、４２_ｓ 周波数変換部
３３_ｓ、４１_ｓ 増幅器
４３_ｓ 直交検波部
６１_ｓ、６１１_ｓ Ａ／Ｄ変換部
６２_ｓ、６２ａ_ｓ、６２ｂ_ｓ、６２ｃ_ｓ、６２ｄ１_ｓ、６２ｅ１_ｓ 第ｓ受信位相シフト部
６３_ｓ、６３ａ_ｓ、６３ｂ_ｓ、６３ｃ_ｓ、６３ｄ１_ｓ、６３ｅ１_ｓ 相関値演算部
６４_ｓ、６４ａ_ｓ、６４ｂ_ｓ、６４ｃ_ｓ、６４ｄ１_ｓ、６４ｅ１_ｓ コヒーレント積分部
６５_ｓ、６５１_ｓ 距離推定部
Ｒｘ_ｓ、Ｒｘａ_ｓ、Ｒｘｂ_ｓ、Ｒｘｃ_ｓ レーダ受信部
ＳＲ_ｓ、ＳＲａ_ｓ、ＳＲｂ_ｓ、ＳＲｃ_ｓ、ＳＲｄ_ｓ、ＳＲｅ_ｓ セクタレーダ
Ｔｘ_ｓ、Ｔｘｂ_ｓ レーダ送信部

Claims (10)

1. 所定の符号長の第１符号系列を用いて生成した第１レーダ送信信号を第１送信アンテナから第１高周波信号として送信する第１レーダ送信部と、
   所定の符号長の第２符号系列を用いて生成した第２レーダ送信信号を第２送信アンテナから第２高周波信号として送信する第２レーダ送信部と、を備え、
   前記第１レーダ送信信号は、第１送信タイミング信号を基に前記第１符号系列を変調して生成した第１ベースバンド信号を位相シフトした信号であり、
   前記第２レーダ送信信号は、第２送信タイミング信号を基に前記第２符号系列を変調して生成した第２ベースバンド信号を位相シフトした信号であり、
   前記第１ベースバンド信号がシフトされる位相と、前記第２ベースバンド信号がシフトされる位相とは、逆位相であり、
   前記第１レーダ送信部は、
   前記第１送信タイミング信号を送信周期毎に生成する第１パルス送信制御部と、
   前記第１符号系列を生成する第１レーダ符号生成部と、
   前記第１送信タイミング信号を基に、前記第１符号系列を変調し、前記第１ベースバンド信号を生成する第１変調部と、
   前記第１送信タイミング信号を基に、前記第１ベースバンド信号の位相をシフトする第１送信位相シフト部と、
   位相シフト後の第１ベースバンド信号である前記第１レーダ送信信号を前記第１高周波信号に変換し、第１送信アンテナから送信する第１送信ＲＦ部と、を有する、
   レーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記第１レーダ符号生成部は、
   奇数番目の前記送信周期毎に生成された前記第１送信タイミング信号を基に、所定の符号長の相補符号系列である第３符号系列の送信符号を生成する第１符号生成部と、
   偶数番目の前記送信周期毎に生成された前記第１送信タイミング信号を基に、前記所定の符号長の相補符号系列である第４符号系列の送信符号を生成する第２符号生成部と、を含み、
   前記第１符号系列は、前記第３符号系列及び前記第４符号系列を用いて構成され、
   前記第１送信位相シフト部は、前記送信周期の２周期分に応じた位相をシフトする、
   レーダ装置。
3. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記第２レーダ送信部は、
   前記第２送信タイミング信号を前記送信周期毎に生成する第２パルス送信制御部と、
   前記第２符号系列を生成する第２レーダ符号生成部と、
   前記第２送信タイミング信号を基に、前記第２符号系列を変調し、前記第２ベースバンド信号を生成する第２変調部と、
   前記第２送信タイミング信号を基に、前記第２ベースバンド信号の位相をシフトする第２送信位相シフト部と、
   位相シフト後の第２ベースバンド信号である前記第２レーダ送信信号を前記第２高周波信号に変換し、第２送信アンテナから送信する第２送信ＲＦ部と、を有する、
   レーダ装置。
4. 請求項３に記載のレーダ装置であって、
   前記第２レーダ符号生成部は、
   奇数番目の前記送信周期毎に生成された前記第２送信タイミング信号を基に、所定の符号長の相補符号系列である第５符号系列の送信符号を生成する第３符号生成部と、
   偶数番目の前記送信周期毎に生成された前記第２送信タイミング信号を基に、前記所定の符号長の相補符号系列である第６符号系列の送信符号を生成する第４符号生成部と、を含み、
   前記第２符号系列は、前記第５符号系列及び前記第６符号系列を用いて構成され、
   前記第２送信位相シフト部は、前記送信周期の２周期分に応じた位相をシフトする、
   レーダ装置。
5. 請求項３又は４に記載のレーダ装置であって、
   前記第１高周波信号のターゲットに対する反射波信号を基に、前記ターゲットの有無を検出する第１レーダ受信部と、を更に備え、
   前記第１レーダ受信部は、
   前記反射波信号を第１受信アンテナにおいて受信し、前記受信された反射波信号をベースバンドの第１受信信号に変換する第１受信ＲＦ部と、
   前記第１送信タイミング信号を基に、前記第１受信ＲＦ部からの前記第１受信信号に、前記第１送信位相シフト部で付与した位相と逆位相である逆位相シフトを付与する第１受信位相シフト部と、
   前記逆位相シフトが付与された前記第１受信信号と、前記第１符号系列との相関値を演算する第１相関値演算部と、
   所定回数の前記送信周期において前記第１相関値演算部により演算された各々の前記相関値を加算する第１コヒーレント積分部と、を有する、
   レーダ装置。
6. 請求項５に記載のレーダ装置であって、
   前記第２高周波信号の前記ターゲットに対する反射波信号を基に、前記ターゲットの有無を検出する第２レーダ受信部と、を更に備え、
   前記第２レーダ受信部は、
   前記反射波信号を第２受信アンテナにおいて受信し、前記受信された反射波信号をベースバンドの第２受信信号に変換する第２受信ＲＦ部と、
   前記第２送信タイミング信号を基に、前記第２受信ＲＦ部からの前記第２受信信号に、前記第２送信位相シフト部で付与した位相と逆位相である逆位相シフトを付与する第２受信位相シフト部と、
   前記逆位相シフトが付与された前記第２受信信号と、前記第２符号系列との相関値を演算する第２相関値演算部と、
   所定回数の前記送信周期において前記第２相関値演算部により演算された各々の前記相関値を加算する第２コヒーレント積分部と、を有する、
   レーダ装置。
7. 請求項６に記載のレーダ装置であって、
   前記第１レーダ受信部は、
   前記第１受信ＲＦ部からの前記第１受信信号の出力レベルを調整する第１ＶＧＡ部と、
   前記第１ＶＧＡ部により前記出力レベルが調整されたアナログの前記第１受信信号を、デジタルの前記第１受信信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、を更に有し、
   前記第２レーダ受信部は、
   前記第２受信ＲＦ部からの前記第２受信信号の出力レベルを調整する第２ＶＧＡ部と、
   前記第２ＶＧＡ部により前記出力レベルが調整されたアナログの前記第１受信信号を、デジタルの前記第２受信信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、を更に有する、
   レーダ装置。
8. 請求項６又は７に記載のレーダ装置であって、
   前記第１レーダ受信部は、
   前記第１コヒーレント積分部からの前記各々の前記相関値の加算結果を基に、前記ターゲットまでの距離を推定する第１距離推定部と、を更に有し、
   前記第２レーダ受信部は、
   前記第２コヒーレント積分部からの前記各々の前記相関値の加算結果を基に、前記ターゲットまでの距離を推定する第２距離推定部と、を更に有する、
   レーダ装置。
9. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記第１送信タイミング信号を基に、前記所定の符号長の第７符号系列を用いた第３ベースバンド信号を生成し、前記第１送信タイミング信号を基に、前記第３ベースバンド信号の位相をシフトし、位相シフト後の第３ベースバンド信号である第３レーダ送信信号を第３高周波信号に変換し、第３送信アンテナから送信する第３レーダ送信部と、
   前記第２送信タイミング信号を基に、前記所定の符号長の第８符号系列を用いた第４ベースバンド信号を生成し、前記第２送信タイミング信号を基に、前記第４ベースバンド信号の位相をシフトし、位相シフト後の第４ベースバンド信号である第４レーダ送信信号を第４高周波信号に変換し、第４送信アンテナから送信する第４レーダ送信部と、を備え、
   前記第３ベースバンド信号がシフトされる位相と、前記第４ベースバンド信号がシフトされる位相とは、逆位相であり、
   前記第１ベースバンド信号がシフトされる位相と、前記第３ベースバンド信号がシフトされる位相とは、逆位相であり、
   前記第２ベースバンド信号がシフトされる位相と、前記第４ベースバンド信号がシフトされる位相とは、逆位相である、
   レーダ装置。
10. 請求項１〜９のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
    前記第１レーダ送信部においてシフトされる位相は、９０度であって、
    前記第２レーダ送信部においてシフトされる位相は、−９０度である、
    レーダ装置。

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