JP5903638B2 - 増幅装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力信号の電力を増幅する増幅装置に関し、特に電力増幅段における供給電源の電圧を制御することによって、出力信号のＳ／Ｎ比と電力増幅段における電力効率とを向上させる増幅装置に関する。

従来、電圧可変電源を増幅装置の電源として用い、増幅装置への入力音声信号レベルに追従させて、電力増幅段へ供給する電源電圧値を増減させ、出力信号に重畳するノイズの低減と電力増幅段における電力効率の改善とを図る技術があった。この場合、電力増幅段へ供給する電源電圧を入力音声信号レベルに追従させることで、入力音声信号レベルが小さい場合には、その増幅された信号が歪まない程度の振幅の電圧値まで電力増幅段の電源電圧を低下させることができるため、増幅装置の出力信号に重畳するノイズが低減される効果が得られるとともに、電力増幅段における電力効率を改善することができる。

しかし、増幅装置は電力増幅段へ供給される電源電圧を下げると、電力増幅段の電圧増幅による増幅ゲインも下がるため、これを防止するために、入力アナログ信号の振幅レベルに比例して定電圧制御回路が電力増幅部の電圧を制御するとともに、帰還回路に設けられている減衰器が定電圧制御回路と連動して、定電圧の電圧レベルに応じて、フィードバック量を一定に保つように調整するものが知られている（例えば下記の特許文献１参照）。また、他の従来例として、信号再生装置のスイッチングアンプに供給される電圧値の増減に応じて、帰還ループに設けられたゲイン調整手段のゲインを調整するものも知られている（例えば下記の特許文献２参照）。

特開２０００−０５９１５３号公報（要約書） 特開２００７−１１０６４６号公報（要約書）

しかしながら、従来の増幅装置においては、以下の問題点がある。すなわち、特許文献１に記載の技術は、スイッチングアンプへ印加される定電圧の電圧レベルに応じてフィードバック回路での減衰量を変更して、ループゲインを一定に保つよう構成されている。したがってフィードバック回路上の減衰量を可変にする必要があり、この減衰量を無段階的にあるいは多段階的に変更しようとすると、電子減衰回路などが必要になり、回路規模が大きくなってしまう。また、変更量の切り替え時にノイズが発生してしまうなどの問題がある。次に、特許文献２に記載の技術は、負帰還ループゲインを同じにすることはできても、伝達関数は変化してしまうという問題がある。

本発明は上記各従来例の問題点に鑑み、回路規模が大きくなることなく、かつ増幅装置の伝達関数（ゲインと位相との周波数特性）を変えることなく、ループゲインを一定に保ちながら、出力信号に重畳するノイズを低減させることができ、特に小入力音声信号時のＳ／Ｎ比を向上させることができる増幅装置を提供することを目的とする。

本発明の増幅装置は上記目的を達成するために、入力音声信号のレベルに応じたパルス幅変調信号で電源電圧をスイッチングすることにより前記入力音声信号を電力増幅する電力増幅部と、
前記入力音声信号の振幅レベルを検出し、検出した入力信号振幅レベルに応じた目標設定電圧を前記電源電圧として前記電力増幅部に印加する電源電圧制御部と、
前記入力音声信号をそのレベルに応じたパルス幅の第１パルス幅変調信号に変換するパルス幅変換部と、
前記電力増幅部の出力を前記パルス幅変換部の出力に負帰還させる負帰還部と、
前記目標設定電圧に基づいて、前記電力増幅部の増幅ゲインの変化分を相殺するように、前記パルス幅変換部により生成された前記第１パルス幅変調信号のパルス幅を補正して前記電力増幅部に印加するパルス幅補正部とを備え、
前記パルス幅補正部は、
前記入力音声信号を前記第１パルス幅変調信号に変換する際の基本的なタイミング信号である基本クロックを生成する基本クロック生成部と、
前記基本クロック生成部が生成した基本クロックから、前記目標設定電圧に応じて傾きが異なるランプ波を生成するランプ波傾き制御部と、
前記パルス幅変換部の出力に前記電力増幅部の出力が負帰還された差分信号が入力され、前記差分信号を積分して差分積分信号を生成する積分器と、
前記ランプ波傾き制御部により生成されたランプ波と前記積分器の出力である前記差分積分信号とを比較して第２パルス幅変調信号を生成することにより、前記パルス幅変換部により生成された前記第１パルス幅変調信号のパルス幅を補正する補正部とを
有する構成とした。

また、本発明の増幅装置は上記目的を達成するために、入力音声信号のレベルに応じたパルス幅変調信号で電源電圧をスイッチングすることにより前記入力音声信号を電力増幅する電力増幅部と、
前記入力音声信号の振幅レベルを検出し、検出した入力信号振幅レベルに応じた目標設定電圧を前記電源電圧として前記電力増幅部に印加する電源電圧制御部と、
前記電力増幅部に印加される電源電圧を検出する検出部と、
前記入力音声信号をそのレベルに応じたパルス幅の第１パルス幅変調信号に変換するパルス幅変換部と、
前記入力音声信号を前記第１パルス幅変調信号に変換する際の基本的なタイミング信号である基本クロックを生成する基本クロック生成部と、
前記基本クロック生成部が生成した基本クロックから、前記検出された電源電圧に応じて傾きが異なるランプ波を生成するランプ波傾き制御部と、
前記電力増幅部の出力を前記パルス幅変換部の出力に負帰還させる負帰還部と、
前記パルス幅変換部の出力に前記電力増幅部の出力が負帰還された差分信号が入力され、前記差分信号を積分して差分積分信号を生成する積分器と、
前記ランプ波傾き制御部により生成されたランプ波と前記積分器の出力である前記差分積分信号とを比較して第２パルス幅変調信号を生成することにより、前記パルス幅変換部により生成された前記第１パルス幅変調信号のパルス幅を補正して前記電力増幅部に印加する補正部とを
有する構成とした。

本発明によれば、回路規模が大きくなることなく、かつ増幅装置の伝達関数（ゲインと位相との周波数特性）を変えることなく、ループゲインを一定に保ちながら、出力信号に重畳するノイズを低減させることができ、特に小入力音声信号時のＳ／Ｎ比を向上させることができる。

本発明の実施の形態１における増幅装置のブロック図 本発明の実施の形態１におけるランプ波の傾きと立上がり時間の関係を示す図 本発明の実施の形態１における電力増幅部の電源電力の電圧値の変動による増幅ゲインの変化分をランプ波の傾きを制御することで相殺する原理を説明するための図 本発明の実施の形態２における増幅装置のブロック図 本発明の実施の形態２における電力増幅部の電源電力の電圧値を検出する検出器のブロック図 本発明の実施の形態３における増幅装置のブロック図 本発明の実施の形態３におけるＰＷＭ変換器のＰＷＭ変調対象値とＰＷＭ信号の関係を示す説明図 本発明の実施の形態３における電力増幅部の電源電力の電圧値の変動による増幅ゲインの変化分をＰＷＭ変換器のＰＷＭ変調対象値を制御することで相殺する原理を説明するための説明図

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における増幅装置１について、図１のブロック図を参照しながら説明する。

図１において、本実施の形態１の増幅装置１は、ラインレベル程度のレベルの音声信号が出力されるオーディオ装置８に接続される。

オーディオ装置８から出力された音声信号は、増幅装置１の入力音声信号Ｓ１として増幅装置１に入力され、増幅装置１で電力増幅されてスピーカ９へ出力される。スピーカ９は、増幅装置１から出力された電力増幅後の音声信号を音声に変換して放音する。

また、増幅装置１とオーディオ装置８は、それらを動作させるのに必要な電力を供給する直流電源（図示せず）に接続されている。ただし、各装置を動作させるのに必要な電源は直流電源に限定されることは無く、各装置の特性に合わせて適宜交流電源を用いてもよい。

増幅装置１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調部２、ゲートドライバ部３、電力増幅部４、ローパスフィルタ５、負帰還部６、電源電圧制御部７を備えて構成される。特に、増幅装置１には、電力増幅部４の出力信号をＰＷＭ変調部２へ負帰還させる負帰還部６が設けられている。

オーディオ装置８から増幅装置１へ音声信号Ｓ１が入力されると、入力音声信号Ｓ１は電源電圧制御部７に入力されるとともに、ＰＷＭ変調部２に入力される。

電源電圧制御部７は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１の振幅レベル（Ｓ９）を検出し、検出した入力音声信号Ｓ１の振幅レベル（Ｓ９）に対応する目標設定電圧値情報Ｖｓ（詳細後述）をＰＷＭ変調部２に出力するとともに、目標設定電圧値情報Ｖｓが示す電圧値である目標電圧となるように正側と負側の出力電圧（＋Ｖdd，−Ｖdd）を制御して、この正側および負側の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）である電源電力を電力増幅部４へ送出する。

ＰＷＭ変調部２は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１を、入力音声信号Ｓ１に応じたパルス幅のＰＷＭ信号Ｓ５に変換し、次いで負帰還部６から入力される帰還信号Ｓ４と電源電圧制御部７から入力される目標設定電圧値情報Ｖｓを用いて、ＰＷＭ信号Ｓ５のパルス幅を補正して（詳細を後述する）、得られた信号を補正後ＰＷＭ信号Ｓ２としてゲートドライバ部３へ送出する。

ここで、ＰＷＭ変調部２は、デジタルシグナルプロセッサやマイクロコントローラなどによって実現され得る。

ゲートドライバ部３は、入力された補正後ＰＷＭ信号Ｓ２にデッドタイムを挿入するとともに、電力増幅部４のハイサイド（＋Ｖdd）とローサイド（−Ｖdd）の高速スイッチング素子４ａ、４ｂを駆動できる程度に補正後ＰＷＭ信号Ｓ２の電位をシフトしたドライブ信号を作成して、電力増幅部４へ送出する。

電力増幅部４は、高電位電源側に配されて電源電圧制御部７から正側電圧＋Ｖddを供給されるハイサイド高速スイッチング素子４ａと、低電位電源（又はグラウンド）側に配されて電源電圧制御部７から負側電圧−Ｖddを供給されるローサイド高速スイッチング素子４ｂとによるハーフブリッジ回路で構成される。

電力増幅部４は、ゲートドライバ部３から入力されたドライブ信号により、正側電圧＋Ｖddと負側電圧−Ｖddとで決定される電圧振幅で高速スイッチング動作を行い、電力増幅部４へ入力された信号を電力増幅し、補正後増幅信号Ｓ３を得る。

得られた補正後増幅信号Ｓ３は、負帰還部６に出力されるとともに、ローパスフィルタ５に送出される。ここで、高速スイッチング素子４ａ、４ｂとしては、例えば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ等が用いられる。

負帰還部６は、帰還回路上に設けられ、電力増幅部４から出力された補正後増幅信号Ｓ３を減衰し、帰還信号Ｓ４としてＰＷＭ変調部２に負帰還する。

ローパスフィルタ５は、電力増幅部４から出力された補正後増幅信号Ｓ３から不要な高周波成分を除去して得られた音声信号をスピーカ９へ出力するフィルタであり、例えば、コイルＬやコンデンサＣなどの素子で構成される。

さらに、電源電圧制御部７とＰＷＭ変調部２に関する詳細な内部構成と動作を図１のブロック図を参照しながら説明する。

電源電圧制御部７は、入力信号レベル検出部７１と、コントロール部７２と、電圧可変電源部７３を備えて構成される。

入力信号レベル検出部７１は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１の振幅情報を含む入力信号振幅レベル情報Ｓ９を作成して、コントロール部７２へ送出する。

コントロール部７２は、コントロール部７２内部に予め設定されたデータテーブル情報の中から、入力信号レベル検出部７１にて作成された入力信号振幅レベル情報Ｓ９に対応した目標設定電圧値情報Ｖｓを選択して、選択された目標設定電圧値情報Ｖｓを電圧可変電源部７３へ出力するとともに、目標設定電圧値情報ＶｓをＰＷＭ変調部２へ出力する。

なお、目標設定電圧値情報Ｖｓは、電圧可変電源部７３に対して設定すべき電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の目標値を示す情報である。

電圧可変電源部７３は、コントロール部７２から入力された目標設定電圧値情報Ｖｓに応じて、設定すべき電圧値に出力電圧（＋Ｖdd，−Ｖdd）を可変する電源であり、目標設定電圧値情報Ｖｓに基づいて制御した電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の電源電力を電力増幅部４へ供給する。

入力信号レベル検出部７１とコントロール部７２とは、デジタルシグナルプロセッサやマイクロコントローラなどによって実現されうる。

次に、ＰＷＭ変調部２は、ＰＷＭ変換器２３と、ＰＷＭパルス幅補正部としての基本クロック生成部２１、ランプ波傾き制御部２２、積分器２４、コンパレータ２５及び加算器２６とを備えて構成される。上記ＰＷＭ変調部２の各部には電源電圧として±Ｖccが供給される。
ここで、ＰＷＭ変換器２３は、主にデジタルで行う演算回路によってＰＷＭ信号を求める処理部であり、ＰＷＭ変調部２は、変換器２３に加え補正部あるいは「コンパレータなどを含む、変調回路としてのブロックである。

基本クロック生成部２１は図２に示すように、ＰＷＭ変換器２３が入力音声信号Ｓ１をＰＷＭ変換する際のタイミング信号であり所定の周期Ｔと電圧振幅レベルが±Ｖcc（Ｖ）である基本クロックＣＬを生成する。ここで、基本クロックＣＬは、オーディオ装置８から入力される入力音声信号Ｓ１の周期より十分に短い周期をもつ方形波である。

生成された基本クロックＣＬは、ＰＷＭ変換器２３へ出力されるとともに、ランプ波傾き制御部２２にも出力される。

ＰＷＭ変換器２３は、基本クロック生成部２１から入力された基本クロックＣＬを用いて、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１に応じたパルス幅のＰＷＭ信号Ｓ５に変換し、加算器２６へ出力する。ＰＷＭ変換の方式としては、デルタシグマ変換方式や三角波比較方式などが知られており、本実施の形態においてもこれらの方式のうちいずれかの方式が適用される。

加算器２６は、ＰＷＭ変換器２３から入力されたＰＷＭ信号Ｓ５と負帰還部６から入力された帰還信号Ｓ４とを用いて、より詳細には、ＰＷＭ信号Ｓ５から帰還信号Ｓ４を減算させて、ＰＷＭ信号Ｓ５と帰還信号Ｓ４との誤差成分を含む差分信号Ｓ６（＝Ｓ５−Ｓ４）を作成して積分器２４へ出力する。

積分器２４は、加算器２６から入力された差分信号Ｓ６を積分して、上記誤差成分を含む差分積分信号Ｓ７を作成してコンパレータ２５の＋入力端子に出力する。

ランプ波傾き制御部２２は図２に示すように、基本クロック生成部２１から入力された基本クロックＣＬと、コントロール部７２から入力された目標設定電圧値情報Ｖｓとを用いて、傾きαを持たせたランプ波Ｓ８を作成し（詳細後述）、コンパレータ２５の−入力端子に出力する。

コンパレータ２５は、積分器２４から入力された差分積分信号Ｓ７とランプ波傾き制御部２２から入力されたランプ波Ｓ８とを比較し、上述した誤差成分（＝Ｓ５−Ｓ４）を含みランプ波Ｓ８の周期Ｔで表わされる補正後ＰＷＭ信号Ｓ２を作成してゲートドライバ部３へ送出する。

ここで、ランプ波Ｓ８の傾きαの定義と、電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の変動による増幅ゲインの変化分を、ランプ波の傾きαを制御することで相殺する原理の詳細について、図２と図３を用いて説明する。

まず、本実施の形態１において用いられるランプ波Ｓ８の傾きαの定義を図２を参照しながら説明する。

図２に示すように、ランプ波Ｓ８は、基本クロックＣＬの立上がりエッジＰ１〜Ｐ２に同期して立上がり、立下がりエッジＰ３〜Ｐ４に同期して立下がる信号である。また、ランプ波Ｓ８の立上がり、立下がりそれぞれの傾き（α、−α）は、所定の時間幅τによって定められる傾きとする。

そして、ランプ波Ｓ８の電圧振幅は、基本クロックＣＬと同じ±Ｖcc（Ｖ）であり、ランプ波Ｓ８の立上がりと立下がりの各時間幅τは、同一の時間幅を有する。

ここで、目標設定電圧値情報Ｖｓに対応する目標電圧±Ｖｔ（Ｖ）と時間幅τとランプ波Ｓ８の傾きαとの関係を、それぞれ以下のように定義する。

まず、オーディオ装置８から最大振幅レベルの入力音声信号Ｓ１maxが増幅装置１に入力される場合の目標電圧値±Ｖｔ（Ｖ）を±Ｖdd（Ｖ）、目標設定電圧値情報ＶｓをＶｓmaxとし、ランプ波Ｓ８の傾きの時間幅τをτ１とし、ランプ波Ｓ８の傾きαをα１とする。最大振幅レベル（Ｓ１max）とは、電力増幅部４に最大電源電力の電圧値±Ｖdd（Ｖ）を供給する場合であり、電源電力の電圧値±Ｖddによる歪みを発生させること無く増幅が可能な入力音声信号Ｓ１の振幅レベルである。

コントロール部７２が目標設定電圧値情報（この場合、Ｖｓmax）を電圧可変電源部７３およびランプ波傾き制御部２２へ出力すると、電圧可変電源部７３は目標設定電圧値情報Ｖｓmaxに基づいて、電力増幅部４に最大電源電力の電圧値である目標電圧値±Ｖdd（Ｖ）を供給する。

そして、ランプ波傾き制御部２２は、目標設定電圧値情報Ｖｓmaxに対応するランプ波Ｓ８の傾きαの時間幅τを
１／ｍ×Ｔ（２＜ｍ）
とするランプ波Ｓ８を作成する(図２に示される太い実線)。この場合のランプ波の傾きをα１とし、
α１＝２｜Ｖcc｜／τ１
とする。

また、オーディオ装置８から最小振幅レベルの入力音声信号Ｓ１minが増幅装置１に入力される場合の目標電圧値±Ｖｔ（Ｖ）を
±２／ｎ１×Ｖdd（Ｖ）（ただし２＜ｎ１）、
目標設定電圧値情報ＶｓをＶｓminとし、ランプ波の傾きの時間幅τをτ２とし、ランプ波Ｓ８の傾きαをα２として定義する。最小振幅レベル（Ｓ１min）とは、電力増幅部４に最小電源電力の電圧値±２／ｎ１×Ｖdd（Ｖ）を供給する場合の入力音声信号Ｓ１の振幅レベルである。

最大振幅レベルの入力音声信号Ｓ１maxが入力された場合と同様に、コントロール部７２が目標設定電圧値情報（この場合、Ｖｓmin）を電圧可変電源部７３およびランプ波傾き制御部２２へ出力すると、電圧可変電源部７３は目標設定電圧値情報Ｖｓminに基づいて、電力増幅部４に最小電源電力の電圧値である目標電圧値±２／ｎ１×Ｖdd（Ｖ）を供給する。

そしてランプ波傾き制御部２２は、目標設定電圧値情報Ｖｓminに対応する時間幅τ２を１／２×Ｔとするランプ波Ｓ８を作成する(図２に示される太い破線)。この場合のランプ波Ｓ８の傾きをα２とし、
α２＝２｜Ｖcc｜／τ２
とする。

オーディオ装置８から最大振幅レベルと最小振幅レベルとの入力音声信号Ｓ１max、Ｓ１minが増幅装置１に入力される場合の目標設定電圧値情報Ｖｓに対応する目標電圧値±Ｖｔ（Ｖ）と、時間幅τと、ランプ波Ｓ８の傾きαとの限界値を上述のように定義することにより、任意の振幅レベルの入力音声信号Ｓ１が増幅装置１に入力される場合には、目標設定電圧値情報ＶｓはＶｓmax〜Ｖｓminの範囲となり、電圧可変電源部７３から電力増幅部４に供給する電源電力の電圧値である目標電圧値±Ｖｔ（Ｖ）は、±Ｖdd（Ｖ）〜±２／ｎ１×Ｖdd（Ｖ）の範囲となる。

ランプ波傾き制御部２２は、目標設定電圧値情報Ｖｓの可変範囲Ｖｓmax〜Ｖｓminにより、時間幅τをτ１〜τ２の範囲で制御したランプ波Ｓ８を作成する（図２に示される太い一点鎖線）。この場合のランプ波Ｓ８の傾きαは、α１〜α２の範囲となる。

上述の内容から、時間幅τが目標設定電圧値情報Ｖｓに対応する目標電圧値±Ｖｔ（Ｖ）と反比例の関係になることが分かる。すなわち、時間幅τと目標設定電圧値情報Ｖとの関係は、式１で表される。
τ＝Ｋ０×（１／｜Ｖｔ｜） ・・・式１

オーディオ装置８から最大振幅レベルの入力音声信号Ｓ１maxが増幅装置１に入力される場合の目標設定電圧値情報Ｖｓmaxに対応する目標電圧値±Ｖｔ＝±Ｖdd（Ｖ）とランプ波の傾きの時間幅τ１＝１／ｍ×Ｔの定義を式１に代入すると、Ｋ０は式２で表される。
Ｋ０＝（１／ｍ×Ｔ） ×｜Ｖdd｜ ・・・式２
式２を式１に代入すると、ランプ波Ｓ８の時間幅τは式３で表される。
τ＝（｜Ｖdd｜／｜Ｖｔ｜)×（１／ｍ×Ｔ） ・・・式３
ここで、τは時間幅 τ１≦τ≦τ２であり、Ｔは周期、｜Ｖｔ｜は目標電圧｜Ｖdd｜≧｜Ｖｔ｜≧｜２／ｎ１×Ｖdd｜である。

また、ランプ波Ｓ８の傾きαは、ランプ波Ｓ８の時間幅τで式４で表される。
α＝（２×｜Ｖcc｜）／τ (α１≧α≧α２) ・・・式４
ただし、２×｜Ｖcc｜は、ランプ波Ｓ８の電源電圧振幅である。

以上説明した内容を用いて、ランプ波傾き制御部２２は、基本クロック生成部２１から入力された、方形波である基本クロックＣＬの立上がりＰ１〜Ｐ２におけるランプ波Ｓ８の傾きαを制御して、ＰＷＭ信号Ｓ５のパルス幅補正に用いるためのランプ波Ｓ８を作成する。

作成されたランプ波Ｓ８は、その傾きαが以下の原理に基づいて制御されて、補正部にて演算処理に用いられる。これにより、電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の変動による増幅ゲインＧの変化分が相殺される。

図３を参照しながら、電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の変動による増幅ゲインの変化分がランプ波の傾きαを制御することで相殺される原理を説明する。

入力音声信号Ｓ１が、最大振幅レベルＳ１maxの場合をケースＡとし、最小振幅レベルＳ１minの場合をケースＢとして、相殺される原理の詳細を説明する。

ケースＡとは、ランプ波Ｓ８の傾きα１におけるランプ波Ramp1に対応する補正後ＰＷＭ信号Ｓ２が電力増幅部４に電圧値±Ｖdd（Ｖ）の電源電力が供給されて増幅されるケースである。この場合の電力増幅部４の増幅ゲインGain1は、｜Ｖdd｜／｜Ｖcc｜であり、時間幅τ１で制御された傾きα１のランプ波Ｓ８におけるオン時間幅ゲインＫ１×（１／ｍ×Ｔ）をＧτ１とする。

ケースＢは、ランプ波の傾きα２におけるランプ波Ramp2に対応する補正後ＰＷＭ信号Ｓ２が電力増幅部４に電圧値±２／ｎ１×Ｖdd（Ｖ）の電源電力が供給されて、入力音声信号Ｓ１が増幅される場合である。

この場合の電力増幅部４の増幅ゲインGain2は、｜２／ｎ１×Ｖdd｜／｜Ｖcc｜であり（すなわち、Gain2＝２／ｎ１×Ｇ１であり）、時間幅τ２で制御された傾きα２のランプ波Ｓ８におけるオン時間幅ゲインＫ１×ｎ１／２×（１／ｍ×Ｔ）をＧτ２とする（すなわち、Ｇτ２＝ｎ１／２×Ｇτ１である）。

ここで、Line1とLine2はそれぞれ、積分器２４から入力された差分積分信号Ｓ７の最大振幅レベルＳ７maxと最小振幅レベルＳ７minと定義する。

ケースＡにおいて、Line1がランプ波Ramp1より大きい区間Ｂ２−Ａ１に対応する最大オン時間幅ｔＢ２−ｔＡ１を有する補正後ＰＷＭ信号Ｓ２をＤｓ１とし、Line2がランプ波Ramp1より大きい区間Ａ２−Ｂ１に対応する最小オン時間幅ｔＡ２−ｔＢ１を有する補正後ＰＷＭ信号Ｓ２をＤｓ２とする。Ｄｓ１とＤｓ２との間のオン時間幅の可変範囲(片側)を表すとｔＢ１−ｔＡ１になる。

可変範囲ｔＢ１−ｔＡ１は、ランプ波の傾きα１のランプ波Ramp1における時間幅τ１を用いて、式５で表される。
ｔＢ１−ｔＡ１＝Ｋ１×τ１＝Ｋ１×（｜Ｖdd｜／｜Ｖdd｜）×（１／ｍ×Ｔ）・・・式５
ここで、Ｋ１を差分積分信号Ｓ７の振幅（Line1−Line2）とランプ波の振幅（２×｜Ｖcc｜）の比とする。

補正ＰＷＭ信号Ｄｓ１とＤｓ２がそれぞれ、電源電力の電圧値±Ｖｄｄを供給された電力増幅部４で電力増幅されると、補正後増幅信号Ｓ３としてAmpl1とAmpl2とが電力増幅部４からそれぞれ出力される。

増幅ＰＷＭ信号Ampl1とAmpl2とのオン時間幅に比例した電力出力は、時間幅ｔＢ１−ｔＡ１と電力増幅部４に供給される電源電力の電圧値２×｜Ｖdd｜の積で算出される。すなわち、（ｔＢ１−ｔＡ１）×２×｜Ｖdd｜であり、この場合の電力出力を電力スイッチング面積ＳＡ１とすると、ＳＡ１は式６で表される。
ＳＡ１＝（ｔＢ１−ｔＡ１）×２×｜Ｖdd｜ ・・・式６
式５を式６に代入して整理すると、傾きα１のランプ波Ramp1における電力スイッチング面積ＳＡ１は式７で表される。
ＳＡ１＝Ｋ１×（（｜Ｖdd｜／｜Ｖdd｜）×（１／ｍ×Ｔ））×２×｜Ｖdd｜
＝Ｋ１×（１／ｍ×Ｔ）×２×｜Ｖdd｜ ・・・式７
ここで、立上がりと立下がりの時間幅τが同一の時間幅であることから、ＳＡ１＝ＳＡ２となることは、明らかである。

ケースＢにおいて、ランプ波Ramp2の傾きα２は、ケースＡのランプ波Ramp1の傾きα１の２倍であり、電力増幅部４に供給された電源電力の電圧値±２／ｎ１×Ｖdd（Ｖ）は、ケースＡの電力増幅部４に供給された電源電力の電圧値±Ｖdd（Ｖ）の２／ｎ１倍である。その他の条件はケースＡと同じである。

従って、ケースＡと同様の手法を用いて、ケースＢにおける電力スイッチング面積ＳＢ１が式８で表される。
ＳＢ１＝Ｋ１×(（｜Ｖdd｜／｜２／ｎ１×Ｖdd｜）×（１／ｍ×Ｔ））×２×｜２／ｎ１×Ｖdd｜
＝Ｋ１×(ｎ１／２×(１／ｍ×Ｔ))×２×｜２／ｎ１×Ｖdd｜ ・・・式８
ここで、ケースＡと同様に、ＳＢ１＝ＳＢ２となることは、明らかである。式７と式８とを比較することで、電力スイッチング面積ＳＡ１と電力スイッチング面積ＳＢ１とが同じであることが分かる。

また、式７と式８との両側を２×｜Ｖcc｜で除算して整理すると、それぞれ式９と式１０で表される。
ＳＡ１／（２×｜Ｖcc｜）＝Ｋ１× (１／ｍ×Ｔ)× （｜Ｖdd｜／｜Ｖcc｜）
＝Ｇτ１×Gain1 ・・・式９
ＳＢ１／（２×｜Ｖcc｜）＝Ｋ１×（ｎ１／２×（１／ｍ×Ｔ)）×｜２／ｎ１×Ｖdd／Ｖcc｜
＝Ｇτ２×Gain2 ・・・式１０
電力スイッチング面積ＳＡ１は電力スイッチング面積ＳＢ１と同じであることから、Gain2がGain1より下がることによる増幅ゲインの変化分（２／ｎ１倍）は、Ｇτ２がＧτ１より上がることによるオン時間幅ゲインの変化分（ｎ１／２倍）で相殺される。

さらに、オーディオ装置８から任意の振幅レベル(上述した最大振幅レベルのケースＡと最小振幅レベルのケースＢとの間の振幅レベル)の入力音声信号Ｓ１が増幅装置１に入力される場合について、相殺される原理の詳細を説明する。

オーディオ装置８から任意の振幅レベルの入力音声信号Ｓ１が増幅装置１に入力される場合の目標設定電圧値情報Ｖｓに対応する目標電圧値±Ｖｔ（Ｖ）は±２／ｎ×Ｖdd（Ｖ）であり、その範囲は、
±Ｖdd＞±２／ｎ×Ｖdd＞±２／ｎ１×Ｖdd（２＜ｎ＜ｎ１）
となる。ランプ波の傾きαの時間幅をτとすると、時間幅τは、
τ１＜τ＜τ２
となる。この場合の電力増幅部４の増幅ゲインＧは、
｜２／ｎ×Ｖdd｜／｜Ｖcc｜
となる。時間幅τで制御された傾きαのランプ波Ｓ８におけるオン時間幅ゲインＫ１×ｎ／２×（１／ｍ×Ｔ）をＧτとする。

コントロール部７２が目標設定電圧値情報Ｖｓを電圧可変電源部７３およびランプ波傾き制御部２２へ出力すると、電圧可変電源部７３は目標設定電圧値情報Ｖｓに基づいて、電力増幅部４に電源電力の電圧値である目標電圧値±２／ｎ×Ｖdd（Ｖ）を供給する。

そして、ランプ波傾き制御部２２は、目標設定電圧値情報Ｖｓに対応するランプ波の傾きαの時間幅をτとするランプ波Ｓ８を作成する。ただし、この場合のランプ波Ｓ８の傾きαは、α１＞α＞α２とする。

この場合、ケースＡやケースＢと同様に、この場合の電力スイッチング面積をＳＡとすると、電力増幅部４の増幅ゲインＧと、ランプ波の傾きαにおけるランプ波の時間幅τとの関係は、式１１で表される。
ＳＡ／（２×Ｖcc）＝Ｋ１×τ×（２×｜２／ｎ×Ｖdd｜）／（２×｜Ｖcc｜）
＝Ｋ１×（ｎ／２×（１／ｍ×Ｔ)）×｜２／ｎ×Ｖdd｜／｜Ｖcc｜
＝Ｇτ×Ｇ ・・・式１１
式１１によれば、ＧがGain1(最大振幅レベルの入力音声信号Ｓ１maxにおける増幅ゲイン)より下がることによる増幅ゲインの変化分（２／ｎ倍）は、ＧτがＧτ１より上がることによるオン時間幅ゲインの変化分（ｎ／２倍）で相殺される。

すなわち、入力音声信号Ｓ１の任意の振幅レベルにおいても、電力増幅部４に供給する電源電力の電圧値＋Ｖdd，−Ｖddを下げることによる増幅ゲインの変化分が、時間幅τで制御された傾きαのランプ波Ｓ８における時間幅ゲインの変化分によって相殺されることとなる。

ここで、本発明の実施の形態１における増幅装置１の伝達関数Ｇ（ｓ）（ゲインと位相との周波数特性）は変わることなく、ループゲインが一定に保たれる理由を説明する。増幅装置１における伝達関数Ｇ（ｓ）は式１２で表される。
Ｇ（ｓ）＝Ｇ０（ｓ）／（１＋Ｇ０（ｓ）β（ｓ）） ・・・式１２
だだし、β（ｓ）は負帰還部６の伝達関数であり、Ｇ０（ｓ）は増幅装置１のオープンループの伝達関数であり、｜Ｇ０（ｓ）β（ｓ）｜はループゲインである。

本実施の形態１において、増幅装置１のオープンループの伝達関数Ｇ０（ｓ）はオープンループ経路における各回路の伝達関数の積、すなわち、ＰＷＭ変換器２３の伝達関数Ｇ１（ｓ）と、積分器２４の伝達関数Ｇ２（ｓ）と、ランプ波の傾きαで制御されるコンパレータ２５における伝達関数Ｇ３（ｓ）と、電力増幅部４の伝達関数Ｇ４（ｓ）との積で求められ、式１３で表すことができる。
Ｇ０（ｓ）＝Ｇ１（ｓ）×Ｇ２（ｓ）×Ｇ３（ｓ）×Ｇ４（ｓ） ・・・式１３
また、ランプ波傾き制御部２２は、電力増幅部４に供給される電源電力の電圧値｜Ｖｔ｜と傾きαにおけるランプ波Ｓ８の時間幅τとを比例的に変化させる、つまりゲインのみが制御されることとなるため、電力増幅部４の伝達関数Ｇ４（ｓ）とコンパレータ２５における伝達関数Ｇ３（ｓ）との位相の周波数特性に変化が生じない。

既に示したように、Ｇ３（ｓ）とＧ４（ｓ）とのゲインの変動分は互いに相殺されるため、Ｇ３（ｓ）×Ｇ４（ｓ）のゲインの周波数特性は変わらないこととなる。さらに、本実施の形態１における他の各回路の伝達関数Ｇ１（ｓ）とＧ２（ｓ）は、電力増幅部４の電源電力の電圧値とコンパレータ２５に入力されるランプ波の傾きαとの制御に影響されないので変化しないため、オープンループの伝達関数Ｇ０（ｓ）は変わらない。

本発明の実施の形態１における増幅装置１によれば、伝達関数Ｇ（ｓ）は変わることがなく、また、ループゲイン｜Ｇ０（ｓ）β（ｓ）｜を一定に保つことができる。

なお、基本クロック生成部２１とコントロール部７２とランプ波傾き制御部２２とは、デジタルシグナルプロセッサやマイクロコントローラなどによって実現され得るため、負帰還部６に従来技術のような電子ボリューム等の回路を用いる必要がなく、回路規模を小さくすることができる。また、ランプ波傾き制御部２２は、ローパスフィルタなどの演算処理によりリニアリティのあるランプ波Ｓ８を出力することで、ランプ波Ｓ８の時間幅τは無段階で制御可能となるため、時間幅τの切り替え時に従来技術のようなノイズが発生してしまうなどの問題がない。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態１によれば、増幅装置１に入力される入力音声信号Ｓ１の振幅レベルに応じて電力増幅部４に供給する電源電力の電圧値＋Ｖdd，−Ｖddを制御するにあたって、入力音声信号Ｓ１に対するＰＷＭ変換の際の周期と同じ周期である基本クロックＣＬを利用してランプ波Ｓ８を作成し、さらに、このランプ波Ｓ８の傾きαは、電圧可変電源部７３が出力すべき電圧値としての目標設定電圧値の情報（目標設定電圧値情報Ｖｓ）に基づいて制御され、傾きαが制御されたランプ波Ｓ８と差分積分信号Ｓ７を比較することでパルス幅補正した補正後ＰＷＭ信号Ｓ２が電力増幅部４にて増幅される。

これにより、電力増幅部４の電源電力の電圧値＋Ｖdd，−Ｖddの変動による増幅ゲイン（電力増幅部４の電圧増幅によるゲイン）の変化分を、ランプ波Ｓ８の傾きαを制御することで相殺できるため、増幅装置１の伝達関数（ゲインと位相との周波数特性）を変化させることなく、ループゲインを一定に保ちながら、なおかつ、帰還回路規模が小さいままで、従来技術のような切替時のノイズを発生させることがない。

さらに、入力音声信号Ｓ１の振幅レベルに応じて電力増幅部４の電源電力の電圧値＋Ｖdd，−Ｖddを低下させても、ループゲインが減少しないので、増幅装置１の出力信号の歪を低減することができ、出力信号に重畳するノイズの悪化を防止することができ、Ｓ／Ｎを向上させることができる。

（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２における増幅装置１ａについて、図４のブロック図を参照しながら説明する。ただし、以下の説明においては、本発明の実施の形態１に示す図１の増幅装置１と異なる点についてのみ説明するものとし、同様の構成とされた部分については、その説明を省略する。

増幅装置１ａでは、検出器１０を含む構成となっている点が、実施の形態１における増幅装置１の構成とは異なる。

検出器１０は、電力増幅部段４に供給された電源電力の電圧値＋Ｖddを検出して、検出した電圧値＋Ｖtを抵抗分圧方式で所定の比率で減衰させて、ランプ波Ｓ８の傾きαを制御するための情報Ｖdetとしてランプ波傾き制御部２２ａに出力する。

増幅装置１におけるコントロール部７２が目標設定電圧値情報Ｖｓをランプ波の傾きαを御するための情報としてランプ波傾き制御部２２に出力することと、同様の効果を得るための構成となっている。

ここで、図５のブロック図を参照しながら、検出器１０の詳細な構成を説明する。

検出器１０は、抵抗値Ｒａを有する抵抗１０ａと抵抗値Ｒｂを有する抵抗１０ｂとで構成される。抵抗１０ａの一端は、電圧可変電源部７３から電力増幅部４に供給される電源電力の正側電圧値＋Ｖｔ（Ｖ）側に接続され、他端は、抵抗１０ｂの一端に直列に接続される。抵抗１０ｂの一端は抵抗１０ａに接続され、他端はグラウンドに接続される。抵抗１０ａと抵抗１０ｂの分圧電圧値を｜Ｖdet｜（Ｖ）として作成し、ランプ波傾き制御部２２ａに出力する。分圧電圧値｜Ｖdet｜（Ｖ）は式１４で表される。
｜Ｖdet｜＝Ｋｂ×｜Ｖｔ｜ ・・・式１４
ここで、ＫｂをＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）とする。

上述した本発明の実施の形態２における増幅装置１ａについて、その動作を説明する。ただし、本発明の実施の形態１と同様の動作をする部分については、その説明を省略する。

増幅装置１ａにおけるコントロール部７２ａは、増幅装置１におけるコントロール部７２と同様に目標設定電圧値情報Ｖｓを電圧可変電源部７３へ出力するが、ランプ波傾き制御部２２ａには目標設定電圧値情報Ｖｓは出力しない。

検出器１０は、電圧可変電源部７３から電力増幅部４に供給する電源電力の正側電圧値＋Ｖｔを検出し、式１４に従ってランプ波の傾きαを制御する電圧値Ｖdetに減衰させて、ランプ波傾き制御部２２ａに出力する。

ランプ波傾き制御部２２ａは、検出器１０から入力される電圧値Ｖdetを用いて、可変の傾きαを持たせたランプ波Ｓ８を作成し（詳細後述）、コンパレータ２５に出力する。

次に、図５のブロック図を参照しながら、実施の形態２におけるランプ波Ｓ８の傾きαの制御について、実施の形態１と異なる点についてのみ説明するものとし、同様な部分については、その説明を省略する。

増幅装置１ａにおけるランプ波傾き制御部２２ａは、ランプ波の傾きαを制御するための情報として、検出器１０から出力される電圧値｜Ｖdet｜（Ｖ）を用いて、傾きαのランプ波Ｓ８の時間幅τを制御する。電圧値｜Ｖdet｜（Ｖ）と時間幅τとの関係は式１５で表される。
τ＝（（Ｋｂ×｜Ｖdd｜）／｜Ｖdet｜）×（１／ｍ×Ｔ） （２＜ｍ）・・・式１５
ここで、時間幅τの範囲は増幅装置１における時間幅範囲と同じである（すなわち、τ１≦τ≦τ２）。また、｜Ｖdet｜とＫｂとの関係は式１４で表される。

ランプ波傾き制御部２２ａは、基本クロック生成部２１から入力された基本クロックＣＬと、検出器１０から入力された電圧値｜Ｖdet｜（Ｖ）とを用いて、式１５に示される時間幅τを算出し、傾きαを持たせたランプ波Ｓ８を作成する。

式１５は式１６のように表すことができる。
τ＝（（｜Ｖdd｜／（｜Ｖdet｜／Ｋｂ））×（１／ｍ×Ｔ） ・・・式１６
式１６に式１４を代入して整理すると、時間幅τと正側電圧値＋Ｖｔ（Ｖ）との関係は式１７で表される。
τ＝（｜Ｖdd｜／｜Ｖｔ｜）×（１／ｍ×Ｔ） ・・・式１７
ここで、｜Ｖｔ｜は増幅装置１における目標設定電圧値情報Ｖｓに対応する目標電圧値と等しいため、式１７と式３とを比較すると、増幅装置１における時間幅τと増幅装置１ａにおける時間幅τとは同じであることが分かる。この時間幅τでランプ波Ｓ８の傾きαを制御することで、増幅装置１と同様に、増幅装置１ａにおいても、電力増幅部４に供給する電源電力の電圧値｜＋Ｖdd｜，｜−Ｖdd｜を下げることによる増幅ゲインの変化分が、時間幅τで制御された傾きαのランプ波Ｓ８におけるオン時間幅ゲインの変化分によって相殺される。

さらに、本発明の実施の形態１における増幅装置１の伝達関数Ｇ（ｓ）の検討結果と同様に、本発明の実施の形態２における増幅装置１ａの伝達関数Ｇa（ｓ）も変えることなく、ループゲインを一定に保つことができる。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態２の増幅装置１ａは、ランプ波Ｓ８の傾きαが、電力増幅部４に供給された電源電力の電圧値＋Ｖddを検出して所定の比率で減衰させた電圧値｜Ｖdet｜（Ｖ）に基づいて制御されることが特徴であり、検出器１０が直接に電力増幅部４の電源電力の電圧値＋Ｖddを検出することで、実施の形態１より電力増幅部４の電源電力の電圧値＋Ｖdd，−Ｖddの変動による増幅ゲインの変化を補正できる利点がある。

これにより、本発明の実施の形態１と同様に、電力増幅部４の電源電力の電圧値＋Ｖdd，−Ｖddの変動による増幅ゲイン（電力増幅部の電圧増幅によるゲイン）の変化分を、ランプ波の傾きαを制御することで相殺できるので、増幅装置１ａの伝達関数（ゲインと位相との周波数特性）は変えることなく、ループゲインを一定に保ちながら、なおかつ、帰還回路規模が小さいままで、従来技術のような切替時のノイズを発生させることがない。

さらに、入力音声信号Ｓ１の振幅レベルに応じて電力増幅部４の電源電力の電圧値｜＋Ｖdd｜，｜−Ｖdd｜を低下させても、ループゲインが減少しないので、増幅装置１ａの出力信号の歪を低減することができ、出力信号に重畳するノイズを低減でき、特に小入力音声信号時のＳ／Ｎを向上できる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３における増幅装置１ｂについて、図６のブロック図を参照しながら説明する。図６において、実施の形態３の増幅装置１ｂは、ラインレベル程度のレベルのデジタルの音声信号が出力されるオーディオ装置８に接続される。オーディオ装置８から出力された音声信号は、増幅装置１ｂの入力音声信号Ｓ１として増幅装置１ｂに入力され、増幅装置１ｂで電力増幅されてスピーカ９へ出力される。スピーカ９は、増幅装置１ｂから出力された電力増幅後の音声信号を音声に変換して放音する。

また、増幅装置１ｂとオーディオ装置８は、それらを動作させるのに必要な電力を供給する直流電源（図示せず）に接続されている。ただし、各装置を動作させるのに必要な電源は直流電源に限定されることはなく、各装置の特性に合わせて適宜交流電源を用いてもよい。

増幅装置１ｂは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調部２００と、ゲートドライバ部３と、電力増幅部４と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５と、負帰還部６０と、電源電圧制御部７を備えて構成される。特に、増幅装置１ｂには、電力増幅部４の増幅ゲインの変化分をモニタリングするために、ＬＰＦ５の出力信号をＰＷＭ変調部２００へ負帰還させる負帰還部６０が設けられている。オーディオ装置８から増幅装置１ｂへ音声信号Ｓ１が入力されると、入力音声信号Ｓ１は電源電圧制御部７に入力されるとともに、ＰＷＭ変調部２００に入力される。
すなわち、モニタリングする手段とは、負帰還部とＰＷＭ変調部が目標電圧情報(Ｖｓ)と帰還信号をモニタして負帰還部の出力先でその信号を処理する構成をさす。

電源電圧制御部７は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１の振幅レベルＳ９を入力音声信号Ｓ１のサンプリング周期Ｔ毎に検出し、検出した入力音声信号Ｓ１の振幅レベルＳ９に対応する目標設定電圧値情報ＶｓをＰＷＭ変調部２に出力するとともに、目標設定電圧値情報Ｖｓが示す目標電圧となるように電力増幅部４に対する正側と負側の出力電圧（＋Ｖdd，−Ｖdd）を制御して、この正側及び負側の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の電源電力を電力増幅部４へ送出する。

ＰＷＭ変調部２００は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１と負帰還部６０から入力される帰還信号Ｓ１５との差分値α（＝Ｓ１−Ｓ１５）をサンプリング周期Ｔ毎に算出し、次いで電源電圧制御部７から入力される目標設定電圧値情報Ｖｓに対して所定の計算式（後述に詳細を説明）から算出された補正係数βを用いて、差分値αに補正係数βを乗算することで得られるＰＷＭ変調対象値Ｓ１７（＝α×β）を算出し、さらにＰＷＭ変調対象値Ｓ１７（＝α×β）を基準波Ｐ（後述）と比較してパルス幅変換した信号を補正後ＰＷＭ信号Ｓ２としてゲートドライバ部３へ送出する。ＰＷＭ変調部２００は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロコントローラなどによって実現され得る。

ゲートドライバ部３は、入力された補正後ＰＷＭ信号Ｓ２にデッドタイムを挿入するとともに、電力増幅部４のハイサイド（正側電圧値＋Ｖdd）とローサイド（負側電圧値−Ｖdd）の高速スイッチング素子４ａ、４ｂを駆動できる程度に補正後ＰＷＭ信号Ｓ２の電位をシフトしたドライブ信号を作成して、電力増幅部４へ送出する。

電力増幅部４は、高電位電源側に配されて電源電圧制御部７から正側電圧＋Ｖddを供給されるハイサイド高速スイッチング素子４ａと、低電位電源（又はグラウンド）側に配されて電源電圧制御部７から負側電圧−Ｖddを供給されるローサイド高速スイッチング素子４ｂとによるハーフブリッジ回路で構成される。電力増幅部４は、ゲートドライバ部３から入力されたドライブ信号により、正側電圧＋Ｖddと負側電圧−Ｖddとで決定される電圧振幅で高速スイッチング動作を行うことにより、電力増幅部４へ入力されたドライブ信号を電力増幅し、交流の補正後増幅信号Ｓ３を得る。得られた補正後増幅信号Ｓ３は、ＬＰＦ部５に送出される。ここで、高速スイッチング素子４ａ、４ｂとしては、例えば、ＭＯＳ電界効果トランジスタなどが用いられる。

ＬＰＦ５は、電力増幅部４から出力された補正後増幅信号Ｓ３から不要な高周波成分を除去して得られたアナログ音声信号Ｓ１４をスピーカ９へ出力するフィルタであり、例えば、コイルＬやコンデンサＣなどの素子で構成される。さらに、ＬＰＦ５から出力されたアナログ音声信号Ｓ１４は、負帰還部６０に出力されて、電力増幅部４の増幅ゲインの変化分がモニタリングされる。

負帰還部６０は、帰還回路上に設けられ、ＬＰＦ５から出力されたアナログ音声信号Ｓ１４を減衰器６１で電力増幅部４の増幅ゲインに応じた所定の比率で減衰した後、減衰した音声信号Ｓ１６をＡ／Ｄ変換器６２でサンプリング周期Ｔ毎にデジタル値に変換して、帰還信号Ｓ１５としてＰＷＭ変調部２００に負帰還する。

さらに、電源電圧制御部７とＰＷＭ変調部２００に関する詳細な内部構成と動作を図６のブロック図を参照しながら説明する。電源電圧制御部７は、入力信号レベル検出部７１と、コントロール部７２と、電圧可変電源部７３を備えて構成される。入力信号レベル検出部７１は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１の振幅情報を含む入力信号振幅レベル情報Ｓ９を作成して、コントロール部７２へ送出する。コントロール部７２は、コントロール部７２内部に予め設定されたデータテーブル情報の中から、入力信号レベル検出部７１にて作成された入力信号振幅レベル情報Ｓ９に一対一に対応付けされた目標設定電圧値情報Ｖｓを選択し、選択した目標設定電圧値情報Ｖｓを電圧可変電源部７３へ出力するとともに、目標設定電圧値情報ＶｓをＰＷＭ変調部２００へ出力する。

なお、目標設定電圧値情報Ｖｓは、増幅された音声信号Ｓ１４が歪まない程度の振幅レベルにまで電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）を下げるために、電圧可変電源部７３に対して設定される目標電圧値であり、あらかじめコントロール部７２に格納された値を示す情報である。電圧可変電源部７３は、コントロール部７２から入力された目標設定電圧値情報Ｖｓに応じて、電力増幅部４へ設定すべき電圧値に出力電圧（＋Ｖdd，−Ｖdd）を可変にする電源であり、目標設定電圧値情報Ｖｓが示す電圧値になるように制御した電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の電源電力を電力増幅部４へ供給する。入力信号レベル検出部７１とコントロール部７２とは、デジタルシグナルプロセッサやマイクロコントローラなどによって実現され得る。

ＰＷＭ変調部２００は、補正部２２１とＰＷＭ変換器２２２とを備えて構成される。補正部２２１は、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１と負帰還部６から入力される帰還信号Ｓ１５との誤差分α（＝Ｓ１−Ｓ１５）をサンプリング周期Ｔ毎に算出するとともに、電源電圧制御部７から入力される目標設定電圧値情報Ｖｓに対して所定の計算式から求められる補正係数βを用いて、誤差分αに補正係数βを乗算することで得られるＰＷＭ変調対象値Ｓ１７（＝α×β）を算出して、ＰＷＭ変換器２２２に出力する。

補正部２２１は、より詳細には、オーディオ装置８から入力された入力音声信号Ｓ１と負帰還部６から入力された帰還信号Ｓ１５とを用いて、サンプリング周期Ｔ毎に入力音声信号Ｓ１から帰還信号Ｓ１５を減算することで、入力音声信号Ｓ１と帰還信号Ｓ１５との誤差値α（＝Ｓ１−Ｓ１５）を求める。誤差値αは、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を補正するための値である。さらに補正部２２１は、コントロール部７２から入力された目標設定電圧値情報Ｖｓを用いて、目標設定電圧値情報Ｖｓに一対一に対応した補正係数βを所定の計算式から算出して、この補正係数βを誤差値αに乗算してＰＷＭ変調対象値Ｓ１７（＝α×β）として、ＰＷＭ変換器２２２に出力する。補正係数βは、補正部２２１で所定の計算式から求められる値であり、電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の変動による増幅ゲインの変化分を相殺するように算出される値である（詳細は後述する）。

ＰＷＭ変換器２２２は、補正部２２１から入力されたＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を基準波Ｐと比較して、所定のサンプリング時間幅Ｔの時間にＯＮとＯＦＦを繰り返すパルス幅を有する補正後ＰＷＭ信号Ｓ２を作成し、ゲートドライバ部３へ出力する。ＰＷＭ生成の方式としては、デルタシグマ変換方式や三角波比較方式などが知られており、本実施の形態においてもこれらの方式のうちいずれかの方式が適用される。

ここで、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７から補正後ＰＷＭ信号Ｓ２を生成する方式について、三角波比較方式を用いた例を図７を参照しながら説明する。ＰＷＭ変換器２２２は、所定のサンプリング時間幅Ｔ毎に、入力されたＰＷＭ変調対象値Ｓ１７と基準波Ｐとを比較する。図７中に示すとおり、基準波Ｐは、所定のサンプリング時間幅Ｔの時間に対応して、最小値Ｐminから最大値Ｐmaxへと遷移した後、再び最小値Ｐminに遷移する三角波である。最小値Ｐminは、パルス幅変換後の補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のパルス幅が１００％に該当する値であり、最大値Ｐmaxは、パルス幅変換後の補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のパルス幅が０％に該当する値となる。すなわち、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７は、基準波Ｐの最大値Ｐmaxと最小値Ｐminの間の範囲で変化する値である。

所定サンプリング時間幅Ｔの時間の間、基準波ＰからＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を減算して、減算した値（＝Ｐ−Ｓ１７）が正である期間であれば補正後ＰＷＭ信号Ｓ２の出力はＯＮとなり、減算した値（＝Ｐ−Ｓ１７）が負である期間であれば補正後ＰＷＭ信号Ｓ２の出力はＯＦＦとなる。図７に示すとおり、基準波Ｐから、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７の一例としてＳ７０を減算した値（＝Ｐ−Ｓ７０）が正である期間は、時点Ｔ１から時点Ｔ２であり、この期間には補正後ＰＷＭ信号Ｓ２としてＯＮを出力する。これにより、所定のサンプリング時間幅ＴにおけるＰＷＭ変調対象値Ｓ１７に対応したＯＮとＯＦＦのパルス幅を有する補正後ＰＷＭ信号Ｓ２が生成され、また、値Ｓ１７が小さければ補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のパルス幅は大きくなり、逆に値Ｓ１７が大きければ補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のパルス幅は小さくなる。

次に、図８を参照しながら、電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の変動による増幅ゲインの変化分を、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を制御することで相殺する原理の詳細について説明する。ここで、増幅信号Ｓ３Ａ（及び補正後増幅信号Ｓ３）は、実際には交流信号であるが、説明を簡略にするために直流信号（＋Ｖdd側のみ）として示す。図８（ａ）に示すように、目標設定電圧値情報Ｖｓが示す電源電力の電圧値＋Ｖdd（補正後増幅信号Ｓ３の出力レベル）が、入力信号振幅レベル情報Ｓ９の変化に基づいて、電圧Ｖ１から電圧Ｖ２（＞Ｖ１）へと遷移した場合を例として説明する。この電力増幅部４の電源電力の２つの電圧値Ｖ１とＶ２が、増幅信号Ｓ３Ａのそれぞれの振幅として生成され、増幅信号Ｓ３Ａの振幅がＶ１からＶ２へと増加することになる。

図８（ａ）に示すとおり、増幅信号Ｓ３Ａの振幅がＶ２である場合は、振幅がＶ１である場合から面積Ｃ１（＝（Ｖ２−Ｖ１）×（Ｔ４−Ｔ３））の分だけ増幅信号Ｓ３Ａのもつ電力エネルギーが大きい。すなわち、図８（ｂ）に示すように増幅信号Ｓ３Ａの振幅がＶ１からＶ２に増加すれば、面積Ｃ２（＝Ｖ２×（Ｔ１−Ｔ３））と面積Ｃ３（＝Ｖ２×（Ｔ４−Ｔ２））の分だけ、電力増幅部４の増幅ゲインが増加するという変化を生じてしまう。

そこで、電力増幅部４の電源電力の電圧値の変動による増幅ゲインの変化分を相殺するために、図８（ｂ）に示すように、補正部２２１では、入力音声信号Ｓ１と負帰還部６から入力される帰還信号Ｓ１５との差分値αとしての値α１を算出し、入力された目標電圧値情報Ｖｓに一対一に対応した補正係数βとしての値β１を計算式より算出して、差分値α１に対して補正係数β１を乗算して算出した値Ｓ７１（＝α１×β１）をＰＷＭ変調対象値Ｓ１７としてＰＷＭ変換器２２２へ送出する。そして、ＰＷＭ変換器２２２ではこのＳ７１を基準波Ｐと比較してパルス幅変換を行い、補正後ＰＷＭ信号Ｓ２を生成する。

補正係数β１を算出する式は、次のとおりに求められる。ここでは、基準波Ｐが直角二等辺三角形である場合を一例として図８を参照しながら説明する。面積の変化分（＝Ｃ２＋Ｃ３）が面積Ｃ１と等しくなる条件式は、図８（ａ）（ｂ）に示すように
（Ｖ２−Ｖ１）×（Ｔ４−Ｔ３）
＝Ｖ２（（Ｔ１−Ｔ３）＋（Ｔ４−Ｔ２））
と表される。

また、補正後ＰＷＭ変調対象値Ｓ７１とパルス幅（Ｔ３〜Ｔ４）、（Ｔ１〜Ｔ４）の各関係式は、
Ｔ１−Ｔ３＝Ｔ４−Ｔ２、及び
Ｔ−Ｔ４＝Ｔ３、及び
Ｔ１＝α１×β１、及び
Ｔ３＝α１
で表される。

上記条件式と関係式を整理すると次の式が求まる。
β１＝（（Ｖ２−Ｖ１）×Ｔ＋２Ｖ１・α１）／２Ｖ２・α１
よって、β１は、所定のサンプリング時間幅Ｔと、電源電力の電圧値Ｖ２、Ｖ１と、電源電力の電圧値がＶ１の時の差分値α１とから求められる。なお、直角二等辺三角形以外でも、直角三角形の定理から縦軸と横軸の関係は容易に求まる。

これにより、補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のＯＮのパルス幅が図８（ｂ）に示すとおり（Ｔ４−Ｔ３）から(Ｔ２−Ｔ１)（＜（Ｔ４−Ｔ３））に小さくされ、この補正後ＰＷＭ信号Ｓ２に基づいて増幅された補正後増幅信号Ｓ３は、図８（ｂ）に示す面積Ｃ２（＝Ｖ２×（Ｔ１−Ｔ３））と面積Ｃ３（＝Ｖ２×（Ｔ４−Ｔ２））を合わせた面積の分だけ電力エネルギーが小さくなる。すなわち、補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のＯＮのパルス幅を補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のように減少させることで電力増幅部４の増幅ゲインが減少することになる。

ところで、補正係数βである値β１は、面積Ｃ１に対して面積Ｃ２と面積Ｃ３とを加えた合計面積が等しくなるように、すなわちＣ１＝Ｃ２＋Ｃ３となるように補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のＯＮとＯＦＦのパルス幅を生成するように前記の計算式から求められている。すなわち、差分値αを補正係数βを用いて乗算することで算出されたＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を用いてパルス幅変換することで、電力増幅部４の増幅ゲインの増減変化分を相殺することができる。

ここで、本発明の実施の形態３における増幅装置１ｂの伝達関数Ｇ（ｓ）（ゲインと位相との周波数特性）は変わることなく、ループゲインが一定に保たれる理由を説明する。増幅装置１ｂにおける伝達関数Ｇ（ｓ）は式１８で表される。
Ｇ（ｓ）＝Ｇ０（ｓ）／（１＋Ｇ０（ｓ）Ｂ（ｓ）） ・・・式１８
ただし、Ｂ（ｓ）は負帰還部６０の伝達関数であり、Ｇ０（ｓ）は増幅装置１ｂのオープンループの伝達関数であり、｜Ｇ０（ｓ）Ｂ（ｓ）｜はループゲインである。

本実施の形態３において、増幅装置１ｂのオープンループの伝達関数Ｇ０（ｓ）はオープンループ経路における各回路の伝達関数の積、すなわち、ＰＷＭ変調部２の伝達関数Ｇ１（ｓ）と、電力増幅部４の伝達関数Ｇ２（ｓ）とＬＰＦ５の伝達関数Ｇ３（ｓ）の積で求められ、式１９で表すことができる。
Ｇ０（ｓ）＝Ｇ１（ｓ）×Ｇ２（ｓ）×Ｇ３（ｓ） ・・・式１９

また、ＰＷＭ変調部２００は、電力増幅部４に供給される電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd ）の増減による増幅ゲインの変化分（＝Ｃ２＋Ｃ３）については、補正後ＰＷＭ信号Ｓ２のＯＮとＯＦＦのパルス幅を、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を用いて制御することで、増幅ゲインの変化分 （＝Ｃ２＋Ｃ３）を相殺する、すなわちゲインのみが相殺されることとなるため、ＰＷＭ変調部２００の伝達関数Ｇ１（ｓ）と電力増幅部４の伝達関数Ｇ２（ｓ）とＬＰＦ５における伝達関数Ｇ３（ｓ）との位相の周波数特性に変化が生じない。よって、オープンループの伝達関数Ｇ０（ｓ）は変わらない。本発明の実施の形態３における増幅装置１ｂによれば、伝達関数 Ｇ（ｓ）は変わることがなく、また、ループゲイン｜Ｇ０（ｓ）Ｂ（ｓ ）｜を一定に保つことができる。

なお、コントロール部７２とＰＷＭ変調部２００とは、デジタルシグナルプロセッサやマイクロコントローラなどによって実現され得るため、負帰還部６０に従来技術のような電子音量制御回路等の回路を用いる必要がないため回路規模を小さくすることができ、また、切り替え時に従来技術のようなノイズが発生してしまうなどの問題がない。

以上に説明したとおり、本発明の実施の形態３によれば、増幅装置１ｂに入力される入力音声信号Ｓ１の振幅レベルＳ９に応じて電力増幅部４に供給する電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）を制御するにあたって、ＰＷＭ変調部２００におけるＰＷＭ変換器２２２のＰＷＭ変調対象値Ｓ１７が、目標設定電圧値情報Ｖｓに基づいて制御され、ＰＷＭ変調対象値Ｓ１７により元のＰＷＭ信号Ｓ２Ａが補正後ＰＷＭ信号Ｓ２に補正されて出力されることで電力増幅部４にて増幅される。

これにより、電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）の変動による増幅ゲイン（電力増幅部４の電圧増幅によるゲイン）の変化分（＝Ｃ２＋Ｃ３）を、ＰＷＭ変調部２００のＰＷＭ変換器２２２のＰＷＭ変調対象値Ｓ１７を制御することで相殺できるため、増幅装置１ｂの伝達関数（ゲインと位相との周波数特性）を変化させることなく、ループゲインを一定に保つことができ、なおかつ、帰還回路規模が小さいままで、従来技術のような切替時のノイズを発生させることがない。さらに、入力音声信号Ｓ１の振幅レベルＳ９に応じて電力増幅部４の電源電力の電圧値（＋Ｖdd，−Ｖdd）を低下させても、ループゲインが減少しないので、増幅装置１ｂの出力信号の歪を低減させることができ、出力信号に重畳するノイズの悪化を防止することができ、 Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。

本発明は、回路規模が大きくなることなく、かつ増幅装置の伝達関数（ゲインと位相との周波数特性）を変えることなく、ループゲインを一定に保ちながら、出力信号に重畳するノイズを低減させることができ、特に小入力音声信号時のＳ／Ｎ比を向上させることができるという効果を有し、オーディオ増幅装置の設計・製造の分野で利用可能である。

Claims (2)

1. 入力音声信号のレベルに応じたパルス幅変調信号で電源電圧をスイッチングすることにより前記入力音声信号を電力増幅する電力増幅部と、
   前記入力音声信号の振幅レベルを検出し、検出した入力信号振幅レベルに応じた目標設定電圧を前記電源電圧として前記電力増幅部に印加する電源電圧制御部と、
   前記入力音声信号をそのレベルに応じたパルス幅の第１パルス幅変調信号に変換するパルス幅変換部と、
   前記電力増幅部の出力を前記パルス幅変換部の出力に負帰還させる負帰還部と、
   前記目標設定電圧に基づいて、前記電力増幅部の増幅ゲインの変化分を相殺するように、前記パルス幅変換部により生成された前記第１パルス幅変調信号のパルス幅を補正して前記電力増幅部に印加するパルス幅補正部とを備え、
   前記パルス幅補正部は、
   前記入力音声信号を前記第１パルス幅変調信号に変換する際の基本的なタイミング信号である基本クロックを生成する基本クロック生成部と、
   前記基本クロック生成部が生成した基本クロックから、前記目標設定電圧に応じて傾きが異なるランプ波を生成するランプ波傾き制御部と、
   前記パルス幅変換部の出力に前記電力増幅部の出力が負帰還された差分信号が入力され、前記差分信号を積分して差分積分信号を生成する積分器と、
   前記ランプ波傾き制御部により生成されたランプ波と前記積分器の出力である前記差分積分信号とを比較して第２パルス幅変調信号を生成することにより、前記パルス幅変換部により生成された前記第１パルス幅変調信号のパルス幅を補正する補正部とを
   有する増幅装置。
2. 入力音声信号のレベルに応じたパルス幅変調信号で電源電圧をスイッチングすることにより前記入力音声信号を電力増幅する電力増幅部と、
   前記入力音声信号の振幅レベルを検出し、検出した入力信号振幅レベルに応じた目標設定電圧を前記電源電圧として前記電力増幅部に印加する電源電圧制御部と、
   前記電力増幅部に印加される電源電圧を検出する検出部と、
   前記入力音声信号をそのレベルに応じたパルス幅の第１パルス幅変調信号に変換するパルス幅変換部と、
   前記入力音声信号を前記第１パルス幅変調信号に変換する際の基本的なタイミング信号である基本クロックを生成する基本クロック生成部と、
   前記基本クロック生成部が生成した基本クロックから、前記検出された電源電圧に応じて傾きが異なるランプ波を生成するランプ波傾き制御部と、
   前記電力増幅部の出力を前記パルス幅変換部の出力に負帰還させる負帰還部と、
   前記パルス幅変換部の出力に前記電力増幅部の出力が負帰還された差分信号が入力され、前記差分信号を積分して差分積分信号を生成する積分器と、
   前記ランプ波傾き制御部により生成されたランプ波と前記積分器の出力である前記差分積分信号とを比較して第２パルス幅変調信号を生成することにより、前記パルス幅変換部により生成された前記第１パルス幅変調信号のパルス幅を補正して前記電力増幅部に印加する補正部とを
   有する増幅装置。

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