JP5777737B2 - 信号処理装置 - Google Patents
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Description
本発明は、信号処理装置に関するものである。
従来、複数のアナログ信号の処理として時分割処理(TimeSharingSystem)が採用されている。
この信号処理方式を簡潔に述べると、1つの信号処理回路、たとえば増幅回路やAD(AnalogtoDigital)コンバータを1つだけ持つ場合に、ある時間帯では1番目のアナログ信号の処理、次の時間帯では2番目のアナログ信号の処理、続く時間帯では3番目のアナログ信号の処理、・・・というように、順次信号処理する方式のことである。
この信号処理方式を簡潔に述べると、1つの信号処理回路、たとえば増幅回路やAD(AnalogtoDigital)コンバータを1つだけ持つ場合に、ある時間帯では1番目のアナログ信号の処理、次の時間帯では2番目のアナログ信号の処理、続く時間帯では3番目のアナログ信号の処理、・・・というように、順次信号処理する方式のことである。
この処理は非常に明快な方式ではあるが、一方で原理的な問題点も存在する。たとえば、1番目のアナログ信号の処理の時間帯では、他のアナログ信号の処理ができない。したがって、アナログ信号の数が多くなればなるほど処理されずに捨てられてしまう信号が多くなる。その結果として信号のSN比(SignaltoNoiseRatio)が悪化するという現象が起こる。
この問題を克服する手段としては、たとえば特許文献1に記載されているものが知られている。この手段は主にアナログ信号としてセンサ信号に対して行われているものであり、複数のセンサ信号に対して、異なる組み合わせで線型結合することを特徴とするものである。
この手段も大まかに言えば上記の変調の一種ではあるが、変調の手段が「非反転信号(元のセンサ信号そのもの)」「無信号」「反転信号」の3種類しかなく、さらにこの3種類はスイッチのみで構成できるため、大幅なコストカットと消費電流の削減を見込みつつ、同時にSN比を改善することが可能となる。
この手段も大まかに言えば上記の変調の一種ではあるが、変調の手段が「非反転信号(元のセンサ信号そのもの)」「無信号」「反転信号」の3種類しかなく、さらにこの3種類はスイッチのみで構成できるため、大幅なコストカットと消費電流の削減を見込みつつ、同時にSN比を改善することが可能となる。
しかしながら、使用するセンサの種類や数に適した形態が求められている。
本願発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、SN比の改善を図るとともに、特許文献1よりも使用するセンサの種類や数に適した信号処理装置を提供することにある。
本願発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、SN比の改善を図るとともに、特許文献1よりも使用するセンサの種類や数に適した信号処理装置を提供することにある。
本発明の一態様は、所望の物理量に基づく信号成分を含んだ複数の物理量信号(例えば図3に示す出力電圧V1〜V4)それぞれに基づく複数の要素信号(例えばスイッチ2−1〜2−4から出力されるセンサ1−1〜1−4の各出力信号S1〜S4)を、前記物理量信号の数以上の回数だけ結合して互いに相異なる結合信号(例えば結合部3から出力される結合信号C1〜C4)を出力する結合部(例えば図1に示す結合部3)と、前記結合部から出力される結合信号を順に受け取る測定部(例えば図1に示す測定部4)と、前記測定部から順に出力される前記結合信号に基づいて生成された信号から前記所望の物理量に基づく信号成分を求める演算部(例えば図1に示す演算部5)と、前記複数の物理量信号を受け取り、当該物理量信号それぞれに対応する前記要素信号のうち、予め定めた信号については、前記物理量信号を反転した反転信号を前記要素信号とし、残りの信号については前記物理量信号を反転せずに非反転信号を前記要素信号として出力する信号反転部(例えば図1に示す信号反転部2)と、備え、前記信号反転部は、前記複数の物理量信号を受け取り、当該物理量信号のうち1以上の信号については、前記物理量信号を所定の増幅率で増幅し、残りの信号については前記物理量信号を、そのまま、又は、前記所定の増幅率とは異なる増幅率で増幅する増幅処理を行い、且つ、前記複数の物理量信号のうち、予め定めた信号については、前記物理量信号を反転して反転信号とし、残りの信号については前記物理量信号を反転せずに非反転信号とする反転処理を行い、前記物理量信号それぞれに対して前記増幅処理及び前記反転処理を行った信号を前記要素信号として出力し、前記結合部は、前記要素信号のうち、前記反転信号からなる要素信号と前記非反転信号からなる要素信号とを前記物理量信号の数以上の回数だけ結合して、前記結合信号を出力することを特徴とする信号処理装置、である。
なお、ここでいう、「増幅処理」とは、物理量信号のうち1以上の信号については、所定の増幅率で増幅し、残りの信号については物理量信号をそのままとする処理と、物理量信号のうち1以上の信号については、所定の増幅率で増幅し、残りの信号については前記所定の増幅率とは異なる増幅率で増幅する処理と、を含む。
また、「反転処理」とは、物理量信号のうち、予め定めた信号については、物理量信号を反転して反転信号とする処理と、残りの信号については物理量信号を反転せずに非反転信号とする処理と、を含む。
なお、ここでいう、「増幅処理」とは、物理量信号のうち1以上の信号については、所定の増幅率で増幅し、残りの信号については物理量信号をそのままとする処理と、物理量信号のうち1以上の信号については、所定の増幅率で増幅し、残りの信号については前記所定の増幅率とは異なる増幅率で増幅する処理と、を含む。
また、「反転処理」とは、物理量信号のうち、予め定めた信号については、物理量信号を反転して反転信号とする処理と、残りの信号については物理量信号を反転せずに非反転信号とする処理と、を含む。
前記演算部は、前記測定部から順に出力される前記結合信号を線型結合させ、該線型結合させた結果から前記所望の物理量に基づく信号成分を求めるものであってよい。
前記演算部における線型結合演算する変換と、前記結合部における結合信号を規定する変換と、が互いに逆の線型変換であってよい。
前記物理量信号の数は4つ以上であってよい。
前記演算部における線型結合演算する変換と、前記結合部における結合信号を規定する変換と、が互いに逆の線型変換であってよい。
前記物理量信号の数は4つ以上であってよい。
前記結合部における結合信号の出力回数が前記物理量信号の数と同じであるとともに、さらに前記逆の線型変換が互いに逆行列の関係であってよい。
なお、ここでいう、「逆行列の関係」とは、逆行列及び逆行列の定数倍も含まれる。すなわち、Aという行列の逆行列がBであるとすると、行列Aと、逆行列Bを定数倍した「定数倍×B」からなる行列との関係も、「逆行列の関係」に含まれる。
なお、ここでいう、「逆行列の関係」とは、逆行列及び逆行列の定数倍も含まれる。すなわち、Aという行列の逆行列がBであるとすると、行列Aと、逆行列Bを定数倍した「定数倍×B」からなる行列との関係も、「逆行列の関係」に含まれる。
前記信号反転部は、前記物理量信号それぞれに対応する要素信号のうち、最もSN比が小さい信号を絶対値で1.0よりも大きい所定の増幅率で増幅し、残りの信号を、そのまま、又は、前記所定の増幅率よりも絶対値が小さい増幅率で増幅するものであってよい。
前記信号反転部は、前記物理量信号それぞれに対応する要素信号のうち、最もSN比が小さい信号をそのまま出力し、残りの信号を絶対値で1.0よりも小さい所定の増幅率で増幅するものであってよい。
前記信号反転部は、前記物理量信号それぞれに対応する要素信号のうち、最もSN比が小さい信号をそのまま出力し、残りの信号を絶対値で1.0よりも小さい所定の増幅率で増幅するものであってよい。
前記物理量信号の数がN個(ただし、Nは5以上の整数)以上であり、前記信号反転部は、前記予め定めた信号を((N/2)−1)倍に反転増幅して反転信号とするものであってよい。
前記演算部は、前記結合部から出力される結合信号と、所定の係数とを線型結合した線型結合データに基づき前記所望の物理量に基づく信号成分を求めるようになっており、前記係数は、0を含まず、且つ、絶対値が全て等しいものであってよい。
前記演算部は、前記結合部から出力される結合信号と、所定の係数とを線型結合した線型結合データに基づき前記所望の物理量に基づく信号成分を求めるようになっており、前記係数は、0を含まず、且つ、絶対値が全て等しいものであってよい。
前記物理量信号が、異なる物理量を計測する少なくとも2種類のセンサから出力される信号であってよい。
前記物理量信号が、2つ以上のセンサから出力される信号であり、前記2つ以上のセンサには、感度及びSN比のうちの少なくとも一方が他のセンサと異なるセンサが含まれていてよい。
前記物理量信号が、2つ以上のセンサから出力される信号であり、前記2つ以上のセンサには、感度及びSN比のうちの少なくとも一方が他のセンサと異なるセンサが含まれていてよい。
本発明の一態様によれば、SN比の改善を図るとともに、特許文献1よりも使用するセンサの種類や数に適した信号処理装置を提供することが可能となる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
まず、実施形態1について説明する。
(実施形態1の構成)
図1は、本発明に係る信号処理装置の実施形態1の構成例を示すブロック図である。
この実施形態1に係る信号処理装置は、図1に示すように、4個のセンサ1−1〜1−4と、4個のスイッチ2−1〜2−4を備える信号反転部2と、結合部3と、測定部4と、演算部5とを備えている。
まず、実施形態1について説明する。
(実施形態1の構成)
図1は、本発明に係る信号処理装置の実施形態1の構成例を示すブロック図である。
この実施形態1に係る信号処理装置は、図1に示すように、4個のセンサ1−1〜1−4と、4個のスイッチ2−1〜2−4を備える信号反転部2と、結合部3と、測定部4と、演算部5とを備えている。
4個のセンサ1−1〜1−4のそれぞれは、物理量を電気信号に変換し、これを出力信号として出力する。これらのセンサ1−1〜1−4は、その種類は問わないし、相異なるセンサを対象としても構わない。以下の説明では、センサ1−1〜1−4は、センサ感受部の両端に電極端子を持つ構造、すなわち2端子型のセンサとする。
4個のスイッチ2−1〜2−4は、4個のセンサ1−1〜1−4に対応して設けられている。すなわち、スイッチ2−1〜2−4のそれぞれは、対応するセンサ1−1〜1−4に接続され、同様の機能を備えている。
4個のスイッチ2−1〜2−4は、4個のセンサ1−1〜1−4に対応して設けられている。すなわち、スイッチ2−1〜2−4のそれぞれは、対応するセンサ1−1〜1−4に接続され、同様の機能を備えている。
スイッチ2−1は、例えば図2に示すように、2つの切り換えスイッチ2−1A、2−1Bを備え、センサ1−1の出力側に接続されている。このため、スイッチ2−1は、切り換えスイッチ2−1A、2−1Bの切り換え動作により、センサ1−1の出力信号を反転して反転信号を出力し、またはその出力信号を反転せずにそのまま非反転信号として出力することができる。このようなスイッチ2−1の機能は、センサ1−2〜1−4と接続されるスイッチ2−2〜2−4についても同様に備えている。
図2は、センサ1−1の出力信号がスイッチ2−1で反転され、スイッチ2−1から反転信号が出力される場合である。
結合部3は、スイッチ2−1〜2−4から出力されるセンサ1−1〜1−4の各出力信号S1〜S4を直列に接続(結合)させた結合信号C1〜C4を生成し、またはその出力信号S1〜S4を並列に接続させた結合信号C1〜C4を生成する。
結合部3は、スイッチ2−1〜2−4から出力されるセンサ1−1〜1−4の各出力信号S1〜S4を直列に接続(結合)させた結合信号C1〜C4を生成し、またはその出力信号S1〜S4を並列に接続させた結合信号C1〜C4を生成する。
ここで、センサ1−1〜1−4は2端子型センサとする場合には、例えば電圧出力型と電流出力型がある。このため、センサ1−1〜1−4が電圧出力型の場合には各出力信号は直列に結合されて結合信号が生成され、電流出力型の場合には各出力信号は並列に結合されて結合信号が生成される。
なお、センサ1−1〜1−4が他の出力型のもの、たとえば容量型や抵抗型の場合には、それらを電圧もしくは電流に変換する電気回路を設ければ良い。
なお、センサ1−1〜1−4が他の出力型のもの、たとえば容量型や抵抗型の場合には、それらを電圧もしくは電流に変換する電気回路を設ければ良い。
測定部4は、スイッチ2−1〜2−4の開閉動作に同期して結合部3で生成される結合信号C1〜C4を順に受け取り、この各結合信号C1〜C4について増幅、AD変換などの所定の処理を行う。
演算部5は、測定部4が受け取って所定の処理がされた結合信号C1〜C4を所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ1−1〜1−4の各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
演算部5によるセンサ1−1〜1−4の各出力値の演算処理は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
演算部5は、測定部4が受け取って所定の処理がされた結合信号C1〜C4を所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ1−1〜1−4の各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
演算部5によるセンサ1−1〜1−4の各出力値の演算処理は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
次に、図1のセンサ1−1〜1−4から測定部4までの具体例な構成について、図3を参照して説明する。
図3は、図1の実施形態1において、センサ1−1〜1−4として2端子の電圧出力型のセンサを採用する場合の構成を示すブロック図である。
この実施形態1に係る信号処理装置では、図3に示すように、4個のセンサ1−1〜1−4と、信号反転部2Aと、測定部4と、演算部5とを備えている。
この実施形態1は、図1に示す実施形態1の信号反転部2と結合部3に相当する構成を、図3のように信号反転部2Aにより具体化したものである。
図3は、図1の実施形態1において、センサ1−1〜1−4として2端子の電圧出力型のセンサを採用する場合の構成を示すブロック図である。
この実施形態1に係る信号処理装置では、図3に示すように、4個のセンサ1−1〜1−4と、信号反転部2Aと、測定部4と、演算部5とを備えている。
この実施形態1は、図1に示す実施形態1の信号反転部2と結合部3に相当する構成を、図3のように信号反転部2Aにより具体化したものである。
信号反転部2Aは、スイッチ2−1〜2−4の切り換え動作により、スイッチ2−1〜2−4がセンサ1−1〜1−4の出力電圧V1〜V4を反転した反転電圧と反転しない非反転電圧とを選択的に出力するようになっている。
また、信号反転部2Aは、スイッチ2−1〜2−4のそれぞれが選択的に出力する反転電圧または非反転電圧を直列に結合して電圧P1〜P4を生成し、この生成した電圧P1〜P4をスイッチ2−1とスイッチ2−4の両端から順に出力するようになっている。
また、信号反転部2Aは、スイッチ2−1〜2−4のそれぞれが選択的に出力する反転電圧または非反転電圧を直列に結合して電圧P1〜P4を生成し、この生成した電圧P1〜P4をスイッチ2−1とスイッチ2−4の両端から順に出力するようになっている。
さらに具体的には、スイッチ2−1は切り換えスイッチ2−1A、2−1Bを備え、それらの切り換えにより、センサ1〜1の出力電圧V1を反転した反転電圧と非反転の非反転電圧とを選択的に出力するようになっている。また、スイッチ2−2は切り換えスイッチ2−2A、2−2Bを備え、それらの切り換えにより、センサ1−2の出力電圧V2を反転した反転電圧と非反転の非反転電圧とを選択的に出力するようになっている。
さらに、スイッチ2−3は切り換えスイッチ2−3A、2−3Bを備え、それらの切り換えにより、センサ3の出力電圧V3を反転した反転電圧と非反転の非反転電圧とを選択的に出力するようになっている。また、スイッチ2−4は切り換えスイッチ2−4A、2−4Bを備え、それらの切り換えにより、センサ4の出力電圧V4を反転した反転電圧と非反転の非反転電圧とを選択的に出力するようになっている。
また、スイッチ2−1〜2−4は、図3に示すように直列に接続され、スイッチ2−1〜2−4のそれぞれが選択的に出力する反転電圧または非反転電圧を直列に結合して電圧P1〜P4を生成するようになっている。
ここで、図3の例では、センサ1−1の出力電圧V1は、スイッチ2−1で反転されてスイッチ2−1から反転電圧−V1が出力され、センサ1−2〜1−4の各出力電圧V2〜V4は、スイッチ2−2〜2−4で反転されずにスイッチ2−2〜2−4からは非反転電圧V2、V3、V4が出力される場合である。このため、信号反転部2Aからの出力電圧は、(−V1+V2+V3+V4)となる。
ここで、図3の例では、センサ1−1の出力電圧V1は、スイッチ2−1で反転されてスイッチ2−1から反転電圧−V1が出力され、センサ1−2〜1−4の各出力電圧V2〜V4は、スイッチ2−2〜2−4で反転されずにスイッチ2−2〜2−4からは非反転電圧V2、V3、V4が出力される場合である。このため、信号反転部2Aからの出力電圧は、(−V1+V2+V3+V4)となる。
測定部4は、スイッチ2−1〜2−4の開閉動作に同期して信号反転部2Aで生成される電圧P1〜P4を順に受け取り、増幅を行うとともに、AD変換を行う。このため、測定部4は、図3に示すように、増幅部4−1と、AD変換部4−2とを備えている。
演算部5は、AD変換部4−2から出力される出力データの電圧P1〜P4を所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ1−1〜1−4の各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
演算部5は、AD変換部4−2から出力される出力データの電圧P1〜P4を所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ1−1〜1−4の各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
(実施形態1の動作)
次に、実施形態1の動作例について、図3、図4を参照して説明する。
図3において、信号反転部2Aのスイッチ2−1〜2−4の切り換え動作が、制御部(図示せず)からの制御信号により行われるものとする。
スイッチ2−1〜2−4は、図4に示すように第1〜第4の動作状態があり、この各動作は第1〜第4の期間T1〜T4に行う。
次に、実施形態1の動作例について、図3、図4を参照して説明する。
図3において、信号反転部2Aのスイッチ2−1〜2−4の切り換え動作が、制御部(図示せず)からの制御信号により行われるものとする。
スイッチ2−1〜2−4は、図4に示すように第1〜第4の動作状態があり、この各動作は第1〜第4の期間T1〜T4に行う。
まず、第1の期間T1では、信号反転部2Aのスイッチ2−1〜2−4の動作状態は、図3に示すようになる。
このため、スイッチ2−1で得られる電圧は、センサ1−1の出力電圧V1を反転した反転電圧−V1となる。また、スイッチ2−2〜2−4で得られる各電圧は、センサ1−2〜1−4の出力電圧V2、V3、V4の非反転電圧V2、V3、V4である。
このため、スイッチ2−1で得られる電圧は、センサ1−1の出力電圧V1を反転した反転電圧−V1となる。また、スイッチ2−2〜2−4で得られる各電圧は、センサ1−2〜1−4の出力電圧V2、V3、V4の非反転電圧V2、V3、V4である。
このように、スイッチ2−1〜2−4で得られる電圧は、センサ1−1の出力電圧V1〜V4を、−1倍、+1倍、+1倍、+1倍したものになっている。図4では、スイッチが非反転の出力のときを「+1」で示し、スイッチが反転の出力のときを「−1」で示している。
したがって、第1の期間T1において、信号反転部2Aから出力されて測定部4で処理され、測定部4のAD変換部4−2から出力される出力電圧をP1とすると、この出力電圧P1は、(−V1+V2+V3+V4)に比例する。
したがって、第1の期間T1において、信号反転部2Aから出力されて測定部4で処理され、測定部4のAD変換部4−2から出力される出力電圧をP1とすると、この出力電圧P1は、(−V1+V2+V3+V4)に比例する。
次に、第2〜第4の期間T2〜T4では、信号反転部2Aのスイッチ2−1〜2−4は、以下の各電圧が得られる動作状態になる(図4参照)。
すなわち、第2の期間T2では、スイッチ2−1〜2−4からは非反転電圧V1、反転電圧−V2、非反転電圧V3、V4が得られる。第3の期間T3では、スイッチ2−1〜2−4からは非反転電圧V1、V2、反転電圧−V3、非反転電圧V4が得られる。第4の期間T4では、スイッチ2−1〜2−4からは非反転電圧V1、V2、V3、反転電圧−V4が得られる。
すなわち、第2の期間T2では、スイッチ2−1〜2−4からは非反転電圧V1、反転電圧−V2、非反転電圧V3、V4が得られる。第3の期間T3では、スイッチ2−1〜2−4からは非反転電圧V1、V2、反転電圧−V3、非反転電圧V4が得られる。第4の期間T4では、スイッチ2−1〜2−4からは非反転電圧V1、V2、V3、反転電圧−V4が得られる。
図4に示す期間T1〜T4のそれぞれに、測定部4のAD変換部4−2から出力される出力電圧をP1〜P4とすると、出力電圧P1〜P4は以下の(1)〜(4)式のようになる。
P1=−V1+V2+V3+V4・・・(1)
P2=V1−V2+V3+V4 ・・・(2)
P3=V1+V2−V3+V4 ・・・(3)
P4=V1+V2+V3−V4 ・・・(4)
P1=−V1+V2+V3+V4・・・(1)
P2=V1−V2+V3+V4 ・・・(2)
P3=V1+V2−V3+V4 ・・・(3)
P4=V1+V2+V3−V4 ・・・(4)
これら4式から逆にセンサ1−1〜1−4の出力電圧V1〜V4を演算部5で求めることができ、具体的には以下の(5)〜(8)式のようになる。
V1=1/4・(−P1+P2+P3+P4)・・・(5)
V2=1/4・(P1−P2+P3+P4) ・・・(6)
V3=1/4・(P1+P2−P3+P4) ・・・(7)
V4=1/4・(P1+P2+P3−P4) ・・・(8)
したがって、この実施形態1によれば、4個のセンサ1−1〜1−4の各出力電圧を求めることができる。
V1=1/4・(−P1+P2+P3+P4)・・・(5)
V2=1/4・(P1−P2+P3+P4) ・・・(6)
V3=1/4・(P1+P2−P3+P4) ・・・(7)
V4=1/4・(P1+P2+P3−P4) ・・・(8)
したがって、この実施形態1によれば、4個のセンサ1−1〜1−4の各出力電圧を求めることができる。
次に、実施形態1において、SN比がどの程度改善されるかを考察する。
図5は、図3の測定系にノイズ(雑音)を重畳させた場合を示したものである。
このノイズは、ホワイトノイズ、すなわち全周波数帯域に対して一定値のノイズを取るものであるとし、そのノイズ値を±Nのように表す。さらに、センサ4個のノイズの大きさはすべて同じ±Nsだが、互いに無相関であるとする。
図5は、図3の測定系にノイズ(雑音)を重畳させた場合を示したものである。
このノイズは、ホワイトノイズ、すなわち全周波数帯域に対して一定値のノイズを取るものであるとし、そのノイズ値を±Nのように表す。さらに、センサ4個のノイズの大きさはすべて同じ±Nsだが、互いに無相関であるとする。
一方、信号反転部2Aでのノイズの発生は非常に小さいので無視(ノイズはゼロと)し、測定部4の増幅部4−1のノイズは±Naとして定める。さらに、測定部4のAD変換部4−2のノイズは無視するものとする。
そうすると、AD変換部4−2の出力電圧P1〜P4は、以下のようになる。
P1=−(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na
・・・(9)
P2=(V1±Ns)−(V2±Ns)
+(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na
・・・(10)
P3=(V1±Ns)+(V2±Ns)
−(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na
・・・(11)
P4=(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)−(V4±Ns)±Na
・・・(12)
そうすると、AD変換部4−2の出力電圧P1〜P4は、以下のようになる。
P1=−(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na
・・・(9)
P2=(V1±Ns)−(V2±Ns)
+(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na
・・・(10)
P3=(V1±Ns)+(V2±Ns)
−(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na
・・・(11)
P4=(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)−(V4±Ns)±Na
・・・(12)
ここで、センサ1−1〜1−4のノイズは互いに無相関であることから、上の4式は以下のように簡略化される。
P1=−V1+V2+V3+V4±2Ns±Na・・・(13)
P2=V1−V2+V3+V4±2Ns±Na ・・・(14)
P3=V1+V2−V3+V4±2Ns±Na ・・・(15)
P4=V1+V2+V3−V4±2Ns±Na ・・・(16)
P1=−V1+V2+V3+V4±2Ns±Na・・・(13)
P2=V1−V2+V3+V4±2Ns±Na ・・・(14)
P3=V1+V2−V3+V4±2Ns±Na ・・・(15)
P4=V1+V2+V3−V4±2Ns±Na ・・・(16)
この4式に対し、上記の(5)〜(8)式のV1〜V4と同じ演算を行う。仮にセンサ1−1の出力V1を求めたければ、1/4・(−P1+P2+P3+P4)を計算すれば良いので、(13)〜(16)式の場合でもV1の項のみが残り、V2、V3、V4は消える。
さらに、AD変換部4−2の出力電圧P1〜P4は測定の時間帯が異なるので、基本的にセンサノイズも増幅ノイズも互いの測定時間帯に対して無相関である。
したがって、ノイズを考慮したときのセンサ1−1の出力V1’は、次式となる。
V1’=V1±Ns±1/2・Na・・・(17)
これは、時分割処理のときの出力V1±Ns±Naに比べて、増幅部4−1のノイズが2分の1に減少しており、SN比が改善されたことになる。
したがって、ノイズを考慮したときのセンサ1−1の出力V1’は、次式となる。
V1’=V1±Ns±1/2・Na・・・(17)
これは、時分割処理のときの出力V1±Ns±Naに比べて、増幅部4−1のノイズが2分の1に減少しており、SN比が改善されたことになる。
ノイズを考慮したときの他のセンサ1−1〜1−4の出力V2’〜V4’は、同様であり次式となる。
V2’=V2±Ns±1/2・Na・・・(18)
V3’=V3±Ns±1/2・Na・・・(19)
V4’=V4±Ns±1/2・Na・・・(20)
このため、すべてSN比の改善が達成できる。
V2’=V2±Ns±1/2・Na・・・(18)
V3’=V3±Ns±1/2・Na・・・(19)
V4’=V4±Ns±1/2・Na・・・(20)
このため、すべてSN比の改善が達成できる。
特に、センサ1−1〜1−4のノイズ±Nsの大きさが非常に小さく、増幅部4−1のノイズ±1/2・Naと比べて無視できるとしたときに、この実施形態1は最大の効果を発揮することができる。
これまでの説明は、すべて図4のタイミングチャートで示した特別な場合に対するものであった。ここからは、前記と同じ効果を発揮できる場合が複数通りあること、及びその複数の場合を導き出す理論について説明する。
まず、説明の便宜のため、図4のスイッチ1−1〜1−4の状態を行列表示する。この行列をSとすると、以下のようになる。
これまでの説明は、すべて図4のタイミングチャートで示した特別な場合に対するものであった。ここからは、前記と同じ効果を発揮できる場合が複数通りあること、及びその複数の場合を導き出す理論について説明する。
まず、説明の便宜のため、図4のスイッチ1−1〜1−4の状態を行列表示する。この行列をSとすると、以下のようになる。
この行列Sは、行側に対しては、各センサ1−1〜1−4に対するスイッチ2−1〜2−4の状態の時間的変化を、前述のように+1(非反転)、もしくは−1(反転)で示したものである。一方で、列に着目すると、各測定時間帯に対してセンサ1−1〜1−4のスイッチの状態を示したものともいえる。
一方で、上記の逆行列S−1は、次のようになる。
一方で、上記の逆行列S−1は、次のようになる。
この逆行列S−1は、上記の(5)〜(8)式の係数を並べた行列となっている。
これは線型代数学理論における当然の帰結である。
以下、便宜上、前記行列Sをスイッチ行列、前記逆行列S−1を演算行列と呼ぶとともに、最適な手法を導き出すため、以下のように両行列を一般化表示する。
これは線型代数学理論における当然の帰結である。
以下、便宜上、前記行列Sをスイッチ行列、前記逆行列S−1を演算行列と呼ぶとともに、最適な手法を導き出すため、以下のように両行列を一般化表示する。
上記行列表示の通り、スイッチ行列Sには、a11からa44まで16個の要素(パラメータ)がある。
ここで、本発明の実施形態1における前提条件1として、以下の条件を掲げる。
「前提条件1:スイッチ行列Sの各要素は、+1もしくは−1のいずれかである。」
この前提条件は、スイッチの状態を非反転(+1)、もしくは反転(−1)に限定したことによるものである。この限定の理由は以下の通りである。
ここで、本発明の実施形態1における前提条件1として、以下の条件を掲げる。
「前提条件1:スイッチ行列Sの各要素は、+1もしくは−1のいずれかである。」
この前提条件は、スイッチの状態を非反転(+1)、もしくは反転(−1)に限定したことによるものである。この限定の理由は以下の通りである。
一般的な電気回路を用いることによって、前記要素を任意の数(たとえば−2や+10など)にすることが不可能なわけではない。しかし、仮に−2に設定しようとすると、これは信号を反転して2倍にするということなのだから、自ずと増幅回路が必要となる。しかも、その増幅は4個のセンサの各々に対して適宜必要となる。+10の例の場合でも同様である。その一方で、+1や−1はスイッチだけで構成することが可能である。したがって、回路構成を大幅に圧縮できる。
なお、スイッチだけで構成する要素の値としては0(ゼロ)も可能ではあるが、これは従来の時分割による信号処理の方法(または、単なる延長線上の方法)であり、本発明の目的であるSN比の改善にはまったく寄与しない。したがって、+1と−1のみが回路構成の圧縮とSN比の改善を両立させることのできる要素の値である。
しかし、前記に限定したとしても、まだ2の16乗通り、すなわち65536通りの行列が考えられる。
しかし、前記に限定したとしても、まだ2の16乗通り、すなわち65536通りの行列が考えられる。
次の前提条件2は、前記の(5)〜(8)式が演算可能なための条件である。
「前提条件2:スイッチ行列Sは、逆行列S−1を持たなければならない。」
前提条件2は、線型代数学の理論により、次のように言い換えることもできる。
「前提条件2’:スイッチ行列Sの行列式は、0(ゼロ)であってはならない。」
この前提条件は、本発明が(5)〜(8)式によって演算行列(スイッチ行列の逆行列)を求めることができる場合に対してのみ有効であることによるものである。これにより、前記の65536通りが22272通りまで減少する。
「前提条件2:スイッチ行列Sは、逆行列S−1を持たなければならない。」
前提条件2は、線型代数学の理論により、次のように言い換えることもできる。
「前提条件2’:スイッチ行列Sの行列式は、0(ゼロ)であってはならない。」
この前提条件は、本発明が(5)〜(8)式によって演算行列(スイッチ行列の逆行列)を求めることができる場合に対してのみ有効であることによるものである。これにより、前記の65536通りが22272通りまで減少する。
続いて、前提条件3を設定するために、上記の演算行列S−1の一部を抜き出して考察する。演算行列S−1の最上行だけを抜き出し、(5)式と同様の式を示すと以下のようになる。
V1=b11・P1+b12・P2+b13・P3+b14・P4
・・・(21)
V1=b11・P1+b12・P2+b13・P3+b14・P4
・・・(21)
上式において、仮にb11=0であったとする。このb11=0というのは、AD変換部4−2の出力P1が有効な信号を出していてもまったく利用されない、ということである。数学的に言えば、信号成分が先の特別な場合に対して4分の3(0.75倍)に減ることになる。したがって、SN比改善の目的としては最適な設定条件とは言えない。
次に前提条件3として以下の条件を課した場合について考察する。
「前提条件3:演算行列の各要素は、+1/4もしくは−1/4のいずれかである。」
ここで、±1/4は、演算行列S−1をスイッチ行列Sの逆行列と定義したために固定化された数値である。実際の運用では、前記でも示した通り、AD変換部4−2の出力の比例係数は任意にとれるのだから、前記よりもう少し緩く条件設定し、
「前提条件3’:演算行列S−1の各要素は、+cもしくは−c(ただしc≠0)のいずれかである。」もしくは、
「前提条件3’’:演算行列S−1の各要素は、すべてゼロでないとともに、各々の絶対値がすべて等しい。」
としても一般性を失わない。
「前提条件3:演算行列の各要素は、+1/4もしくは−1/4のいずれかである。」
ここで、±1/4は、演算行列S−1をスイッチ行列Sの逆行列と定義したために固定化された数値である。実際の運用では、前記でも示した通り、AD変換部4−2の出力の比例係数は任意にとれるのだから、前記よりもう少し緩く条件設定し、
「前提条件3’:演算行列S−1の各要素は、+cもしくは−c(ただしc≠0)のいずれかである。」もしくは、
「前提条件3’’:演算行列S−1の各要素は、すべてゼロでないとともに、各々の絶対値がすべて等しい。」
としても一般性を失わない。
これを満たすスイッチ行列Sの場合数は、22272通りから384通りまで激減する。(上記前提条件3、3’、3’’すべてに対して同じ384通りである。)
つまり、本発明において最大の効果を発揮するスイッチ行列Sの場合数は384通りある。
しかし、これまでの考察で明らかなように、これら384通りはすべて同じSN比改善効果をもたらすものであり、実際の運用では適宜その384通りの中から選べばよい。
上記の同じ効果をもたらす要因を線型代数学の立場から検証してみる。たとえば、この384通りの中には以下のスイッチ行列S’が含まれている。
つまり、本発明において最大の効果を発揮するスイッチ行列Sの場合数は384通りある。
しかし、これまでの考察で明らかなように、これら384通りはすべて同じSN比改善効果をもたらすものであり、実際の運用では適宜その384通りの中から選べばよい。
上記の同じ効果をもたらす要因を線型代数学の立場から検証してみる。たとえば、この384通りの中には以下のスイッチ行列S’が含まれている。
しかし、このスイッチ行列S’は、以下のような操作をすることで、前述のスイッチ行列Sに戻る。
操作1:1行目と3行目を各々−1倍する。
操作2:4行目を1行目に、3行目を2行目に、1行目を3行目に、2行目を4行目に入れ替える。
本発明において、操作1は非反転と反転のスイッチ状態をすべて逆さまにしたものであり、これだけの変更ではSN比に影響は与えない。さらに、操作2はセンサの番号付けを変えただけのことであり、何ら一般性を失わない。これと同じ考察をすることによって、この384通りは理論的にはすべて前記のスイッチ行列Sに帰着される。
操作1:1行目と3行目を各々−1倍する。
操作2:4行目を1行目に、3行目を2行目に、1行目を3行目に、2行目を4行目に入れ替える。
本発明において、操作1は非反転と反転のスイッチ状態をすべて逆さまにしたものであり、これだけの変更ではSN比に影響は与えない。さらに、操作2はセンサの番号付けを変えただけのことであり、何ら一般性を失わない。これと同じ考察をすることによって、この384通りは理論的にはすべて前記のスイッチ行列Sに帰着される。
なお、本発明の最大の効果は、前述のとおり、時分割処理に対するSN比向上である。その意味において言えば、前記のように「演算行列S−1の各要素はすべてゼロでないとともに、各々の絶対値がすべて等しい。」となるようなスイッチ行列Sを与えることができればよい。
つまり、前提条件として本来的に先に課さねばならないのは、演算行列S−1であることに注意が必要である。特に、センサとして4個よりも多い個数(5個以上)に対して本発明と同様の手法を適用するときにはきわめて有効な手法である。これまでの説明は、特に4個のセンサに着目したときに発明の技術的内容を明確に記載するための便宜的なものである。
さて、前提条件3までの条件を課すことによって、384通りのスイッチ行列S及び演算行列S−1が存在することを示した。以下では、センサ信号の種類によってさらに384通りから最適な行列を選ぶ手法について説明する。
前記の384通りの中には、先のスイッチ行列S及びS’とは異なる以下のスイッチ行列S’’も含まれている。
前記の384通りの中には、先のスイッチ行列S及びS’とは異なる以下のスイッチ行列S’’も含まれている。
このスイッチ行列S’’についても、前記のスイッチ行列S’の時と同様に、以下の操作を行う。
操作1:1行目を−1倍する。
操作2:操作1の後に1列目を−1倍する。
これらの2段階の操作によって、前述のスイッチ行列Sに戻る。
操作1:1行目を−1倍する。
操作2:操作1の後に1列目を−1倍する。
これらの2段階の操作によって、前述のスイッチ行列Sに戻る。
しかし、このスイッチ行列S’’の1行目に着目すると、要素の値がすべて−1であり、+1がない。一方で、2〜4行目は要素の値に+1と−1の両方が含まれている。このことは、線型代数の理論から見れば両者が同等の行列であるとしても、本発明の実施形態1の信号処理を行うにあたっては、2番目から4番目のセンサは向きが正負異なる場合が存在するのに、1番目のセンサだけは向きがいつも同じ(スイッチ行列S’’の場合はいつも反転)である、ということを意味する。したがって、信号処理の観点からは同等とは言えない。
そこで、各センサの信号特性に着目することにより、たとえば前記のスイッチ行列S(またはスイッチ行列S’)とスイッチ行列S’’とは、以下のように使い分けることが可能である。
(1)「4個のセンサの種類(信号特性)がすべて同じ場合」もしくは「4個のセンサの種類は異なるけれども、同様の信号処理をしたほうがよい場合」
この場合には、スイッチの時間的変化をセンサ4つが互いに対称になるようにするのがよい。したがって、スイッチ行列Sまたはスイッチ行列S’が推奨される。このときの場合の数は、前述の384通りのうち96通り存在する。
(1)「4個のセンサの種類(信号特性)がすべて同じ場合」もしくは「4個のセンサの種類は異なるけれども、同様の信号処理をしたほうがよい場合」
この場合には、スイッチの時間的変化をセンサ4つが互いに対称になるようにするのがよい。したがって、スイッチ行列Sまたはスイッチ行列S’が推奨される。このときの場合の数は、前述の384通りのうち96通り存在する。
(2)「4個のセンサのうち、3個は同じだが1個は異なる場合」もしくは「4個のセンサのうちの1個だけインピーダンスが非常に小さい場合」
この場合には、異なる1個のセンサに対してはスイッチを設けないのがよい。したがって、スイッチ行列S’’が推奨される。このときの場合の数は288通りである。
この場合には、異なる1個のセンサに対してはスイッチを設けないのがよい。したがって、スイッチ行列S’’が推奨される。このときの場合の数は288通りである。
(実施形態1の変形例)
(1)図3に示す実施形態1の信号処理装置は、センサ1−1〜1−4が2端子の電圧出力型の場合であるが、センサ1−1〜1−4を2端子の電流出力型に置き換えるようにしても良い。
この場合には、センサ1−1〜1−4とこれらに対応するスイッチ2−1〜2−5との接続は図3と同様であるが、スイッチ2−1〜2−4同士の接続が図3の直列接続から並列接続に変更される。
(1)図3に示す実施形態1の信号処理装置は、センサ1−1〜1−4が2端子の電圧出力型の場合であるが、センサ1−1〜1−4を2端子の電流出力型に置き換えるようにしても良い。
この場合には、センサ1−1〜1−4とこれらに対応するスイッチ2−1〜2−5との接続は図3と同様であるが、スイッチ2−1〜2−4同士の接続が図3の直列接続から並列接続に変更される。
(2)図1、図3に示す実施形態1の信号処理装置では、センサが4個の場合について説明したが、センサの個数は2個であってもよい。
センサの個数が2個の場合には、これまでと同様の議論によって、スイッチ行列Sとして以下の数6に示す行列、演算行列S−1として以下の数7に示す行列を選べば、SN比が従来よりも√2倍向上することが示される。
センサの個数が2個の場合には、これまでと同様の議論によって、スイッチ行列Sとして以下の数6に示す行列、演算行列S−1として以下の数7に示す行列を選べば、SN比が従来よりも√2倍向上することが示される。
次に、実施形態2について説明する。
この実施形態2は、SN比が小さいセンサの信号のSN比を相対的に大きくすることが可能な信号処理装置に関するものである。
この実施形態2は、SN比が小さいセンサの信号のSN比を相対的に大きくすることが可能な信号処理装置に関するものである。
(実施形態2の構成)
図6は、実施形態2に係る信号処理装置の全体構成を示すブロック図である。
この実施形態2に係る信号処理装置は、図6に示すように、3個の加速度センサ(X軸加速度センサ、Y軸加速度センサ、Z軸加速度センサ)11−1〜11−3と、3個の磁気センサ(X軸磁気センサ、Y軸磁気センサ、Z軸磁気センサ)11−4〜11−6と、信号増幅部12と、信号反転部13と、結合部14と、測定部15と、演算部16とを備えている。信号反転部13は、センサからの出力を増幅する信号増幅部12と、信号を反転させるための6個のスイッチ13−1〜13−6とを備える。
図6は、実施形態2に係る信号処理装置の全体構成を示すブロック図である。
この実施形態2に係る信号処理装置は、図6に示すように、3個の加速度センサ(X軸加速度センサ、Y軸加速度センサ、Z軸加速度センサ)11−1〜11−3と、3個の磁気センサ(X軸磁気センサ、Y軸磁気センサ、Z軸磁気センサ)11−4〜11−6と、信号増幅部12と、信号反転部13と、結合部14と、測定部15と、演算部16とを備えている。信号反転部13は、センサからの出力を増幅する信号増幅部12と、信号を反転させるための6個のスイッチ13−1〜13−6とを備える。
本実施形態2では、図6に示す3個の加速度センサ11−1〜11−3と3個の磁気センサ11−4〜11−6を総称して6軸電子コンパスと呼ぶことにする。
この後の説明によって明らかなように、これらのセンサの個数は6個に限定されるものではなく、2個以上であれば良い。また、センサの種類についても、加速度センサと磁気センサに限定されるものではなく、センサの種類は2種類以上であれば良い。さらに、後述のように、センサの種類は1種類でも良い。
この後の説明によって明らかなように、これらのセンサの個数は6個に限定されるものではなく、2個以上であれば良い。また、センサの種類についても、加速度センサと磁気センサに限定されるものではなく、センサの種類は2種類以上であれば良い。さらに、後述のように、センサの種類は1種類でも良い。
信号増幅部12は、センサ11−1〜11−6のうち、予め定めた少なくとも1つのセンサの出力信号を増幅して出力する。なお、本願明細書の信号の増幅には、信号を1.0倍未満に増幅すること、即ち、減衰も含むものとする。また、信号増幅部12は、センサ11−1〜11−6のうち、予め定めた少なくとも1つのセンサの出力信号を増幅せずにそのまま出力する。このため、信号増幅部12は、後述のように、信号増幅回路を備えている。
ここで、信号増幅回路は、予め増幅率が設定されていても良く、増幅率が任意に設定できる可変型でも良い。
スイッチ13−1〜13−6は、センサ11−1〜11−6に対応して設けられている。すなわち、スイッチ13−1〜13−6のそれぞれは、信号増幅部12を介して、対応するセンサ11−1〜11−6に接続され、互いに同様の機能を備えている。
スイッチ13−1〜13−6は、センサ11−1〜11−6に対応して設けられている。すなわち、スイッチ13−1〜13−6のそれぞれは、信号増幅部12を介して、対応するセンサ11−1〜11−6に接続され、互いに同様の機能を備えている。
スイッチ13−1〜13−6のそれぞれの構成は同じであるので、そのうちのスイッチ13−1の構成例を図7に示す。
スイッチ13−1は、例えば図7に示すように、2つの入力端子1301、1302と、2つの出力端子1303、1304と、2つの切り換えスイッチ13−1A、13−1Bと、を備えている。
スイッチ13−1は、例えば図7に示すように、2つの入力端子1301、1302と、2つの出力端子1303、1304と、2つの切り換えスイッチ13−1A、13−1Bと、を備えている。
入力端子1301、1302には、この例では、センサ11−1の出力信号を信号増幅部12で増幅させた差動出力が、差動入力(P入力、N入力)として入力されるようになっている。ただし、センサ11−1の出力信号を信号増幅部12で増幅を行わない場合には、センサ11−1の出力信号がそのまま入力端子1301、1302に入力される。
このような構成のスイッチ13−1では、切り換えスイッチ13−1A、13−1Bの切り換え動作により、入力端子1301、1302に入力される差動入力信号を反転して反転信号を出力し、またはその差動入力信号を反転せずにそのまま非反転信号として、出力端子1303、1304から出力する。
すなわち、差動入力信号を反転して出力する場合には、切り換えスイッチ13−1Aの切り換え接点を接点b側に接続し、切り換えスイッチ13−1Bの切り換え接点を接点a側に接続する。一方、差動入力信号を反転せずに出力する場合には、切り換えスイッチ13−1Aの切り換え接点を接点a側に接続し、切り換えスイッチ13−1Bの切り換え接点を接点b側に接続する。
結合部14は、スイッチ13−1〜13−6から出力される出力信号を直列に接続(結合)させた結合信号を生成し、またはその出力信号を並列に接続させた結合信号を生成する。ここで、センサ11−1〜11−6は2端子型センサとする場合には、例えば電圧出力型と電流出力型がある。このため、センサ11−1〜11−6が電圧出力型の場合には各出力信号は直列に結合されて結合信号が生成され、電流出力型の場合には各出力信号は並列に結合されて結合信号が生成される。
なお、センサ11−1〜11−6が他の出力型のもの、たとえば容量型や抵抗型の場合には、それらを電圧もしくは電流に変換する電気回路を設ければ良い。
測定部15は、スイッチ13−1〜13−6の開閉動作に同期して結合部14で生成される結合信号を順に受け取り、この各結合信号について増幅、AD変換などの所定の処理を行う。
測定部15は、スイッチ13−1〜13−6の開閉動作に同期して結合部14で生成される結合信号を順に受け取り、この各結合信号について増幅、AD変換などの所定の処理を行う。
演算部16は、測定部15が受け取って所定の処理がされた結合信号を所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ11−1〜11−6の各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。演算部16によるセンサ11−1〜11−6の各出力値の演算処理は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
(実施形態2の動作)
次に、このような構成の実施形態2の動作について説明する。
この実施形態2は、図6に示すように信号増幅部12を含むが、まず図8に示す測定系(構成)について、その動作を説明する。
この測定系は、図8に示すように、図6に示す信号増幅部12を省略し、かつ、X軸加速度センサ11−1とX軸磁気センサ11−4のみの出力信号の処理を対象とする場合である。
次に、このような構成の実施形態2の動作について説明する。
この実施形態2は、図6に示すように信号増幅部12を含むが、まず図8に示す測定系(構成)について、その動作を説明する。
この測定系は、図8に示すように、図6に示す信号増幅部12を省略し、かつ、X軸加速度センサ11−1とX軸磁気センサ11−4のみの出力信号の処理を対象とする場合である。
いま、図8において、X軸加速度センサ11−1の出力信号をSg、X軸磁気センサ11−4の出力信号をSmとする。
スイッチ13−1、13−4の切り換え動作は、制御部(図示せず)からの制御信号により行われるものとする。また、スイッチ13−1、13−4は、図9に示すように第1と第2の動作状態があり、この各動作は第1、第2の期間T1、T2に行う。図9において、スイッチが非反転の出力のときを「+1」で示し、スイッチが反転の出力のときを「−1」で示す。
スイッチ13−1、13−4の切り換え動作は、制御部(図示せず)からの制御信号により行われるものとする。また、スイッチ13−1、13−4は、図9に示すように第1と第2の動作状態があり、この各動作は第1、第2の期間T1、T2に行う。図9において、スイッチが非反転の出力のときを「+1」で示し、スイッチが反転の出力のときを「−1」で示す。
まず、第1の期間T1では、信号反転部13のスイッチ13−1、13−4の動作状態は図9に示すようになる。このため、スイッチ13−1の出力信号は、センサ11−1の出力信号Sgの非反転の信号Sgとなり、スイッチ13−4の出力信号は、センサ11−4の出力信号Smの非反転の信号Smとなる。したがって、スイッチ13−1、13−4の出力信号は、センサ11−1、11−4の出力信号Sg、Smを、+1倍、+1倍したものになる。
次に、第2の期間T2では、信号反転部13のスイッチ13−1、13−4の動作状態は図9に示すようになる。このため、スイッチ13−1の出力信号は、センサ11−1の出力信号Sgの非反転の信号Sgとなり、スイッチ13−4の出力信号は、センサ11−4の出力信号Smを反転した信号−Smとなる。したがって、スイッチ13−1、13−4の出力信号は、センサ11−1、11−4の出力信号Sg、Smを、+1倍、−1倍したものになる。
したがって、第1の期間T1において、信号反転部13から出力されて結合部14で結合処理され、測定部15から出力される出力信号をP1、同様に第2の期間T2に測定部15から出力される出力信号をP2とすると、測定部15の出力信号P1、P2は以下のようになる。
P1=Sg+Sm・・・(22)
P2=Sg−Sm・・・(23)
P1=Sg+Sm・・・(22)
P2=Sg−Sm・・・(23)
この2式から逆にセンサ11−1、11−4の出力信号Sg’、Sm’を演算部16で求めることができ、具体的には以下のようになる。
Sg’=(P1+P2)/2・・・(24)
Sm’=(P1−P2)/2・・・(25)
Sg’=(P1+P2)/2・・・(24)
Sm’=(P1−P2)/2・・・(25)
次に、本発明の実施形態2の動作について、以上の説明を踏まえつつ、図10を参照して説明する。
図10は、図6において、X軸加速度センサ11−1とX軸磁気センサ11−4のみの出力信号の処理を対象としたブロック図であり、図8との違いは信号増幅部12が追加されている点である。
図10の信号増幅部12では、信号増幅回路12−1を備えている。この信号増幅回路12−1は、例えば図11に示すような減衰器(アッテネータ)などからなる。そして、信号増幅回路12−1の信号レベルの増幅率は、1/α(ただしα≧1)とする。
図10は、図6において、X軸加速度センサ11−1とX軸磁気センサ11−4のみの出力信号の処理を対象としたブロック図であり、図8との違いは信号増幅部12が追加されている点である。
図10の信号増幅部12では、信号増幅回路12−1を備えている。この信号増幅回路12−1は、例えば図11に示すような減衰器(アッテネータ)などからなる。そして、信号増幅回路12−1の信号レベルの増幅率は、1/α(ただしα≧1)とする。
図10に示す信号増幅部12によれば、X軸加速度センサ11−1の出力信号は信号増幅回路12−1で増幅されて、スイッチ13−1に入力される。また、X軸磁気センサ11−4の出力信号は、そのままスイッチ13−4に入力される。
このため、図10の実施形態2の場合には、測定部15の出力信号P1、P2は式(22)(23)を参照すると、以下のようになる。
P1=(Sg/α)+Sm・・・(22A)
P2=(Sg/α)−Sm・・・(23A)
このため、図10の実施形態2の場合には、測定部15の出力信号P1、P2は式(22)(23)を参照すると、以下のようになる。
P1=(Sg/α)+Sm・・・(22A)
P2=(Sg/α)−Sm・・・(23A)
この2式から逆にセンサ11−1、11−4の出力信号Sg’、Sm’を演算部16で求めることができ、式(24)(25)を参照すると、以下のようになる。
Sg’=(α/2)×(P1+P2)・・・(24A)
Sm’=(1/2)×(P1−P2)・・・(25A)
Sg’=(α/2)×(P1+P2)・・・(24A)
Sm’=(1/2)×(P1−P2)・・・(25A)
なお、以上の説明では、X軸加速度センサ11−1とX軸磁気センサ11−4のみの出力信号の処理を対象とした。しかし、Y軸磁気センサ11−2とY軸加速度センサ11−5、及びZ軸磁気センサ11−3とZ軸加速度センサ11−6を対象としてもまったく同じ説明がされる。さらに、前述の通り、センサの種類も2種類ではなく何種類でも良く、センサの個数も2個でなく何個であっても良い。
(SN比の考察)
次に、図10に示す実施形態2のSN比について、参考例1〜3との考察を行う。
(参考例のSN比)
まず、図14に示すような時分割処理によるセンサ信号の測定系を参考例1とし、この参考例1のSN比について検討する。
この参考例1に係る測定系は、図12に示すように、センサ11−1、11−4と、スイッチ18−1、18−2と、測定部15を備えている。そして、スイッチ18−1、18−2のオンにより、時分割でセンサ11−1、11−4の出力信号Sg、Smを測定部15に入力し、これを測定部15から出力信号Sg’、Sm’として出力する。
次に、図10に示す実施形態2のSN比について、参考例1〜3との考察を行う。
(参考例のSN比)
まず、図14に示すような時分割処理によるセンサ信号の測定系を参考例1とし、この参考例1のSN比について検討する。
この参考例1に係る測定系は、図12に示すように、センサ11−1、11−4と、スイッチ18−1、18−2と、測定部15を備えている。そして、スイッチ18−1、18−2のオンにより、時分割でセンサ11−1、11−4の出力信号Sg、Smを測定部15に入力し、これを測定部15から出力信号Sg’、Sm’として出力する。
ここで、図12におけるセンサ11−1のセンサノイズを±Ngとし、センサ11−4のセンサノイズを±Nmとする。また、スイッチ18−1、18−4ではノイズの発生はないが、測定部15においては主に信号増幅器(オペアンプなど)においてノイズが発生するのが一般的であるため、このノイズを±Naとする。
このようなノイズを含む場合の測定部15の出力信号Sg’、Sm’は、以下のようになる。
Sg’=Sg±Ng±Na・・・(26)
Sm’=Sm±Nm±Na・・・(27)
このようなノイズを含む場合の測定部15の出力信号Sg’、Sm’は、以下のようになる。
Sg’=Sg±Ng±Na・・・(26)
Sm’=Sm±Nm±Na・・・(27)
図12に示す参考例1では、時分割処理のために、X軸加速度センサ11−1の最終的な出力のSN比は、加速度センサの各値とX軸磁気センサ11−4とに共通の測定部15のノイズNaだけで決まる。同様に、X軸磁気センサ11−4の最終的な出力のSN比も磁気センサの各値と測定部15のノイズNaだけで決まる。したがって、図12に示す参考例1では、各センサのSN比が大きいまたは小さいという状況が、最終的な出力のSN比が大きいまたは小さいという結果にそのまま反映されることになる。
次に、前記図8に示す測定系を参考例2とし、この参考例2のSN比について検討する。
図8におけるセンサ11−1のセンサノイズを±Ngとし、センサ11−4のセンサノイズを±Nmとする。また、スイッチ13−1、13−4及び結合部14ではノイズの発生はないが、測定部15のノイズを±Naとする。
図8におけるセンサ11−1のセンサノイズを±Ngとし、センサ11−4のセンサノイズを±Nmとする。また、スイッチ13−1、13−4及び結合部14ではノイズの発生はないが、測定部15のノイズを±Naとする。
このため、ノイズを含む測定部15の出力信号P1、P2は、式(22)(23)を参照すると、以下のようになる。
P1=Sg+Sm±Ng±Nm±Na・・・(28)
P2=Sg−Sm±Ng±Nm±Na・・・(29)
ここで、各ノイズがすべてホワイトノイズである(ノイズスペクトルが周波数に依存しない)とともに互いに独立であると仮定すれば、式(28)(29)は以下のようになる。
P1=Sg+Sm±Ng±Nm±Na・・・(28)
P2=Sg−Sm±Ng±Nm±Na・・・(29)
ここで、各ノイズがすべてホワイトノイズである(ノイズスペクトルが周波数に依存しない)とともに互いに独立であると仮定すれば、式(28)(29)は以下のようになる。
この「数8」の両式を式(24)(25)に代入すると、前記と同様の仮定によって図8の測定系の演算部16の出力信号Sg’、Sm’は、以下のようになる。
この「数9」が得られる参考例2において、各センサの感度とノイズに以下のような仮定を与えて考察する。
センサ感度(加速度センサX軸)>センサ感度(磁気センサX軸)
センサノイズ(加速度センサX軸)=センサノイズ(磁気センサX軸)
このような仮定の下では、両センサのSN比の大小関係は以下のようになる。
センサSN比(加速度センサX軸)>センサSN比(磁気センサX軸)
センサ感度(加速度センサX軸)>センサ感度(磁気センサX軸)
センサノイズ(加速度センサX軸)=センサノイズ(磁気センサX軸)
このような仮定の下では、両センサのSN比の大小関係は以下のようになる。
センサSN比(加速度センサX軸)>センサSN比(磁気センサX軸)
この仮定は特別な場合ではなく、たとえば前述の6軸電子コンパスにおいてしばしば出現する。詳述すれば、加速度センサは1G(=重力加速度、一般的には9.8m/s/s)に対するセンサ出力が比較的大きいのに対し、磁気センサは50μT(μTは単位、マイクロテスラ、東京における地球磁場の大きさに相当)に対するセンサ出力が比較的小さい、という場合である。
しかし、この6軸電子コンパスの実際の応用として、3軸加速度センサを用いた歩数計、及び3軸磁気センサを用いた磁気式コンパス、にそれぞれ応用したい場合がある。この場合には、加速度センサのSN比はさほど高くなくても良いのに対し、磁気センサのSN比はできるだけ高くしたい、というニーズが存在する。したがって、このニーズを満たすには、センサの信号処理方法において両者のSN比を相対的に逆転させる手法が必要である。
この6軸電子コンパスに対し、まず、図12に示す参考例1で時分割処理を行った場合のSN比を検討する。
ここでは、考察を簡単化するために、等しく置いた加速度センサと磁気センサのノイズを±Nsとし、測定部15のノイズ±Naを無視(Na=ゼロと)すると、式(26)(27)から図14の測定部15の出力信号Sg’、Sm’は以下のようになる。
Sg’=Sg±Ng=Sg±Ns・・・(30)
Sm’=Sm±Nm=Sm±Ns・・・(31)
ここでは、考察を簡単化するために、等しく置いた加速度センサと磁気センサのノイズを±Nsとし、測定部15のノイズ±Naを無視(Na=ゼロと)すると、式(26)(27)から図14の測定部15の出力信号Sg’、Sm’は以下のようになる。
Sg’=Sg±Ng=Sg±Ns・・・(30)
Sm’=Sm±Nm=Sm±Ns・・・(31)
このため、両センサのSN比のそれぞれは、以下のようになる。
センサSN比(X軸加速度センサ)=Sg/Ns・・・(32)
センサSN比(X軸磁気センサ)=Sm/Ns ・・・(33)
したがって、両センサのSN比の大小関係は、以下のように上記の仮定のままである。
センサSN比(X軸加速度センサ)>センサSN比(X軸磁気センサ)
このため、図12の参考例1では、両センサ11−1、11−4の感度の比Sg:Smが、そのまま信号処理後のセンサ出力のSN比の比となって現れる。
センサSN比(X軸加速度センサ)=Sg/Ns・・・(32)
センサSN比(X軸磁気センサ)=Sm/Ns ・・・(33)
したがって、両センサのSN比の大小関係は、以下のように上記の仮定のままである。
センサSN比(X軸加速度センサ)>センサSN比(X軸磁気センサ)
このため、図12の参考例1では、両センサ11−1、11−4の感度の比Sg:Smが、そのまま信号処理後のセンサ出力のSN比の比となって現れる。
次に、前記図8の参考例2のセンサ11−1、11−4のSN比の検討を行う。上記と同様に測定部15のノイズ±Naを無視(Na=ゼロと)すると、前記「数9」を基に図8の測定部15の出力信号Sg’、Sm’は以下のように簡略化される。
「数10」の両式は、図12の測定部15の出力信号Sg’、Sm’を示す式(30)(31)の場合と同じになる。
したがって、図8に示す参考例2のセンサ11−1、11−4のSN比に関しても図14に示す参考例1のセンサのSN比と同様の結果が導かれることとなる(式(32)(33)参照)。
したがって、図8に示す参考例2のセンサ11−1、11−4のSN比に関しても図14に示す参考例1のセンサのSN比と同様の結果が導かれることとなる(式(32)(33)参照)。
これまでの考察をまとめると、以下のようになる。
図12に示す参考例1及び図8に示す参考例2では、いずれの場合も、2つのセンサ11−1、11−4の感度に大小の差があれば、その大小の差がそのまま信号処理後のSN比に反映されてしまう。したがって、図12に示す参考例1や図8に示す参考例2では、そのSN比の大小関係を逆転させることはできない。
図12に示す参考例1及び図8に示す参考例2では、いずれの場合も、2つのセンサ11−1、11−4の感度に大小の差があれば、その大小の差がそのまま信号処理後のSN比に反映されてしまう。したがって、図12に示す参考例1や図8に示す参考例2では、そのSN比の大小関係を逆転させることはできない。
このような課題を解決するには、信号処理後のSN比を大きくしたいセンサ(6軸電子コンパスにおける磁気センサ)の専用信号処理回路を別に設けるようにし、あるいは信号取得時間を長くすることが考えられる。このような手法では、回路規模の増大や消費電力の増大といった新たな課題が生じてしまう。
そこで、この実施形態2では、図6または図10に示すように、信号増幅部12を設けることで上記の課題を解決するようにした。
そこで、この実施形態2では、図6または図10に示すように、信号増幅部12を設けることで上記の課題を解決するようにした。
このように、本発明の実施形態2では、図6または図10に示すように、信号増幅部12を設けるようにした。以下に、この信号増幅部12を設けた意義について説明する。
まず、図12に示す参考例1のセンサ11−1、11−4とスイッチ18−1、18−2との間に、図10に示す信号増幅部12を挿入(追加)したものを参考例3とし、この参考例3のSN比について検討する。ここで、信号増幅部12におけるノイズは、一般に非常に小さいので無視する。
この場合には、式(26)(27)を用いると、測定部15の出力信号Sg’、Sm’は、以下のようになる。
まず、図12に示す参考例1のセンサ11−1、11−4とスイッチ18−1、18−2との間に、図10に示す信号増幅部12を挿入(追加)したものを参考例3とし、この参考例3のSN比について検討する。ここで、信号増幅部12におけるノイズは、一般に非常に小さいので無視する。
この場合には、式(26)(27)を用いると、測定部15の出力信号Sg’、Sm’は、以下のようになる。
この式は前述の仮定、すなわち加速度センサと磁気センサのノイズを等しいとして±Nsとし、測定部15のノイズ±Naを無視(Na=ゼロと)すると、以下のようになる。
Sg’=(Sg±Ns)/α・・・(34)
Sm’=Sm±Ns ・・・(35)
式(34)(35)は、式(30)(31)から求められるSN比と何ら変わらない。したがって、参考例3のように、図12に示す参考例1に図10の信号増幅部12を単に追加してもSN比を逆転させることはできない。
Sg’=(Sg±Ns)/α・・・(34)
Sm’=Sm±Ns ・・・(35)
式(34)(35)は、式(30)(31)から求められるSN比と何ら変わらない。したがって、参考例3のように、図12に示す参考例1に図10の信号増幅部12を単に追加してもSN比を逆転させることはできない。
(実施形態2のSN比)
次に、図10に示す実施形態2において、上記の信号処理を行ったときのSN比について検討する。ここで、信号増幅部12でのノイズは、一般に非常に小さいので無視する。
この場合には、ノイズを含む測定部15の出力信号P1、P2は、式(28)(29)及び「数8」に示す2式を参照すると、以下のようになる。
次に、図10に示す実施形態2において、上記の信号処理を行ったときのSN比について検討する。ここで、信号増幅部12でのノイズは、一般に非常に小さいので無視する。
この場合には、ノイズを含む測定部15の出力信号P1、P2は、式(28)(29)及び「数8」に示す2式を参照すると、以下のようになる。
この「数12」の両式を式(24)(25)に代入すると、図10の測定系の演算部16の出力信号Sg’、Sm’は、以下のようになる。
この「数13」に示す両式は複雑であるので、先に行ったのと同様の簡単化を行う。すなわち、加速度センサと磁気センサのノイズを等しいとして±Nsとし、測定部15のノイズ±Naを無視(Na=ゼロと)すると、以下のようになる。
したがって、参考例1〜3のSN比がすべて信号処理前後で不変であるのに対し、この実施形態2によれば、ノイズはそれぞれ以下のように変化する。
すなわち、X軸加速度センサ11−1のノイズの変化は、以下のようになる。
すなわち、X軸加速度センサ11−1のノイズの変化は、以下のようになる。
また、X軸磁気センサ11−4のノイズの変化は以下のようになる。
一方、この実施形態2では、両センサの各信号成分は式(34)(35)と「数14」の両式とを比較すると、不変である。したがって、参考例1のときのSN比を1と規格化すると、この実施形態2の各センサのSN比は、この実施形態2に係る信号処理後に以下のように変化する。
すなわち、X軸加速度センサ11−1のSN比の変化(=SNgとすると)は、以下のようになる。
すなわち、X軸加速度センサ11−1のSN比の変化(=SNgとすると)は、以下のようになる。
また、X軸磁気センサ11−4のSN比の変化(=SNmとすると)は、以下のようになる。
先に仮定したようにα≧1であるので、「数17」及び「数18」に示す各変化値は、以下のような大小関係になる。
SNg≦1 ・・・(36)
SNm≧1 ・・・(37)
したがって、この実施形態2によれば、参考例1〜3と比べて、X軸加速度センサ11−1のSN比は悪化するが、X軸磁気センサ11−4のSN比は向上する。
以上のように、この実施形態2によれば、図6または図10に示すように信号増幅部12を設けるとともに、上記のような信号処理を実施するようにしたので、センサのSN比の大小関係とは逆のSN比の大小関係を作り出すことが可能となる。
SNg≦1 ・・・(36)
SNm≧1 ・・・(37)
したがって、この実施形態2によれば、参考例1〜3と比べて、X軸加速度センサ11−1のSN比は悪化するが、X軸磁気センサ11−4のSN比は向上する。
以上のように、この実施形態2によれば、図6または図10に示すように信号増幅部12を設けるとともに、上記のような信号処理を実施するようにしたので、センサのSN比の大小関係とは逆のSN比の大小関係を作り出すことが可能となる。
具体的には、「数17」「数18」に示す両式から、SNg/SNm=1/αであることを鑑みると、センサ間のSN比にα倍の相違があれば、信号増幅回路12−1の増幅率を1/α倍とすれば信号処理後のSN比が両者で等しくなる。
しかも、この実施形態2では、信号増幅回路12−1の増幅率は任意に設定することが可能であるので、たとえば1/β倍(ただしα<β)とすれば、センサ自身のSN比の大小関係を信号処理後に逆転させることが可能となる。
しかも、この実施形態2では、信号増幅回路12−1の増幅率は任意に設定することが可能であるので、たとえば1/β倍(ただしα<β)とすれば、センサ自身のSN比の大小関係を信号処理後に逆転させることが可能となる。
さらに具体的に、本実施形態2を6軸電子コンパスに適用すると、以下のようになる。
加速度センサのSN比(1Gに対するセンサ出力を加速度センサノイズで割ったもの)が、磁気センサのSN比(50uTに対するセンサ出力を磁気センサノイズで割ったもの)のγ倍(γ≧1)であるものとする。
加速度センサのSN比(1Gに対するセンサ出力を加速度センサノイズで割ったもの)が、磁気センサのSN比(50uTに対するセンサ出力を磁気センサノイズで割ったもの)のγ倍(γ≧1)であるものとする。
一方、本実施形態2を、3軸加速度センサを用いた歩数計、及び3軸磁気センサを用いた磁気式コンパス、にそれぞれ応用するときに、逆に磁気式コンパスのSN比が歩数計のSN比のη倍(η≧1)必要とする場合が存在する。このような場合は、加速度センサに対して施す信号増幅回路12−1の増幅率を、1/β倍=1/(γη)倍と設定し、その後に信号反転部13から演算部16に至る信号処理の手法を用いれば良い。
なお、図10の例では、信号増幅部12は、その一例として信号増幅回路12−1を備えた場合について説明したが、それ以外の要素によっても構成可能である。
また、図10の例では、信号処理後のSN比が低くなっても良い側のセンサに対して増幅率を1/α倍(α≧1)と設定する場合について説明した。しかし、逆に信号処理後のSN比を高くしたい側のセンサに対してα倍(α≧1)の増幅をする場合には、信号増幅部12の構成要素として信号増幅回路が採用され、理論上は全く同様の効果が得られる。
また、図10の例では、信号処理後のSN比が低くなっても良い側のセンサに対して増幅率を1/α倍(α≧1)と設定する場合について説明した。しかし、逆に信号処理後のSN比を高くしたい側のセンサに対してα倍(α≧1)の増幅をする場合には、信号増幅部12の構成要素として信号増幅回路が採用され、理論上は全く同様の効果が得られる。
さらに、一方のセンサだけに信号増幅回路を設けるのではなく、両方のセンサに対して信号増幅回路を設けるようにしても良い。
本実施形態2を具体化する場合を考えると、センサ信号が極端に小さい場合を除けば、増幅率が1.0より大きい信号増幅回路よりも増幅率が1.0より小さい信号増幅回路(減衰回路)を使うほうがより良いものと考えられる。その理由は、減衰回路は信号増幅回路と比較して回路規模が小さい、増幅動作をさせるための電力が少ない、ノイズが小さい、などの利点を持っているためである。
本実施形態2を具体化する場合を考えると、センサ信号が極端に小さい場合を除けば、増幅率が1.0より大きい信号増幅回路よりも増幅率が1.0より小さい信号増幅回路(減衰回路)を使うほうがより良いものと考えられる。その理由は、減衰回路は信号増幅回路と比較して回路規模が小さい、増幅動作をさせるための電力が少ない、ノイズが小さい、などの利点を持っているためである。
これまでの説明では、2つのセンサのノイズが等しい(±Ng=±Nm=±Ns)場合としたが、ノイズばかりでなく感度も同じセンサ、さらにもっと限定して同じ種類のセンサに対して本発明を適用しても構わない。
例えば、同種のセンサA−1とセンサA−2とがあり、感度、ノイズ、及びSN比がいずれも同じであるが、信号処理後のSN比はセンサA−1のほうを高くしたいときには、信号増幅部12でセンサA−1の出力信号を1.0倍より大きい増幅率で増幅しても良いし、センサA−2の出力信号を1.0倍より小さい増幅率で増幅させても良い。
例えば、同種のセンサA−1とセンサA−2とがあり、感度、ノイズ、及びSN比がいずれも同じであるが、信号処理後のSN比はセンサA−1のほうを高くしたいときには、信号増幅部12でセンサA−1の出力信号を1.0倍より大きい増幅率で増幅しても良いし、センサA−2の出力信号を1.0倍より小さい増幅率で増幅させても良い。
また、2つのセンサのノイズが異なる場合にも、本発明は適用可能であり、これまでとほぼ同様の結論が導かれる。その結論を数値として具体的に示したのが図13である。
図13は、センサ1−1、1−4のノイズ±Ng、±Nmが、±Ng≠±Nmというように異なる場合である。
実際には、まず任意の正の数α2を定義し、|±Ng|/α2=|±Nm|となるように操作する。この操作は特別なものではなく、これまでに説明した信号増幅部12によって、もとのX軸加速度センサの出力を増幅または減衰させれば良い。この操作を行えば、その後の信号処理方法は全く同じであるし、それ故その後の計算も全く同じようにして導かれる。
図13は、センサ1−1、1−4のノイズ±Ng、±Nmが、±Ng≠±Nmというように異なる場合である。
実際には、まず任意の正の数α2を定義し、|±Ng|/α2=|±Nm|となるように操作する。この操作は特別なものではなく、これまでに説明した信号増幅部12によって、もとのX軸加速度センサの出力を増幅または減衰させれば良い。この操作を行えば、その後の信号処理方法は全く同じであるし、それ故その後の計算も全く同じようにして導かれる。
したがって、ここで新たに定義したα1は、従前のαと全く同じ機能を果たすパラメータであり、大きさも同様にα1≧1である。
センサの最終のSN比の計算結果は、図13に示した通りであるが、補足すれば以下のようになる。
磁気センサのSN比の式は、従前のαがα1となっただけで、他は何も変わっていない。
センサの最終のSN比の計算結果は、図13に示した通りであるが、補足すれば以下のようになる。
磁気センサのSN比の式は、従前のαがα1となっただけで、他は何も変わっていない。
しかも、α2には依存しない。したがって、α1≧1という仮定であるからSN比は必ず大きくなる。
また、加速度センサのSN比は、α2の大きさ、すなわちもとのセンサノイズの大きさによって大きくなったり小さくなったりする。しかし、もとの加速度センサのSN比がもとの磁気センサのSN比よりも大きいことを条件とすれば、α2<α1という大小関係が前提となる。したがって、SN比が無限に小さくなるようなことはない。
また、加速度センサのSN比は、α2の大きさ、すなわちもとのセンサノイズの大きさによって大きくなったり小さくなったりする。しかし、もとの加速度センサのSN比がもとの磁気センサのSN比よりも大きいことを条件とすれば、α2<α1という大小関係が前提となる。したがって、SN比が無限に小さくなるようなことはない。
(実施形態2の変形例)
次に、この実施形態2の変形例について、図14を参照して説明する。
図10に示す実施形態2に係る信号処理装置では、加速度センサ11−1と磁気センサ11−4の2種類(2個)を対象としたが、この変形例は、図14に示すように、4種類のセンサ11−7〜11−10に置き換えたものである。
4種類のセンサ11−7〜11−10は、以下の関係にあるものとする。
センサ11−7・・・もともとの感度が高く、SN比も大きい。
センサ11−8・・・感度及びSN比とも2番目に大きい。
センサ11−9・・・感度及びSN比とも3番目に大きい。
センサ11−10・・・もともとの感度が上記3つより低く、センサ近傍での増幅回路が必要。
次に、この実施形態2の変形例について、図14を参照して説明する。
図10に示す実施形態2に係る信号処理装置では、加速度センサ11−1と磁気センサ11−4の2種類(2個)を対象としたが、この変形例は、図14に示すように、4種類のセンサ11−7〜11−10に置き換えたものである。
4種類のセンサ11−7〜11−10は、以下の関係にあるものとする。
センサ11−7・・・もともとの感度が高く、SN比も大きい。
センサ11−8・・・感度及びSN比とも2番目に大きい。
センサ11−9・・・感度及びSN比とも3番目に大きい。
センサ11−10・・・もともとの感度が上記3つより低く、センサ近傍での増幅回路が必要。
この変形例は、センサ11−7〜11−10の信号処理後のSN比をほぼ同等にするものであり、信号増幅部12の具体的な構成は、図14に示すようにした。
すなわち、センサ11−7の出力をもっとも大きく減衰させるために、センサ11−7とスイッチ13−7との間に、減衰率が最も大きな信号増幅回路12−2を挿入した。
センサ11−8の出力を減衰させるために、センサ11−8とスイッチ13−8との間に、信号増幅回路12−2の減衰率よりも減衰率が小さな信号増幅回路12−3を挿入した。いま、信号増幅回路12−2の減衰率を1/α2、信号増幅回路12−3の減衰率を1/α3としたとき、1>1/α3>1/α2となるように減衰率を設定する。
すなわち、センサ11−7の出力をもっとも大きく減衰させるために、センサ11−7とスイッチ13−7との間に、減衰率が最も大きな信号増幅回路12−2を挿入した。
センサ11−8の出力を減衰させるために、センサ11−8とスイッチ13−8との間に、信号増幅回路12−2の減衰率よりも減衰率が小さな信号増幅回路12−3を挿入した。いま、信号増幅回路12−2の減衰率を1/α2、信号増幅回路12−3の減衰率を1/α3としたとき、1>1/α3>1/α2となるように減衰率を設定する。
センサ11−10の出力を減衰させるために、センサ11−10とスイッチ13−10との間に、信号増幅回路12−4を挿入した。その信号増幅回路12−4は、増幅率α4を1より大きく設定する。
センサ11−9の出力は、減衰や増幅をすることなく、そのままスイッチ13−9に供給するようにした。
センサ11−9の出力は、減衰や増幅をすることなく、そのままスイッチ13−9に供給するようにした。
なお、この変形例は、図14に示す以外の部分の構成は、図6の実施形態2と同様であるので、その説明は省略する。
この変形例からも明らかなように、この信号増幅部12における増幅や減衰の機能は、あくまでセンサ相互の相対的なSN比を変化させるためにある。したがって、対象となるすべてのセンサを減衰、または対象となるすべてのセンサを増幅するような構成は無駄な構成である。このため、少なくとも1つのセンサは、センサ信号をそのまま(増幅も減衰もしない)次段のスイッチに伝達することが合理的な構成となる。図14では、そのセンサ信号として、センサ11−9を選んでいる。
この変形例からも明らかなように、この信号増幅部12における増幅や減衰の機能は、あくまでセンサ相互の相対的なSN比を変化させるためにある。したがって、対象となるすべてのセンサを減衰、または対象となるすべてのセンサを増幅するような構成は無駄な構成である。このため、少なくとも1つのセンサは、センサ信号をそのまま(増幅も減衰もしない)次段のスイッチに伝達することが合理的な構成となる。図14では、そのセンサ信号として、センサ11−9を選んでいる。
次に、本発明の実施形態3について説明する。
(実施形態3の構成)
図15は、本発明に係る信号処理装置の実施形態3の構成例を示すブロック図である。
この実施形態3に係る信号処理装置は、図15に示すように、n個のセンサ21−1〜21−nと、n個の増幅・スイッチ22−1〜22−nを備える信号反転部22と、結合部23と、測定部24と、演算部25とを備えている。信号反転部22は信号反転機能と共に増幅機能を併せ持っている。
(実施形態3の構成)
図15は、本発明に係る信号処理装置の実施形態3の構成例を示すブロック図である。
この実施形態3に係る信号処理装置は、図15に示すように、n個のセンサ21−1〜21−nと、n個の増幅・スイッチ22−1〜22−nを備える信号反転部22と、結合部23と、測定部24と、演算部25とを備えている。信号反転部22は信号反転機能と共に増幅機能を併せ持っている。
n個のセンサ21−1〜21−nのそれぞれは、物理量を電気信号に変換し、これを出力信号として出力する。これらのセンサ21−1〜21−nは、その種類は問わないし、相異なるセンサを対象としても構わない。以下の説明では、センサ21−1〜21−nは、センサ感受部の両端に電極端子を持つ構造、すなわち2端子型のセンサとする。
n個の増幅・スイッチ22−1〜22−nは、n個のセンサ21−1〜21−nに対応して設けられている。すなわち、増幅・スイッチ22−1〜22−nのそれぞれは、対応するセンサ21−1〜1−nに接続され、同様の機能を備えている。信号反転部22の具体例は後述する。
n個の増幅・スイッチ22−1〜22−nは、n個のセンサ21−1〜21−nに対応して設けられている。すなわち、増幅・スイッチ22−1〜22−nのそれぞれは、対応するセンサ21−1〜1−nに接続され、同様の機能を備えている。信号反転部22の具体例は後述する。
結合部23は、増幅・スイッチ22−1〜22−nから出力されるセンサ21−1〜21−nの各出力信号を直列に接続(結合)させた結合信号C1〜Cnを生成し、またはその出力信号を並列に接続させた結合信号C1〜Cnを生成する。
ここで、センサ21−1〜21−nは2端子型センサとする場合には、例えば電圧出力型と電流出力型がある。このため、センサ21−1〜21−nが電圧出力型の場合には各出力信号は直列に結合されて結合信号が生成され、電流出力型の場合には各出力信号は並列に結合されて結合信号が生成される。
ここで、センサ21−1〜21−nは2端子型センサとする場合には、例えば電圧出力型と電流出力型がある。このため、センサ21−1〜21−nが電圧出力型の場合には各出力信号は直列に結合されて結合信号が生成され、電流出力型の場合には各出力信号は並列に結合されて結合信号が生成される。
なお、センサ21−1〜21−nが他の出力型のもの、たとえば容量型や抵抗型の場合には、それらを電圧もしくは電流に変換する電気回路を設ければ良い。
測定部24は、信号反転部22の動作に同期して結合部23で生成される結合信号C1〜Cnを順に受け取り、この各結合信号C1〜Cnについて増幅、AD変換などの所定の処理を行う。
測定部24は、信号反転部22の動作に同期して結合部23で生成される結合信号C1〜Cnを順に受け取り、この各結合信号C1〜Cnについて増幅、AD変換などの所定の処理を行う。
演算部25は、測定部24が受け取って所定の処理がされた結合信号C1〜Cnを所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ21−1〜21−nの各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
演算部25によるセンサ21−1〜21−nの各出力値の演算処理は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
演算部25によるセンサ21−1〜21−nの各出力値の演算処理は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
次に、図15のセンサ21−1〜21−nから結合部23までの具体的な構成について、図16を参照して説明する。
図16は、図15に示す実施形態3において、センサ21−1〜21−nとして2端子の電圧出力型のセンサを採用する場合の構成例を示す。
この実施形態3に係る信号処理装置は、図16に示すように、n個のセンサ21−1〜21−nと、信号反転部22Aと、測定部24と、演算部25とを備えている。
そして、この実施形態3は、図15に示す実施形態3の信号反転部22及び結合部23に相当する構成を、図16の信号反転部22Aにより具体化したものである。
信号反転部22Aは、図16に示すように、増幅・スイッチ22−1〜22−nを備えている。
図16は、図15に示す実施形態3において、センサ21−1〜21−nとして2端子の電圧出力型のセンサを採用する場合の構成例を示す。
この実施形態3に係る信号処理装置は、図16に示すように、n個のセンサ21−1〜21−nと、信号反転部22Aと、測定部24と、演算部25とを備えている。
そして、この実施形態3は、図15に示す実施形態3の信号反転部22及び結合部23に相当する構成を、図16の信号反転部22Aにより具体化したものである。
信号反転部22Aは、図16に示すように、増幅・スイッチ22−1〜22−nを備えている。
増幅・スイッチ22−1は、スイッチ群22−1aと、共通の増幅器22−Aと、を備えている。増幅・スイッチ22−2は、スイッチ群22−2aと、増幅器22−Aと、を備えている。同様に、n番目の増幅・スイッチ22−nは、スイッチ群22−naと、増幅器22−Aと、を備えている。
スイッチ群22−1aはスイッチ22−1A〜22−1Fを備え、スイッチ群22−2aはスイッチ22−2A〜22−2Fを備えている。同様に、スイッチ群22−naは、スイッチ22−nA〜2−nFを備えている。
スイッチ群22−1aはスイッチ22−1A〜22−1Fを備え、スイッチ群22−2aはスイッチ22−2A〜22−2Fを備えている。同様に、スイッチ群22−naは、スイッチ22−nA〜2−nFを備えている。
増幅器22−Aは、増幅率が−α倍であり、n個のセンサ21−1〜21−nの出力V1〜Vnのうち、スイッチ群22−1a、22−2a・・・22−naで選択された出力を反転増幅して反転増幅信号を生成するようになっている。
ここで、図16の例では、n個の増幅・スイッチ22−1〜22−nのそれぞれは、同一の増幅器22−Aを使用(共有)するようになっているが、増幅器を個別に設けるようにしても良い。
ここで、図16の例では、n個の増幅・スイッチ22−1〜22−nのそれぞれは、同一の増幅器22−Aを使用(共有)するようになっているが、増幅器を個別に設けるようにしても良い。
測定部24は、信号反転部22Aの動作に同期して信号反転部22Aで生成されるn個の結合電圧(結合信号)P1〜Pnを順に受け取り、増幅を行うとともに、AD変換を行う。このため、測定部24は、図示しないが、増幅部と、AD変換部とを備えている。
演算部25は、測定部24から出力される出力データの電圧P1〜Pnを所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ21−1〜21−nの各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
演算部25は、測定部24から出力される出力データの電圧P1〜Pnを所定の演算により線型結合させ、この線型結合を基に、センサ21−1〜21−nの各出力値を求める所定の演算を行い、この演算結果を出力する。
(実施形態3の動作)
次に、実施形態3の動作例について、図面を参照して説明する。
図16において、増幅・スイッチ22−1〜22−nのスイッチ群22−1a、22−2a・・・22−naのスイッチの切り換え動作は、制御部(図示せず)からの制御信号により行われるものとする。
増幅・スイッチ22−1〜22−nのスイッチ群22−1a〜22−naは、図17に示すように1サイクル中に第1〜第nの動作状態があり、この各動作は第1〜第nの期間T1〜Tnに行う。
次に、実施形態3の動作例について、図面を参照して説明する。
図16において、増幅・スイッチ22−1〜22−nのスイッチ群22−1a、22−2a・・・22−naのスイッチの切り換え動作は、制御部(図示せず)からの制御信号により行われるものとする。
増幅・スイッチ22−1〜22−nのスイッチ群22−1a〜22−naは、図17に示すように1サイクル中に第1〜第nの動作状態があり、この各動作は第1〜第nの期間T1〜Tnに行う。
まず、第1の期間T1では、スイッチ群22−1aは、スイッチ22−1A、22−1C、222−1D、22−1Fのみがオンになる。また、スイッチ群22−2aは、スイッチ22−2B、2−2Eのみがオンになる。そして、スイッチ群22−naは、スイッチ22−nB、22−nEのみがオンになる。これにより、スイッチのオン状態は図16に示すようになる。
このため、第1の期間T1では、センサ21−1の出力V1のみが増幅器22−Aで−α倍に反転増幅されて反転増幅信号となり、他のセンサ21−2〜21−nの各出力V2〜Vnは反転も増幅もされずに非反転信号となる。そして、それらの信号が結合され、信号反転部22Aの出力は、(−αV1+V2+・・・+Vn)となる。
次に、第2の期間T2では、スイッチ群22−1aは、スイッチ22−1B、22−1Eのみがオンになる。また、スイッチ群22−2aは、スイッチ22−2A、22−2C、22−2D、22−2Fのみがオンになる。そして、スイッチ群22−naは、スイッチ22−nB、22−nEのみがオンになる。
このため、第2の期間T2では、センサ21−2の出力V2のみが増幅器22−Aで−α倍に反転増幅されて反転増幅信号になり、センサ21−2以外のセンサの各出力V1、V3〜Vnは反転も増幅もされずに非反転信号となる。そして、それらの信号が結合され、反転増幅部22Aの出力は、(V1−αV2+・・・+Vn)となる。
同様に、第nの期間Tnでは、スイッチ群22−1aは、スイッチ22−1B、22−1Eのみがオンになる。また、スイッチ群22−2aは、スイッチ22−2B、22−2Eのみがオンになる。そして、スイッチ群22−naは、スイッチ22−nA、22−nC、22−nD、22−nFのみがオンになる。
このため、第nの期間Tnでは、センサ1−nの出力Vnのみが増幅器22−Aで−α倍に反転増幅されて反転増幅信号になり、センサ1−n以外のセンサの各出力は反転も増幅もされずに非反転信号となる。そして、それらの信号が結合され、信号反転部22Aの出力は、(V1+V2+・・・−αVn)となる。
このような第1〜第nの期間T1〜Tnにおける増幅・スイッチ22−1〜22−nの切り換え動作をまとめると、図17に示すようになる。
このような第1〜第nの期間T1〜Tnにおける増幅・スイッチ22−1〜22−nの切り換え動作をまとめると、図17に示すようになる。
図17によれば、増幅・スイッチ22−1により得られる電圧は、期間T1にセンサ21−1の出力電圧V1を−α倍した電圧−αV1が得られ、それ以外の各期間T2〜Tnにはその出力電圧V1を+1倍した非反転の電圧V1が得られる。
また、増幅・スイッチ22−2により得られる電圧は、期間T2にセンサ21−2の出力電圧V2を−α倍した電圧−αV2が得られ、それ以外の各期間T1、T3〜Tnにはその出力電圧V2を+1倍した非反転の電圧V2が得られる。
また、増幅・スイッチ22−2により得られる電圧は、期間T2にセンサ21−2の出力電圧V2を−α倍した電圧−αV2が得られ、それ以外の各期間T1、T3〜Tnにはその出力電圧V2を+1倍した非反転の電圧V2が得られる。
同様に、増幅・スイッチ22−nにより得られる電圧は、期間Tnにセンサ21−nの出力電圧Vnを−α倍した電圧−αVnが得られ、それ以外の各期間にはその出力電圧Vnを+1倍した非反転の電圧Vnが得られる。
図17では、増幅・スイッチ22−1〜22−nにより得られる各電圧が、非反転の電圧のときは「+1」で示し、−α倍された電圧のときは「−α」で示す。
図17では、増幅・スイッチ22−1〜22−nにより得られる各電圧が、非反転の電圧のときは「+1」で示し、−α倍された電圧のときは「−α」で示す。
したがって、上記の期間T1〜Tnのそれぞれに、信号反転部22Aから出力される各出力電圧P1〜Pnは、以下のようになる。
P1=−αV1+V2+V3+・・・+Vn・・・(38−1)
P2=V1−αV2+V3+・・・+Vn ・・・(38−2)
P3=V1+V2−αV3+・・・+Vn ・・・(38−3)
・・・
Pn=V1+V2+V3+・・・−αVn ・・・(38−n)
P1=−αV1+V2+V3+・・・+Vn・・・(38−1)
P2=V1−αV2+V3+・・・+Vn ・・・(38−2)
P3=V1+V2−αV3+・・・+Vn ・・・(38−3)
・・・
Pn=V1+V2+V3+・・・−αVn ・・・(38−n)
このn個の式から逆にセンサ21−1〜21−nの出力電圧V1〜Vnを演算部25で求めることができる。具体的には、以下のようになる。
V1=1/β・[(α−n+2)P1+P2+P3+・・・+Pn]
・・・(39−1)
V2=1/β・[P1+(α−n+2)P2+P3+・・・+Pn]
・・・(39−2)
V3=1/β・[P1+P2+(α−n+2)P3+・・・+Pn]
・・・(39−3)
・・・・
Vn=1/β・[P1+P2+P3+・・・+(α−n+2)Pn]
・・・(39−n)
ただし、β=−α2+(n−2)α+n−1である。
V1=1/β・[(α−n+2)P1+P2+P3+・・・+Pn]
・・・(39−1)
V2=1/β・[P1+(α−n+2)P2+P3+・・・+Pn]
・・・(39−2)
V3=1/β・[P1+P2+(α−n+2)P3+・・・+Pn]
・・・(39−3)
・・・・
Vn=1/β・[P1+P2+P3+・・・+(α−n+2)Pn]
・・・(39−n)
ただし、β=−α2+(n−2)α+n−1である。
したがって、この実施形態3によれば、n個のセンサ21−1〜21−nの各出力電圧をすべて求めることができる。
たとえば、n=6とすれば、信号反転部2Aの出力電圧P1〜P6は以下のようになる。
P1=−αV1+V2+V3+V4+V5+V6・・・(40−1)
P2=V1−αV2+V3+V4+V5+V6 ・・・(40−2)
P3=V1+V2−αV3+V4+V5+V6 ・・・(40−3)
P4=V1+V2+V3−αV4+V5+V6 ・・・(40−4)
P5=V1+V2+V3+V4−αV5+V6 ・・・(40−5)
P6=V1+V2+V3+V4+V5−αV6 ・・・(40−6)
たとえば、n=6とすれば、信号反転部2Aの出力電圧P1〜P6は以下のようになる。
P1=−αV1+V2+V3+V4+V5+V6・・・(40−1)
P2=V1−αV2+V3+V4+V5+V6 ・・・(40−2)
P3=V1+V2−αV3+V4+V5+V6 ・・・(40−3)
P4=V1+V2+V3−αV4+V5+V6 ・・・(40−4)
P5=V1+V2+V3+V4−αV5+V6 ・・・(40−5)
P6=V1+V2+V3+V4+V5−αV6 ・・・(40−6)
これらの式から、センサ21−1〜21−6の出力電圧V1〜V6は、以下のようになる。
V1=1/β・[(α−4)P1+P2+P3+P4+P5+P6]
・・・(41−1)
V2=1/β・[P1+(α−4)P2+P3+P4+P5+P6]
・・・(41−2)
V3=1/β・[P1+P2+(α−4)P3+P4+P5+P6]
・・・(41−3)
V4=1/β・[P1+P2+P3+(α−4)P4+P5+P6]
・・・(41−4)
V5=1/β・[P1+P2+P3+P4+(α−4)P5+P6]
・・・(41−5)
V6=1/β・[P1+P2+P3+P4+P5+(α−4)P6]
・・・(41−6)
ただし、β=−α2+4α+5である。
V1=1/β・[(α−4)P1+P2+P3+P4+P5+P6]
・・・(41−1)
V2=1/β・[P1+(α−4)P2+P3+P4+P5+P6]
・・・(41−2)
V3=1/β・[P1+P2+(α−4)P3+P4+P5+P6]
・・・(41−3)
V4=1/β・[P1+P2+P3+(α−4)P4+P5+P6]
・・・(41−4)
V5=1/β・[P1+P2+P3+P4+(α−4)P5+P6]
・・・(41−5)
V6=1/β・[P1+P2+P3+P4+P5+(α−4)P6]
・・・(41−6)
ただし、β=−α2+4α+5である。
次に、実施形態3において、SN比が従来の時分割処理と比較してどの程度改善されるかについて考察する。
図18は、図16の測定系と図17の動作タイミングにおいて、ノイズ(雑音)を重畳させた場合を示したものである。ただし、図示の実施形態3は、図15を基本にしている。
図18は、図16の測定系と図17の動作タイミングにおいて、ノイズ(雑音)を重畳させた場合を示したものである。ただし、図示の実施形態3は、図15を基本にしている。
この重畳させたノイズは、ホワイトノイズ、すなわち全周波数帯域に対して一定値のノイズを取るものであるとし、そのノイズ値を±Nのように表す。さらに、n個のセンサ21−1〜21−nのセンサノイズの大きさはすべて同じ±Nsであるが、互いに無相関であるとする。
また、信号反転部22及び結合部23では、新たにノイズが発生することはないが、センサノイズと増幅率に応じたノイズがそのまま出力されるものとする。一方、測定部24では増幅部やAD変換部などで測定ノイズが新たに発生するものとし、この測定ノイズを±Naとして定める。
また、信号反転部22及び結合部23では、新たにノイズが発生することはないが、センサノイズと増幅率に応じたノイズがそのまま出力されるものとする。一方、測定部24では増幅部やAD変換部などで測定ノイズが新たに発生するものとし、この測定ノイズを±Naとして定める。
この結果、図18で示すような(ノイズを含む)出力電圧が得られることになる。
したがって、ノイズを含む出力電圧P1〜Pnは、上記の(38−1)〜(38−n)式を参照することにより以下のようになる。
P1=−α(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)+・・・+(Vn±Ns)±Na
・・・(42−1)
P2=(V1±Ns)−α(V2±Ns)
+(V3±Ns)+・・・+(Vn±Ns)±Na
・・・(42−2)
P3=(V1±Ns)+(V2±Ns)
−α(V3±Ns)+・・・+(Vn±Ns)±Na
・・・(42−3)
・・・
Pn=(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)+・・・−α(Vn±Ns)±Na
・・・(42−n)
したがって、ノイズを含む出力電圧P1〜Pnは、上記の(38−1)〜(38−n)式を参照することにより以下のようになる。
P1=−α(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)+・・・+(Vn±Ns)±Na
・・・(42−1)
P2=(V1±Ns)−α(V2±Ns)
+(V3±Ns)+・・・+(Vn±Ns)±Na
・・・(42−2)
P3=(V1±Ns)+(V2±Ns)
−α(V3±Ns)+・・・+(Vn±Ns)±Na
・・・(42−3)
・・・
Pn=(V1±Ns)+(V2±Ns)
+(V3±Ns)+・・・−α(Vn±Ns)±Na
・・・(42−n)
ここで、センサ21−1〜21−nのセンサノイズは互いに無相関であることから、上のn個の式は以下のように簡略化される。
P1=−αV1+V2+V3+・・・+Vn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−1)
P2=V1−αV2+V3+・・・+Vn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−2)
P3=V1+V2−αV3+・・・+Vn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−3)
・・・
Pn=V1+V2+V3+・・・−αVn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−n)
このn個の式に対し、上記の(39−1)〜(39−n)式のV1〜Vnと同じ演算を行う。仮にセンサ21−1の出力V1を求めたければ、1/β・[(α−n+2)P1+P2+P3+・・・+Pn)を計算すれば良い。
P1=−αV1+V2+V3+・・・+Vn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−1)
P2=V1−αV2+V3+・・・+Vn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−2)
P3=V1+V2−αV3+・・・+Vn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−3)
・・・
Pn=V1+V2+V3+・・・−αVn±√(α2+n−1)Ns±Na
・・・(43−n)
このn個の式に対し、上記の(39−1)〜(39−n)式のV1〜Vnと同じ演算を行う。仮にセンサ21−1の出力V1を求めたければ、1/β・[(α−n+2)P1+P2+P3+・・・+Pn)を計算すれば良い。
さらに、出力電圧P1〜Pnは測定の時間帯が異なるので、基本的にセンサノイズも測定ノイズも互いの測定時間帯に対して無相関である。
したがって、センサノイズ及び測定ノイズを考慮したときの各センサの出力V1’〜Vn’は、以下のようになる。
V1’=V1±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−1)
V2’=V2±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−2)
V3’=V3±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−3)
・・・
Vn’=Vn±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−n)
したがって、センサノイズ及び測定ノイズを考慮したときの各センサの出力V1’〜Vn’は、以下のようになる。
V1’=V1±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−1)
V2’=V2±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−2)
V3’=V3±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−3)
・・・
Vn’=Vn±γ/β(ηNs±Na)・・・(44−n)
ただし、β、γ、ηは、以下の通りである。
β=−α2+(n−2)α+n−1・・・(45−1)
γ=√[α2+(−2n+4)α+n2−3n+3]・・・(45−2)
η=√(α2+n−1)・・・(45−3)
基本的には、n個のセンサに対して上記の式(44−1)〜(45−3)を用いて、増幅器22−Aの増幅率αを決めれば良い。以下、具体例を2つ挙げてSN比を考察する。
β=−α2+(n−2)α+n−1・・・(45−1)
γ=√[α2+(−2n+4)α+n2−3n+3]・・・(45−2)
η=√(α2+n−1)・・・(45−3)
基本的には、n個のセンサに対して上記の式(44−1)〜(45−3)を用いて、増幅器22−Aの増幅率αを決めれば良い。以下、具体例を2つ挙げてSN比を考察する。
(具体例1)
この具体例1は、センサが6個のときに測定ノイズを最小にする場合である。
すなわち、n=6のときである。これまでの計算を適用すると、以下のようになる。
V1’=V1±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−1)
V2’=V2±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−2)
V3’=V3±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−3)
V4’=V4±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−4)
V5’=V5±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−5)
V6’=V6±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−6)
β=−α2+4α+5・・・(47−1)
γ=√(α2−8α+21)・・・(47−2)
η=√(α2+5)・・・(47−3)
この具体例1は、センサが6個のときに測定ノイズを最小にする場合である。
すなわち、n=6のときである。これまでの計算を適用すると、以下のようになる。
V1’=V1±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−1)
V2’=V2±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−2)
V3’=V3±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−3)
V4’=V4±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−4)
V5’=V5±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−5)
V6’=V6±γ/β(ηNs±Na)・・・(46−6)
β=−α2+4α+5・・・(47−1)
γ=√(α2−8α+21)・・・(47−2)
η=√(α2+5)・・・(47−3)
このとき、具体例1の条件である測定ノイズを最小にする場合とは、f6=γ/βが正(f6≧0)及びα≧0の範囲内でf6を最小にする場合である。
微分計算もしくは数値計算等の結果、f6はα≒1.21において最小値0.30を取ることが示される。このとき、β≒8.38、γ≒3.58、η≒2.54である。
微分計算もしくは数値計算等の結果、f6はα≒1.21において最小値0.30を取ることが示される。このとき、β≒8.38、γ≒3.58、η≒2.54である。
したがって、増幅器22−Aの増幅率αを1.21と設定することにより、次式を得ることができる。
V1’≒V1±1.09Ns±0.30Na・・・(48−1)
V2’≒V2±1.09Ns±0.30Na・・・(48−2)
V3’≒V3±1.09Ns±0.30Na・・・(48−3)
V4’≒V4±1.09Ns±0.30Na・・・(48−4)
V5’≒V5±1.09Ns±0.30Na・・・(48−5)
V6’≒V6±1.09Ns±0.30Na・・・(48−6)
この(48−1)〜(48−6)式を見ると、センサノイズ±Nsが無視できるほど小さい場合には、従来の時分割処理と比べてSN比で1/0.30倍、つまり約3.3倍向上することがわかる。
V1’≒V1±1.09Ns±0.30Na・・・(48−1)
V2’≒V2±1.09Ns±0.30Na・・・(48−2)
V3’≒V3±1.09Ns±0.30Na・・・(48−3)
V4’≒V4±1.09Ns±0.30Na・・・(48−4)
V5’≒V5±1.09Ns±0.30Na・・・(48−5)
V6’≒V6±1.09Ns±0.30Na・・・(48−6)
この(48−1)〜(48−6)式を見ると、センサノイズ±Nsが無視できるほど小さい場合には、従来の時分割処理と比べてSN比で1/0.30倍、つまり約3.3倍向上することがわかる。
(具体例2)
この具体例2は、センサがn個のときにセンサノイズを最小にする場合である。
上記の式(45−1)〜(45−3)において、fn=γη/βを最小にするαを計算すると、α=n/2−1となり、さらに、最小値はnにかかわらず常にfn=1であることが示される。
この具体例2は、センサがn個のときにセンサノイズを最小にする場合である。
上記の式(45−1)〜(45−3)において、fn=γη/βを最小にするαを計算すると、α=n/2−1となり、さらに、最小値はnにかかわらず常にfn=1であることが示される。
したがって、この場合には、β=n2/4、γ=n/2、η=n/2となり、式(44−1)〜(44−n)は、以下のようになる。
V1’=V1±Ns±(2/n)Na・・・(49−1)
V2’=V2±Ns±(2/n)Na・・・(49−2)
・・・
Vn’=Vn±Ns±(2/n)Na・・・(49−n)
V1’=V1±Ns±(2/n)Na・・・(49−1)
V2’=V2±Ns±(2/n)Na・・・(49−2)
・・・
Vn’=Vn±Ns±(2/n)Na・・・(49−n)
つまり、センサノイズがそれなりに大きい場合は、α=n/2−1と設定すれば、センサノイズによるSN比は時分割処理の場合と同じであり、さらに測定ノイズによるSN比をn/2倍に向上させることができる。
これまでの考察結果を踏まえると、センサの個数が何個であれ、本発明に係る実施形態3(測定系)を備えつつ、これまでと同様の計算を実行し、増幅器22−Aの増幅率αを求めれば最適な(もっともSN比の良い)信号処理装置を構成することが可能となる。
これまでの考察結果を踏まえると、センサの個数が何個であれ、本発明に係る実施形態3(測定系)を備えつつ、これまでと同様の計算を実行し、増幅器22−Aの増幅率αを求めれば最適な(もっともSN比の良い)信号処理装置を構成することが可能となる。
一方で、センサノイズ及び測定ノイズは任意の設計事項であるので、センサノイズが比較的小さい場合には具体例1を、比較的大きい場合には具体例2を利用することが推奨される。
なお、当然のことながら、センサノイズと測定ノイズを合算したノイズを最小にする場合においても、これまでの計算と同様の手順で設定可能であることは言うまでもない。
なお、当然のことながら、センサノイズと測定ノイズを合算したノイズを最小にする場合においても、これまでの計算と同様の手順で設定可能であることは言うまでもない。
以下、本発明の実施形態4について説明する。
この実施形態4は、センサに抵抗型センサを使用する場合に好適な信号処理装置である。
(実施形態4の構成)
図19は、本発明の信号処理装置の実施形態4の構成例を示すブロック図である。
この実施形態4は、図19に示すように、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4と、検出回路形成部32と、測定部33と、演算部34とを備えている。
4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のそれぞれは、何らかの物理量の変化が電気抵抗値の変化によって検知可能なものであり、この定義は抵抗型センサの一般的な慣例に従うものである。
この実施形態4は、センサに抵抗型センサを使用する場合に好適な信号処理装置である。
(実施形態4の構成)
図19は、本発明の信号処理装置の実施形態4の構成例を示すブロック図である。
この実施形態4は、図19に示すように、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4と、検出回路形成部32と、測定部33と、演算部34とを備えている。
4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のそれぞれは、何らかの物理量の変化が電気抵抗値の変化によって検知可能なものであり、この定義は抵抗型センサの一般的な慣例に従うものである。
数式を用いて具体的に書けば、基準となる物理量における抵抗型センサの抵抗値をR、何らかの物理量が変化したときに生じる抵抗値の変化をΔRとしたとき、全体の抵抗値rがr=R+ΔRとなるものとする。
なお、r及びRについては抵抗値そのものであるので必ず正の値(ゼロより大きい)を取るが、ΔRについては正でも負でもゼロでもよい。
なお、r及びRについては抵抗値そのものであるので必ず正の値(ゼロより大きい)を取るが、ΔRについては正でも負でもゼロでもよい。
この実施形態4においては、4個の抵抗型センサ1−1〜1−4が存在するので、抵抗型センサ31−1〜31−4の抵抗値r1〜r4は以下のように表すことができる。
r1=R1+ΔR1・・・(50)
r2=R2+ΔR2・・・(51)
r3=R3+ΔR3・・・(52)
r4=R4+ΔR4・・・(53)
r1=R1+ΔR1・・・(50)
r2=R2+ΔR2・・・(51)
r3=R3+ΔR3・・・(52)
r4=R4+ΔR4・・・(53)
このとき、この4個の抵抗型センサ31−1〜31−4の抵抗値r1〜r4の変化は、互いに異なる物理量の変化に起因して生じるものとする。
なお、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のそれぞれは、図19に示すように出力端子を備えるようにしても良い。
検出回路形成部32は、物理量の測定のときに、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のうちから予め定めた2個の抵抗型センサを選択し、図20A〜図20Dに示すように、この選択した2個の抵抗型センサを含む予め定めた抵抗検出回路321〜324を順に形成または組み立てるものである。
なお、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のそれぞれは、図19に示すように出力端子を備えるようにしても良い。
検出回路形成部32は、物理量の測定のときに、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のうちから予め定めた2個の抵抗型センサを選択し、図20A〜図20Dに示すように、この選択した2個の抵抗型センサを含む予め定めた抵抗検出回路321〜324を順に形成または組み立てるものである。
このため、検出回路形成部32は、例えば、参照用の抵抗Rref(物理量によって電気抵抗値が変化しない電気素子)と、電源供給端子325と、選択された抵抗型センサ間の接続、電源供給端子325との接続、及びグランドとの接続を行う複数のスイッチ(図示せず)とを含んでいる(図20A〜図20D参照)。
検出回路形成部32では、物理量の測定の1サイクルの期間内にフェーズ1〜4の各動作を順に行い、そのフェーズ1〜4に応じて図20A〜図20Dに示すような4個の抵抗検出回路321〜324が形成される。
検出回路形成部32では、物理量の測定の1サイクルの期間内にフェーズ1〜4の各動作を順に行い、そのフェーズ1〜4に応じて図20A〜図20Dに示すような4個の抵抗検出回路321〜324が形成される。
フェーズ1では、図20Aに示すように、抵抗型センサ31−1、31−3に係る抵抗r1、r3と参照用の2つの抵抗Rrefとを組み込んだ、ハーフブリッジ回路からなる抵抗検出回路321が形成される。
フェーズ2では、図20Bに示すように、抵抗型センサ31−2、31−3に係る抵抗r2、r3と参照用の2つの抵抗Rrefとを組み込んだ、フルブリッジ回路からなる抵抗検出回路322が形成される。
フェーズ2では、図20Bに示すように、抵抗型センサ31−2、31−3に係る抵抗r2、r3と参照用の2つの抵抗Rrefとを組み込んだ、フルブリッジ回路からなる抵抗検出回路322が形成される。
フェーズ3では、図20Cに示すように、抵抗型センサ31−2、31−4に係る抵抗r2、r4と参照用の2つの抵抗Rrefとを組み込んだ、ハーフブリッジ回路からなる抵抗検出回路323が形成される。
フェーズ4では、図20Dに示すように、抵抗型センサ31−1、31−4に係る抵抗r1、r4と参照用の2つの抵抗Rrefを組み込んだ、フルブリッジ回路からなる抵抗検出回路324が形成される。
フェーズ4では、図20Dに示すように、抵抗型センサ31−1、31−4に係る抵抗r1、r4と参照用の2つの抵抗Rrefを組み込んだ、フルブリッジ回路からなる抵抗検出回路324が形成される。
次に、フェーズ1〜4において形成される抵抗検出回路321〜324の各出力電圧V1〜V4について、図20A〜図20Dを参照して説明する。
フェーズ1における抵抗検出回路321の出力電圧V1は、電源供給端子325に供給される電圧をVとすると、以下のようになる(図20A参照)。
フェーズ1における抵抗検出回路321の出力電圧V1は、電源供給端子325に供給される電圧をVとすると、以下のようになる(図20A参照)。
ここで、ΔR1やΔR3がR1、R3、Rrefよりも非常に小さいと仮定すると、数19は以下のように表すことができる。
この式は若干複雑ではあるが、ΔR1とΔR3以外の量はすべて定数であることから、A1、B1を定数とすると、出力電圧V1は以下の1次式で表すことができる。
V1=A1−B1・(ΔR1+ΔR3)・・・(54)
V1=A1−B1・(ΔR1+ΔR3)・・・(54)
すなわち、抵抗検出回路321の出力電圧V1は、抵抗型センサ31−1、31−3に係る抵抗r1、r3の抵抗値の変化ΔR1、ΔR3の和(加算結果)に応じた電圧を測定することによって求めることができる。なお、A1、B1の値は任意の設計事項なので、電圧の変化に着目すると、式(54)は以下の式(55)と書くことができる。
V1∝ΔR1+ΔR3・・・(55)
V1∝ΔR1+ΔR3・・・(55)
以下簡略化のため、この比例係数を1とおいて、出力電圧V1は以下のように表すことにする。
V1=ΔR1+ΔR3・・・(56)
次に、フェーズ2における抵抗検出回路322の出力電圧V2を求めると、以下のようになる(図20B参照)。
V1=ΔR1+ΔR3・・・(56)
次に、フェーズ2における抵抗検出回路322の出力電圧V2を求めると、以下のようになる(図20B参照)。
これを整理した式は非常に複雑な式となるが、R3とR2は等しいと仮定し、さらに前記同様に、ΔR3やΔR2がR3、R2、Rrefよりも非常に小さいと仮定する。これにより、数21はフェーズ1の場合と同様に、出力電圧V2は以下の1次式で表すことができる。
V2=A2−B2・(ΔR3−ΔR2)・・・(57)
V2=A2−B2・(ΔR3−ΔR2)・・・(57)
すなわち、抵抗検出回路322の出力電圧V2は、抵抗型センサ31−3、31−2に係る抵抗r3、r2の抵抗値の変化ΔR3、ΔR1の差(減算結果)に応じた電圧を測定することによって求めることができる。さらに同様に、A2、B2の値は任意の設計事項なので、式(57)をさらに簡略化し、以下のように表すことにする。
V2=ΔR3−ΔR2・・・(58)
V2=ΔR3−ΔR2・・・(58)
以降のフェーズ3における抵抗検出回路323(図20C参照)は、フェーズ1における抵抗検出回路321と同様である。また、フェーズ4における抵抗検出回路324(図20D参照)は、フェーズ2における抵抗検出回路322と同様である。
このため、検出回路形成部32において、フェーズごとに出力される出力電圧V1〜V4をまとめると、以下のようになる。
V1=ΔR1+ΔR3 ・・・(59)
V2=ΔR3−ΔR2 ・・・(60)
V3=ΔR2+ΔR4 ・・・(61)
V4=−ΔR4+ΔR1・・・(62)
このため、検出回路形成部32において、フェーズごとに出力される出力電圧V1〜V4をまとめると、以下のようになる。
V1=ΔR1+ΔR3 ・・・(59)
V2=ΔR3−ΔR2 ・・・(60)
V3=ΔR2+ΔR4 ・・・(61)
V4=−ΔR4+ΔR1・・・(62)
つまり、検出回路形成部32では、フェーズごとに、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4の中から予め定めた2個の抵抗型センサを選択する。さらに、その選択された抵抗型センサの抵抗変化の加算または減算処理を行うために、ハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路のいずれかで構成する抵抗検出回路321〜324を形成する。
なお、検出回路形成部32はこれまですべてブリッジ回路で構成されるものとして説明してきたが、2個以上の抵抗型センサの抵抗変化分を電圧に変換できる回路であればよい。たとえば、抵抗型センサに一定の電流を流した電流電圧変換回路でも抵抗を電圧に変換することは可能であるし、DA(DigitalToAnalog)変換器で良く利用される抵抗ラダー回路でも可能である。
検出回路形成部32は2個以上の抵抗型センサの抵抗変化分の和及び差を電圧の和及び差に変換できる回路であることが好ましい。
本実施形態4の場合、抵抗値相互の減算結果を電圧値に変換する場合があるため、コストや精度の観点から、特にフルブリッジ回路が最適である。
また、検出回路形成部32の後段に、トランジスタや増幅器が存在しても良い。
本実施形態4の場合、抵抗値相互の減算結果を電圧値に変換する場合があるため、コストや精度の観点から、特にフルブリッジ回路が最適である。
また、検出回路形成部32の後段に、トランジスタや増幅器が存在しても良い。
測定部33は、検出回路形成部32で形成される抵抗検出回路321〜324から出力される出力電圧V1〜V4を順に取り込んで測定する。具体的には、その取り込んだ出力電圧V1〜V4について増幅、AD変換などの所定の信号処理を行う。
このため、測定部33は、例えば、抵抗検出回路321〜324から出力される出力電圧V1〜V4を増幅する演算増幅器(オペアンプ)からなる増幅回路(図示せず)と、増幅回路の出力をAD変換するAD変換回路(図示せず)と、を備えている。
このため、測定部33は、例えば、抵抗検出回路321〜324から出力される出力電圧V1〜V4を増幅する演算増幅器(オペアンプ)からなる増幅回路(図示せず)と、増幅回路の出力をAD変換するAD変換回路(図示せず)と、を備えている。
演算部34は、測定部33が取り込んで出力する検出回路形成部32の出力電圧V1〜V4について所定の演算により線型結合させ、この線型結合に基づいて各軸(X軸、Y軸、Z軸とする)の出力を求める演算を行い、この演算結果を出力する。
ここで、測定部33は、上記のように、検出回路形成部32から取り込んだ出力電圧V1〜V4についてAD変換回路でAD変換してデジタル信号として出力する。このため、演算部34による各軸の出力の演算は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
ここで、測定部33は、上記のように、検出回路形成部32から取り込んだ出力電圧V1〜V4についてAD変換回路でAD変換してデジタル信号として出力する。このため、演算部34による各軸の出力の演算は、CPU(中央処理装置)またはコンピュータによるソフトウェアなどによって実現できる。
(具体例1)
次に、本発明の実施形態4の具体例について説明する。
まず、具体例1について説明する。
この具体例1は、図19に示す実施形態4において、抵抗型センサ31−1〜31−4として、以下のような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサを適用した場合である。
ΔR1=X+Z=kx・Bx+kz・Bz・・・(63)
ΔR2=X−Z=kx・Bx−kz・Bz・・・(64)
ΔR3=Y+Z=ky・By+kz・Bz・・・(65)
ΔR4=Y−Z=ky・By−kz・Bz・・・(66)
次に、本発明の実施形態4の具体例について説明する。
まず、具体例1について説明する。
この具体例1は、図19に示す実施形態4において、抵抗型センサ31−1〜31−4として、以下のような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサを適用した場合である。
ΔR1=X+Z=kx・Bx+kz・Bz・・・(63)
ΔR2=X−Z=kx・Bx−kz・Bz・・・(64)
ΔR3=Y+Z=ky・By+kz・Bz・・・(65)
ΔR4=Y−Z=ky・By−kz・Bz・・・(66)
ここで、Bx、By、Bzは、互いに直交する3軸(X軸、Y軸、Z軸)磁場の各軸成分値を示している。また、kx、ky、kzは、一般にはセンサの感度に対応するもので、この例では磁場から抵抗値への変換定数である。したがって、X、Y、Zは、各軸磁場の成分値を抵抗の次元で表した量である。
なお、式(63)〜(66)で示すような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサの具体的な内部構成は、特開2002−71381号公報などに記載のように公知である。
なお、式(63)〜(66)で示すような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサの具体的な内部構成は、特開2002−71381号公報などに記載のように公知である。
いま仮に、上記特性のセンサに対し、第1の磁気抵抗型センサ、第2の磁気抵抗型センサ・・・と順に信号処理していく時分割処理の場合について考える。これを式で具体的に書けば、以下のようになる。
フェーズ1:V1(時分割)=ΔR1=X+Z・・・(67)
フェーズ2:V2(時分割)=ΔR2=X−Z・・・(68)
フェーズ3:V3(時分割)=ΔR3=Y+Z・・・(69)
フェーズ4:V4(時分割)=ΔR4=Y−Z・・・(70)
フェーズ1:V1(時分割)=ΔR1=X+Z・・・(67)
フェーズ2:V2(時分割)=ΔR2=X−Z・・・(68)
フェーズ3:V3(時分割)=ΔR3=Y+Z・・・(69)
フェーズ4:V4(時分割)=ΔR4=Y−Z・・・(70)
この信号処理をすると、上記の式(67)〜(70)の左辺の量がすべて測定できるので、この結果を用いて、各軸の磁場の成分値X、Y、Zは以下の式で求めることができる。
X軸磁場:X=1/2・(V1(時分割)+V2(時分割))
・・・(71)
Y軸磁場:Y=1/2・(V3(時分割)+V4(時分割))
・・・(72)
Z軸磁場:Z=1/4・(V1(時分割)−V2(時分割)
+V3(時分割)−V4(時分割))
・・・(73)
X軸磁場:X=1/2・(V1(時分割)+V2(時分割))
・・・(71)
Y軸磁場:Y=1/2・(V3(時分割)+V4(時分割))
・・・(72)
Z軸磁場:Z=1/4・(V1(時分割)−V2(時分割)
+V3(時分割)−V4(時分割))
・・・(73)
これに対して、実施形態4における具体例1は、検出回路形成部32が、図20A〜図20Dに示すような抵抗検出回路321〜324を時間順に形成し、抵抗検出回路321〜324の出力電圧V1〜V4を測定部33において各時間順に同期して測定する。この結果、各フェーズにおける検出回路形成部32の出力電圧V1〜V4は、式(59)〜(62)から以下のようになる。
フェーズ1:V1=ΔR1+ΔR3=X+Y+2Z ・・・(74)
フェーズ2:V2=ΔR3−ΔR2=−X+Y+2Z・・・(75)
フェーズ3:V3=ΔR2+ΔR4=X+Y−2Z ・・・(76)
フェーズ4:V4=−ΔR4+ΔR1=X−Y+2Z・・・(77)
フェーズ1:V1=ΔR1+ΔR3=X+Y+2Z ・・・(74)
フェーズ2:V2=ΔR3−ΔR2=−X+Y+2Z・・・(75)
フェーズ3:V3=ΔR2+ΔR4=X+Y−2Z ・・・(76)
フェーズ4:V4=−ΔR4+ΔR1=X−Y+2Z・・・(77)
この関係式を逆に解くことによって、式(74)〜(77)の左辺の出力電圧V1〜V4を用いて、各軸の磁場の成分値X、Y、Zを演算部34で演算することができる。
この演算は、具体的には以下のようになる。
X軸磁場:X=1/4・(V1−V2+V3+V4)・・・(78)
Y軸磁場:Y=1/4・(V1+V2+V3−V4)・・・(79)
Z軸磁場:Z=1/8・(V1+V2−V3+V4)・・・(80)
なお、上記までの説明で明らかなように、Bx、By、Bz乃至X、Y、Zは、特に3軸磁場の成分値でなくても良く、4個の抵抗型センサに対して式(63)〜(66)を満たすようなセンサであれば元の物理量は磁場に限るものではない。
この演算は、具体的には以下のようになる。
X軸磁場:X=1/4・(V1−V2+V3+V4)・・・(78)
Y軸磁場:Y=1/4・(V1+V2+V3−V4)・・・(79)
Z軸磁場:Z=1/8・(V1+V2−V3+V4)・・・(80)
なお、上記までの説明で明らかなように、Bx、By、Bz乃至X、Y、Zは、特に3軸磁場の成分値でなくても良く、4個の抵抗型センサに対して式(63)〜(66)を満たすようなセンサであれば元の物理量は磁場に限るものではない。
また、図20A〜図20Dの各フェーズでの抵抗検出回路321〜324は、これが唯一の構成ではない。1つ目の例として、各フェーズ間の互換はまったく一般性を失わない。2つ目の例として、4つの全フェーズにおいて抵抗型センサ31−1〜31−4に係る抵抗r1〜r4と参照用の抵抗Rrefを入れ替えてもまったく同様の結果を得ることができる。同様に、各フェーズ間において選択する抵抗型センサ同士を入れ換えても、式(74)〜(77)を満たすことができる。
さらに言えば、抵抗を電圧に変換する抵抗検出回路はブリッジ回路にとどまるものではなく、式(78)〜(80)の関係が成立するような抵抗検出回路であればすべて本発明の装置に適用可能である。
さて、上記の式(74)〜(77)は、WO2008/032741号公報に記載の〔数9〕と酷似している。そのまま〔数9〕を抜粋すると、以下のようになる。
(α)=A+C=Hx+Hy+2Hz+√2n ・・・(81)
(β)=A+D=Hx−Hy+2Hz+√2n ・・・(82)
(γ)=B+D=−Hx−Hy+2Hz+√2n・・・(83)
(δ)=B+C=−Hx+Hy+2Hz+√2n・・・(84)
このうち、式(74)と式(81)は、(α)と(ノイズnを除いて)まったく同じ式である。式(75)と式(76)は式(82)と式(84)を逆にしたものと同様であるが、式(75)と式(76)の入れ替えは上記のとおり設計事項であるので、本質的な意味はいずれも同じである。
さて、上記の式(74)〜(77)は、WO2008/032741号公報に記載の〔数9〕と酷似している。そのまま〔数9〕を抜粋すると、以下のようになる。
(α)=A+C=Hx+Hy+2Hz+√2n ・・・(81)
(β)=A+D=Hx−Hy+2Hz+√2n ・・・(82)
(γ)=B+D=−Hx−Hy+2Hz+√2n・・・(83)
(δ)=B+C=−Hx+Hy+2Hz+√2n・・・(84)
このうち、式(74)と式(81)は、(α)と(ノイズnを除いて)まったく同じ式である。式(75)と式(76)は式(82)と式(84)を逆にしたものと同様であるが、式(75)と式(76)の入れ替えは上記のとおり設計事項であるので、本質的な意味はいずれも同じである。
一方、式(76)と式(83)は符号が異なる。この符号の相違は、本発明の技術対象に対しては、上記の特許文献に記載される磁気抵抗型センサを用いているために生じている相違であり、すなわち、避けることのできない相違である。しかし、WO2008/032741号公報に記載の発明では符号の反転が可能であるため、(γ)を以下のように定義し直すことによって式(76)と式(83)は同様になる。
(γ)=−B−D・・・(85)
(γ)=−B−D・・・(85)
次に、実施形態4の具体例1において、SN比がどの程度改善されるかについて考察する。
そのため、まず実施形態4の具体例1の比較対象である時分割処理の場合の各フェーズでの信号成分、ノイズ成分を以下のように定義する。
フェーズ1:V1(時分割)=ΔR1=X+Z±Ns±Na・・・(86)
フェーズ2:V2(時分割)=ΔR2=X−Z±Ns±Na・・・(87)
フェーズ3:V3(時分割)=ΔR3=Y+Z±Ns±Na・・・(88)
フェーズ4:V4(時分割)=ΔR4=Y−Z±Ns±Na・・・(89)
そのため、まず実施形態4の具体例1の比較対象である時分割処理の場合の各フェーズでの信号成分、ノイズ成分を以下のように定義する。
フェーズ1:V1(時分割)=ΔR1=X+Z±Ns±Na・・・(86)
フェーズ2:V2(時分割)=ΔR2=X−Z±Ns±Na・・・(87)
フェーズ3:V3(時分割)=ΔR3=Y+Z±Ns±Na・・・(88)
フェーズ4:V4(時分割)=ΔR4=Y−Z±Ns±Na・・・(89)
ここで、各式における最初の等号は時分割処理であることに起因する。2番目の等号は式(63)〜(66)から導かれるものである。また、±Nsは各フェーズでの抵抗型センサに起因するノイズ、±Naは各フェーズでの測定部33で発生するノイズを示すものとする。さらに、これら両ノイズは、いわゆるホワイトノイズ(白色雑音)、すなわち全周波数帯域に対して一定値のノイズを取るものであるとし、各ノイズはすべて互いに無相関であるものとする。
各軸の磁場を求めるため、式(86)〜(89)に示す各フェーズのノイズを含んだ出力電圧に対して式(71)〜(73)を適用すると、次式が得られる。
X軸磁場(ノイズ含む):X’=1/2・(2X±√2Ns±√2Na)
・・・(90)
Y軸磁場(ノイズ含む):Y’=1/2・(2Y±√2Ns±√2Na)
・・・(91)
Z軸磁場(ノイズ含む):Z’=1/4・(4Z±2Ns±2Na)
・・・(92)
X軸磁場(ノイズ含む):X’=1/2・(2X±√2Ns±√2Na)
・・・(90)
Y軸磁場(ノイズ含む):Y’=1/2・(2Y±√2Ns±√2Na)
・・・(91)
Z軸磁場(ノイズ含む):Z’=1/4・(4Z±2Ns±2Na)
・・・(92)
一方、式(86)〜(89)のように各フェーズでの信号成分、ノイズ成分を定義すると、本発明の具体例1の信号処理、すなわち図2及び式(74)〜(77)を適用したときの各フェーズでの信号成分とノイズ成分は以下のように表すことができる。
フェーズ1:V1=ΔR1+ΔR3
=(X+Z±Ns)+(Y+Z±Ns)±Na
=X+Y+2Z±√2Ns±Na ・・・(93)
フェーズ2:V2=ΔR3−ΔR2
=(Y+Z±Ns)−(X−Z±Ns)±Na
=−X+Y+2Z±√2Ns±Na ・・・(94)
フェーズ3:V3=ΔR2+ΔR4
=(X−Z±Ns)+(Y−Z±Ns)±Na
=X+Y−2Z±√2Ns±Na ・・・(95)
フェーズ4:V4=−ΔR4+ΔR1
=−(Y−Z±Ns)+(X+Z±Ns)±Na
=X−Y+2Z±√2Ns±Na ・・・(96)
フェーズ1:V1=ΔR1+ΔR3
=(X+Z±Ns)+(Y+Z±Ns)±Na
=X+Y+2Z±√2Ns±Na ・・・(93)
フェーズ2:V2=ΔR3−ΔR2
=(Y+Z±Ns)−(X−Z±Ns)±Na
=−X+Y+2Z±√2Ns±Na ・・・(94)
フェーズ3:V3=ΔR2+ΔR4
=(X−Z±Ns)+(Y−Z±Ns)±Na
=X+Y−2Z±√2Ns±Na ・・・(95)
フェーズ4:V4=−ΔR4+ΔR1
=−(Y−Z±Ns)+(X+Z±Ns)±Na
=X−Y+2Z±√2Ns±Na ・・・(96)
測定部33は1つのため、式(93)〜(96)では、各フェーズにおける±Naはノイズを含んだセンサ信号2個分の和に対して各1個分が加えられる。さらに、センサノイズが互いに無相関であることから、式(93)〜(96)では、2行目のように変形することができる。
そして、式(93)〜(96)に対して、上記の式(78)〜(80)で記載したV1からV4と同じ演算を行うと、ノイズを含んだ各軸の磁場X’、Y’、Z’は以下のように演算される。
X軸磁場(ノイズ含む):X’=1/4・(4X±2√2Ns±2Na)
・・・(97)
Y軸磁場(ノイズ含む):Y’=1/4・(4Y±2√2Ns±2Na)
・・・(98)
Z軸磁場(ノイズ含む):Z’=1/8・(8Z±2√2Ns±2Na)
・・・(99)
X軸磁場(ノイズ含む):X’=1/4・(4X±2√2Ns±2Na)
・・・(97)
Y軸磁場(ノイズ含む):Y’=1/4・(4Y±2√2Ns±2Na)
・・・(98)
Z軸磁場(ノイズ含む):Z’=1/8・(8Z±2√2Ns±2Na)
・・・(99)
式(97)〜(99)と式(90)〜(92)とを比較すると、以下のようにSN比が変わることがわかる。
X軸SN比:Nsに対するSN比は同じ。Naに対するSN比は√2倍向上。
Y軸SN比:Nsに対するSN比は同じ。Naに対するSN比は√2倍向上。
Z軸SN比:Nsに対するSN比は√2倍向上。Naに対するSN比は2倍向上。
X軸SN比:Nsに対するSN比は同じ。Naに対するSN比は√2倍向上。
Y軸SN比:Nsに対するSN比は同じ。Naに対するSN比は√2倍向上。
Z軸SN比:Nsに対するSN比は√2倍向上。Naに対するSN比は2倍向上。
ここで、抵抗型センサに起因するノイズNsは非常に小さいものとして無視し、測定部33に起因するノイズNaのみを考える。さらに、時分割処理のときはフェーズが3つ、実施形態4の具体例1のときにはフェーズが4つ必要なことを考慮し、両者の全フェーズ(1サイクル)の総信号処理時間をそろえるように調整する。すなわち、実施形態4の具体例1のフェーズ1つあたりの処理時間は、時分割処理の4分の3の時間に縮められることとなる。
このときのNaに対するSN比は、すべての軸について上記の√3/2倍となる。すなわち、以下のようにすべての軸について向上することになる。
X軸SN比:Naに対するSN比は√6/2倍(約1.22倍)向上。
Y軸SN比:Naに対するSN比は√6/2倍(約1.22倍)向上。
Z軸SN比:Naに対するSN比は√3倍(約1.73倍)向上。
したがって、抵抗型センサに起因するノイズが非常に小さく、測定部33に起因するノイズと比べて無視できるとしたときに、実施形態4の具体例1は最大の効果を発揮する。
X軸SN比:Naに対するSN比は√6/2倍(約1.22倍)向上。
Y軸SN比:Naに対するSN比は√6/2倍(約1.22倍)向上。
Z軸SN比:Naに対するSN比は√3倍(約1.73倍)向上。
したがって、抵抗型センサに起因するノイズが非常に小さく、測定部33に起因するノイズと比べて無視できるとしたときに、実施形態4の具体例1は最大の効果を発揮する。
(具体例2)
次に、実施形態4の具体例2について説明する。
この具体例2は、図19に示す実施形態4において、抵抗型センサ31−1〜31−4として、以下のような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサを適用したものである。
ΔR1=X+Z+Yx=kx・Bx+kz・Bz+kyx・By
・・・(100)
ΔR2=X−Z+Yx=kx・Bx−kz・Bz+kyx・By
・・・(101)
ΔR3=Y+Z+Xy=ky・By+kz・Bz+kxy・Bx
・・・(102)
ΔR4=Y−Z+Xy=ky・By−kz・Bz+kxy・Bx
・・・(103)
次に、実施形態4の具体例2について説明する。
この具体例2は、図19に示す実施形態4において、抵抗型センサ31−1〜31−4として、以下のような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサを適用したものである。
ΔR1=X+Z+Yx=kx・Bx+kz・Bz+kyx・By
・・・(100)
ΔR2=X−Z+Yx=kx・Bx−kz・Bz+kyx・By
・・・(101)
ΔR3=Y+Z+Xy=ky・By+kz・Bz+kxy・Bx
・・・(102)
ΔR4=Y−Z+Xy=ky・By−kz・Bz+kxy・Bx
・・・(103)
式(100)〜(103)において、式(63)〜(66)において説明したパラメータは、その説明したものと同じ意味である。新たに定義したkxy及びkyxは、いわゆる他軸感度と呼ばれるものであり、kxyはX軸の磁場がY軸の抵抗型センサに対して与える感度、kyxはY軸の磁場がX軸の抵抗型センサに対して与える感度である。したがって、前述の実施形態4の具体例1は、実施形態4の具体例2の特別な場合(他軸感度がない場合)である。
なお、式(100)〜(103)で示すような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサの具体的な内部構成は、特開2002−71381号公報などに記載のように公知である。
なお、式(100)〜(103)で示すような出力特性を有する磁気抵抗型のセンサの具体的な内部構成は、特開2002−71381号公報などに記載のように公知である。
この具体例2では、具体例1と同様に、検出回路形成部32が、図20A〜図20Dに示すような抵抗検出回路321〜324を時間順に形成し、抵抗検出回路321〜324の出力電圧V1〜V4を測定部33において各時間順に同期して測定する。この結果、3軸磁場に対して以下のように各フェーズにおける出力電圧が変化する。
フェーズ1:V1=ΔR1+ΔR3=(X+Yx)+(Y+Xy)+2Z
・・・(104)
フェーズ2:V2=ΔR3−ΔR2=−(X+Yx)+(Y+Xy)+2Z
・・・(105)
フェーズ3:V3=ΔR2+ΔR4=(X+Yx)+(Y+Xy)−2Z
・・・(106)
フェーズ4:V4=−ΔR4+ΔR1=(X+Yx)−(Y+Xy)+2Z
・・・(107)
フェーズ1:V1=ΔR1+ΔR3=(X+Yx)+(Y+Xy)+2Z
・・・(104)
フェーズ2:V2=ΔR3−ΔR2=−(X+Yx)+(Y+Xy)+2Z
・・・(105)
フェーズ3:V3=ΔR2+ΔR4=(X+Yx)+(Y+Xy)−2Z
・・・(106)
フェーズ4:V4=−ΔR4+ΔR1=(X+Yx)−(Y+Xy)+2Z
・・・(107)
この関係式は、出力特性の式(100)〜(103)から明らかなように、実施形態4の具体例1におけるXをX+Yxに、YをY+Xyに置き換えただけの式になっている。したがって、式(100)〜(107)を逆に解くことによって、X+YxとY+XyとZをそれぞれ演算部34で演算することができる。
これを具体的に書けば、以下のようになる。
X+Yx=1/4・(V1−V2+V3+V4) ・・・(108)
Y+Xy=1/4・(V1+V2+V3−V4) ・・・(109)
Z=1/8・(V1+V2−V3+V4) ・・・(110)
これを具体的に書けば、以下のようになる。
X+Yx=1/4・(V1−V2+V3+V4) ・・・(108)
Y+Xy=1/4・(V1+V2+V3−V4) ・・・(109)
Z=1/8・(V1+V2−V3+V4) ・・・(110)
なお、上記までの説明で明らかなように、Bx、By、Bz乃至X、Y、Zは、特に磁場成分値でなくても良く、4個の抵抗型センサに対して式(100)〜(103)の出力特性を満たすようなセンサであれば元の物理量は磁場に限るものではない。
この式(108)〜(110)の結果を見ると、式(110)によりZ軸の磁場はすでに求められている。実際には、実施形態4の具体例1とまったく同じ式である。つまり、SN比の向上については具体例1とまったく同じ結論が成立する。
この式(108)〜(110)の結果を見ると、式(110)によりZ軸の磁場はすでに求められている。実際には、実施形態4の具体例1とまったく同じ式である。つまり、SN比の向上については具体例1とまったく同じ結論が成立する。
一方、X軸磁場とY軸磁場を求めるため、式(108)〜(110)の結果を式(100)〜(103)に代入し、X、Y、Xy及びYxを消去すると、以下の2つの等式が導かれる。
V1−V2+V3+V4=4(X+Yx)
=4(kx・Bx+kyx・By)=P1
・・・(111)
V1+V2+V3−V4=4(Y+Xy)
=4(kxy・Bx+ky・By)=P2
・・・(112)
V1−V2+V3+V4=4(X+Yx)
=4(kx・Bx+kyx・By)=P1
・・・(111)
V1+V2+V3−V4=4(Y+Xy)
=4(kxy・Bx+ky・By)=P2
・・・(112)
この式(111)(112)の左辺は、すべて測定によって求められる量(P1及びP2)である。さらに、kx、ky、kxy、kyxもすべて予め求めることができる定数である。したがって、式(111)(112)における未知の量はBxとByのみであり、これらを求めることができる。
式(111)(112)で定義したP1及びP2を用いて具体的に書けば、以下のようになる。
式(111)(112)で定義したP1及びP2を用いて具体的に書けば、以下のようになる。
このように、実施形態4の具体例2によれば、他軸感度が存在するような磁気抵抗型センサに対しても、3軸各軸の磁場を演算することが可能となる。
以上説明したように、本発明の実施形態4によれば、検出回路形成部32が、物理量の測定のときに、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のうちの予め定めた2個の抵抗型センサを選択し、この選択した2個の抵抗型センサを含む予め定めた抵抗検出回路321〜324を形成するようにした。
以上説明したように、本発明の実施形態4によれば、検出回路形成部32が、物理量の測定のときに、4個の抵抗型センサ31−1〜31−4のうちの予め定めた2個の抵抗型センサを選択し、この選択した2個の抵抗型センサを含む予め定めた抵抗検出回路321〜324を形成するようにした。
また、この実施形態4では、検出回路形成部32からの出力電圧V1〜V2について線型結合を含む演算によりX軸、Y軸、Z軸の出力を求めるようにした。
このため、この実施形態4によれば、複数の抵抗検出回路を必要とする場合に、構成要素の共通化を図って回路規模などの小型化を図ることができる上に、SN比の改善に寄与することができる。
このため、この実施形態4によれば、複数の抵抗検出回路を必要とする場合に、構成要素の共通化を図って回路規模などの小型化を図ることができる上に、SN比の改善に寄与することができる。
1−1〜1−4…センサ
2、2A…信号反転部
2−1〜2−4…スイッチ
3…結合部
4…測定部
4−1…増幅部
4−2…AD変換部
5…演算部
11−1〜11−3…加速度センサ
11−4〜11−6…磁気センサ
11−7〜11−10…センサ
12…信号増幅部
12−1〜12−4…信号増幅回路
13−1〜13−10…スイッチ
14…結合部
15…測定部
16…演算部
21−1〜21−n…センサ
22、22A…信号反転部
22−1〜22−n…増幅・スイッチ
22−1a〜22−na…スイッチ群
22−A…増幅器
23…結合部
24…測定部
25…演算部
31−1〜31−4…抵抗型センサ
32…検出回路形成部
33…測定部
34…演算部
321〜324…抵抗検出回路
2、2A…信号反転部
2−1〜2−4…スイッチ
3…結合部
4…測定部
4−1…増幅部
4−2…AD変換部
5…演算部
11−1〜11−3…加速度センサ
11−4〜11−6…磁気センサ
11−7〜11−10…センサ
12…信号増幅部
12−1〜12−4…信号増幅回路
13−1〜13−10…スイッチ
14…結合部
15…測定部
16…演算部
21−1〜21−n…センサ
22、22A…信号反転部
22−1〜22−n…増幅・スイッチ
22−1a〜22−na…スイッチ群
22−A…増幅器
23…結合部
24…測定部
25…演算部
31−1〜31−4…抵抗型センサ
32…検出回路形成部
33…測定部
34…演算部
321〜324…抵抗検出回路
Claims (11)
- 所望の物理量に基づく信号成分を含んだ複数の物理量信号それぞれに基づく複数の要素信号を、前記物理量信号の数以上の回数だけ結合して互いに相異なる結合信号を出力する結合部と、
前記結合部から出力される結合信号を順に受け取る測定部と、
前記測定部から順に出力される前記結合信号に基づいて生成された信号から前記所望の物理量に基づく信号成分を求める演算部と、
前記複数の物理量信号を受け取り、当該物理量信号それぞれに対応する前記要素信号のうち、予め定めた信号については、前記物理量信号を反転した反転信号を前記要素信号とし、残りの信号については前記物理量信号を反転せずに非反転信号を前記要素信号として出力する信号反転部と、備え、
前記信号反転部は、
前記複数の物理量信号を受け取り、当該物理量信号のうち1以上の信号については、前記物理量信号を所定の増幅率で増幅し、残りの信号については前記物理量信号を、そのまま、又は、前記所定の増幅率とは異なる増幅率で増幅する増幅処理を行い、
且つ、
前記複数の物理量信号のうち、予め定めた信号については、前記物理量信号を反転して反転信号とし、残りの信号については前記物理量信号を反転せずに非反転信号とする反転処理を行い、
前記物理量信号それぞれに対して前記増幅処理及び前記反転処理を行った信号を前記要素信号として出力し、
前記結合部は、
前記要素信号のうち、前記反転信号からなる要素信号と前記非反転信号からなる要素信号とを前記物理量信号の数以上の回数だけ結合して、前記結合信号を出力することを特徴とする信号処理装置。 - 前記演算部は、
前記測定部から順に出力される前記結合信号を線型結合させ、該線型結合させた結果から前記所望の物理量に基づく信号成分を求めることを特徴とする請求項1に記載の信号処理装置。 - 前記演算部における線型結合演算する変換と、前記結合部における結合信号を規定する変換と、が互いに逆の線型変換であることを特徴とする請求項2に記載の信号処理装置。
- 前記物理量信号の数が4つ以上であることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の信号処理装置。
- 前記結合部における結合信号の出力回数が前記物理量信号の数と同じであるとともに、さらに前記逆の線型変換が互いに逆行列の関係であることを特徴とする請求項3に記載の信号処理装置。
- 前記信号反転部は、
前記物理量信号それぞれに対応する要素信号のうち、最もSN比が小さい信号を絶対値で1.0よりも大きい所定の増幅率で増幅し、残りの信号を、そのまま、又は、前記所定の増幅率よりも絶対値が小さい増幅率で増幅することを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の信号処理装置。 - 前記信号反転部は、
前記物理量信号それぞれに対応する要素信号のうち、最もSN比が小さい信号をそのまま出力し、残りの信号を絶対値で1.0よりも小さい所定の増幅率で増幅することを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の信号処理装置。 - 前記物理量信号の数がN個(ただし、Nは5以上の整数)以上であり、
前記信号反転部は、前記予め定めた信号を((N/2)−1)倍に反転増幅して反転信号とすることを特徴とする請求項1から請求項7の何れか1項に記載の信号処理装置。 - 前記演算部は、
前記結合部から出力される結合信号と、所定の係数とを線型結合した線型結合データに基づき前記所望の物理量に基づく信号成分を求めるようになっており、前記係数は、0を含まず、且つ、絶対値が全て等しいことを特徴とする請求項1から請求項8の何れか1項に記載の信号処理装置。 - 前記物理量信号が、異なる物理量を計測する少なくとも2種類のセンサから出力される信号であることを特徴とする請求項1から請求項9の何れか1項に記載の信号処理装置。
- 前記物理量信号が、2つ以上のセンサから出力される信号であり、前記2つ以上のセンサには、感度及びSN比のうちの少なくとも一方が他のセンサと異なるセンサが含まれることを特徴とする請求項1から請求項10の何れか1項に記載の信号処理装置。
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