JP5795776B2 - 電気エネルギーを発生または蓄積する素子の直列結合を磁気カップリングにより平衡させるためのシステム - Google Patents

Description

本発明は、太陽電池または電気化学的蓄電池または蓄電池ユニット等の電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡させるためのシステムに関する。また本発明は、このような平衡化システムを装備した、電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合にも適用される。より正確には、本発明による平衡化システムは、様々な素子間の磁気カップリングを利用するタイプである。

図１に示されるように、電気化学バッテリは概してモジュラ構成である。基本素子は、単一の電気化学セルから成る個々の蓄電池Ａによって構成される。並列接続される複数の蓄電池は蓄電池ユニットＣＡを形成し、このようなユニットは、単一の蓄電池の電圧に等しい電圧を送出するが、より大きい電流および蓄電容量を送出する。バッテリにより送出される電圧レベルを高めるために、複数の蓄電池ユニットが直列に接続され、所謂「モジュール」Ｍが形成される。次には、複数のモジュールが直列に接続され、所謂「スタック」Ｓが形成される場合がある。完成したバッテリＢＡＴＴは、並列に接続された複数のスタックで構成される。

本発明によるシステムは、具体的には、バッテリの互いに直列に接続される様々な素子（セルユニット、モジュール）間で電圧が平衡されることを可能にしようとするものである。

電圧平衡化の問題は、４つの蓄電池ユニットＣＡ１、ＣＡ２、ＣＡ３およびＣＡ４の結合から成るバッテリを示す図２Ａに示されているが、このバッテリは、充電されるために定電流源へ接続される。理想的には、バッテリの端子において総電圧１６Ｖを提供するために、４つのユニットは全て同じ４ボルト（Ｖ）まで充電されるべきである。実際には、素子の製造、利用度および経時変化といった条件に付随するばらつき現象が存在し、そのため、素子の中には、他の素子より速く充電または放電される、または異なる電圧レベルで充電または放電されるものがある。したがって、図２Ａにおいて、素子ＣＡ１およびＣＡ４は公称電圧４Ｖより低い電圧まで充電され、一方で素子ＣＡ２はかなり大きい（４．３Ｖ）かつそれを損傷する場合もある値にまで充電される。逆に、素子ＣＡ４は電圧３．８Ｖまでしか充電されず、よってこの素子は、長期使用の後にほとんど有害といってよい、かつ直列結合の端子間電圧を測定するだけでは検出されない場合もある深刻な放電状態となる危険を犯すものである。これらの問題は、不全充電および過充電に極めて過敏なリチウム電池の場合に特に深刻である。

同様の問題は、単一のセルによって送出される電圧レベルを上げるために必要とされるような、太陽電池を直列に結合する場合にも発生する。結合されるセルのうちの１つが故障していれば、または単に（その表面が汚れていること、または日陰にあることに起因して）他ほど強くない光束に暴露されていれば、その端子間にはマイナスの電位差が現出する場合があり、これにより結合によって発生される総電力レベルは大幅に低減される。

図２Ｂは、逆バイアスダイオードによって表された太陽電池ＰＶ_１、…、ＰＶ_Ｎのこのような直列結合を示している。セルと直列に接続される最大電力点追従回路（ＭＰＰＴ）は、光起電力効果により発生される電力を最大化するように、直列結合を介して流れる電流の大きさを決定する。図２Ｃにおいて、曲線ＣＩＶ１は同じ光束へ暴露された場合の太陽電池に特徴的な電流（Ｉ）／電圧（Ｖ）を示し、曲線ＣＩＶ２は、瞬時Ｔを始点としてたとえば汚れに起因してより少ない光束に暴露される１つのセルに特徴的なそれを示す。

全てのセルが同様に照射され、よって同じ特徴ＣＩＶ１を辿るｔ＜Ｔについては、ＭＰＰＴモジュールは直列結合に電流Ｉ_ＯＰＴＩを課し、その結果、
Ｐ_ＯＰＴＩ＝ｎ・Ｖ_ＯＰＴＩ・Ｉ_ＯＰＴＩ＝ｎ・ｍａｘ（Ｖ・Ｉ）であるような、各セルの端末を介する電位差Ｖ_ＯＰＴＩが得られる。

瞬間ｔ＝Ｔを始点として、セルの内の１つ、ＰＶ_ｉはより少ない光束を受け、よってその特徴は曲線ＣＩＶ２のそれになる。

直列結合を介して流れる電流がＩ_ＯＰＴＩに等しいままであれば、日陰の、または汚れたセルＰＶ_ｉの端子における電位差はマイナスとなり、かつ−Ｖ_Ｂに等しくなる（アバランシェ降伏電圧）。したがって、電力損失は次式に等しい。

ΔＰ_１＝−Ｉ_ＯＰＴＩ（Ｖ_ＯＰＴＩ＋Ｖ_Ｂ）
この状況に対して、ＭＰＰＴモジュールは、セルＰＶ_ｉがもう一度エネルギーを生成するように、電流をレベルＩ’＝Ｉ_ＯＰＴＩ−ΔＩまで低減させることにより対応する。しかしながら、総電力は、
Ｐ’＝Ｉ’・［（ｎ−１）・Ｖ_２＋Ｖ’］まで低減され、電力損失は、
ΔＰ_２＝Ｐ’−Ｐ_ＯＰＴＩとなる。ここで、Ｖ_２は、Ｉ＝Ｉ’の場合のセルＰＶ_ｊ（ｊ≠１）の端子間の電圧であり、Ｖ’は、Ｉ＝Ｉ’の場合のセルＰＶ_ｉの端子間の電圧である。

何れにしても、単に１つの太陽電池の照射の低減が、直列結合により発生される電力の大幅な低減に繋がることを観察する点が重要である。

電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子−但し、電気化学的蓄電池および太陽電池はこのような素子の単に非限定的な例である−の直列結合における欠点を軽減するためには、平衡化システムを提供することが必要である。

最新技術は、電気エネルギーを電気化学的に蓄積する素子のための電圧平衡化システムを幾つか含んでいる。

最も一般的な平衡化システムは、受動型または散逸型である。たとえば、充電の間、これらのシステムは連続的または周期的に作動して直列に接続された素子の各々の端子間の電位差を測定し、かつより小さい容量の素子によってはそれ以上吸収され得ない電流をディシペータ抵抗器へと流す。このようなシステムが受容し難いエネルギー損失を招くことは理解することができ、様々な電気化学素子でその特徴にかなりのばらつきがある場合、熱放散器のサイズは法外になり得る。バッテリの放電は、最低容量の素子がその受容可能な低い電圧限度に達した時点で停止されなければならず、これは、バッテリの蓄電能力がその最悪の素子の蓄電容量によって限定されることを意味する。

また、電流を放散する代わりにバッテリ内に電流を再配分する能動型の平衡化システムも存在する。したがって、充電の間、このようなシステムは、「より弱い」素子によってそれ以上吸収され得ない電流を、まだ使い果たされていない蓄電容量を有する「より強力な」素子へと流す。放電の間、これらのシステムは、「より弱い」素子から到来する電流の損失を補償するために、「より強力な」素子から追加的な電流を入手する。このようなシステムの主たる欠点は、その複雑さおよびその高コストにある。

Ｎ．ＫｕｔｋｕｔおよびＤ．Ｄｉｖａｎによる非特許文献１には、能動型の平衡化システムが幾つか記述されている。

これらのシステムにおける最も単純なものは、素子毎に迂回経路を確立し、前記迂回経路は各々、通常は開放されているスイッチを含む。ある素子がその最大充電レベルに達すると、スイッチは閉止し、これにより充電用電流がエネルギー蓄積インダクタンスへと流される。所定の時間長の後、スイッチは再び開き、インダクタンスに蓄積されたエネルギーが直列結合におけるすぐ下流側に位置決めされたバッテリ素子へ流される。すると、サイクルが再始動する。このシステムの欠点は、エネルギーを、「上流側の」（バッテリ陰極に近い、よってより高い電位に位置づけられる）素子から「下流側の」（陽極に近い、よってより低い電位に位置づけられる）素子へ向かう一方向でしか伝達できないことにある。両方向の伝達を達成するためには、直列結合内の隣接するバッテリ素子の各ペア間に誘導負荷が接続されるハーフブリッジ型の直流／直流（ＤＣ／ＤＣ）電圧変換器を形成する、より複雑な構造体を提供することが必要である。

特許文献１は、エネルギーが個々の磁気カプラを介して隣接するバッテリ素子間で伝達され得る能動型の双方向平衡化システムについて記述している。先に述べた状況の場合と同様に、エネルギー伝達は、隣接する素子間でしか発生しない。

集中型である他のシステムは、全ての素子が個々の切換回路を介して接続される多巻線磁気カプラによって、バッテリ素子の全体的な平衡化を実行する。このようなシステムの一例は、最も関連の深い先行技術であるものとされる特許文献２に記述されている。具体的には、その図１１を参照されたい。このようなシステムは、図３に略示されている。参照記号ＣＡ_１、ＣＡ_２、…、ＣＡ_ｉは、直列に接続された異なる蓄電池ユニットを表す。参照記号ＮＭは、全ての蓄電池ユニットに共通しかつカプラとして作用する磁気コアをラベリングしたものである。コアＮＭ上には、個々の蓄電池ユニットに関連づけられる複数の巻線Ｗ_１、Ｗ_２、…、Ｗ_ｉ、…が作られている。より正確には、これらの巻線は二重巻線であって、各々が中点Ｐ_２を伴う２つの終端接点Ｐ_１およびＰ_３を有する。各巻線の中点Ｐ_２は、対応する蓄電池ユニットのプラス端子（陰極）へ接続され、２つの終端接点Ｐ_１およびＰ_３は、ハーフブリッジ型インバータを形成する個々のトランジスタＴ_１、Ｔ_２を介してそのマイナス端子（陽極）へ接続される。様々なユニットのトランジスタＴ_１は同期的に制御され、トランジスタＴ_２もまた相補式に同様である。磁気コアＮＭ内に誘導される磁束は、それがトランジスタＴ_２が非導電性である間に導電性であるトランジスタＴ_１であるか、またはその逆であるかに依存して符号を変えることは理解され得る。Ｔ_１およびＴ_２の交互的切換を起動することにより、バッテリ素子の充電用電圧の所謂「自然な」平衡化が達成され、即ち、より大きい電荷を有する素子が磁気コアＮＭを介してより小さい電荷を有する素子へエネルギーを送出する。

図３が示す平衡化システムの主たる欠点は、具体的には、各バッテリ素子（蓄電池、蓄電池ユニットまたはモジュール）を平衡させるために中点を有する二重巻線が用いられることに起因して、その嵩にある。別の欠点は、システムが蓄電池ユニットの故障に対処できないことにある。

直列結合の太陽電池における平衡化または補償の問題は、具体的には、Ｔ．Ｓｈｉｍｉｚｕらによる非特許文献２から既知である。この論文は、磁気カプラの使用および集中型平衡化の実行を基礎とする第１の回路を提案している。この回路は、サイズが比較的大きい。またこの論文は、制御が比較的複雑である多段チョッパ回路を基礎とする第２の平衡化回路を開示している。

Ｔ．ＭｉｓｈｉｍａおよびＴ．Ｏｈｎｉｓｈｉによる非特許文献３は、電気エネルギーの容量性蓄積を利用する、太陽電池の直列結合のための代替的平衡化回路について記述している。この回路は、キャパシタンスが比較的高いキャパシタの幾つかのバンクを用いることに依存することから、制御が複雑であると同時に嵩高い。

米国特許第６１５０７９５号明細書 米国特許第６８７３１３４号明細書

Ｎ．ＫｕｔｋｕｔおよびＤ．Ｄｉｖａｎ著、「Ｄｙｎａｍｉｃ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｓｅｒｉｅｓ ｂａｔｔｅｒｙ ｓｔａｃｋｓ」， １８ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， １９９６年 （ＩＮＴＥＬＥＣ’９６）， ５１４−５２１頁 Ｔ．Ｓｈｉｍｉｚｕら著、「Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｍｏｄｕｌｅｓ」， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， 第１６巻， 第３号， ２００１年５月 Ｔ．ＭｉｓｈｉｍａおよびＴ．Ｏｈｎｉｓｈｉ著、「Ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｐａｒｔｉａｌｌｙ ｓｈａｄｅｄ ＰＶ ａｒｒａｙ ｕｓｉｎｇ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｄｏｕｂｌｅ ｌａｙｅｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ」， ２８ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ （ＩＥＣＯＮ ０２）， ２００２年１１月５−８日， 第４巻， ３２６２−３２６７頁 Ｏ．Ｄｅｌｅａｇｅ、Ｊ．Ｃ．Ｃｒeｂｉｅｒ、Ｙ．ＬｅｍｂｅｙｅおよびＲ．Ｒｏｌｌａｎｄ共著、「Ｃｏｎｃｅｐｔｉｏｎ ｄ’ｕｎ ｏｎｄｕｌｅｕｒ ＣＭＯＳ ａｖｅｃ ｃｏｍｍａｎｄｅ ｉｎｔeｇｒeｅ ｐｏｕｒ ｍｉｃｒｏ−ｃｏｎｖｅｒｔｉｓｓｅｕｒ ＤＣ／ＤＣ」 ［Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａ ＣＭＯＳ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ａ ＤＣ／ＤＣ ｍｉｃｒｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒ］， Ｃｏｌｌｏｑｕｅ ＥＰＦ’２００８， Ｔｏｕｒｓ， ２００８年７月

本発明の目的は、先行技術による上述の欠点を完全に、または部分的に修復することにある。

本発明によれば、この目的は、電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムによって達成され、本システムは、本システムが、各々がそのインバータの２つのエンドポート間に並列接続される２つのインバータアームによって構成されかつ各インバータアームはそのアームの所謂「中点」を介して直列に接続される２つのスイッチによって構成される複数のフルブリッジ型インバータと、各フルブリッジ型インバータの２つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子へ接続するための複数のコネクタと、上に巻き付けられた複数の巻線を有する磁気コアによって形成される磁気カプラであって、前記巻線は各々、前記インバータのうちの個々の１つのインバータのアームの中点へ接続されている磁気カプラとを備えることを特徴とする。

図３のシステムと比較すると、本発明によるシステムは、平衡化されるべき各素子（たとえば、電気化学セル）毎に、二重巻線ではなく単巻線を１つしか持たないという優位点を提供する。実際のところ、システムの受動部分におけるこの単純化がその能動部分の複雑さの増大を伴うことは真実であり、先行技術によるハーフブリッジ型インバータは、２つではなく４つのスイッチ（トランジスタ）を有するフルブリッジ型インバータによって置換される。さらに、本発明のフルブリッジ型インバータの制御はさらに困難であって、何れの所定のアームにおいても２つのスイッチは、対応するバッテリ素子を短絡させることから絶対に同時に閉止されないことを確実にする必要がある。しかしながら、能動素子は、効果的に統合されることが可能である。結果的には、本発明による平衡化システムが特許文献２におけるシステムより著しく単純、安価かつ小型であることが分かる。

本発明の具体的な実施形態によれば、
各インバータのエンドポートに保護スイッチが直列に接続されてもよい。

ある変形例において、電気化学バッテリの前記素子が各々サブ素子の並列結合によって構成される場合、各保護スイッチは、前記サブ素子の各々と対応するインバータのエンドポートとの間に直列に接続されてもよい。

個々のフィルタキャパシタは、対応するインバータの２つのエンドポート間で前記直列結合の各素子と並列に接続されてもよい。

また本システムは、前記インバータを、前記素子を平衡化するようにして制御するための制御手段も含んでもよい。

また本システムは、前記直列結合における各素子の端子間の電圧を測定するための測定手段も含んでもよく、前記制御手段は、２素子間の最大電圧差が第１のしきい値を超えた時点で、かつ前記差が第２のしきい値より下に降下するまで前記インバータを動作させるように構成されている。

前記測定手段は、インバータのスイッチと並列に接続される電流センサを備えてもよく、制御手段は、エネルギーを磁気カプラのコア内に磁気形式で蓄積し、続いて前記電流センサが装着されたインバータを、前記エネルギーを前記センサを介して方向づけられる電流の形式で放電するように制御すべく、各インバータを個別方式で制御するように構成されている。

前記制御手段は、図３に示されているシステムの場合のように「自然平衡化」を実行するために、複数の前記インバータを０．５に略等しい共通デューティ比で同期的に制御するように構成されてもよい。このような状況下で、前記制御手段は、「マスタ」インバータと称される前記インバータのうちの１つを制御するように調整されてもよく、一方で、「スレーブ」インバータと称されるシステムの他のインバータのスイッチは、前記マスタインバータによる動作の結果として個々の巻線の端子に現出する電圧により制御されてもよい。

ある変形例において、前記制御手段は、
基準値より大きい電圧を提供する前記直列結合の１つまたは複数の素子に接続される１つまたは複数のインバータを、磁気カプラのコア内にエネルギーを磁気形式で蓄積するようにして制御すべくハーフサイクルに渡って行動するように、次に、
ハーフサイクルに渡って、より低い電圧を提供する前記直列結合の１つまたは複数の素子へ接続されるインバータを、前記磁気エネルギーを放電するようにして制御するように、
前記直列結合の１つまたは複数の素子からエネルギーが、磁気カプラを介して具体的には１つまたは複数の他の素子内へ注入されるように抽出される「強制平衡化」を実行するために、上述の動作を周期的に反復するように構成されてもよい。

前記制御手段は、前記インバータを、様々なインバータを制御する信号間の調整可能な位相シフトと同期式に制御するように構成されてもよい。

先に説明したように、各インバータは、個々のチップ上へモノリシックに集積されてもよい。また前記チップは各々、パワートランジスタの形式で実装される前記スイッチのための精密制御手段を集積してもよい。効果的には、前記チップはＣＭＯＳ技術を用いて製造されてもよい。

また本発明は、電気エネルギーを電気化学的に蓄積するための太陽電池または素子の直列結合も提供し、本結合は先に述べたような平衡化システムを装備している。

本発明の他の特徴、詳細および優位点は、例としての添付の図面を参照して行う説明を読めば明らかとなる。
図１は、電気化学バッテリのモジュラ構造を示す。 図２Ａは、電気化学エネルギー蓄積素子の直列結合における電圧平衡化の問題を示す。 図２Ｂは、太陽電池の直列結合における平衡化の必要性を示す。 図２Ｃは、太陽電池の直列結合における平衡化の必要性を示す。 図３は、先行技術において既知の能動型の平衡化システムを示す。 図４は、本発明の能動型平衡化システムを示す全体図である。 図５Ａは、図４のシステムの「自然な」平衡化モードにおける動作を示す。 図５Ｂは、図４のシステムの「自然な」平衡化モードにおける動作を示す。 図６Ａは、図４のシステムの「自然な」平衡化モードにおける動作を示す。 図６Ｂは、図４のシステムの「自然な」平衡化モードにおける動作を示す。 図７は、図４のシステムによる３つの電気化学セルの充電電位の漸進的平衡化を示す。 図８Ａは、図４のシステムの「強制」平衡化モードにおける動作を示す。 図８Ｂは、図４のシステムの「強制」平衡化モードにおける動作を示す。 図９Ａは、各バッテリ素子の端子において電圧測定が如何にして行われるかを示す。 図９Ｂは、各バッテリ素子の端子において電圧測定が如何にして行われるかを示す。 図１０Ａは、バッテリ素子またはそのサブ素子が故障しているという状況に対処するための、図１０Ｂとは異なる保護スキームを示す。 図１０Ｂは、バッテリ素子またはそのサブ素子が故障しているという状況に対処するための、図１０Ａとは異なる保護スキームを示す。 図１１は、本発明の能動型平衡化システムに使用される電力チップを示す理論図である。 図１２は、パワートランジスタに隣接する制御回路を示す図である。 図１３は、インバータの切換コマンドが磁気カプラによって伝達される、本発明の具体的な一実施形態を示す。 図１４は、太陽電池の直列結合を平衡化するための本発明によるシステムの使用法を示す。 図１５は、太陽電池の直列結合を平衡化するための本発明によるシステムの使用法を示す。 図１６は、本発明によるシステムの「混合」制御モードを示す。 図１７は、本発明によるシステムの「混合」制御モードを示す。 図１８は、本発明によるシステムの「混合」制御モードを示す。

図４に示されているように、本発明の平衡化システムは、各バッテリ素子ＣＡ_１、ＣＡ_２、…、ＣＡ_Ｎを、フルブリッジ型インバータおよび磁気カプラ巻線によって形成されるモジュールと結合させる。

各フルブリッジ型インバータＯＰＣ_１、ＯＰＣ_２、…、ＯＰＣ_Ｎは、そのエンドポートが個々のコネクタによって対応するバッテリ素子の端子へ接続されている２つのブリッジアームの並列結合によって構成され、各ブリッジアームは、直列する２つのスイッチによって構成される。ここに記述されている実施形態において、ブリッジアームは相補形金属酸化膜オンシリコン（ＣＭＯＳ）技術を用いて製造され、各アーム内の（バッテリ素子のプラス端子へ接続するための）「トップ」スイッチはＰ型金属酸化物オンシリコン（ＰＭＯＳ）を用いて製造され、一方で対応する（バッテリ素子のマイナス端子へ接続するための）「ボトム」スイッチはｎ型金属酸化物オンシリコン（ＮＭＯＳ）で製造される。本図において、「Ｔ_ｈｎｍ」および「Ｔ_ｂｎｍ」は各々、バッテリ素子番号ｍ（ｍ＝１からＮ）に関連づけられるインバータにおけるアーム番号ｎ（ｎ＝１または２）のトップ（「高」）トランジスタおよびボトムトランジスタを示す。トランジスタ本体のダイオードは、「Ｄ_ｈｎｍ」で参照される。

アームの中点Ｐ_１ｉ、Ｐ_２ｉ（但し、「ｉ」はインバータの指数）は、全ての巻線間に磁気カップリングを提供する共通の磁気コアＮＭ上へ巻き付けられる個々の巻線Ｗ_ｉへ接続される。磁気コアＮＭおよび巻線Ｗ_ｉは、全てのモジュールを互いに接続する磁気カプラを形成する。

参照記号Ｌ_ｍは、カプラの磁化インダクタンスを示す。

個々のキャパシタＣ_１、…、Ｃ_Ｎは、各バッテリ素子と並列に接続される。これらの主たる機能は、トランジスタの切換時に電気的な力（電圧、電流）のチョッピングによって発生される高周波成分を濾波することにある。後にさらに詳述するように、これらは、インバータおよび関連する電子機器への連続的な電力供給を保証する働きもする。

図５Ａおよび図５Ｂは、図４のシステムの「自然な」平衡化状態における動作を示す。このような状態下では、全てのインバータは、騒音公害の発生を回避するために、０．５に等しいデューティ比を有する、かつ好ましくは２０キロヘルツ（ｋＨｚ）より高い周波数、即ち聴力しきい値を上回る周波数を有するパルス幅変調制御信号によって同期的に制御される。

第１のハーフサイクルの間（図５Ａ）は、各インバータの第１のアームにおけるボトムスイッチおよび第２のアームにおけるトップスイッチが閉止され、第２のハーフサイクルの間（図５Ｂ）は、第１のアームにおけるトップスイッチおよび第２のアームにおけるボトムスイッチが閉止される。図５Ａおよび図５Ｂが示すバッテリ素子および対応するインバータは２つだけであるが、素子ＣＡ_ｉはより多く充電される素子であり、一方で素子ＣＡ_ｊはより低い電圧レベルまで充電される。

より多く充電される素子ＣＡ_ｉは、巻線Ｗ_ｉを介して放電する傾向があって、この巻線を介して流れる電流は磁気コアＮＭ内で変動する磁束を発生し、変動する磁束は次に巻線Ｗ_ｊ内で電流を発生する。図５Ａに示されているように、この電流は、Ｗ_ｉを介して流れる電流とは反対方向に流れ、かつＣＡ_ｊを充電する傾向がある。よって、エネルギー移動は２つの素子ＣＡ_ｉおよびＣＡ_ｊ間のインピーダンス、即ち、巻線の直列抵抗、導電状態にある間のトランジスタの抵抗、によって制限される。トランジスタの大きさは、許容されることが望まれる電流平衡化の最大レベルを基礎として決定される。ある変形例では、離散抵抗器を直列に接続することが可能であり、用途毎に離散抵抗器のみを変更して「標準」チップを様々な用途に使用できるようにするという利点がある。

問題は、巻線Ｗ_ｉを介して流れる電流の一部が、磁気コアおよび様々な巻線により形成される磁気カプラの磁化インダクタンスＬ_ｍを荷電することにある（この電流は、過密を避けるために図５Ａおよび図５Ｂには示されていない）。このインダクタンスが飽和状態にならないことを保証するためには、端子における平均電圧がゼロであることを保証すべく所定の時間長（数十マイクロ秒）の後に巻線の極性を反転することが必要であり、第１のハーフサイクルの間に閉止されていたスイッチは開放され、かつ開放されていたスイッチは閉止される。電流は、図５Ｂに示されているように方向を逆転するが、素子ＣＡ_ｊはＣＡ_ｉを犠牲にして充電し続ける。さらに、カプラの磁化インダクタンスＬ_ｍに蓄積されるエネルギーは放出され、再度反対方向の電流形式で蓄積される。

ＣＡ_ｊに関する先の叙述は、ＣＡ_ｉの電圧より低い電圧まで充電される全ての素子にも等しく当て嵌まる。

図６Ａにおいて、線Ｉ_Ｗｉ、Ｉ_ＷｊおよびＩ_Ｌｍは各々、２つの巻線Ｗ_ｉ、Ｗ_ｊおよび磁化インダクタンスＬ_ｍを介して流れる電流の時間変動（目盛り：ミリ秒（ｍｓ））を示す。この図からは、電流振動が漸進的に減衰されていることが分かり、２つの蓄電素子ＣＡ_ｉおよびＣＡ_ｊ間に平衡が確立されつつあることが表されている。

図６Ｂにおいて、線Ｉ_ＣＡｉおよびＩ_ＣＡｊは、２つのバッテリ素子ＣＡ_ｉおよびＣＡ_ｊを介して流れる電流の経時的変動（目盛り単位：ｍｓ）を示す（マイナス符号は放電電流、プラス符号は荷電電流）。これらの電流はゆっくりとゼロへ向かって収束しているが、これもまた、荷電平衡が確立されつつあることを表している。

図７は、３つの蓄電池ユニット、即ち、当初４．１Ｖに充電されたＣＡ１、当初３．８Ｖに充電されたＣＡ２および当初３．７Ｖに充電されたＣＡ３、による自然平衡化を示す。３ユニットの電圧は、７ｍｓ未満で約３．８５Ｖという共通の値に収束することが分かる。

「自然」平衡化は、必ずしも全てのバッテリ素子に当て嵌まるものではなく、インバータの部分集合のみを制御して、他の部分集合は、対応するバッテリ素子を平衡化システムから分断するように開放構造のままにすることも可能である。このような状況下では、平衡化は、能動型インバータに関連づけられるバッテリ素子間でのみ発生する。

また動作モードには、エネルギーが磁化インダクタンスＬ_ｍを介する一時的な蓄積によって間接的に伝達される、「強制」と称される場合もある別のモードも存在する。この動作モードでは、動作が２段階で発生する。第１のハーフサイクルでは、１つのインバータ（または、差が数ミリボルト以下である類似の電圧レベルまで充電される素子に関連づけられる複数のインバータ）のみが動作し、一方で他のインバータは不活性でありかつ個々のバッテリ素子を磁気カプラから絶縁する。動作しているインバータは、その過剰な電荷を他の素子へ移動させるために部分的に放電される必要があるバッテリ素子に関連づけられる。インバータの２つのスイッチは、巻線に電流を流せるように閉止される（たとえば、第２のアームのトップスイッチおよび第１のアームのボトムスイッチ）。磁気カプラの他の巻線は開路であることから、この電流は、完全に磁化インダクタンスＬ_ｍを荷電する働きをする。

第２のハーフサイクルにおいて、先に動作していたインバータのスイッチは開放され、一方で、追加的な電荷を受け入れるべきバッテリ素子に関連づけられるインバータは、第１のハーフサイクルの間に磁化インダクタンスに蓄積されたエネルギーを放電できるようにすべく動作する。

図８Ａおよび図８Ｂは詳細線図であって、素子ＣＡ_１から素子ＣＡ_３へ、磁化インダクタンスＬ_ｍ内の一時的なエネルギー蓄積を介して進むエネルギーの強制移動を示している。

先に説明したように、第１のハーフサイクル（図８Ａ）では、第１のインバータＯＰＣ_１のスイッチＴ_ｈ１１およびＴ_ｂ１２のみが閉止され、よって素子ＣＡ_１は部分的に巻線Ｗ_１を介して放電する。これは、磁化インダクタンスＬ_ｍ内に電流Ｉ_Ｌｍを誘導し、この電流は時間に比例して増大する。この第１のハーフサイクルの間、他のインバータの他のスイッチは全て開放されている。したがって、磁気カップリングによってその端子間に現出する電位差（Ｖ_ＣＡ１に等しい）にも関わらず、巻線Ｗ_２、Ｗ_３、…内に電流は流れ得ない。

この後、第２のハーフサイクル（図８Ｂ）では、ＯＰＣ_１のスイッチＴ_ｈ１１およびＴ_ｂ１２が開放され、一方でインバータＯＰＣ_３のスイッチＴ_ｈ３２およびＴ_ｂ３２が閉止される。磁化インダクタンスＬ_ｍを介して流れる電流は線形的に減少し始め、これにより巻線Ｗ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、…の端子における電位差が逆転される。スイッチＴ_ｈ３２およびＴ_ｂ３２が閉止されているとすれば、電流は巻線Ｗ_３内を流れることができ、この電流は、素子ＣＡ_３を荷電する傾向のあることが分かる。したがって、ＣＡ_１に蓄積されるエネルギーの一部は、第１のハーフサイクルの間はＬ_ｍへ移動され、次に、第２のハーフサイクルの間はＣＡ_３へ移動される。

この後、サイクルは再始動する。

強制平衡化の実装は、自然平衡化より複雑である。さらに、制御が正しく実行されなければ「過剰平衡」に至る、即ち当初充電不足であった素子が過充電になる可能性がある。

その長所はそのフレキシブルさによって表され、これは、エネルギーが所定のバッテリ素子から１つまたは複数の他の素子へ制御されて移動できるようにする。さらに、ある特殊な状況においては、たとえば、放電中に１素子側の弱さを「見込む」ことが望ましければ、（それが他の素子より急速に放電するという事実を補償するために、安全限度を超過することなく、過充電することによる）「過剰平衡」は意図的である可能性もある。

これに対して、強制平衡化は、最も多く充電された素子と最も少なく充電された素子との間の電位差が典型的には約１．４Ｖを上回って大きすぎれば、動作することができない。インバータは、理想的なスイッチによって構成されるものではなく、個々のアンチパラレル・ボディ・ダイオードを含むパワートランジスタによって構成されることを忘れてはならない。Ｖ_ＣＡ１−Ｖ_ＣＡ３が約１．４Ｖ（これらのダイオードの起動電圧の２倍）より大きければ、これらは望ましくない方式で導電性となるが、これは、上述の動作スキームには適合しない。

強制平衡化については、先に、唯一のエネルギードナー素子（ＣＡ_１）および１つのエネルギーレシーバ素子（ＣＡ_２）を含む例を参照して記述している。しかしながら、複数のドナー素子−但し、全てが同じ電圧レベルまで充電されるものとする−および複数のレシーバ素子−異なる電圧レベルまで充電される場合でも−を用いることも可能である。バッテリ内で直列に接続される素子の電圧平衡化は、様々な素子の端子間の電圧測定が（連続的または周期的に）行われることを必要とする。強制平衡化の場合、これが必須であることは明白であり、かつ自然平衡化の場合も事実上不可避である。自然平衡化は、不可避的にエネルギー損失を生じさせ、結果的に、インバータは必要な場合にのみ動作されることが好ましい。具体的には、自然平衡化は、最も多く充電された素子と最も少なく充電された素子との間の電位差が第１のしきい値を超えると起動され、この差が第２のしきい値（第１のしきい値より少ない：ヒステリシス）より下がると平衡化は停止される。

先行技術では、これらの測定が、バッテリ素子毎の個々の電圧センサを用いて実行される。このソリューションは、システムの複雑さおよびコストを高める。また、異なるセンサを用いることによって結果的に生じる測定誤差にばらつきがあるという問題も存在する。

平衡化手段としてフルブリッジ型インバータを使用すれば、これらの欠点を軽減することができる。図９Ａおよび図９Ｂに示されているように、バッテリの任意の素子上の電圧を測定するためには、インバータのうちの１つに、そのスイッチのうちの１つと並列に接続される電流センサＣＣを装備することで足りる。図示されている例において、このスイッチはスイッチＴ_ｂＮ２であり、即ち、そのマイナス端子が接地されているユニットＣＡ_Ｎ（バッテリの「ボトム」ユニット）に関連づけられる、Ｎ番目のインバータの第２のアーム内のボトムスイッチである。仮に、ユニットＣＡ_ｉの充電電圧の測定が希望されているものとする。これを行うために（図９Ａ）、このユニットに関連づけられるインバータのスイッチＴ_ｈｉ２およびＴ_ｂｉ１は閉止され、よって電流Ｉ_Ｌがインバータを介して流れ、磁化インダクタンスＬ_ｍを荷電する（システムの他のスイッチは全て開放されている）。このインダクタンスに蓄積されるエネルギーの量は、ＣＡ_ｉの端子間の電圧に依存する。この後、Ｎ番目のスイッチＴ_ｂＮ１が閉じられる間、スイッチＴ_ｈｉ２およびＴ_ｂｉ１は閉止される。図９Ｂに示されているように、磁化インダクタンスＬ_ｍ内に蓄積されたエネルギーはこれでスイッチおよび電流センサＣＣを介して放電される。センサによって測定される電流は、磁化インダクタンスにより蓄積されるエネルギーに比例し、延てはＣＡ_ｉの端子間の電圧に比例する。この動作は、全てのユニット（ＣＡ_Ｎを含む）に関して反復され、全ての測定が同一センサによって実行されることから、ユニット間の充電レベルの差は遙かに信頼性が高く決定される。さらに、専ら測定値を得ることに専念される唯一のコンポーネントはセンサＣＣであって、これは、対応するインバータへの容易な組込みが可能である。

この技術の欠点は、測定が同時的ではなく、順次的に実行されることにある。しかしながら、個々の測定に要する時間は数マイクロ秒であることから、検討中の用途において容認できないわけではない。

本発明のシステムを制御するモードとしては、「混合」モードと称される場合もある第３のモードが存在する。この制御モードは、唯一、様々なインバータを制御する信号間に可変位相オフセットが導入されることにおいて自然平衡化と異なる。自然平衡化の場合、エネルギー移動は主として、誘導蓄積なしにカプラを介して直に発生し、強制平衡化の場合、エネルギーは本質的に、カプラの磁化インダクタンスを介して移動される。混合平衡化でも、やはりユニット間の直接的なエネルギー移動が用いられるが、その大きさおよびその方向は、カプラと直列である漏れインダクタンスを考慮して調整されることが可能である。この調整は、様々なインバータを制御する信号間に位相シフトを導入することによって達成される。図１６は、直列する漏れインダクタンスＬ_ｆを有する理想的なカプラであるとして表現されるカプラを介する、２つのユニットＣＡ_ｉおよびＣＡ_ｊのカップリングを示している。

図１７は、図１６に示す回路の様々なトランジスタの制御信号、即ち、Ｃ_ｈｉ１（トランジスタＴ_ｈｉ１）、Ｃ_ｈｉ２（トランジスタＴ_ｈｉ２）、Ｃ_ｂｉ１（トランジスタＴ_ｂｉ１）、Ｃ_ｂｉ２（トランジスタＴ_ｂｉ２）、Ｃ_ｈｊ１（トランジスタＴ_ｈｊ１）、Ｃ_ｈｊ２（トランジスタＴ_ｈｊ２）、Ｃ_ｂｊ１（トランジスタＴ_ｂｊ１）、Ｃ_ｂｊ２（トランジスタＴ_ｂｊ２）を示している。βＴは位相シフトであることが分かる。但し、０＜β＜０．５であり、かつＴは制御サイクルの持続時間である。デューティ比は、０．５に等しい。

図１８は、（放電されるべき素子に対応する）一次巻線上の電圧Ｖ_Ｅ、（充電されるべき素子に対応する）二次巻線上の電圧Ｖ_Ｓおよび漏れインダクタンス内の電流Ｉ_Ｌを示す。

２ユニット間の電力の流れの大きさおよび方向は、位相シフトβを修正することによって調整することが可能である。

理論解析は、入力電圧と出力電圧との関係性をβの関数として、次式、

のように規定し、かつ下記のような出力電力も規定する。

様々な段階間の位相シフトが一度、かつ永久的に設定されれば、平衡化モードは再び厳密な自然モードになる。このような状況下であっても、位相シフトβ≠０（一定の位相シフト）の使用は、漏れインダクタンスの損失を低減するために、具体的には、高周波数（１００ｋＨｚ以上）での制御に際して役に立つ可能性がある。

平衡化モードが何であれ、バッテリ素子が故障することはあり、このような状況下ではその電位が下がったままであって、このような素子に注入される電流は何れも充電の機能を果たすことなく放散される。電圧平衡化、具体的には「自然」（または「混合」）平衡化の存在下でのこのような故障は破滅的である可能性があり、故障した素子は、平衡化によって利用可能にされる全てのエネルギーを吸収する。したがって、故障した場合に素子を絶縁するための手段を提供することが必要である。

図１０Ａは、スイッチＴ_ｐｉ（ＮＭＯＳトランジスタ）が各インバータのエンドポートと直列に接続される第１の絶縁スキームを示している。このスイッチの開放は、ユニットＣＡ_ｉを磁気カプラから絶縁する働きをする。

図１０Ｂのスキームでは、バッテリ素子（ユニット）は並列に接続される複数のサブ素子（蓄電池）、ＣＡ_ｉ ^１、ＣＡ_ｉ ^２、ＣＡ_ｉ ^３、によって構成され、これらは各々、個々の保護スイッチ、Ｔ_ｐｉ ^１、Ｔ_ｐｉ ^２、Ｔ_ｐｉ ^３と直列に接続される。この方法では、単一の蓄電池の故障がユニット全体の損失を引き起こすことはない。

保護スイッチは、効果的にはＮ型トランジスタであり、これは、導電状態における抵抗がより低いことに起因してＰ型トランジスタよりも好ましい。

先に述べたように、本発明のシステムの（トランジスタにより構成される）能動部分は、限定数のチップ内に集積されてもよい。従来的なＣＭＯＳ技術が使用されれば、各インバータは、その制御用電子機器および関連の保護スイッチと共にモノリシックに集積されてもよい。基準電圧はインバータ毎に異なることから、複数のインバータにモノリシックな集積を用いることが所望されれば、シリコン・オン・インシュレータ（ＳＯＩ）タイプの技術に頼る必要がある。

Ｏ．Ｄｅｌｅａｇｅ、Ｊ．Ｃ．Ｃｒeｂｉｅｒ、Ｙ．ＬｅｍｂｅｙｅおよびＲ．Ｒｏｌｌａｎｄ共著の非特許文献４は、ＣＭＯＳ技術を用いてモノリシックに集積されかつ本発明の実装に適するフルブリッジ型インバータについて記述している。この論文で説明されているように、ＣＭＯＳブリッジのアームの切換は、電力アプリケーションにおいて極めて重要である。切換中になんら予防策が講じられなければ、双方のパワーＭＯＳＦＥＴが同時に導電性となり、接続先であるバッテリ素子を短絡させる。この問題を回避するためには、第１に、パワートランジスタのスイッチング速度を高めること、第２に、切換する時刻をオフセットすることが必要である。これは、インバータと同じチップ上へ組み込まれ得る精密制御回路を用いて達成される。

図１１は、このようなチップの原理の回路図を示す。チップのコアは、インバータの２つのブリッジアームを形成する４つのパワートランジスタ、Ｔ_ｈ１、Ｔ_ｈ２、Ｔ_ｂ１およびＴ_ｂ２によって構成される。先に説明したように、各ブリッジアームは、図１２に示されている構造の精密制御回路ＣＲ１、ＣＲ２に関連づけられる。トランジスタＴ_１−Ｔ_１１は、制御信号ｖ_ｃの３段増幅を形成し、これらのトランジスタは、電力素子への接近時点で増大する大きさであり、かつこれらの特性は、スイッチング損失と占有するシリコン面積との間に最良の譲歩をもたらすように決定される。トランジスタＴ_１２−Ｔ_１７は制御シフト回路を形成し、Ｔ_１８の導電状態における抵抗はＴ_２０の抵抗より遙かに（たとえば、１０倍）大きく、同様に、Ｔ_１９の導電状態における抵抗はＴ_１７の抵抗より遙かに大きい。このような状態下では、ｖ_ｃが低値から高値へ切り換わると、ｖ_２はｖ_１より急速に追随し、結果的に、ブリッジアームのトップスイッチを構成するＰＭＯＳトランジスタは、ボトムスイッチを形成するＮＭＯＳトランジスタが導電を開始する前に導電を終える。逆に、ｖ_ｃが低値に戻ると、ｖ_１はｖ_２より迅速に追随し、結果的に、ＮＭＯＳトランジスタは、ＰＭＯＳトランジスタが導電を開始する前に導電を終える。これは、各切換における所定量の「不感時間」を保証し、この間、ブリッジアーム内のトランジスタはどれも導電しない。

また電位スイッチＴ_ｐにも、遙かに単純である精密制御回路ＣＴＰが装備される。

ブロックＭＲＣは、制御または構成信号を受信するためのモジュールを構成し、外部制御モジュールＭＣから「高レベル」制御信号を受信してこれらを回路ＣＴＰ、ＣＲ１、ＣＲ２を駆動するための信号に変換する。制御モジュールＭＣが、（バッテリ素子の直列結合におけるその位置の関数としての）基準電位を異にする複数のチップを駆動する必要がある、という事実は考慮されなければならない。したがって、モジュールＭＲＣは、従来のレベルシフタまたは光カプラの形式で実装されてもよい。

全体として、チップは、それが管理するバッテリ素子ＣＡによって給電され、キャパシタＣが（そのフィルタリング機能に加えて）前記電力供給の連続性を保証する。図１１において、太線は電力を伝達する導線を表し、一方で細線は信号のみを伝達する導線を表す。

制御モジュールＭＣは、専用チップの形式で製造されてもよく、またはインバータを形成するチップのうちの１つと共に集積されてもよい。

ある特に効果的な実施形態では、単一のインバータ（「マスタインバータ」）が制御モジュールによって直に駆動され、他のインバータ（「スレーブ」）は、磁気カプラを介して電力移動に使用されるスイッチングコマンドを受信する。この原理は図１３に示されているが、図１３からは、「スレーブ」インバータの第１のアームのトランジスタＴ_ｈ１、Ｔ_ｂ１のグリッドが巻線Ｗの第１の端子へ接続され、第２のアームのトランジスタＴ_ｈ２、Ｔ_ｂ２のグリッドが同じ巻線Ｗの第２の端子へ接続されることが分かる。

本システムの「マスタ」インバータは、スレーブインバータの巻線Ｗの第２の端子が陽電位に存在するようにして駆動されるものとされている（本図において、陽電位は点で表されている）。陽電位は、Ｔ_ｈ１およびＴ_ｂ１のグリッドへ伝達される。必然的に、Ｔ_ｈ１は導電性になるのに対して、Ｔ_ｂ１は導電しない。同様に、インバータの第１の端子における負電位は、導電しないＴ_ｈ２のグリッドへ、かつ導電するＴ_ｂ２のグリッドへ印加される。本図において、導電しているトランジスタは円で囲まれている。したがって、「スレーブ」インバータは、「マスタ」インバータと同じ構造である。

「マスタ」インバータが切換する際は、短い遅延の後に「スレーブ」インバータが追随する。

「スレーブ」インバータは、本質的に同期整流器のように行動することが観察され得る。

この実施形態は、専用の制御伝達回路の必要性を排除することにおいて効果的である。しかしながら、これは、自然または混合状態においてしか動作することができない。

図１３は単純化された図でしかなく、実際には、パワートランジスタのグリッドは個々の精密制御回路を介してのみ巻線Ｗの端子へ接続されるが、その理由は先に述べた通りであることは理解されるべきである。

上述の説明は、蓄電池または蓄電池ユニットの直列結合における電圧の平衡化のみに関連している。図１４は、各々が並列接続されるキャパシタＣ_１、…、Ｃ_Ｎを提示する太陽電池ＰＶ_１、…、ＰＶ_Ｎの直列接続に関連づけられる本発明の平衡化システムを示している。より一般的には、素子ＰＶ_１、…、ＰＶ_Ｎは、個々の太陽電池であっても、このような電池の直列および／または並列結合であってもよい。この限定において、これらは、大規模な太陽光発電システムにおける太陽電池パネルであってもよい。

図２Ｂの例の場合のように、ＭＰＰＴモジュールは、セル内を流れる電流の値Ｉ_ＯＰＴＩを、発生される電力を最大化するように設定する。セルＰＶ_２は陰になっている、または故障していて、その電圧−電流特性は図２Ｃの曲線ＣＩＶ２に対応することが想定されている。

フルブリッジ型インバータＯＰＣ_１およびＯＰＣ_２−ＯＰＣ_Ｎは、エネルギーをインバータＯＰＣ_２へ移動させるために「自然」モードで動作するが、このインバータは、電流ΔＩを送出する日陰の、または故障したセルＰＶ_２を「サポート」している。したがって、このセルは、このセルがその端子において電圧Ｖ_２＜Ｖ_ＯＰＴＩを有する発電機として作用できるようにする電流、
Ｉ_２＝Ｉ_ＯＰＴＩ−ΔＩを送出するだけでよい。この方法では、平衡化が理想的な効率で実行されるという想定において、Ｎ個全てのセルにより発生される電力は、
［（Ｎ−１）Ｖ_ＯＰＴＩ・Ｉ_ＯＰＴＩ］＋Ｖ_２・（Ｉ_２−ΔＩ）によって与えられる。言い替えれば、故障した、または日陰のセルの存在はもはや他のセルのパフォーマンスに影響せず、他のセルはその最大電力Ｖ_ＯＰＴＩ・Ｉ_ＯＰＴＩを送出し続けることができる。

電気エネルギー蓄電素子の電圧を平衡化する場合と同様に、発電素子ＰＶ_１−ＰＶ_Ｎは、自然平衡化ではなく「強制」平衡化によって平衡されてもよい。

また、図９Ａおよび図９Ｂを参照して先に述べた電圧測定方法は、電気エネルギー発生素子の直列結合に適用することも可能である。素子ＰＶ_１−ＰＶ_Ｎの端子間の電位差は、自然平衡化の実行をいつ開始する必要があるか、または強制平衡化をいつ実装する必要があるかを決定するために測定されることが可能である。

故障が過酷である場合、セルＰＶ_２は開回路のように行動してもよい。平衡化回路が存在しなければ、太陽電池の全体的結合は使用不可になると思われる。図１５に示されているように、本発明の平衡化回路は単に存在するだけで、それが不活性状態の間であっても、このような全体的な電力損失を回避することを可能にし、インバータＯＰＣ_２内のトランジスタのボディダイオードＤ_ｈ２１、Ｄ_ｂ２１、Ｄ_ｈ２２、Ｄ_ｂ２２が故障セルの迂回経路を提供する。したがって、発生される電力の損失は、
ΔＰ＝−（Ｖ_ＯＰＴＩ・Ｉ_ＯＰＴＩ）−（２Ｖ_ｄ・Ｉ_ＯＰＴＩ）に制限される。但し、Ｖ_ｄは、直列接続された２つのボディダイオードの各々の端子間の電圧降下である。この電力損失は、各インバータのポート間に接続されるダイオードＤ（図中の破線で示される）を提供することによって大幅に低減されることが可能である。このダイオードも、同様に集積されてもよい。

また、１つまたは複数の素子ＰＶ_１−ＰＶ_Ｎが短絡される状況に対処するためには、図１０Ａおよび図１０ＢにおけるトランジスタＴ_ｐｉおよびＴ_ｐｉ ^１、Ｔ_ｐｉ ^２、Ｔ_ｐｉ ^３等の絶縁スイッチを用いることも有益である。

ＣＡ _１ 、ＣＡ _２ 、ＣＡ _Ｎ バッテリ素子
ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ フルブリッジ型インバータ
Ｔ _ｈｎｍ トップトランジスタ
Ｔ _ｂｎｍ ボトムトランジスタ
Ｄ _ｈｎｍ ダイオード
ＮＭ 磁気コア
Ｗ _ｊ 巻線
Ｃ _１ 、Ｃ _Ｎ キャパシタ
ＣＣ 電流センサ
ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＴＰ 精密制御回路
ＭＣ 外部制御モジュール
ＰＶ _１ 、ＰＶ _２ 、ＰＶ _Ｎ 太陽電池

Claims (18)

1. 電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムであって、前記システムは、
   複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）であって、その各々は前記インバータの２つのエンドポート間に並列に接続される２つのインバータアームによって構成され、各インバータアームは、前記アームの所謂「中点」（Ｐ _１１ 、Ｐ _１２ ）を介して直列に接続される２つのスイッチ（Ｔ _ｈ１ 、Ｔ _ｂ１ ；Ｔ _ｈ２ 、Ｔ _ｂ２ ）によって構成される、複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）と、
   各フルブリッジ型インバータの前記２つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子（ＣＡ _１ 、ＣＡ _２ 、ＣＡ _Ｎ 、ＰＶ _１ 、ＰＶ _２ 、ＰＶ _Ｎ ）へ接続するための複数のコネクタと、
   上に巻かれた複数の巻線（Ｗ _１ 、Ｗ _２ 、Ｗ _Ｎ ）を有する磁気コアによって形成される磁気カプラ（ＮＭ）であって、前記巻線は各々、前記インバータの個々の１つのアームの中点へ接続される磁気カプラ（ＮＭ）と、を備え、
   保護スイッチ（Ｔ_ｐｉ）は各インバータのエンドポートと直列に接続される、平衡化システム。
2. 電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムであって、前記システムは、
   複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）であって、その各々は前記インバータの２つのエンドポート間に並列に接続される２つのインバータアームによって構成され、各インバータアームは、前記アームの所謂「中点」（Ｐ _１１ 、Ｐ _１２ ）を介して直列に接続される２つのスイッチ（Ｔ _ｈ１ 、Ｔ _ｂ１ ；Ｔ _ｈ２ 、Ｔ _ｂ２ ）によって構成される、複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）と、
   各フルブリッジ型インバータの前記２つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子（ＣＡ _１ 、ＣＡ _２ 、ＣＡ _Ｎ 、ＰＶ _１ 、ＰＶ _２ 、ＰＶ _Ｎ ）へ接続するための複数のコネクタと、
   上に巻かれた複数の巻線（Ｗ _１ 、Ｗ _２ 、Ｗ _Ｎ ）を有する磁気コアによって形成される磁気カプラ（ＮＭ）であって、前記巻線は各々、前記インバータの個々の１つのアームの中点へ接続される磁気カプラ（ＮＭ）と、を備え、
   前記直列結合の前記素子の各々はサブ素子の並列結合によって構成され、各保護スイッチ（Ｔ_ｐｉ ^１、Ｔ_ｐｉ ^２、Ｔ_ｐｉ ^３）は前記サブ素子の各々と対応するインバータのエンドポートとの間に直列に接続される、平衡化システム。
3. 個々のフィルタキャパシタ（Ｃ_１、Ｃ_２、Ｃ_Ｎ）は、対応するインバータの２つのエンドポート間で前記直列結合の各素子と並列に接続される、請求項１または２に記載の平衡化システム。
4. 前記素子を平衡化すべく前記インバータを制御するための制御信号を発生するための制御手段（ＭＣ）も含む、請求項１から請求項３のいずれかに記載の平衡化システム。
5. 前記直列結合における各素子の端子間の電圧を測定するための測定手段（ＣＣ）も含み、前記制御手段は、２素子間の最大電圧差が第１のしきい値を超えた時点で、かつ前記差が第２のしきい値より下に降下するまで前記インバータを動作させるように構成されている、請求項４に記載の平衡化システム。
6. 電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムであって、前記システムは、
   複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）であって、その各々は前記インバータの２つのエンドポート間に並列に接続される２つのインバータアームによって構成され、各インバータアームは、前記アームの所謂「中点」（Ｐ _１１ 、Ｐ _１２ ）を介して直列に接続される２つのスイッチ（Ｔ _ｈ１ 、Ｔ _ｂ１ ；Ｔ _ｈ２ 、Ｔ _ｂ２ ）によって構成される、複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）と、
   各フルブリッジ型インバータの前記２つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子（ＣＡ _１ 、ＣＡ _２ 、ＣＡ _Ｎ 、ＰＶ _１ 、ＰＶ _２ 、ＰＶ _Ｎ ）へ接続するための複数のコネクタと、
   上に巻かれた複数の巻線（Ｗ _１ 、Ｗ _２ 、Ｗ _Ｎ ）を有する磁気コアによって形成される磁気カプラ（ＮＭ）であって、前記巻線は各々、前記インバータの個々の１つのアームの中点へ接続される磁気カプラ（ＮＭ）と、を備え、
   前記素子を平衡化すべく前記インバータを制御するための制御信号を発生するための制御手段（ＭＣ）も含み、
   前記直列結合における各素子の端子間の電圧を測定するための測定手段（ＣＣ）も含み、前記制御手段は、２素子間の最大電圧差が第１のしきい値を超えた時点で、かつ前記差が第２のしきい値より下に降下するまで前記インバータを動作させるように構成されている、平衡化システム。
7. 前記測定手段は、インバータのスイッチと並列に接続される電流センサ（ＣＣ）を備え、前記制御手段は、エネルギーを前記磁気カプラのコア内に磁気形式で蓄積し、続いて前記電流センサが装着されたインバータを、前記エネルギーを前記センサを介して方向づけられる電流の形式で放電するように制御すべく、各インバータを個別方式で制御するように構成されている、請求項５または６に記載の平衡化システム。
8. 前記制御手段は、前記複数のインバータを同期式に、０．５に等しい共通デューティ比で制御するように構成される、請求項４から請求項７のいずれかに記載の平衡化システム。
9. 前記制御手段は、「マスタ」インバータと称される、前記インバータのうちの１つを制御するように構成され、かつ、
   「スレーブ」インバータと称される前記システムの他のインバータのスイッチは、前記マスタインバータの動作の結果として個々の巻線の端子に現出する電圧により制御される、請求項８に記載の平衡化システム。
10. 前記制御手段は、前記インバータを、様々なインバータを制御する信号間の調整可能な位相シフトと同期式に制御するように構成される、請求項８または請求項９に記載の平衡化システム。
11. 前記制御手段は、
    前記直列結合の１つまたは複数の素子へ接続される、基準値より大きい電圧を提示する１つまたは複数のインバータを、エネルギーを前記磁気カプラのコア内へ磁気形式で蓄積するようにして制御すべく１つのハーフサイクルに渡って作用するように、続いて、
    ハーフサイクルに渡って、前記直列結合の１つまたは複数の素子へ接続される、より低い電圧を提示するインバータを、前記磁気エネルギーを放出するような方式で制御するように、
    上述の動作を周期的に反復するように構成される、請求項４から請求項７のいずれかに記載の平衡化システム。
12. 各インバータは、個々のチップ上へモノリシックに集積される、請求項１から請求項１１のいずれかに記載の平衡化システム。
13. 電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムであって、前記システムは、
    複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）であって、その各々は前記インバータの２つのエンドポート間に並列に接続される２つのインバータアームによって構成され、各インバータアームは、前記アームの所謂「中点」（Ｐ _１１ 、Ｐ _１２ ）を介して直列に接続される２つのスイッチ（Ｔ _ｈ１ 、Ｔ _ｂ１ ；Ｔ _ｈ２ 、Ｔ _ｂ２ ）によって構成される、複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）と、
    各フルブリッジ型インバータの前記２つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子（ＣＡ _１ 、ＣＡ _２ 、ＣＡ _Ｎ 、ＰＶ _１ 、ＰＶ _２ 、ＰＶ _Ｎ ）へ接続するための複数のコネクタと、
    上に巻かれた複数の巻線（Ｗ _１ 、Ｗ _２ 、Ｗ _Ｎ ）を有する磁気コアによって形成される磁気カプラ（ＮＭ）であって、前記巻線は各々、前記インバータの個々の１つのアームの中点へ接続される磁気カプラ（ＮＭ）と、を備え、
    各インバータは、個々のチップ上へモノリシックに集積される、平衡化システム。
14. 前記チップは各々、パワートランジスタの形式で実装される前記スイッチのための精密制御手段（ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＴＰ）も集積する、請求項１２または１３に記載の平衡化システム。
15. 前記チップはＣＭＯＳ技術を用いて製造される、請求項１２から請求項１４のいずれかに記載の平衡化システム。
16. 電気エネルギーを電気化学的に蓄積しかつ請求項１から請求項１５のいずれかに記載の電圧平衡化システムを包含するための素子（ＣＡ_１、ＣＡ_２、ＣＡ_Ｎ）の直列結合。
17. 請求項１から請求項１５のいずれかに記載の平衡化システムを含む太陽電池（ＰＶ_１、ＰＶ_２、ＰＶ_Ｎ）の直列結合。
18. 電気エネルギーを発生しかつ／または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムであって、前記システムは、
    複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）であって、その各々は前記インバータの２つのエンドポート間に並列に接続される２つのインバータアームによって構成され、各インバータアームは、前記アームの所謂「中点」（Ｐ _１１ 、Ｐ _１２ ）を介して直列に接続される２つのスイッチ（Ｔ _ｈ１ 、Ｔ _ｂ１ ；Ｔ _ｈ２ 、Ｔ _ｂ２ ）によって構成される、複数のフルブリッジ型インバータ（ＯＰＣ _１ 、ＯＰＣ _２ 、ＯＰＣ _Ｎ ）と、
    各フルブリッジ型インバータの前記２つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子（ＣＡ _１ 、ＣＡ _２ 、ＣＡ _Ｎ 、ＰＶ _１ 、ＰＶ _２ 、ＰＶ _Ｎ ）へ接続するための複数のコネクタと、
    上に巻かれた複数の巻線（Ｗ _１ 、Ｗ _２ 、Ｗ _Ｎ ）を有する磁気コアによって形成される磁気カプラ（ＮＭ）であって、前記巻線は各々、前記インバータの個々の１つのアームの中点へ接続される磁気カプラ（ＮＭ）と、を備える平衡化システムを含む太陽電池（ＰＶ１、ＰＶ２、ＰＶＮ）の直列結合。