JP5777719B2 - 自動車ヘッドライトの光源を直流電流により作動させる方法および電気回路、ならびにこのような回路を備える自動車ヘッドライトのライトモジュール、およびこのようなライトモジュールを備える自動車ヘッドライト - Google Patents

Description

自動車ヘッドライトの光源を直流電流により作動させる方法および電気回路、ならびにこのような回路を備える自動車ヘッドライトのライトモジュール、およびこのようなライトモジュールを備える自動車ヘッドライト

本発明は、それ自体として交流電流による作動のために設けられた自動車ヘッドライトの光源を、直流電流により作動させる方法に関する。このとき光源は誘導負荷を有している。光源は、回路工学的には、４つの半導体スイッチを有する電気的なＨブリッジ回路のそれぞれのブリッジ分枝の間に配置されている。交流電流動作のとき、光源はＨブリッジ回路を介して交流電流を供給される。このとき、Ｈブリッジ回路の上側に配置された両方の半導体スイッチが（ハイサイド）、少なくとも１つのブートストラップコンデンサをそれぞれ含むブートストラップ回路をそれぞれ介して制御される。

本発明は、それ自体として交流電流による作動のために設けられた自動車ヘッドライトの光源を、直流電流により作動させるための電気回路にも関するものであり、光源は誘導負荷を有している。この回路は次のものを含んでいる：
−交流電流動作のときに光源に交流電流を供給するための４つの半導体スイッチを有する電気的なＨブリッジ回路。光源は、回路工学的には、Ｈブリッジ回路のそれぞれのブリッジ分枝の間に配置されている。
−ブートストラップコンデンサをそれぞれ有するブートストラップ回路。ブートストラップ回路は、Ｈブリッジ回路の上側に配置された両方の半導体スイッチのうちの一方をそれぞれ制御するためのものである。

さらに本発明は、自動車ヘッドライトのライトモジュールに関する。ライトモジュールは、誘導負荷を有する光源と、光源を作動させるための回路とを含んでいる。

最後に本発明は、透明なカバーガラスにより閉じられた光射出口を備えるハウジングと、ハウジングの中に配置された少なくとも１つのライトモジュールとを含む自動車ヘッドライトに関する。

ガス放電ランプ（Ｇａｓ Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ Ｌａｍｐ、 ＧＤＬ）は、たとえば誘導負荷を有する光源である。誘導負荷は、ガス放電ランプを点火、作動させるための高圧イグニショントランスミッタの誘導特性に基づいて生じる。ガス放電ランプは、自動車ヘッドライトのライトモジュールで利用される。

ガス放電ランプを備えるライトモジュールは、自動車前方の車道上で所望の光分布を生成するためにガス放電ランプから発せられた光がリフレクタによって反射される、反射モジュールとして構成されていてよい。光分布を少しだけ変化させるために、たとえば円柱レンズやプリズムのような形態の光学的に作用する異形断面が光路に設けられていてよい。光学的な異形断面は、自動車ヘッドライトのカバーガラス（散乱ガラス）に構成されていてよく、リフレクタで反射された光が自動車ヘッドライトから射出されるときにこれを通過する。生成される光分布が、実質的に水平方向の明暗境界を有する減光された光分布であるべき場合、リフレクタの形状を相応に選択することができ、それにより、反射されてヘッドライトから射出される光がすでに所望の明暗境界を有するようになり、そのために、反射された光線の一部を覆うための追加の手段を必要とすることがない。このように成形されたリフレクタは、フリーフォームリフレクタとも呼ばれる。

別案として、ガス放電ランプを備えるライトモジュールは、ガス放電ランプから発せられた光がまず一次光学系（たとえばリフレクタ）により集束され、次いで二次光学系（たとえば投影レンズ）により、自動車前方の車道での所望の光分布の生成のために結像される、いわゆる投影モジュールとして構成されていてもよい。生成される光分布が、実質的に水平方向の明暗境界（たとえばロービームやフォグライトのような減光された光分布を生成するため）、および／または垂直方向の明暗境界（たとえば部分ハイビームを具体化するため（車両前方の他の導通関与者がハイビーム分布から的確にフェードアウトされる））、またはマーキングライト（車両前方の物体や人物が的確に照射される）を有しているべきである場合、一次光学系と二次光学系の間の光路に、集束された光線の一部を遮る少なくとも１つの相応の絞り構造が配置されていてよい。絞り構造の、実質的に水平方向に延びる上辺（水平方向の明暗境界を生成するため）、および／または実質的に垂直方向に延びる側辺（垂直方向の明暗境界を生成するため）が、二次光学系により、車両前方の車道に明暗移行部として結像される。

投影モジュールによって生成される光分布を変更するために、絞り構造を離したり近づけたりして光路に挿入することができる。このようにして、生成される光分布をたとえばハイビームとロービームの間で切り換えることができ、あるいは、遮られる領域（部分ハイビームの場合）や照明される領域（マーキングライトの場合）の位置および／または長さを変えることができる。さらに光分布を変更するために、絞り構造の結像される辺の形状を変えることが可能であってよい。さらに、たとえばロービームとハイビームの間でさらに別の光分布を選択できるようにすることが考えられ、このような光分布は、ロービームの位置とハイビームの位置との間の絞り構造の中間位置によって定義され、および／または二次光学系により結像される絞り構造の辺の形状の変更によって定義される。このような種類の別の光分布は、たとえば市街地用の光分布、幹線道路用の光分布、高速道路用の光分布、雨天用、降雪用、もしくは悪天候用の光分布などである。

ガス放電ランプは、通常、交流電流により作動するが、それは特に、アークが間で生成される電極の過熱や、これと結びついたガス放電ランプの故障にまで至る帰結を回避するためである。ガス放電ランプは限定的にしか減光することができず、すなわち、低い電流で作動させることができない。電流が小さいと電極が冷却され、そのために、その電子の仕事関数が高くなり、または放出能力が低下するからである。電流が小さくなるほど、いっそう高い再点火電圧を、交流電流による動作での電流方向反転のために印加しなければならない。つまり低い電流または出力は整流の問題につながり、それが光のちらつきとして目に見えるようになり、アークの完全な消滅につながる可能性さえある。

ガス放電ランプの減光が交流電流動作で可能になるように、ガス放電ランプのための制御回路を構成することが考えられよう。電極の過度の冷却、およびこれと結びついた整流の問題を回避するためには、制御回路が切換の直前に出力を高めて、たとえば動作について通常の値（たとえば６００ｍＡ）から電流が引き上げるようにしなければならない（たとえば約１Ａまで）。すなわち、これは約５０％前後の出力増加である。それによって電極を切換前に加熱させることができ、その結果、仕事関数およびこれに伴って切換に必要な電圧が低くなる。しかし、このことはいっそう高いエネルギー消費量と結びついており、ならびに、制御回路やガス放電ランプのいっそう高い負荷と結びついており、およびその結果として、電極の間欠的な加熱に基づいて短くなる耐用寿命と結びついている。

新たな型式のガス放電ランプは、その特別な構造に基づき、クリティカルでない特定の電極温度以降に交流電流動作から直流電流動作への切り換えを行い、その際にランプを損傷させないという可能性を提供する。このときガス放電ランプの電極は、一方では電極に到来する電子／イオンによる温度上昇、他方では電極の素材を通じての熱排出による温度低下を考慮した熱平衡が、直流電流動作中に電極で生じるように構成されている。直流電流動作では、整流の問題に基づく上述した光のちらつきやアークの完全な消滅を生じさせることなく、大幅に低い出力が可能である。

ガス放電ランプの交流電流動作のために、制御可能な４つの半導体スイッチング素子を特にトランジスタの形態で含み、中間回路直流電圧を矩形の交流電圧に変換する、いわゆるＨブリッジ回路が用いられるのが通常であり、これは、負荷の一方の側が配置されているＨブリッジ回路のブリッジ分枝が特定の周波数で正の供給電圧とアースとの間で切り換えられるとともに、負荷の他方の側が配置されている他方のブリッジ分枝がアースと正の供給電圧との間で切り換えられることによって行われる。このとき負荷における電圧は、正と負の中間回路電圧の間を往復するように切り換えられるブリッジ分枝の電圧差として生じる。従来技術から知られている回路では、半導体回路とその制御エレクトロニクスの施工形態に応じて程度の差こそあれ高いコストをかけなければ、連続的な直流電流動作を維持することができない。

ドレインが正の中間回路電圧Ｖ＋（たとえばＶ＋＝５００Ｖ）と接続された、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴがハイサイドスイッチとして用いられる場合、ゲート電位は制御のために少なくとも閾値電圧Ｕｔｈ（たとえばＵｔｈ＝２から４Ｖ）の分だけ、ソース電位よりも高くなければならない。ドレインとソースはオン状態のとき（半導体スイッチが導通状態のとき）ほぼ等しい電位になっているので、中間回路電圧Ｖ＋よりも少なくとも閾値電圧Ｕｔｈだけ高い電圧Ｖｇがゲートに提供されなくてはならない（たとえばＶｇ＝５１０Ｖ）。このことは従来技術では、通常、いわゆるブートストラップ回路によって具体化される。これはゲートドライバを含んでおり、ゲートドライバはレベルシフタを介して制御され、その電圧供給部は充電式のブートストラップコンデンサで構成されており、そのベースはハイサイドスイッチのソース（ローサイドスイッチのドレインおよびＨブリッジ回路の出力部Ｕｏｕｔに相当）につながれるとともに、その反対極は高圧ブートストラップダイオードを介して供給電圧Ｖｓ（たとえばＶｓ＝１０から１２Ｖ）につながれている。ローサイドスイッチが制御されると、Ｈブリッジ回路の出力部Ｕｏｕｔはアースにつながれ、ブートストラップコンデンサは、ブートストラップダイオードを介して、ほぼ供給電圧Ｖｓまで充電することができる。ブリッジ回路を切り換えようとするときは、ローサイドスイッチがオフになり（遮断され）、次いで、ハイサイドスイッチが制御される（導通される）。それにより、ブートストラップコンデンサからの電荷がゲートドライバを介してハイサイドスイッチのゲートとソースの間で切り換えられ、それにより、ソースの電位（Ｈブリッジ回路の出力電圧Ｕｏｕｔに相当）が中間回路電圧Ｖ＋まで飛躍する。それに伴い、ブートストラップ回路全体が電位に関して中間回路電圧Ｖ＋まで引き上げられ（シフトされ）、ブートストラップダイオードが阻止状態になり、ハイサイドスイッチのゲート電圧はブートストラップ電圧（約１０から１２Ｖ）の分だけ中間回路電圧Ｖ＋（約５００Ｖ）よりも高くなる。

漏れ電流（ゲートドライバへの供給＋ブートストラップダイオードの逆電流＋レベルシフタの逆電流）によってブートストラップコンデンサが放電し、それにより閾値電圧Ｕｔｈを下回ると、ハイサイドスイッチが意図せず自動的に再びオフになる。このことは、ガス放電ランプの交流電流動作では問題とはならないが、ガス放電ランプが直流電流動作で作動することができる時間の明らかな制約につながる。ハイサイドスイッチを連続してオンのままに保つことができる最大時間は、ブートストラップコンデンサの容量、漏れ電流、供給電圧Ｖｓ、および半導体スイッチの閾値電圧Ｕｔｈから定義される。しかし、この最大時間はいかなるケースでも時間的に限られており、それによって交流電流動作の最低限の作業周波数が規定される。このように、従来技術から知られている上述した制御回路によっては、ガス放電ランプの長い直流電流動作は不可能であり、ましてや無制限の直流電流動作は不可能である。

それにもかかわらずガス放電ランプの直流電流動作を可能にするには、ブートストラップコンデンサから流出する電荷を補充しなければならない。このことは従来技術では、高いコストのかかる高圧ポンプ回路（容量式の電荷ポンプ、または電位のないトランスミッタ巻線および整流器を有するレベルシフタ）によって具体化される。たとえばブートストラップコンデンサから流出する電荷の補充のために、独国特許出願公表第１１２００７０００４６５Ｔ２号明細書より、すでに使用されている低圧トランスミッタの追加の変圧器巻線と、漏れ電流が特別に少ない追加の高圧ダイオード（たとえば最大６００Ｖ用に設計）と、ブートストラップコンデンサと並列につながれた追加のツェナーダイオードとを利用することが公知である。このような追加の回路素子により、ブートストラップコンデンサを直流電流動作中に一時的な電流パルスで充電し、そのようにして、流出する電荷を補充することができる。しかしながら提案されている解決法は、エネルギー消費量に関して、または追加的に必要となるコンポーネントに関して、著しい追加のコストを有するという欠点がある。この理由により独国特許出願公表第１１２００７０００４６５Ｔ２号明細書では、必要となる追加のコンポーネントは１つのブートストラップ回路用としてのみ意図されている。このことは、直流電流動作が１つの方向でしか可能でないという欠点がある。しかも変圧器巻線は、中間回路電圧Ｖ＋（約５００Ｖ）の電位にあり、そのため、低圧トランスミッタの低電圧に対して高いコストをかけて絶縁しなければならない。

独国特許出願公表第１１２００７０００４６５Ｔ２号明細書

上述した従来技術を前提とする本発明の課題は、直流電流動作でのガス放電ランプの減光または出力抑制を、ブートストラップ制御を適用するにもかかわらず、高いコストのかかる追加の方策またはコンポーネントなしに可能にすることにある。

この課題を解決するために、冒頭に述べた種類の方法を前提とした上で、直流電流動作のときにＨブリッジ回路の閉じた半導体スイッチのうち少なくとも１つが再充電プロセスのために時おり一時的にターンオフされ、再充電プロセスの終了時に再びターンオンされ、再充電プロセスは、Ｈブリッジ回路のブリッジ分枝を介して流れる電流が０アンペアの値に達するよりも前に終了することが提案される。

本発明の１つの主要な側面は、時間的に非常に短いＨブリッジ回路のパルス状のターンオフにより、光源をその際に消すことなしに、ブートストラップ制御部のブートストラップコンデンサを再充電することにある。光源の誘導負荷に基づき、Ｈブリッジ回路が一時的にターンオフされると、Ｈブリッジ回路のブリッジ分枝を介して流れる電流は急激に変化するのではなく、比較的ゆっくりと、たとえば指数関数（ｅ−Ｆｕｎｋｔｉｏｎ）に従って変化する。Ｈブリッジ回路の半導体スイッチには、いわゆるソース・ドレイン・ボディ・ダイオードが並列につながれており、これが半導体スイッチのターンオフ後にフリーホイーリングダイオードとして作動し、そのようにして、Ｈブリッジ回路のブリッジ分枝を介してのフリーホイーリング電流の流れを可能にし、それにより、当該ブリッジ分枝は電位に関して自動的にアースに傾き、このことがひいてはブートストラップコンデンサの充電につながる。本発明は、たとえば特許文献１で必要とされるような、追加のコンポーネントや、高いコストのかかる既存の制御回路へのその電気的な統合を省くことができるという利点がある。さらに本発明は、両方の方向での直流電流動作を追加コストなしに可能にする。

ガス放電ランプの交流電流動作では、Ｈブリッジ回路の一時的な切換プロセス（整流プロセス）のたびに、Ｈブリッジ回路の出力電圧Ｕｏｕｔが同じ大きさ（中間回路電圧Ｖ＋）になるように、ただし異なる正負記号で極反転するが、これは、左側と右側のブリッジ辺がそれぞれアースから正の中間回路電圧（＋Ｖ＋）へ、または正の中間回路電圧（Ｖ＋）からアースに切り換えられることによって行われる。それにより、ブリッジ分枝を通って流れるランプ電流は、誘導負荷に基づいて一定の時間定数をもつ指数関数の形状で低下していき、ある程度の時間がたつと電流ゼロ通過に達して方向を切り換え、反対方向へ再び数値的に増加していく。

Ｈブリッジ回路のオンになっている（導通状態の）半導体スイッチがオフ（遮断または高抵抗）になる瞬間に、光源の誘導負荷のインダクタンスがランプ電流を同じ方向でさらに駆動し、それによってブリッジ辺の出力電位が自動的に傾き、このことは、半導体スイッチに並列につながれたフリーホイーリングダイオードが電流を受け取るようになるまで、出力キャパシタンスが充電または放電されることによって行われる。

それまで中間回路電圧Ｖ＋に切り換えられていてそのブートストラップコンデンサがこの段階中に漏れ電流により電荷を失ったブリッジ辺は、ハイサイドスイッチのターンオフによってアースに傾き、それにより、このブートストラップコンデンサをブートストラップダイオードを介して再び充電することができる。

本発明ではこのような現象を利用し、そのようにしてランプ電流が電流ゼロ通過に達する前に、すなわち交流電流動作へ切り換えることなしに、直流電流動作で比較的短い時間のあいだにブートストラップコンデンサを充電することを可能にする。それにより、通常のように交流電流動作で極反転された方向で再びターンオンをして、電流を全面的に整流するのではなく、当初の方向で再びターンオンをして、ゼロ通過に達する前に電流を当初の方向で再び上昇させることが可能である。このようにして光源の直流電流動作が得られ、ブートストラップ回路のブートストラップコンデンサは、流出する電荷を補充するために時おり充電される。

本発明により、誘導負荷を備える光源を、特にガス放電ランプを、Ｈブリッジのハイサイドスイッチのブートストラップ・ゲート制御部を備えるＨブリッジ回路を使用して、極端に低い出力で、または比較的大幅な減光で作動させることが可能となる。それと同時に、高価な追加のポンプ回路のための追加コストが回避される。高圧変圧器巻線および／または高圧ダイオードまたは高圧トランジスタを備える追加トランスミッタも、本発明では必要ない。むしろ本発明を具体化するには、制御回路の既存のコンポーネントを利用するだけでよい。最終的に本発明は、ブートストラップコンデンサのキャパシタンスを縮小し、これを従来よりも小型に設計するという可能性ももたらす。直流電流動作中に時おり再充電されるからである。それにより一方では、キャパシタンスが縮小されたブートストラップコンデンサのいっそう小型の設計形態に基づいて配線板の上のスペース節減が得られ、他方ではコスト削減が得られる。

ブートストラップコンデンサの再充電は、特定の時間的な間隔をおいて定期的に行うことができる。あるいは再充電は時間に関わりなく、ブートストラップコンデンサの電圧が設定可能な閾値に達したとき、またはこれを下回ったときにいつでも行うこともできる。この閾値は、コンデンサにまだ存在する電圧が、いかなる場合にも、Ｈブリッジの１つまたは複数の半導体スイッチをまだ設定可能な時間のあいだ確実に高い信頼度で制御し、または開いたまま保つのに十分であるように定義されるのが好ましい。このようにして、Ｈブリッジの半導体スイッチを確実に高い信頼度で制御し、または開いたまま保つことができなくなる程度まで、ブートストラップコンデンサの電圧が低下することが決してないことを保証することができる。むしろブートストラップコンデンサは再充電が完了するまで、いかなる場合にも十分に高い電圧を有している。

次に、本発明のその他の構成要件や利点について、図面を参照しながら詳しく説明する。記載されている構成要件はそれぞれ単独で、または相互の任意の組み合わせの形で、本発明を形成することができる。図面は次のとおりである：

好ましい実施形態に基づく本発明の自動車ヘッドライトである。 好ましい実施形態に基づく本発明のライトモジュールである。 第１の実施形態に基づく本発明の方法を具体化するための本発明の回路である。 図３の回路の作動中に生じるさまざまな信号推移を０から３００μｓの時間帯で示す図である。 図４の信号推移を０から６μｓの間の時間帯で示す図である。 第２の実施形態に基づく本発明の方法を具体化するための本発明の回路である。 図６の回路の作動中に生じるさまざまな信号推移を０から３００μｓの時間帯で示す図である。 図７の信号推移を０から６μｓの間の時間帯で示す図である。

図１では、本発明によるヘッドライトがその全体として符号１を付されている。ヘッドライト１は、特にプラスチックで製作されるハウジング２を含んでいる。ヘッドライト１は、自動車ボディの前面にある適当な取付開口部に組み付けられ、そこで固定される。ヘッドライトハウジング２は、光射出方向３に、透明なカバーガラス４で閉止された光射出口５を含んでいる。カバーガラス４は、光学的に作用する異形断面をもついわゆる散乱ガラスとして（たとえば円柱レンズやプリズム）、または、光学的に作用する異形断面のないいわゆるクリアガラスとして構成されていてよい。ハウジング２の内部には、図示した実施例では２つのライトモジュール６、７が配置されている。当然ながら、図示している２つのライトモジュール６、７よりも多い、または少ないライトモジュールがハウジング２に配置されていてもよい。ライトモジュール６、７は、ヘッドライト機能すなわち照明機能を具体化する役目を果たす。ヘッドライトハウジング２の中のライトモジュール６、７は、反射モジュールまたは投影モジュールとして構成されていてよい。ライトモジュール６、７に加えて、特定の照明機能（たとえば方向指示ライト、デイドライビングライト、コーナリングランプなど）を果たすためのさらに別のモジュールが設けられていてよいが、これらは図１には図示していない。ヘッドライトハウジング２の外面には、図示した実施例では、ヘッドライト１および／または個々のライトモジュール６、７および／またはライトモジュール６、７の個々のコンポーネントを制御するための制御装置８が配置されている。制御装置８は、たとえばライトモジュール６、７のうちの一方のガス放電ランプのための制御回路を有することができる。当然ながら、照明装置１のハウジング２の外部または内部でこれ以外の任意の個所に、制御装置８が配置されることが考えられる。特に、制御装置８またはその機能性が、ガス放電ランプ（たとえば型式Ｄ５Ｓのランプ）の裏面に配置された点火装置の一体化された構成要素であることが考えられよう。

次に図２を参照して、ライトモジュール６、７の一方を一例として詳しく説明する。図２は、投影モジュールとして構成されたライトモジュール６を示している。他方のライトモジュール７も同様に構成されていてよく、または、たとえば反射モジュールとして構成されていてよい。ライトモジュール６は、水平方向の回転軸を定義する２つの軸受９ｂを介して、保持フレーム９ａのそれぞれ向かい合う側で水平方向の軸９ｄを中心に回転可能なようにヘッドライトハウジング２に支承された外側の保持フレーム９ａを含んでいる。水平方向の軸９ｄを中心としてライトモジュール６を旋回させることで、照明距離を変えることができる（いわゆるヘッドライトレンジコントロール、ＬＷＲ）。ハウジング２に対して相対的に保持フレーム９ａを位置調節するために、保持フレーム９ａの１つの個所９ｃに、たとえば電磁石や電動モータの形態の操作部材が枢支されている。照明距離調節のための操作部材はヘッドライトハウジング２に取り付けられており、図２には示していない。

保持フレーム９ａの内部にはリフレクタ１０が配置されている。リフレクタ１０ａは、特に垂直方向の回転軸１０ｂを中心として水平方向へ旋回可能なように、保持フレーム９ａで支承されている。垂直方向の軸１０ｂを中心としてリフレクタ１０ａを旋回させることで、発せられる光束の方向を水平方向に変えることができ、特に、ダイナミックコーナリングランプ機能を具体化することができる。リフレクタ１０ａの裏面には光源１１が配置されており、リフレクタネック部１２を介してリフレクタ１０ａに取り付けられている。光源１１はガス放電ランプとして構成されており、特に、一体化された点火装置と一体化された制御装置とを備える型式Ｄ５Ｓのガス放電ランプとして構成されている。点火装置と制御装置はいずれも光源１１の裏面で金属製にハウジング１３に含まれているのが好ましい。光源１１のガラス球（図示せず）が、リフレクタ１０ａの頂点に形成された開口部を通って、リフレクタ１０ａの内部に突入している。ガラス球の中では２つの電極の間でアークが点火され、ガス放電ランプ１１の作動中に維持される。アークにより放出される光は、リフレクタ１０ａの内面の反射面により集束されて、実質的に光射出方向３へ反射される。リフレクタ１０ａで反射された光は、光路に配置された投影レンズ１４により、車両前方の車道で特定の光分布を生成するために投影される。レンズ１４は、リフレクタ１０ａの前側縁部に取り付けられたレンズホルダ１５によって光路で保持される。

リフレクタ１０ａと投影レンズ１４の間には、リフレクタ１０ａで反射される光の一部を遮る絞り構造１６が配置されている。絞り構造１６の上側エッジ１７が、光分布の実質的に水平方向の明暗境界を生成するために、投影レンズ１４によって車道に結像される。絞り構造１６の上側エッジ１７の位置、ならびにその形状は、可変であるのが好ましい。上側エッジ１７を昇降させることにより、結果として生じる光分布の明暗境界を昇降させることができる。上側エッジ１７の形状を変更することで、光分布の明暗境界の形状を変えることができる。そのようにして、ライトモジュール６はたとえばロービームとハイビームの間で切換を行うことができる。さらに、ロービーム光分布とハイビーム光分布の中間にあるさまざまな光分布を具体化することができ、たとえば市街地用の光分布、幹線道路用の光分布、高速道路用の光分布などを具体化することができる。さらに、絞り構造１６の有効な上側エッジ１７の形状を変えることで、たとえば部分ハイビームの機能（対向または先行する交通関与者がハイビーム光分布で的確に照明される）や、マーキング光（車両前方の人物や対象物が、明暗境界の上方に配置された光束で的確に照明される）を具体化することができる。

垂直方向の回転軸を中心とするリフレクタ１０ａの旋回運動を具体化するために、および、絞り構造１６の上側エッジ１７の位置や形状を変えるために、ライトモジュール６の下側には２つの別々の操作部材が配置されており、そのうち一方の操作部材１８だけが図２に見えている。操作部材１８は、方向転換ギヤを含むギヤボックス１９の外側にフランジ接合されている。操作部材１８は、電動モータとして、特にステッピングモータとして構成されているのが好ましい。ギヤボックス１９の中の方向転換ギヤは、モータ１８の回転運動を、軸１０ｂを中心とするリフレクタ１０ａの旋回運動のために、ならびに絞り構造１６の上側エッジ１７の位置および／または形状の変更のために、実質的に線形の操作運動に変換する。

ガス放電ランプ１１を備えるライトモジュール６は、それ自体としては交流電流による動作用として設計されている。したがってライトモジュール６の通常動作では、ライトモジュールは交流電流により作動する。しかし、ガス放電ランプ１１は動作中に比較的多くの熱を放出するため、特に外気温が比較的高いときや冷房に不具合が生じたとき（たとえば車両エンジンおよびエンジンルーム全体の著しい加熱につながる中断のない長時間の走行の後に、車両を急に停車したとき）、照明装置１および／または制御装置８のライトモジュール６周辺の温度が許容される程度を超えて上昇し、そのために、ガス放電ランプ１１の確実な信頼度の高い動作を保証できなくなるという事態が生じることがある。そのようなケースでは、損失出力の低減によって、放出される熱を引き下げなくてはならない。このことは、低い出力での、特に低い電流での、ガス放電ランプ１１の作動によって実現される。この理由により、現代のガス放電ランプは、比較的長い時間帯にわたって減光することができるように、すなわち低い電流で作動できるように設計され、または制御されるのが望ましい。

交流電流によるガス放電ランプ１１の作動によって、特に、アークが間で点火されてランプ１１の作動中に維持される電極の過熱を回避することができる。しかし、交流電流が低下すると電極が冷却されることになり、その電子の仕事関数が高くなり、または放出能力が低くなる。この理由により、交流電流動作で作動するガス放電ランプ１１は限定的にしか減光可能でない。原則として、電流が低くなればなるほど、いっそう多くの再点火電圧を電流方向反転のために印加しなくてはならないと言える。つまり、ガス放電ランプの低い電流または出力は整流の問題につながり、それが光のちらつきとして知覚できるようになり、アークの消滅にまでつながる可能性がある。最近の型式のいくつかのガス放電ランプでは、出力削減に際して、クリティカルでない特定の電極温度を過ぎると、交流電流動作から直流電流動作へ切り換えることが可能であり、その際にランプ１１を損傷させることがない。直流電流動作では大幅に低い出力が可能である。しかし、比較的長い直流電流動作を可能にすることは、追加のコストや費用を引き換えにせざるを得ない。

交流電流動作については、図３に符号ＨＳＬ、ＨＳＲ、ＬＳＬ、ＬＳＲが付された、たとえばトランジスタの形態の制御可能な４つの半導体スイッチを含むＨブリッジ回路（図３の符号２５）が用いられるのが通常である。Ｈブリッジ回路２５のそれぞれのブリッジ分枝の間（ＵｏｕｔＬとＵｏｕｔＲの間）に、ガス放電ランプ１１（ＧＤＬ）が接続されている。点火器に基づくその誘導負荷は、符号Ｌｚで示されている。Ｈブリッジ回路２５は、中間回路直流電圧Ｖ＋を、ブリッジ分枝に印加される矩形の交流電圧に変換する。半導体スイッチＨＳＬ、ＨＳＲ、ＬＳＬ、ＬＳＲおよびその制御エレクトロニクスの施工形態に応じて、程度の差こそあれ高いコストをかけて、連続的な直流電圧動作を維持することが可能である。

ドレインが正の中間回路電圧Ｖ＋と接続された、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴがハイサイドスイッチ（ＨＳＬまたはＨＳＲ）として使用される場合、ゲート電位は制御のために少なくとも閾値電圧Ｕｔｈだけソース電位より高くなければならない。中間回路電圧Ｖ＋はたとえば５００Ｖである。ドレインＳとソースＳはオン状態（導通状態）のときにほぼ同一の電位になるので、ゲートＧには、中間回路電圧Ｖ＋より少なくとも閾値電圧Ｕｔｈだけ高い電圧Ｖｇが提供されなければならない。ゲートには、たとえば電圧Ｖｇ＝５１０Ｖが提供される。

Ｈブリッジ回路２５のローサイドスイッチ（ＬＳＬまたはＬＳＲ）の制御は、図示している制御部２０を介して直接行うことができる。Ｈブリッジ回路２５のハイサイドスイッチ（ＨＳＬまたはＨＳＲ）の制御は、図３に示す例では、いわゆるブートストラップ回路２４を介して行われる。回路２４は、レベルシフタ２３を介して制御されるゲートドライバ２２を含んでいる。ゲートドライバ２２の電圧供給部は、充電されたブートストラップコンデンサＣｂで構成されており、そのベースはハイサイドスイッチＨＳＬのソースＳ（ローサイドスイッチＬＳＬのドレインＤおよびＨブリッジ回路２５の出力部ＵｏｕｔＬに相当）につながれるとともに、その反対極は高圧ブートストラップダイオードＤｂを介して供給電圧Ｖｓにつながれている。供給電圧Ｖｓは、たとえば１０Ｖである。図３では、左側のハイサイドスイッチＨＳＬのためのブートストラップ回路２４だけが示されている。その代替または追加として、当然ながら、相応のブートストラップ回路が他方のハイサイドスイッチＨＳＲのために設けられていてもよい。ブートストラップ回路２４を介してのハイサイドスイッチＨＳＬのゲートＧの制御に関するここでの説明で、これ以前またはこれ以後に行う記述は、相応のブートストラップ回路を介しての他方のハイサイドスイッチＨＳＲのゲートＧの制御についても相応の形で当てはまる。

交流電流動作でローサイドスイッチＬＳＬまたはＬＳＲが制御されると（閉じられると、すなわち導通状態になると）、Ｈブリッジ回路２５の出力部ＵｏｕｔＬまたはＵｏｕｔＲはアースにつながれ、相応のハイサイドスイッチＨＳＬまたはＬＳＲについて設けられたブートストラップ回路２４のブートストラップコンデンサＣｂは、当該回路２４のブートストラップダイオードＤｂを介して、ほぼ供給電圧Ｖｓの値まで充電される。Ｈブリッジ回路２５が切り換えられるべきときには、ローサイドスイッチＬＳＬまたはＬＳＲがオフになり（開かれ、すなわち遮断状態になり）、次いでハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲが制御される（導通状態になり、すなわち閉じられる）。それにより、ブートストラップコンデンサＣｂの電荷は、ゲートドライバ２２を介して、ハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲのゲートＧとソースＳの間で切り換えられ、それにより、ソースＳの電位（Ｈブリッジ回路２５の出力部ＵｏｕｔＬまたはＵｏｕｔＲに相当）は中間回路電圧Ｖ＋へと跳躍する。それにより、全体のブートストラップ回路２４は電位に関して中間回路電圧Ｖ＋（たとえば５００Ｖ）にシフトされ、ブートストラップダイオードＤｂが阻止状態になり、ハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲのゲート電圧Ｖｇは中間回路電圧Ｖ＋よりもブートストラップ電圧（ブートストラップコンデンサＣｂの電位）の分だけ高くなる。

漏れ電流（ゲートドライバ２２への供給＋ダイオードＤｂの逆電流＋レベルシフタ２３の逆電流）によってブートストラップコンデンサＣｂが放電し、閾値電圧Ｕｔｈを下回ることで、ハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲは意図せず自動的に再びオフになる。すなわち、ハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲを連続してオンのままに保つことができる最大時間は、ブートストラップコンデンサＣｂの容量、漏れ電流、供給電圧Ｖｓ、および半導体スイッチＨＳＬ、ＨＳＲの閾値電圧Ｕｔｈから定義される。しかし、この最大時間はいかなるケースでも時間的に限られており、それによって交流電流動作の最低限の作業周波数が規定される。ガス放電ランプ１１のこれよりも長い無制限の直流電流動作を可能にするためには、ブートストラップコンデンサＣｂから流出する電荷を補充しなければならず、このことは、図３に示す回路によって簡単かつ迅速に可能である。

交流電流動作では、整流プロセス（Ｈブリッジ回路２５の切換プロセス）のたびに、Ｈブリッジ回路２５の出力電圧Ｕｏｕｔが同じ大きさ（中間回路電圧Ｖ＋）になるように、ただし異なる正負記号で極反転するが、これは、左側と右側のブリッジ辺がそれぞれアースから正の中間回路電圧（＋Ｖ＋）へ、または正の中間回路電圧（＋Ｖ＋）からアースに切り換えられることによって行われる。それにより、ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）は誘導負荷Ｌｚに基づいて一定の時間定数をもつ指数関数に準じて低下していき、電流ゼロ通過に達して方向を切り換え、反対方向へ再び増加していく。

半導体スイッチＨＳＬ、ＨＳＲ、ＬＳＬ、ＬＳＲがオフ（遮断または高抵抗）になる瞬間に、点火インダクタンスＬｚがランプ電流を同じ方向でさらに駆動し、それによってブリッジ辺の出力電位が自動的に傾き、このことは、半導体スイッチＨＳＬ、ＨＳＲ、ＬＳＬ、ＬＳＲに並列につながれたフリーホイーリングダイオード２６が電流を受け取るようになるまで、出力キャパシタンスが充電または放電されることによって行われる。最初に正の中間回路電圧Ｖ＋へと切り換えられ、この段階中に、ブートストラップコンデンサＣｂが漏れ電流により電荷を失ったブリッジ辺は、ハイサイドスイッチＨＳＬのターンオフによってアースへと傾き、それにより当該ブートストラップコンデンサＣｂを、ブートストラップダイオードＤｂを介して引き続き充電することができる。

本発明は、ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）が電流ゼロ通過に達する前に、コンデンサＣｂを時間的に再び充電できるという効果を利用するものであり、このことは数マイクロ秒後にすでに成立する可能性がある。つまりこのような効果は、直流電流動作でのブートストラップ回路２４のコンデンサＣｂの再充電を可能にする。このときランプ電流Ｉ（Ｌｚ）は、交流電流動作で通常であるように、ゼロ通過に達した後に反対極の方向で再びオンになって全面的に整流されるのではなく、ゼロ通過に達する前に当初の方向で再びオンになり上昇していく。

本発明によると回路の直流電流動作のとき、Ｈブリッジ回路２５の閉じている半導体スイッチＨＳＬ、ＬＳＲまたはＨＳＲ、ＬＳＬのうち少なくとも１つが時おり再充電プロセスの一環として一時的にターンオフされ（遮断され、すなわち開かれ）、少なくとも１つの半導体スイッチＨＳＬ、ＬＳＲの再充電プロセスは、Ｈブリッジ回路２５のブリッジ分枝を介して流れる電流が０アンペアの値に達する前に終了する。再充電プロセスは５μｓ以下、特に２μｓ以下だけ続くのが好ましく、特別に好ましくは１μｓ以下である。連続する２回の再充電プロセスの間隔は、すなわち再充電の周波数は、ブートストラップ回路２４のブートストラップコンデンサＣｂの電荷が、次回の再充電プロセスの前に、Ｈブリッジ回路２５の少なくとも１つの閉じたハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲを確実に制御して閉じた状態に保つために十分に大きいように選択される。連続する２回の再充電プロセスの間隔はミリ秒単位で選択されるのが好ましく、特に約２．５ｍｓである（約４００Ｈｚの再充電周波数）。

図３は、第１の実施形態に基づく本発明の回路を示している。この回路の信号推移が図４にプロットされており、および拡大して図５にプロットされている。図３から図５の第１の実施形態では、直流電流動作のときに、ハイサイドスイッチとして作用するＨブリッジ回路２５の閉じられた半導体スイッチＨＳＬまたはＨＳＲだけでなく、ローサイドスイッチとして作用するＨブリッジ回路２５の閉じられた半導体スイッチＬＳＲまたはＬＳＬも時おり一時的にターンオフされる。すなわち、負荷電流２７を通す両方の半導体スイッチＨＳＬ、ＬＳＲまたはＨＳＲ、ＬＳＬがターンオフされる。それによりＨブリッジ回路２５が全面的にターンオフされる。このような機能は、本発明のために必要な迅速性を有する、現在普及している大半のドライバ２２で具体化可能なので、この実施形態は、ガス放電ランプ１１のための現在普及している制御回路によって、特に現在普及しているブートストラップ回路２４によって、具体化することができる。

半導体スイッチＨＳＬ、ＬＳＲのターンオフにより、その前に操作されたハイサイドスイッチが配置されている側のブリッジ辺が、すなわち図３の例では左側のブリッジ辺が、自動的にアースへと傾く。しかし他方のブリッジ辺も、中間回路電圧Ｖ＋へと自動的に傾く。それによりＨブリッジ回路２５の出力電圧Ｕｏｕｔが極反転する。したがって電流はフリーホイーリングダイオード２８で、その前に無通電になっていた両方の半導体スイッチＨＳＲ、ＬＳＬを通って、正の中間電圧Ｖ＋の出力コンデンサＣｄｃへと流れ、これを上昇させる。図３では、負荷電流回路が矢印で図示されており、符号２７およびフリーホイーリング回路が同じく矢印で図示されており、符号２８が付されている。

直流電流動作でガス放電ランプ１１が作動すると、点火インダクタンスＬｚによるフリーホイーリング電流２８がランプ電圧そのものによって、およびこれに加えて当初は同じ大きさである中間回路電圧Ｖ＋によって抑制される。しかし電圧Ｖ＋は、この段階中にいっそう高くなりさえする。出力コンデンサＣｄｃが充電されるからである。ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）は、このような種類の回路では負の初期値に近づいていき、それに伴い、一定の時間後には電流ゼロ通過を通ることになる。これは交流電流動作のときの通常の整流に相当することになる。再充電プロセスの開始から、電流がゼロ通過に達するまでの時間中に、ブートストラップコンデンサＣｂが再充電される。この実施形態が特別に好ましいのは、高速のブートストラップＤｂ（比較的短いパルスに基づく）または大きな点火インダクタンスＬｚが存在している場合である。このような態様は、十分に迅速に作動する、どのような通常の制御回路でも具体化することができる。

図４ａと図５ａには、本発明に基づく直流電流動作中のランプ電流Ｉ（Ｌｚ）の推移が示されている。ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）は、たとえば１．０μｓのときの再充電プロセスの開始時における一例として３００ｍＡの当初の値から、再充電プロセスの時間中に、一例として３．０μｓでの再充電プロセスの終了時における１５０ｍＡ以下の値まで低下することがわかる。そして再充電プロセスの終了後、ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）は当初の３００ｍＡの値まで再び上昇していく。図５ａでは再充電プロセスは、電流Ｉ（Ｌｚ）がゼロ通過に達するよりも明らかに前で終わっている。再充電プロセスの適時の終了がなされなければ、すなわち、半導体スイッチＨＳＬ、ＬＳＲの適時の再ターンオンがなされなければ、電流は（従来式の交流電流動作で普通であるように）ゼロ点に達し、他の半導体スイッチＨＳＲ、ＬＳＬがターンオンされたときに反転して、−３００ｍＡの方向に延びていくはずである。その様子が、図５ａには破線で図示されている。

図４ｂと図５ｂは、中間回路電圧Ｖ＋の推移、ブリッジ回路２５の左辺の出力電圧ＵｏｕｔＬの推移、および、左と右のブリッジ辺のブリッジ・出力電圧差Ｕｏｕｔ＝ＵｏｕｔＬ−ＵｏｕｔＲの推移、すなわち、ブリッジ回路２５のそれぞれのブリッジ分枝の間で低下する電圧の推移を示している。左のブリッジ辺の電位ＵｏｕｔＬの推移は破線で図示されているのに対して、ブリッジ出力部Ｕｏｕｔの電位の推移は図５ｂに実線で図示されている。図からわかるように、Ｈブリッジ回路２５の左辺は自動的にアース（０Ｖ）へと傾いており（破線）、Ｈブリッジ回路２５の出力電圧は、負の中間回路電圧Ｖ＋の値（本例では−６０Ｖ）へと傾いている。再充電プロセス中のＨブリッジ回路２５の左辺または出力部における電位のそれぞれ異なる推移を、図５ｂに明らかに見ることができる。純粋な直流電流動作中には、すなわち再充電プロセスの範囲外では、電位の推移はほぼ合同である。図４ｂには、再充電プロセス中における中間回路電圧Ｖ＋の若干の上昇（一点鎖線）を認めることができる。その要因は、出力コンデンサＣｄｃの帰還に帰せられる。Ｈブリッジ回路２５の出力Ｕｏｕｔは、再充電プロセス中、図示した例では中間回路電圧Ｖ＋の負の値になっており、すなわち−６０Ｖになっている。中間回路電圧Ｖ＋の推移は、図４ｂと図５ｂに一点鎖線で図示されている。図４と図５のグラフでは、電圧の表記Ｖ（Ｕｘ，Ｕｙ）は、結節点ｘおよびｙの電圧差Ｕｘ−Ｕｙを意味しており、電圧の表記Ｖ（ＵｏｕｔＬ，ＵｏｕｔＲ）は、電圧差ＵｏｕｔＬ−ＵｏｕｔＲすなわちＵｏｕｔを意味している。電圧表記Ｖ（ＵｇＨＳＬ，ＵｏｕｔＬ）は、電圧差ＵｇＨＳＬ−ＵｏｕｔＬ＝Ｕｇａｔｅ−Ｕｓｏｕｒｃｅ＝Ｕｇｓ（ＨＳＬ）を意味している。

図４ｃと図５ｃは、ハイサイドスイッチＨＳＬのゲート・ソース電圧ＵｇＨＳＬについての、およびこれに伴ってターンオフプロセスの開始と終了についての、制御信号の推移を示している。ゲート制御信号は、ｔ＝１．０μｓのときに下降エッジを有しており、ｔ＝３．０μｓのときに上昇エッジを有している。さらに図４ｃ、図５ｃは、ブートストラップコンデンサＣｂに印加される電圧Ｖｂ−ＵｏｕｔＬの推移、およびこれに伴ってコンデンサＣｂの充電状態を示している。ハイサイドスイッチＨＳＬのゲートＧについての制御信号Ｖ（ＶＧＨＳＬ−ＵｏｕｔＬ）は実線で図示されており、それに対してコンデンサＣｂに印加される電圧Ｖ（Ｖｂ−ＵｏｕｔＬ）の推移は破線で図示されている。図４ｃを参照すると明らかにわかるとおり、ブートストラップコンデンサＣｂの充電は、通常の直流電流動作中に、すなわち再充電プロセスの範囲外で、漏れ電流に基づいて連続的に減少していく。さらに明らかに見られるとおり、充電は再充電プロセス中に最短の時間内で再び当初の値まで上昇している。

好ましい実施形態に基づいて本発明を具体化するためのさらに別の制御回路が、図６に示されている。相応の信号推移が図７にプロットされており、図８には拡大してプロットされている。この実施形態では直流電圧動作のときに時おり、Ｈブリッジ回路２５のハイサイドスイッチとして作用する当初は閉じられた半導体スイッチＨＳＬだけが一時的に切り換えられる。すなわち、導通状態のハイサイドスイッチだけがターンオフされる（開かれ、すなわち遮断される）。これは、左上から右下に向かって通電されるときには、左側のハイサイドスイッチＨＳＬである（図６、負荷電流２７参照）。これは、右上から左下に向かって通電されるときには、右側のハイサイドスイッチＨＳＲである（図６には図示せず）。このブリッジ辺のローサイドスイッチＬＳＲまたはＬＳＬはターンオンされなくてよいが、ターンオンすることはできる。他方のブリッジ辺は接地されたままに保たれるので、ローサイドスイッチＬＳＬまたはＬＳＲはターンオンされたまま保たれる。それにより、ブートストラップコンデンサＣｂが充電されるべきブリッジ辺だけが自動的にアースへと傾く。したがって、Ｈブリッジ回路２５の出力電圧Ｕｏｕｔは０Ｖである。それにより電流はフリーホイーリング２８で、両方の下側のローサイドスイッチＬＳＬ、ＬＳＲだけを通って流れる。点火インダクタンスＬｚを通り、およびこれに伴ってＨブリッジ回路２５のブリッジ辺を介して流れる電流は、ランプ電圧そのものによってのみ抑制される。電流Ｉ（Ｌｚ）は、この回路形態では比較的ゆっくりと指数関数に従ってゼロ通過（０アンペア）に近づくことになるが、電流ゼロ通過を通ることはない。それによりこの実施形態では、ガス放電ランプ１１でアークが消滅することになる程度までランプ電流が小さくなるまでに、図３から図５の第１の実施形態の場合よりも、ブートストラップコンデンサＣｂを再充電するために明らかに多くの時間が残される。第２の実施形態は、ハイサイドスイッチＨＳＬまたはＨＳＲを個別に制御することが可能であることを前提としており、このことは、現在市場で入手できるいくつかのＨブリッジドライバ２２またはブートストラップ回路２４ではまだ意図されていない。

図７と図８に示す信号推移は、第１の実施形態についての図４および図５と同じ量について図示したものである。明らかに見られるとおり、第２の実施形態では再充電プロセスは同じく１μｓから３μｓの間に作動し、すなわち合計で２μｓ続くものの、ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）は第１の実施形態（図５ａ参照）よりも明らかにゆっくりと低下していく（図８ａ参照）。ランプ電流Ｉ（Ｌｚ）はターンオフプロセスの最後に、２２５ｍＡを若干下回るところまでしか降下していないからである。図８ｂが示すように、ターンオフプロセスの開始時には、Ｈブリッジ回路２５の左辺は自動的にアースへと傾く。再充電プロセスの終わりごろ、Ｈブリッジ回路２５の出力Ｕｏｕｔはアース電位となっている。図７ｃと図８ｃにおける再充電プロセスのオンとオフ、ならびにブートストラップコンデンサＣｂの充電のプロセスは、基本的に、第１の実施形態（図４ｃおよび図５ｃ参照）における再充電プロセスのオンとオフ、ならびにコンデンサＣｂの充電プロセスに対応している。

ガス放電ランプ１１については、再充電プロセスの時間は数マイクロ秒単位であり、それに対して、それぞれの再充電プロセスの間の純粋な直流電流段階はミリ秒単位である。すなわち、再充電パルスの反復率は、本来の交流電流動作のときの周波数であってよく、すなわち４００Ｈｚ前後であってよい。このとき再充電パルス中における電流Ｉ（Ｌｚ）の一時的な急落は（図４ａおよび図７ａ参照）、ライトモジュールから発せられる光では人間の目に見ることができない。本発明では、直流電流動作中に繰り返し一時的に再充電プロセスが実行されるが、それにもかかわらず、本発明ではガス放電ランプ１１は直流電流動作で作動するのであって、交流電流動作のように作動するのではないと言うことができる。決定的に重要なのは、本発明では、交流電流動作のときに該当するような電流の整流（方向の変更）が、直流電流動作のときに行われないことである。

数マイクロ秒単位の短い再充電時間は、再充電プロセスを制御するマイクロコントローラが、マイクロ秒単位の非常に短い制御パルスを出力することができなければならないことを意味している。

本発明の第１の実施形態では、２５Ｗガス放電ランプを直流電流動作で１５Ｗ以下にまで減光することができる。第２の実施形態、またはそのために意図される高速のドライバ２２および個々の半導体スイッチの別々の制御可能性を、新たに開発されるべきＨブリッジモジュールに組み込むことができるであろう。その場合には、２５Ｗランプを１０Ｗ以下の出力まで抑制制御することが考えられる。

本発明は、出力低減のために直流電流動作が意図されるガス放電ランプで適用することができる。このことは特に、現在開発が進んでいる型式Ｄ５の２５Ｗガス放電ランプで該当する場合がある。内蔵された点火装置と内蔵された制御装置とを有する２５Ｗガス放電ランプは、現在、「Ｄ５Ｓ」の名称で流通している。さらに本発明により、任意の型式のガス放電ランプで、アークの点火後に電極の加熱のために必要となる、必要な比較的長い両方の最初の直流電圧段階を延長し、または、非常に小型のブートストラップコンデンサＣｂによって行うことが可能であり、すなわち、これを設計形態／容量の点から削減することが可能である。あるいは当然ながら本発明により、切換式に制御されるべき、ブートストラップＨブリッジ回路の適用が考えられる、たとえば電動モータや電磁石のような他の誘導負荷を、直流電流により作動させることもできる。

Claims (16)

1. それ自体として交流電流による作動のために設けられた自動車ヘッドライト（１）の光源（１１）を直流電流により作動させる方法であって、
   前記光源（１１）は、
   誘導負荷（Ｌｚ）を有しており、
   ４つの半導体スイッチ（ＨＳＬ、ＨＳＲ、ＬＳＬ、ＬＳＲ）を有する電気的なＨブリッジ回路（２５）のそれぞれのブリッジ分枝の間に配置されており、
   交流電流動作のときに前記Ｈブリッジ回路（２５）を介して交流電流の供給を受け、
   前記Ｈブリッジ回路（２５）の上側に配置された両方の半導体スイッチ（ＨＳＬ、ＨＳＲ）はブートストラップコンデンサ（Ｃｂ）をそれぞれ有するブートストラップ回路（２４）を通じてそれぞれ制御される、
   そのような方法において、
   直流電流動作のときに前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じた半導体スイッチ（ＨＳＬ、ＬＳＲ；ＨＳＲ、ＬＳＬ）のうち少なくとも１つが再充電プロセスのために時おり一時的にオフにされ、再充電プロセスの終了時に再びオンになり、
   前記再充電プロセスは、前記Ｈブリッジ回路のブリッジ分枝を介して流れる電流（Ｉ（Ｌｚ））が０アンペアの値に達するよりも前に終了すること、を特徴とする方法。
2. 前記再充電プロセスは５マイクロ秒以下、特に２マイクロ秒以下、特別に好ましくは１マイクロ秒以下だけ続くことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 連続する２回の再充電プロセスの間隔は、前記ブートストラップ回路（２４）の前記ブートストラップコンデンサ（Ｃｂ）の電荷が、次回の再充電プロセスの前に、前記Ｈブリッジ回路（２５）の少なくとも１つの閉じたハイサイドスイッチ（ＨＳＬ；ＨＳＲ）を確実に制御するために十分に大きいように選択されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
4. 連続する２回の再充電プロセスの間隔はミリ秒単位で選択され、特に約２．５ミリ秒であることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
5. 直流電流動作のとき再充電のために、ハイサイドスイッチとして作用する前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じられた半導体スイッチ（ＨＳＬ；ＨＳＲ）だけでなく、ローサイドスイッチとして作用する前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じられた半導体スイッチ（ＬＳＲ；ＬＳＬ）も時おり一時的にターンオフされることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
6. 直流電流動作のとき再充電のために、ハイサイドスイッチとして作用する前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じられた半導体スイッチ（ＨＳＬ；ＨＳＲ）だけが時おり一時的にターンオフされることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
7. それ自体として交流電流による作動のために設けられた自動車ヘッドライト（１）の光源（１１）を直流電流により作動させるための電気回路であって、
   前記光源（１１）は誘導負荷（Ｌｚ）を有しており、
   前記電気回路は、
   交流電流動作のときに前記光源（１１）に交流電流を供給するための４つの半導体スイッチ（ＨＳＬ、ＨＳＲ、ＬＳＬ、ＬＳＲ）を有する電気的なＨブリッジ回路（２５）を含んでおり、前記光源（１１）は前記Ｈブリッジ回路（２５）のそれぞれのブリッジ分枝の間に配置されており、
   ブートストラップコンデンサ（Ｃｂ）をそれぞれ有するブートストラップ回路（２４）を含んでおり、前記ブートストラップ回路（２４）は前記Ｈブリッジ回路（２５）の上側に配置された両方の半導体スイッチ（ＨＳＬ、ＨＳＲ）のうちの一方をそれぞれ制御するためのものである、
   そのような電気回路において、
   前記電気回路は直流電流動作のときに前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じた半導体スイッチ（ＨＳＬ、ＬＳＲ；ＨＳＲ、ＬＳＬ）のうち少なくとも１つの一時的なターンオフと再度のターンオンによって前記ブートストラップコンデンサ（Ｃｂ）を時おり再充電することが可能であり、
   再充電プロセスの時間は、前記Ｈブリッジ回路（２５）のブリッジ分枝を通って流れる電流（Ｉ（Ｌｚ））が０アンペアの値に達するよりも前に再充電プロセスが終了するように設定されていること、を特徴とする電気回路。
8. 再充電プロセスの時間は５マイクロ秒以下、特に約２マイクロ秒以下、特別に好ましくは約１マイクロ秒以下であることを特徴とする、請求項７に記載の電気回路。
9. 連続する２回の再充電プロセスの間隔は、前記ブートストラップ回路（２４）の前記ブートストラップコンデンサ（Ｃｂ）の電荷が、次回の再充電プロセスの前に、前記Ｈブリッジ回路（２５）の少なくとも１つの閉じたハイサイドスイッチ（ＨＳＬ；ＨＳＲ）を確実に制御するために十分に大きいように選択されていることを特徴とする、請求項７または８に記載の電気回路。
10. 連続する２回の再充電プロセスの間隔はミリ秒単位で選択されており、特に約２．５ミリ秒であることを特徴とする、請求項９に記載の電気回路。
11. 前記電気回路は直流電流動作のときに、ハイサイドスイッチとして作用する前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じられた半導体スイッチ（ＨＳＬ；ＨＳＲ）だけでなく、ローサイドスイッチとして作用する前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じられた半導体スイッチ（ＬＳＲ；ＬＳＬ）も時おり一時的に切り換えることを特徴とする、請求項７から１０のいずれか１項に記載の電気回路。
12. 前記電気回路は直流電流動作のときに、ハイサイドスイッチとして作用する前記Ｈブリッジ回路（２５）の閉じられた半導体スイッチ（ＨＳＬ；ＨＳＲ）だけを時おり一時的に切り換えることを特徴とする、請求項７から１０のいずれか１項に記載の電気回路。
13. 誘導負荷（Ｌｚ）を備える光源（１１）と、前記光源（１１）を作動させるための電気回路とを含む、自動車ヘッドライト（１）のライトモジュール（６；７）において、前記電気回路は請求項７から１２のいずれか１項に基づいて構成されていることを特徴とするライトモジュール。
14. 前記電気回路は前記光源（１１）の制御装置（８）の一部であることを特徴とする、請求項１３に記載のライトモジュール（６；７）。
15. 前記光源（１１）はガス放電ランプとして構成されており、特に、内蔵された点火装置と内蔵された制御装置とを有する型式Ｄ５の２５ワット型ガス放電ランプとして構成されていることを特徴とする、請求項１３または１４に記載のライトモジュール（６；７）。
16. 透明なカバーガラス（４）により閉じられた光射出口（５）を備えるハウジング（２）と、前記ハウジング（２）の中に配置された少なくとも１つのライトモジュール（６；７）とを含む自動車ヘッドライト（１）において、少なくとも１つの前記ライトモジュール（６；７）は請求項１３から１５のいずれか１項に基づいて構成されていることを特徴とする自動車ヘッドライト。

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