JP6084151B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の電圧を昇圧して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ（直流−直流変換装置）に関し、特に、非昇圧時に負荷への電力供給経路となるバイパス回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

例えば自動車には、各種の車載機器や回路に直流電圧を供給するための電源装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されている。一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子、インダクタ、および整流用のダイオードなどから構成される電圧変換回路（昇圧回路または降圧回路）を備えている。電圧変換回路は、スイッチング素子のオン・オフにより直流電源の電圧をスイッチングすることによって、昇圧または降圧された直流電圧を出力する。

このようなＤＣ−ＤＣコンバータには、昇圧または降圧が必要な場合だけ電圧変換回路を作動させ、昇圧または降圧が必要ない場合は、電圧変換回路を経由せずに、バイパス回路を経由して負荷へ電力を供給するものがある。バイパス回路には、ＦＥＴやリレーなどのバイパス用のスイッチング素子が設けられる。非昇圧時または非降圧時には、バイパス回路のスイッチング素子がオン状態となり、直流電源の電圧がこのスイッチング素子を介して負荷へ供給される。後掲の特許文献１〜３には、このようなバイパス回路を備えた電源装置が示されている。

特許文献１には、電圧変換回路を経由して電力を出力する第１状態と、バイパス回路を経由して電力を出力する第２状態とを切り替える際に、電圧変換回路とバイパス回路とが共に動作状態となるように制御を行う電源装置が記載されている。

特許文献２には、バイパス回路の出力端子の電圧を監視する動作監視部と、昇圧回路を駆動してバイパス回路の出力端子の電圧を所定レベルに維持する制御部とを備えた始動制御装置が記載されている。

特許文献３には、整流用ダイオードの代わりに整流用スイッチング素子を設け、エンジン再始動時に、バイパスリレーをオフ状態に維持するとともに、整流用スイッチング素子を駆動して負荷への電圧供給を行う電源回路が示されている。

また、特許文献３では、整流用スイッチング素子の近傍にサーミスタが配置され、整流用スイッチング素子の温度上昇により、サーミスタの電圧が閾値以上になった場合に、整流用スイッチング素子の異常が検出されるようになっている。このように、素子の近傍にサーミスタなどの温度センサを設けて、当該素子の異常を検出することは、特許文献４、５にも記載されている。特許文献４、５では、温度センサによりダイオードの故障を検出している。

上記のようなバイパス回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、非昇圧時または非降圧時に、何らかの故障によりバイパス回路のスイッチング素子がオンしない場合は、負荷への電力供給ができなくなる。そこで、バイパス回路のスイッチング素子に、直流電源に対して順方向となるように、バイパス用のダイオードを並列接続して、バイパス回路を二重化することが考えられる。これにより、バイパス回路のスイッチング素子がオンしない場合でも、バイパス回路のダイオードを介して、直流電源から負荷へ電力を供給することが可能となる。

特開２０１０−１８３７５５号公報 特開２０１０−１７４７２１号公報 特開２０１３−７４７４１号公報 特開平９−３２７１２０号公報 特開２００３−１０７１２３号公報

本発明は、上記のような二重化されたバイパス回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、バイパス用のダイオードや整流用のダイオードに発生した短絡故障（アノード・カソード間が短絡状態となる故障）を検出することを課題とする。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源が接続される入力端子と、負荷が接続される出力端子と、入力端子と出力端子との間に設けられ、直流電源の電圧を昇圧して負荷へ供給する電圧変換回路と、電圧変換回路と並列に設けられたスイッチング素子を含み、当該スイッチング素子がオン状態のときに、直流電源の電圧を、電圧変換回路を経由せずに、スイッチング素子を経由して負荷へ供給するバイパス回路と、電圧変換回路およびバイパス回路の動作を制御する制御部とを備えている。バイパス回路は、直流電源に対して順方向となるように、スイッチング素子に並列接続されたバイパス用の第１ダイオードを有している。電圧変換回路は、直流電源に対して順方向となるように、入力端子と出力端子との間に設けられた整流用の第２ダイオードを有している。本発明では、上記構成に加えて、電圧変換回路の入力端の電位に応じた電圧を検出する第１電圧検出部と、電圧変換回路の出力端の電位に応じた電圧を検出する第２電圧検出部とがさらに設けられる。そして、制御部は、バイパス回路のスイッチング素子がオフ状態で、かつ電圧変換回路が動作していない状態で、第１電圧検出部が検出した電圧と、第２電圧検出部が検出した電圧との差を演算し、当該電圧の差に基づいて、第１ダイオードと第２ダイオードの少なくとも一方に発生した短絡故障を検出する。

上記構成によると、第１ダイオードと第２ダイオードのいずれにも短絡故障が発生していない場合は、ダイオードの順方向電圧降下により、電圧変換回路の出力端の電位は、入力端の電位よりも低下する。これに対して、第１ダイオードと第２ダイオードの少なくとも一方に短絡故障が発生している場合は、電圧変換回路の出力端の電位は、入力端の電位とほぼ等しくなる。したがって、電圧変換回路の入力端に設けた第１電圧検出部で検出された電圧と、電圧変換回路の出力端に設けた第２電圧検出部で検出された電圧との差を演算することにより、当該電圧差に基づいて、第１ダイオードと第２ダイオードの一方または両方が短絡故障したことを検出することができる。

本発明において、制御部は、ダイオードの短絡故障を検出した場合に、電圧変換回路の動作を禁止するとともに、スイッチング素子をオン状態にするように制御を行ってもよい。

本発明において、第１ダイオードの温度を検出する第１温度検出素子と、第２ダイオードの温度を検出する第２温度検出素子とをさらに設けてもよい。そして、 制御部は、短絡故障の検出に先立って、第１温度検出素子および第２温度検出素子で検出された各温度を基準温度と比較し、各温度が基準温度を超えている場合は、短絡故障の検出を行わないようにしてもよい。

本発明において、スイッチング素子がオフ状態で、かつ電圧変換回路が動作している状態で、第１温度検出素子で検出された第１ダイオードの温度が一定温度以上である場合は、電圧変換回路の動作を停止させるようにしてもよい。

本発明によれば、バイパス用のダイオードや整流用のダイオードに発生した短絡故障を検出することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 電圧検出部の一例を示した回路図である。 正常状態における非昇圧時の電流経路を示した回路図である。 正常状態における昇圧時の電流経路を示した回路図である。 異常状態における非昇圧時の電流経路を示した回路図である。 故障診断時の電流経路を示した回路図である。 負荷に流れる電流と電圧検出部で検出される電圧を示した図である。 本発明の他の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 サーミスタを用いた温度検出回路の一例を示した図である。 ダイオードの特性の一例を示した図である。

本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一の部分または対応する部分には同一符号を付してある。以下では、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げる。

最初に、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を、図１を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、直流電源１０と負荷２０との間に設けられており、昇圧回路１、バイパス回路２、電圧検出部３、電圧検出部４、制御部５、および端子Ｔ１〜Ｔ５を備えている。直流電源１０は、車両用のバッテリである。負荷２０は、直流電源１０から電力供給を受ける車載機器である。

入力端子Ｔ１には直流電源１０の正極が接続され、接地端子Ｔ２には直流電源１０の負極が接続される。接地端子Ｔ２はグランドＧに接続されている。出力端子Ｔ３には負荷２０の一端が接続される。負荷２０の他端はグランドＧに接続されている。端子Ｔ４は、図示しないＥＣＵ（電子制御ユニット）などの上位装置と接続される。端子Ｔ５は、図示しないイグニッションスイッチと接続される。

昇圧回路１は、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ３との間に設けられており、直流電源１０の電圧を昇圧して負荷２０へ供給する。昇圧回路１には、昇圧用のスイッチング素子Ｑと、インダクタＬと、整流用のダイオードＤ２とが備わっている。スイッチング素子Ｑは、ｎチャンネル型のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であって、インダクタＬとダイオードＤ２との接続点と、グランドＧとの間に設けられている。このスイッチング素子Ｑのオン・オフは、制御部５によって制御される。スイッチング素子Ｑには、直流電源１０に対して逆方向となるように、ダイオードＤ３が並列に接続されている。このダイオードＤ３は、ドレインｄとソースｓ間の寄生ダイオードである。

バイパス回路２は、非昇圧時に、直流電源１０の電圧を、昇圧回路１を経由せずに、負荷２０へ供給するための回路であって、昇圧回路１と並列に設けられている。バイパス回路２には、バイパス用のスイッチング素子ＳＷと、バイパス用のダイオードＤ１とが備わっている。スイッチング素子ＳＷは、ＦＥＴまたはリレーからなり、昇圧回路１のインダクタＬとダイオードＤ２との直列回路と並列に接続されている。このスイッチング素子ＳＷのオン・オフは、制御部５によって制御される。ダイオードＤ１は、直流電源１０に対して順方向となるように、スイッチング素子ＳＷと並列に接続されている。

電圧検出部３は、昇圧回路１の入力端（ａ点）の電位に応じた電圧を検出する。図２に示すように、電圧検出部３は、２個の抵抗Ｒ１およびＲ２が直列に接続された分圧回路から構成されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点ｘには、ａ点の電位に応じた電圧が現われる。この電圧が、電圧検出部３における検出電圧として、制御部５へ与えられる。

電圧検出部４は、昇圧回路１の出力端（ｂ点）の電位に応じた電圧を検出する。この電圧検出部４も、電圧検出部３と同様に、２個の抵抗が直列に接続された分圧回路から構成されている（図示省略）。各抵抗の接続点には、ｂ点の電位に応じた電圧が現われる。この電圧が、電圧検出部４における検出電圧として、制御部５へ与えられる。

制御部５は、ＣＰＵやメモリなどから構成されており、昇圧回路１とバイパス回路２の動作を制御する。詳しくは、制御部５は、昇圧時に、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑのゲートｇに、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を与えることによって、当該スイッチング素子Ｑを高速でオン・オフさせる。また、制御部５は、非昇圧時に、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷに、Ｈ（High）レベルのオン信号を与えることによって、当該スイッチング素子ＳＷをオン状態にする。また、制御部５は、端子Ｔ４を介して、図示しない上位装置との間で通信を行う。制御部５には、電圧検出部３、４で検出された電圧が入力される。また、制御部５には、昇圧時に、端子Ｔ４を介して上位装置から昇圧指令が入力される。さらに、制御部５には、イグニッションスイッチのオン時に、端子Ｔ５を介してイグニッション信号が入力される。

以上の構成において、昇圧回路１は、本発明における「電圧変換回路」の一例である。ダイオードＤ１は、本発明における「第１ダイオード」に相当し、ダイオードＤ２は、本発明における「第２ダイオード」に相当する。電圧検出部３は、本発明における「第１電圧検出部」に相当し、電圧検出部４は、本発明における「第２電圧検出部」に相当する。

次に、上述した構成からなるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作について説明する。まず、正常時の動作について、図３および図４を参照しながら説明する。

図３は、非昇圧時の電流経路を示している。非昇圧時は、端子Ｔ４に上位装置からの昇圧指令が与えられない。一方、端子Ｔ５には、イグニッションスイッチ（図示省略）のオンに基づくイグニッション信号が入力されている。この状況下では、制御部５は、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑを駆動するためのＰＷＭ信号を出力しない。したがって、昇圧回路１では、スイッチング素子Ｑがオフ状態となって、昇圧動作は行われない。また、制御部５は、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷをオンさせるためのオン信号を出力し、このオン信号によって、スイッチング素子ＳＷはオン状態となっている。ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向の抵抗値は、スイッチング素子ＳＷの抵抗値に比べて大きいため、ダイオードＤ１、Ｄ２には殆ど電流が流れない。その結果、図３に太矢印で示した電流経路が形成され、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、スイッチング素子ＳＷ、および出力端子Ｔ３を経由して、負荷２０に昇圧されない直流電圧が供給される。

図４は、昇圧時の電流経路を示している。昇圧時には、端子Ｔ４を介して制御部５に、上位装置から昇圧指令が与えられる。制御部５は、この昇圧指令を受けて、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑを駆動するためのＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑのゲートｇに与えられることによって、スイッチング素子Ｑは高速でオン・オフのスイッチング動作を行う。このスイッチング動作によりインダクタＬに発生した高電圧は、ダイオードＤ２で整流され、昇圧された直流電圧となる。その結果、昇圧時には、図４に太矢印で示した電流経路が形成され、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、昇圧回路１、および出力端子Ｔ３を経由して、負荷２０に昇圧された直流電圧が供給される。

また一方で、制御部５は、昇圧時には、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷをオンさせるためのオン信号を出力しない。したがって、スイッチング素子ＳＷはオフ状態となっている。その結果、直流電源１０から、スイッチング素子ＳＷを経由して、負荷２０へ至る電流経路は形成されない。なお、バイパス回路２のダイオードＤ１は、直流電源１０に対して順方向であるため、スイッチング素子ＳＷがオフの状態では、ダイオードＤ１を経由する電流経路が形成される。

図５は、非昇圧時に制御部５に異常が発生した場合の電流経路を示している。たとえば、制御部５とグランドＧとの間で、図の×で示すように断線が発生すると、制御部５は正常に動作せず、非昇圧時に、スイッチング素子ＳＷに対してオン信号を出力しなくなる。このため、スイッチング素子ＳＷはオフ状態であり、スイッチング素子ＳＷを経由するバイパス経路は形成されない。しかるに、ダイオードＤ１が直流電源１０に対して順方向であるため、ダイオードＤ１を経由する電流経路が形成される。したがって、スイッチング素子ＳＷがオンしなくても、直流電源１０からダイオードＤ１を介して、負荷２０へ電力が供給される。なお、昇圧回路１にも破線で示す経路で電流が流れるが、インダクタＬとダイオードＤ２の合成抵抗値は、ダイオードＤ１の抵抗値より大きいため、昇圧回路１に流れる電流は、バイパス経路２に流れる電流よりも小さい。

次に、ダイオードＤ１、Ｄ２の短絡故障を検出する方法について、図６および図７を参照しながら説明する。短絡故障は、ダイオードＤ１、Ｄ２のアノード・カソード間が短絡状態となる故障である。この故障検出は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が通常の動作を開始する前の、初期診断において実施される。

図６において、初期診断時には、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑはオフ状態にあり、昇圧回路１は動作していない。また、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷもオフ状態にある。この状態では、図５の場合と同様の電流経路が形成され、バイパス経路２と昇圧回路１にそれぞれ電流Ｉ_１、Ｉ_２が流れる。負荷２０に流れる電流Ｉは、Ｉ＝Ｉ_１＋Ｉ_２となる。

ダイオードＤ１、Ｄ２のいずれにも短絡故障が発生していない場合は、電流Ｉ_１、Ｉ_２により、ダイオードＤ１、Ｄ２に順方向電圧降下が発生するので、昇圧回路１の出力端（ｂ点）の電位は、入力端（ａ点）の電位よりも低下する。これに対して、ダイオードＤ１、Ｄ２の少なくとも一方に短絡故障が発生している場合は、昇圧回路１の出力端の電位は、入力端の電位とほぼ等しくなる（インダクタＬにおける電圧降下は僅かである）。したがって、電圧検出部３で検出された電圧Ｖ１と、電圧検出部４で検出された電圧Ｖ２との差（以下「電圧差」という。）に基づいて、ダイオードの短絡故障の有無を診断することができる。

詳しくは、制御部５は、電圧検出部３から入力される電圧Ｖ１と、電圧検出部４から入力される電圧Ｖ２をそれぞれＡ／Ｄ変換して、電圧差ΔＶ＝Ｖ１−Ｖ２を演算する。ダイオードＤ１、Ｄ２のいずれにも短絡故障が発生していない場合は、図７（ｂ）に示すように、電圧差ΔＶは一定以上の値となる。また、ダイオードＤ１、Ｄ２の少なくとも一方に短絡故障が発生している場合は、電圧差ΔＶはゼロか、もしくは図７（ｃ）に示すように微小な値となる。そこで、制御部５は、電圧差ΔＶが所定値以上であれば、ダイオードＤ１、Ｄ２はいずれも短絡故障しておらず、電圧差ΔＶが所定値未満であれば、ダイオードＤ１、Ｄ２の少なくとも一方に短絡故障が発生したと診断する。なお、図７の（ａ）は、負荷２０に流れる電流Ｉを示している。

制御部５は、初期診断においてダイオードの短絡故障を検出した場合、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑをオフ状態に維持して、昇圧回路１の昇圧動作を禁止するとともに、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷをオン状態にする。これにより、図３の電流経路が形成され、直流電源１０からスイッチング素子ＳＷを介して、負荷２０に電力が供給される。また、制御部５は、端子Ｔ４を介して上位装置へ、ダイオードの短絡故障が発生したことを通知する。上位装置は、この通知を受けて、警報ランプを点灯させるなどの異常処理を行う。

このようにして、上記実施形態によれば、初期診断時に、電圧検出部３、４で検出された電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧差ΔＶを演算し、この電圧差ΔＶを所定値と比較することにより、ダイオードＤ１、Ｄ２の一方または両方が短絡故障したことを検出することができる。

図８は、本発明の他の実施形態を示している。図８においては、図１の構成に加えて、サーミスタＴＨ１、ＴＨ２が設けられている。サーミスタＴＨ１は、バイパス回路２のダイオードＤ１の近傍に配置されていて、当該ダイオードＤ１の温度を検出する。サーミスタＴＨ２は、昇圧回路１のダイオードＤ２の近傍に配置されていて、当該ダイオードＤ２の温度を検出する。サーミスタＴＨ１は、本発明における「第１温度検出素子」の一例であり、サーミスタＴＨ２は、本発明における「第２温度検出素子」の一例である。

図９は、サーミスタＴＨ１を用いた温度検出回路の一例を示している。電源ＶｄとグランドＧとの間に、抵抗Ｒ３とサーミスタＴＨ１とが直列に接続されている。サーミスタＴＨ１は、温度の上昇とともに抵抗値が減少する特性を持つＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタであり、図示しない回路基板上で、ダイオードＤ１の近傍に配置されている。

ダイオードＤ１の温度変化により、サーミスタＴＨ１の抵抗値が変化するので、抵抗Ｒ３とサーミスタＴＨ１との接続点ｙには、ダイオードＤ１の温度に応じた電圧が現われる。この電圧は、サーミスタＴＨ１による検出温度として、制御部５へ与えられる。なお、サーミスタＴＨ２を用いた温度検出回路も、図９と同様に構成されている（図示省略）。

図１０に示したように、ダイオードの順方向電圧降下は、温度の上昇に伴って減少する。このため、ダイオードＤ１、Ｄ２が高温状態にある場合は、順方向電圧降下が小さくなって、前記の電圧差ΔＶが所定値未満となる。その結果、制御部５は、ダイオードＤ１、Ｄ２が正常であるにもかかわらず、誤って短絡故障を検出してしまう。

そこで、本実施形態では、ダイオードの短絡故障の検出に先立って、サーミスタＴＨ１、ＴＨ２でダイオードＤ１、Ｄ２の温度を検出する。制御部５は、検出された各温度を基準温度（たとえば８０℃）と比較する。そして、サーミスタＴＨ１、ＴＨ２の各検出温度が基準温度以下であれば、制御部５は、初期診断において、ダイオードＤ１、Ｄ２の短絡故障の検出を行う。一方、サーミスタＴＨ１、ＴＨ２の各検出温度が基準温度を超えておれば、制御部５は、初期診断において、ダイオードＤ１、Ｄ２の短絡故障の検出を行わない。このようにすることで、高温時における短絡故障の誤検出を未然に防止することができる。

また、本実施形態では、通常の動作時においても、異常を検出することができる。詳しくは、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷがオフで、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑがオン・オフしている昇圧動作中に、サーミスタＴＨ１によりダイオードＤ１の温度を検出する。そして、検出されたダイオードＤ１の温度が一定温度以上である場合、制御部５は、スイッチング素子Ｑをオフにして昇圧回路１の動作を停止させ、上位装置へ異常を通知する。これにより、負荷２０の短絡などによってダイオードＤ１に過電流が流れた場合に、ダイオードＤ１の温度上昇をサーミスタＴＨ１で検知して、昇圧回路１による昇圧動作を停止させることができる。

本発明では、上述した実施形態に限らず、以下に示すような種々の実施形態を採用することができる。

前記の実施形態では、昇圧回路１において、整流用素子としてダイオードＤ２を設けたが、ダイオードＤ２に代えて、スイッチング素子Ｑと同期してスイッチング動作を行う、同期整流用のＦＥＴを設けてもよい。この場合は、当該ＦＥＴに備わっている寄生ダイオードが、本発明における「第２ダイオード」に相当する。

前記の実施形態では、バイパス回路２のスイッチング素子ＳＷとして、ＦＥＴやリレーを例に挙げたが、これらに代えて、トランジスタやＩＧＢＴのような他のスイッチング素子を用いてもよい。同様に、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑも、ＦＥＴに限らず、トランジスタやＩＧＢＴのような他のスイッチング素子であってもよい。

前記の実施形態では、図８におけるサーミスタＴＨ１、ＴＨ２として、温度の上昇とともに抵抗値が減少するＮＴＣサーミスタを用いたが、これに代えて、温度の上昇とともに抵抗値が増加するＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタを用いてもよい。また、温度検出素子として、サーミスタに限らず、白金測温抵抗体などを用いることも可能である。

前記の実施形態では、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータ１００を例に挙げたが、本発明は、車両用以外のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。

１ 昇圧回路（電圧変換回路）
２ バイパス回路
３ 電圧検出部（第１電圧検出部）
４ 電圧検出部（第２電圧検出部）
５ 制御部
１０ 直流電源
２０ 負荷
１００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｄ１ ダイオード（第１ダイオード）
Ｄ２ ダイオード（第２ダイオード）
ＳＷ スイッチング素子
ＴＨ１ サーミスタ（第１温度検出素子）
ＴＨ２ サーミスタ（第２温度検出素子）
Ｔ１ 入力端子
Ｔ３ 出力端子

Claims (4)

1. 直流電源が接続される入力端子と、
   負荷が接続される出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子との間に設けられ、前記直流電源の電圧を昇圧して前記負荷へ供給する電圧変換回路と、
   前記電圧変換回路と並列に設けられたスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子がオン状態のときに、前記直流電源の電圧を、前記電圧変換回路を経由せずに、前記スイッチング素子を経由して前記負荷へ供給するバイパス回路と、
   前記電圧変換回路および前記バイパス回路の動作を制御する制御部と、を備え、
   前記バイパス回路は、前記直流電源に対して順方向となるように、前記スイッチング素子に並列接続されたバイパス用の第１ダイオードを有し、
   前記電圧変換回路は、前記直流電源に対して順方向となるように、前記入力端子と前記出力端子との間に設けられた整流用の第２ダイオードを有する、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記電圧変換回路の入力端の電位に応じた電圧を検出する第１電圧検出部と、
   前記電圧変換回路の出力端の電位に応じた電圧を検出する第２電圧検出部と、をさらに備え、
   前記制御部は、
   前記スイッチング素子がオフ状態で、かつ前記電圧変換回路が動作していない状態で、前記第１電圧検出部が検出した電圧と、前記第２電圧検出部が検出した電圧との差を演算し、
   前記電圧の差に基づいて、前記第１ダイオードと前記第２ダイオードの少なくとも一方に発生した短絡故障を検出する、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御部は、前記短絡故障を検出した場合に、前記電圧変換回路の動作を禁止するとともに、前記スイッチング素子をオン状態にする、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１ダイオードの温度を検出する第１温度検出素子と、
   前記第２ダイオードの温度を検出する第２温度検出素子と、をさらに備え、
   前記制御部は、前記短絡故障の検出に先立って、前記第１温度検出素子および前記第２温度検出素子で検出された各温度を基準温度と比較し、各温度が基準温度を超えている場合は前記短絡故障の検出を行わない、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御部は、
   前記スイッチング素子がオフ状態で、かつ前記電圧変換回路が動作している状態で、前記第１温度検出素子で検出された前記第１ダイオードの温度が一定温度以上である場合は、前記電圧変換回路の動作を停止させる、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

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