JP6065742B2 - 電流制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子をスイッチング動作させることで、負荷に通電される電流を制御する電流制御装置に関する。

例えば特許文献１には、ＬＣＤのバックライトに電源を供給する昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源装置において、バックライトの光源であるＬＥＤに定電流を供給するため、電流制限抵抗の端子電圧をコンパレータにより基準電源と比較して、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路がＭＯＳＦＥＴを、ＰＷＭ或いはＶＦＭ制御する構成が開示されている（図１１参照）。

特開２００５−１１７８７３号公報

上記の構成では、ＬＥＤの駆動電流は電流制限抵抗の抵抗値によって決まるため、駆動電流，すなわちＬＥＤの発光輝度を変化させることができないという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷に通電する定電流量を制御回路がスイッチング制御する構成において、前記定電流量を可変制御できる電流制御装置を提供することにある。

請求項１記載の電流制御装置によれば、第１制御回路は、負荷電流を検出するための電流検出抵抗素子の端子電圧に基づいて決まる入力端子の電圧が、所定電圧となるようにスイッチング素子をスイッチング動作させる。第２制御回路が出力する内部制御用ＰＷＭ信号は積分回路に入力され、積分回路の出力端子は第１制御回路の前記入力端子に接続される。そして、第２制御回路は、外部より与えられる制御条件に応じて内部制御用ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させて負荷電流を制御する。

このように構成すれば、積分回路の出力端子の電位は、第２制御回路が出力する内部制御用ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて変化するので、その変化に伴い、第１制御回路の入力端子の電位も変化する。したがって、第１制御回路が行うスイッチング制御の状態も、上記入力端子の電位変化に伴い変化することになる。結果として、第２制御回路が出力する内部制御用ＰＷＭ信号のデューティ比により負荷に供給する定電流量を変化させることができ、負荷の駆動状態が制御可能になる。

また、第２制御回路を第１制御回路のイネーブル制御も行うように構成し、電源が投入されて起動すると、第２制御回路は第１制御回路をディスエーブル状態に保持している間に、積分回路を構成するコンデンサを充電するための初期電圧信号を出力する。そして、初期電圧信号の出力を停止して内部制御用ＰＷＭ信号の出力を開始すると、第１制御回路をイネーブル状態に切り替える。

このように構成すれば、第１制御回路がスイッチング素子の制御を開始する以前に、積分回路を構成するコンデンサが初期電圧信号により充電される。したがって、第１制御回路がスイッチング素子の制御を開始する段階では、積分回路の出力端子の電位がある程度上昇した状態になるので、負荷に対する初期の通電電流量が過大になることを抑制できる。

第１実施形態であり、ＬＥＤ駆動装置の電気的構成を示す図 マイコンの制御内容を示すフローチャート 駆動装置の動作を示すタイミングチャート マイコンがステップＳ１，Ｓ２の処理を行わない場合の図３相当図 マイコンが出力するＰＷＭ信号のデューティ比によりＬＥＤの発光輝度が決まる原理を説明する図 デューティ比と駆動電流Ｉとの関係を示す図 第２実施形態を示す図１相当図 図２相当図 図３相当図

（第１実施形態）
図１に示すように、駆動装置１（電流制御装置）の入力端子２ａ，２ｂ間には、図示しない直流電源（例えば、車載バッテリなど）が接続されている。また、入力端子２ａ，２ｂ間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）３，コイル４，直列接続された複数個のＬＥＤ５（負荷）及び電流検出抵抗６（電流検出抵抗素子）の直列回路が接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３のソースと、入力端子２ｂとの間には、逆方向のダイオード７が接続されており、ＬＥＤ５の最上部のアノードと入力端子２ｂとの間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８（スイッチング素子）が接続されている。

ＬＥＤ５の最下部のカソードと電流検出抵抗６との共通接続点は、抵抗９を介して制御ＩＣ１０（第１制御回路）の入力端子１１に接続されている。制御ＩＣ１０は、前記入力端子１１の電位を一定とするように、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３及び８をスイッチング制御することで、ＬＥＤ５に通電する駆動電流を一定とするように制御する。すなわち、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３及び８，コイル４及び制御ＩＣ１０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを構成している。ＬＥＤ５は、例えば車両のヘッドライトであり、駆動電流値に応じて発光輝度が決まる。

制御ＩＣ１０は、マイクロコンピュータ（マイコン）１２が出力するイネーブル信号ＥＮによりイネーブル制御される。また、マイコン１２（第２制御回路）の出力端子は、抵抗１３及びコンデンサ１４からなる積分回路１５の入力端子に接続されており、積分回路１５の出力端子は、抵抗１６を介して制御ＩＣ１０の入力端子１１に接続されている。

マイコン１２は、図示しない各種のセンサより温度や電源電圧，周囲環境の照度やナビ情報（車両の位置），ヘッドライトのポジション等の各種情報（制御条件）を取得する（アナログ信号については、Ａ／Ｄ変換して読み込む）。電源電圧については、必要に応じて分圧して読み込むようにしても良い。また、マイコン１２は、後述するように積分回路１５にＰＷＭ信号（内部制御用ＰＷＭ信号）を出力することで、入力端子１１の電位を制御する。

次に、本実施形態の作用について説明する。電源が投入されてマイコン１２のパワーオンリセットが解除されると（図３（ａ），（ｂ）参照）、図２に示すように、マイコン１２は、先ずイネーブル信号ＥＮをローレベルにして制御ＩＣ１０をディスエーブル（ＯＦＦ）にする（Ｓ１，図３（ｃ）参照）。それと同時に、積分回路１５にデューティ１００％のＰＷＭ信号（初期電圧信号）を出力し（Ｓ２）、コンデンサ１４の充電を開始する（図３（ｄ），（ｅ）参照；初期電圧制御）。図２におけるステップＳ１及びＳ２は初期処理（Init処理）である。

それから、マイコン１２は、コンデンサ１４の端子電圧が十分上昇するように一定時間の経過待ちをして（Ｓ３）、一定時間が経過すると（ＹＥＳ）イネーブル信号ＥＮをハイレベルにして制御ＩＣ１０をイネーブル（ＯＮ）にする（Ｓ４，図３（ｃ）参照）。その後、マイコン１２は、各種センサより温度や電源電圧，周囲環境の照度やナビ情報（車両の位置），ヘッドライトのポジション等の各種情報（制御条件）を取得する（Ｓ５）。すると、マイコン１２は、それらの情報に基づいてヘッドライトの輝度を決定するＰＷＭ信号のデューティ比を算出し（Ｓ６）、算出したデューティ比を設定してＰＷＭ信号を積分回路１５に出力する（Ｓ７，図３（ｄ）参照））。尚、ステップＳ３〜Ｓ７の処理は無限ループである。

ここで、マイコン１２が出力するＰＷＭ信号のデューティ比によって、ＬＥＤ５の発光輝度が決まる原理について説明する。図５に示すように、電流検出抵抗６（抵抗値Ｒｓ）に流れる電流をＩとすると、電流検出抵抗６の端子電圧Ｖｓは、
Ｖｓ＝Ｒｓ×Ｉ …（１）
となる。そして、入力端子１１の電位をＶｆｂ，抵抗９（抵抗値Ｒ３）の端子電圧をＶ３とすると、端子電圧Ｖ３は、
Ｖ３＝Ｖｆｂ−Ｖｓ …（２）
となる。

マイコン１２の出力端子の電位をＶpwm，抵抗１３及び１５の抵抗値をそれぞれＲ１及びＲ２とすると、（１），（２）式と抵抗９による分圧比との関係から、
Ｖpwm＝（Ｖｆｂ−Ｖｓ）／｛Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝ …（３）
Ｉ＝Ｖｆｂ／Ｒｓ−Ｒ３／Ｒｓ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）×Ｖpwm…（４）
となる。

一方、マイコン１２の出力端子電位Ｖpwmは、リファレンス電圧Ｖref（ハイレベル）及びデューティ比Ｄｕｔｙの関係と、積分回路１５を介すことで定電圧源とみなすことができる。
Ｖpwm＝Ｖref×Ｄｕｔｙ …（５）
したがって（４），（５）式から、デューティ比Ｄｕｔｙを変化させることで、図６に示すように、負荷電流Ｉを変化させることができる。

また、マイコン１２がステップＳ１及びＳ２の処理を行う理由は、以下の通りである。図４に示すように、マイコン１２が上記の処理を行わない場合、制御ＩＣ１０は、マイコン１２とほぼ同時に動作を開始することになる（（ｂ），（ｃ）参照）。そして、マイコン１２は、所定デューティ比のＰＷＭ信号の出力を開始するので（（ｄ）参照）、コンデンサ１４の端子電圧は緩やかに上昇する（（ｅ）参照）。

すると、制御ＩＣ１０が動作を開始した時点の入力端子１１の電位が低いため、制御ＩＣ１０は、その低い電位に応じて当初はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３をフルオンさせるようになり、大きな負荷電流Ｉが流れてオーバーシュートが発生する（（ｆ）参照）。そこで、マイコン１２は、起動時は制御ＩＣ１０をディスエーブル状態にしておき、その間にコンデンサ１４の端子電圧をある程度上昇させることでオーバーシュートの発生を回避している。

以上のように本実施形態によれば、駆動装置１において、制御ＩＣ１０は、負荷電流Ｉを検出するための電流検出抵抗６の端子電圧Ｖｓに基づいて決まる入力端子１１の電圧Ｖｆｂが所定電圧となるように、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３及び８をスイッチング動作させる。そして、マイコン１２は、外部より与えられる制御条件に応じて積分回路１５に出力するＰＷＭ信号のデューティ比を変化させて負荷電流Ｉを制御する。

これにより、積分回路１５の出力端子の電位を上記デューティ比に応じて変化させ、入力端子１１の電位Ｖｆｂを変化させる。したがって、制御ＩＣ１０が行うスイッチング制御の状態が電位Ｖｆｂの変化に伴い変化して、上記デューティ比によりＬＥＤ５に供給する定電流量Ｉを変化させ、ヘッドライトの発光輝度を制御することができる。

また、マイコン１２により制御ＩＣ１０のイネーブル制御を行い、電源が投入されて起動すると、マイコン１２は制御ＩＣ１０をディスエーブル状態に保持している間に、積分回路１５を構成するコンデンサ１４を充電するためのデューティ１００％のＰＷＭ信号を出力する。そして、前記信号の出力を停止して所定デューティ比（＜１００％）のＰＷＭ信号の出力を開始すると、制御ＩＣ１０をイネーブル状態に切り替える。

これにより、制御ＩＣ１０がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３及び８の制御を開始する以前にコンデンサ１４が充電されるので、制御ＩＣ１０がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３及び８の制御を開始する段階では、積分回路１５の出力端子の電位がある程度上昇している。したがって、ＬＥＤ５に対する初期の通電電流量が過大になりオーバーシュートが発生することを抑制できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図７に示すように、第２実施形態の駆動装置２１には、マイコン１２に代わるマイコン２２（第２制御回路）が配置されている。マイコン２２は、積分回路１５の出力端子の電位をＡ／Ｄ変換して読み込む。そして、その電位をモニタしながらコンデンサ１４の初期電圧制御を行う。

次に、第２実施形態の作用について説明する。図８に示すように、マイコン２２は、ステップＳ２を実行すると、充電フラグをＯＦＦ（リセット）にする（Ｓ１１）。そして、コンデンサ１４の端子電圧（電荷情報）をＡ／Ｄ変換して取得すると（Ｓ１２）、充電フラグがＯＦＦか否かを判断する（Ｓ１３）。充電フラグがＯＦＦでなければ（ＮＯ）ステップＳ４に移行して第１実施形態と同様の処理を行う。

一方、充電フラグがＯＦＦであれば（ＹＥＳ）、コンデンサの端子電圧が所定の閾値以上か否かを判断し（Ｓ１４）、閾値未満であれば（ＮＯ）ステップＳ１２に移行する（無限ループ）。そして、コンデンサの端子電圧が閾値以上であれば（ＹＥＳ）、充電フラグをＯＮ（セット）にしてから（Ｓ１５）ステップＳ４に移行する。すなわち、ステップＳ１４で「ＹＥＳ」と判断するまで、初期電圧制御が継続される。ここで、上記閾値は、初期電圧制御の終了後に所定デューティ比のＰＷＭ信号を出力することで、積分回路１５の出力端子の電位を、制御目標電圧に等しく設定すると良い。

すなわち、そのように設定することで、図９に示すように、マイコン２２が初期電圧制御を行う期間がより短くなり（（ｄ），（ｅ）参照）、制御ＩＣ１０はスイッチング制御をより速く開始するようになる。また、制御ＩＣ１０がスイッチング制御を開始した時点で、積分回路１５の出力電圧は上記目標電圧に達しているので、負荷電流Ｉもより早く制御目標値に達するようになる。

以上のように第２実施形態によれば、マイコン２２は、積分回路１５の出力電圧をモニタしてＰＷＭ信号の出力を開始するタイミングを決定するので、制御ＩＣ１０はスイッチング制御をより速く開始することができる。また、マイコン２２は、積分回路１５の出力電圧がＰＷＭ信号の出力により制御する目標電圧に等しくなるとＰＷＭ信号の出力を開始する。したがって、負荷電流Ｉもより早く制御目標値に達するようになり、制御応答性が一層向上する。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３に替えて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
第２制御回路については、マイコン１２に限ることなく、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等により構成しても良い。
昇降圧コンバータに限ることなく、昇圧コンバータ，降圧コンバータに適用しても良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどでも良い。
負荷はＬＥＤに限ることなく、定電流駆動に適した負荷であれば適用可能である。

図面中、１は駆動装置（電流制御装置）、３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、５はＬＥＤ（負荷）、６は電流検出抵抗（電流検出抵抗素子）、８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、１０は制御ＩＣ（第１制御回路）、１１は入力端子、１２はマイクロコンピュータ（第２制御回路）、１４はコンデンサ、１５は積分回路を示す。

Claims (3)

1. ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりスイッチング素子（３，８）をスイッチング動作させることで、負荷（５）に通電される電流（以下、負荷電流と称す）を制御する電流制御装置において、
   前記負荷電流を検出するための電流検出抵抗素子（６）と、
   この電流検出抵抗素子の端子電圧に基づいて決まる入力端子の電圧が所定電圧となるように、前記スイッチング素子をスイッチング動作させる第１制御回路（１０）と、
   内部制御用ＰＷＭ信号を出力する第２制御回路（１２，２２）と、
   前記内部制御用ＰＷＭ信号が入力される積分回路（１５）とを備え、
   前記積分回路の出力端子は、前記第１制御回路の入力端子に接続されており、
   前記第２制御回路は、外部より与えられる制御条件に応じて前記内部制御用ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させ、前記負荷電流を制御し、且つ、前記第１制御回路のイネーブル制御も行うように構成され、
   電源が投入されて起動すると、前記第１制御回路をディスエーブル状態に保持している間に、前記積分回路を構成するコンデンサ（１４）を充電するための初期電圧信号を出力し、
   前記初期電圧信号の出力を停止して前記内部制御用ＰＷＭ信号の出力を開始すると、前記第１制御回路をイネーブル状態に切り替えることを特徴とする電流制御装置。
2. 前記第２制御回路（２２）は、前記積分回路の出力電圧をモニタして、前記内部制御用ＰＷＭ信号の出力を開始するタイミングを決定することを特徴とする請求項１記載の電流制御装置。
3. 前記第２制御回路は、前記積分回路の出力電圧が、前記内部制御用ＰＷＭ信号の出力により制御する目標電圧に等しくなると、前記内部制御用ＰＷＭ信号の出力を開始することを特徴とする請求項２記載の電流制御装置。

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