JP6040851B2 - 逆相電力合成分配器および差動増幅器 - Google Patents

Description

この発明は、分布定数伝送線路と結合線路から構成される高周波用の逆相電力合成分配器（バラン）、および、これを用いた差動増幅器に関するものである。

分布定数伝送線路と結合線路から構成される平面回路型の逆相電力合成分配回路として、２つの結合線路から構成されるマーチャントバランが広く用いられてきた。
図７には従来の逆相電力合成分配回路として、特許文献１「１８０°移相器」にて引用されているマーチャントバランを示す。同バランは長さ１／４波長（λ／４）の２つの結合線路から構成され、図中に示すように線路の終端を電気的短絡あるいは開放としてかつ分配端子（ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−）を設けることで、共通端子（ＩＮ）から入力された信号が上記分配端子に等振幅かつ逆相で分配される。

特開２０００−１８３６０１号公報

しかしながら、従来技術には次のような課題がある。
上述したマーチャントバランは、その動作帯域幅が結合線路の結合度によって決まり、動作帯域幅を大きくするためにはその結合度を大きくする必要がある。しかしマイクロストリップ線路などの平面回路で結合線路を構成した場合、線路を立体的に配置することが難しいため線路間の結合は結合度が比較的小さな側結合とせざるを得ず、大きな結合度を取ることができない。従ってマーチャントバランの広帯域化を図ることが難しくなる問題があった。
また、マーチャントバランの通過、反射特性は結合線路の結合度、つまり結合線路を構成する２つの線路間隔に強く依存するが、その設計誤差あるいは製造誤差がどうしても不可避となるため、所望のバラン特性を得ることが難しくなる問題があった。

この発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、マーチャントバランで用いられる結合線路と同等の結合度を有する結合線路を用いつつも、マーチャントバランよりも広い動作帯域幅を得るとともに、結合線路という設計、製造誤差の大きな要素回路に対する依存度を低減した、より実用性の高い逆相電力合成分配器を得るためのものである。

この発明に係る逆相電力合成分配器は、
第１の端子と、
第２の端子と、
第３の端子と、
一端が前記第１の端子に接続され他端が高周波接地され所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第１の伝送線路、前記第１の伝送線路に隣接配置され前記第１の伝送線路の前記一端に隣接する一端が高周波接地され前記第１の伝送線路の前記他端に隣接する他端が前記第２の端子に接続され前記所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第２の伝送線路、からなる結合線路と、
一端が前記第１の端子に接続され他端が前記第３の端子に接続され前記所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第３の伝送線路と、
一端が前記第３の端子に接続され他端が高周波接地され前記所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第４の伝送線路と、
を備えたことを特徴とするものである。

この発明に係る逆相電力合成分配器は、２組の結合線路のみから構成される従来のマーチャントバランに代えて、１組の結合線路ならびに伝送線路からなる逆相電力合成分配器を構成することで、同等の結合度の結合線路を用いたときにマーチャントバランよりも広い動作帯域幅が得られるとともに、単純な構造からなる伝送線路を回路構成要素として用いることで製造誤差に対する耐性を高くし、かつ製造後の回路調整を比較的容易とできる、という効果がある。

この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器を示す図である。 この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器の等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器に含まれる結合線路の等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器の等価回路である図２をさらに変形した等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器の具体回路例を示す図である。 この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器の具体回路例の分配振幅位相偏差、反射特性を示す図である。 従来の逆相電力合成分配器であるマーチャントバランを示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器を示す。図中１は誘電体基板である。２ａは第１の伝送線路、２ｂは第２の伝送線路、３は第３の伝送線路、４は第４の伝送線路で、これらの伝送線路はいずれも電力合成分配器として動作する中心周波数（所定の動作周波数）でおよそ１／４波長（λ／４）の長さを有している。また２ａ、２ｂは互いに電磁結合するよう近接して配置されることで結合線路２を構成している。また図中５ａは第１の端子である、共通端子（ＩＮ）、５ｂ、５ｃはそれぞれ第２の端子、第３の端子である二つの分配出力端子（ＯＵＴ’＋、ＯＵＴ’−）となる伝送線路で、うち後者の二つは本回路の実質的な分配出力端子（ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−）から基板端まで端子を引き出すための引出線として機能しており、互いに同一の線路長δを有している。

また図中６ａ、６ｂ、６ｃはＤＣ（直流）成分阻止用のキャパシタ、７ａ、７ｂ、７ｃは誘電体基板１の裏面の地板と電気的接触を得るためのスルーホールである。キャパシタ６ａ、６ｂ、６ｃとスルーホール７ａ、７ｂ、７ｃはそれぞれの組によって、対応する伝送線路の端部を高周波接地している。また８ａ、８ｂは図中に示すように外部のＤＣ電源回路から上述した分配出力端子（ＯＵＴ’＋、ＯＵＴ’−）に共通のＤＣ（直流）電圧を印加するために設けられた線路である伝送線路である。

次に、この発明の実施の形態１による逆相電力合成分配器の動作について説明する。
図２に、図１に対応する本実施の形態１による逆電力合成分配器の等価回路を示す。なお同図は、図１において共通端子５ａ、分配出力端子５ｂ、５ｃの引出線部、およびＤＣ電圧を印加するための伝送線路８ａ、８ｂを除いた部分に対応しており、これらは本実施の形態による逆相電力合成分配器の動作に対して本質的な寄与はしていないため、以下の説明においては除外して考えることとする。また図２の等価回路において、図１に含まれるキャパシタ６ａ、６ｂ、６ｃおよびスルーホール７ａ、７ｂ、７ｃも除去されている。これらは高周波においてはインピーダンスがほぼ０となり、ほぼ電気的短絡状態にあると見なせ、高周波接地されているためである。

本実施の形態は、図２に示すようにその先端が高周波的に短絡された一対の１／４波長結合線路２（２ａ、２ｂ）、その一端に接続された１／４波長線路３、そしてその１／４波長線路３の一端にシャントに接続された１／４波長先端短絡線路（先端短絡スタブ）４により構成される。

図２中、ｚ_１１、ｚ_２２、ｚ_３、ｚ_４は、それぞれ、伝送線路２ａ、２ｂ、３、４の自己特性インピーダンスであり、ｚ_１２は、伝送線路２ａ、２ｂ間の相互特性インピーダンスである。このとき、結合線路２の結合係数ｋは、ｋ＝√（ｚ_１１・ｚ_２２）／ｚ_１２で表すことができる。

図２に示す伝送線路２ａ、２ｂ、３、４のうち、前者の１／４波長結合線路２は、図３に示すように一対の並列共振回路と負値のＪ値を有するＪインバータと等価となることが知られている（参考文献：電子情報通信学会英文論文誌、Ｈ．Ｕｃｈｉｄａほか、”Ａｎ Ｅｌｌｉｐｔｉｃ−Ｆｕｎｃｔｉｏｎ Ｂａｎｄｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ Ｕｔｉｌｉｚｉｎｇ Ｌｅｆｔ−Ｈａｎｄｅｄ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎｓ ｏｆ ａｎ Ｉｎｔｅｒ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｌｉｎｅ”、ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．ＥＬＥＣＴＲＯＮ、ＶＯＬ．Ｅ９１−Ｃ、Ｎｏ．１１、ＮＯＶＥＭＢＥＲ ２００８）。

一方、同結合線路２に接続された別の１／４波長線路３は正値のＪ値を有するＪインバータと等価となり、さらに同１／４波長線路３にシャントに接続された１／４波長先端短絡線路４は並列共振回路と等価となる。従って、図２の回路、すなわち本実施の形態の逆相電力合成分配器は、さらに図４に示す別の等価回路により表現される。

同図からわかるように、並列共振回路が並列共振状態となる周波数を中心として、一方の経路（ＩＮからＯＵＴ＋）はＪ＜０のＪインバータにより＋９０°の位相進みが、またもう一方の経路（ＩＮからＯＵＴ−）はＪ＞０のＪインバータにより−９０°の位相遅れが生じる。このため、その結果として二つの分配出力端子へは１８０°の位相差をもつ信号が出力される。また、前出したＪインバータのＪ値を、分配出力端子５ｂ、５ｃに接続される負荷インピーダンスに応じて適切に決めることで共通端子５ａからみた反射を抑圧することができる。

次に、本実施の形態による逆相電力合成分配器の特性に関する具体計算例を示す。図５に、図２に示した回路と従来回路の具体回路例、図６に、図５に示した回路の通過、反射特性の計算結果を示す。

図５に、計算に用いたパラメータを合わせて示している。本実施の形態による回路とマーチャントバランによる従来回路において、結合線路２の結合係数ｋは、共に０．４となるようにした。

図６において、反射量−２０ｄＢ以下が得られる帯域を比べると、従来回路では比帯域１６％程度であるのに対し、本実施の形態による回路では３９％程度と、従来回路の倍以上の帯域が得られている。

このように、従来からある同種の回路であるマーチャントバランで用いられる結合線路と同等の結合度（結合係数ｋ）を有する結合線路を用いた場合、本実施の形態によればマーチャントバランに比べてより広帯域にわたり反射量を抑圧できており、かつ同一の分配振幅位相特性が得られていることが分かる。このことは、マーチャントバランと同等の動作帯域幅を得ようとした場合、本実施の形態によれば必要となる結合線路の結合度をより小さく、すなわち結合線路の結合線路間隔をより大きくできることを意味しており、製造誤差に対する耐性の強い逆相電力合成分配器が得られることを意味している。

なお図５に具体例として示した線路の自己特性インピーダンスならびに相互特性インピーダンスは、アルミナなどの誘電体基板からなるマイクロストリップ線路で充分実現可能な値である。

またさらに、本実施の形態においては、共通端子（ＩＮ）５ａから二つの分配出力端子（ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−）５ｂ、５ｃへの経路のうち一方のみに結合線路が用いられており、残る一方には結合線路が用いられていない点が注目される。結合線路はその特性が比較的小さな値とせざるを得ない結合線路間隔に大きく依存する。このため、一般に設計、製造誤差が大きくなる傾向にあり、かつ製造後の回路調整が比較的難しい問題がある。したがって、結合線路を多用した従来のマーチャントバランはその製造誤差による特性劣化が生じたり、また製造後の回路調整が難しい、等の問題があった。

一方、本実施の形態による逆相電力合成分配器においては、結合線路２を用いない経路（ＩＮからＯＵＴ−に至る経路）は比較的単純な構造からなる１／４伝送線路３のみから構成されるため、製造誤差が小さくかつ製造後の回路調整も比較的容易である利点を有している。

また、本実施の形態においては、図１に示すように伝送線路８ａ、８ｂを介してＤＣ電源回路を接続することで、第２の伝送線路及２ｂと第４の伝送線路４に直流電圧を印加することができ、二つの分配出力端子５ｂ、５ｃに共通のＤＣ電圧を印加することができる。この際、伝送線路８ａ、８ｂを高インピーダンス線路で構成すれば、高周波への影響を抑圧することができる。
逆相電力合成分配器の用途の一つとして、同合成分配器を介して同一の増幅器や増幅素子（図示せず）を二つ接続した差動型増幅器があり、本実施の形態によれば差動増幅器を構成する二つの増幅器に共通のバイアス電圧を印加しつつ広帯域に動作する差動増幅器を得ることが可能となる。

このように本実施の形態によれば、一対の１／４波長結合線路２、１／４波長線路３と１／４波長先端短絡スタブ４により逆相電力合成分配器を構成することにより、従来のマーチャントバランに比べてより広帯域に動作し、かつ製造後の回路調整がより容易な逆相電力合成分配器を得ることができる。

１ 誘電体基板、２ 結合線路、２ａ、２ｂ 伝送線路、３ 伝送線路、４ 伝送線路、５ａ共通端子、５ｂ、５ｃ 分配出力端子、６ａ、６ｂ、６ｃ キャパシタ、７ａ、７ｂ、７ｃ スルーホール、８ａ、８ｂ 伝送線路

Claims (3)

1. 第１の端子と、
   第２の端子と、
   第３の端子と、
   一端が前記第１の端子に接続され他端が高周波接地され所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第１の伝送線路、前記第１の伝送線路に隣接配置され前記第１の伝送線路の前記一端に隣接する一端が高周波接地され前記第１の伝送線路の前記他端に隣接する他端が前記第２の端子に接続され前記所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第２の伝送線路、からなる結合線路と、
   一端が前記第１の端子に接続され他端が前記第３の端子に接続され前記所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第３の伝送線路と、
   一端が前記第３の端子に接続され他端が高周波接地され前記所定の動作周波数における１／４波長の長さを有する第４の伝送線路と、
   を備えたことを特徴とする逆相電力合成分配器。
2. 前記第２の伝送線路の前記一端に設けたキャパシタと、
   前記第４の伝送線路の前記他端に設けたキャパシタと
   前記第２の伝送線路及び前記第４の伝送線路に直流電圧を印加する線路と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の逆相電力合成分配器。
3. 請求項１または請求項２に記載の逆相電力合成分配器と、
   前記第２の端子と前記第３の端子のそれぞれに接続した増幅素子と、
   を備えたことを特徴とする差動増幅器。

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