JP5757877B2 - 絶縁劣化検出装置 - Google Patents
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Description
本発明は、例えば車両ボディから電気的に絶縁された直流電源（以下、説明の便宜上、高圧直流電源ということがあるが、何ボルト以上という制限はない。）を備えた電気自動車等における車両ボディと高圧直流電源との間の絶縁劣化を検出する絶縁劣化検出装置に関する。
一般に、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセル等による高圧直流電源を駆動エネルギー源として用いる電気自動車（または、いわゆるハイブリッド車）では、感電防止のため、高圧直流電源を、接地電位にある車両ボディから電気的に絶縁した構成としている。しかし、電池パックの材質の変質または付着物などによって絶縁特性が劣化した場合、高圧直流電源から車両ボディに流れる漏洩電流がこれに触れた人間に伝わり、感電の危険が生じる。このため、電気自動車には、絶縁劣化検出装置が設けられる必要がある。
本願の発明者は、特許文献１に示すような、短時間で、絶縁劣化を検出、あるいは絶縁抵抗値を測定することができる絶縁劣化検出装置を提案した。この絶縁劣化検出装置を使用することにより、運転者がスタートキースイッチを回した時点から、短時間で、絶縁劣化がないことを確認でき、運転者に不安感を与えることなく、速やかに電気自動車を起動できる。
本願の発明者は、特許文献１に示すような、短時間で、絶縁劣化を検出、あるいは絶縁抵抗値を測定することができる絶縁劣化検出装置を提案した。この絶縁劣化検出装置を使用することにより、運転者がスタートキースイッチを回した時点から、短時間で、絶縁劣化がないことを確認でき、運転者に不安感を与えることなく、速やかに電気自動車を起動できる。
しかし、特許文献１で提案された絶縁劣化検出装置では、絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引抜きを交互に行っているため、注入と引抜きの電流バランスが完全に一致していない場合、誤差が積算されて電圧ドリフトが生じる。その対策として、ブリーダ抵抗を使用している。
また、メインスイッチをオフからオンにするなどして、絶縁コンデンサの高圧直流電源側からステップ状の大きな外乱電圧が加えられた場合、オーバーレンジになり、このオーバーレンジ中は、絶縁抵抗値を測定することができなくなる。特許文献１で提案された絶縁劣化検出装置では、このような大きな外乱電圧印加後も、絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引抜きを交互に行うため、その回路時定数によって決まる所定時間を経過した後、元の測定可能状態に復帰することになる。
また、電気自動車の起動後に絶縁劣化が起きることもあり、その場合に電気自動車等の利用者に危険が及ぶ可能性がある。そこで、電気自動車起動後にも、即座に、絶縁劣化を検出し、警報できる必要がある。
また、高圧直流電源に絶縁劣化が生じていないが、電気自動車のモーター駆動装置のうちインバータまたはモーターに絶縁劣化が生じている場合にも、その絶縁劣化を検出できれることが望ましい。
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、注入と引抜きの電流バランスが完全に一致していない場合にも、誤差積算による電圧ドリフトの問題が生じず、また、外乱電圧印加時にも測定可能状態への速やかな復帰が可能な絶縁劣化検出装置を提供することを目的とする。
本発明は、さらに、電気自動車等の起動後にも、短時間で絶縁劣化の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な絶縁劣化検出装置を提供することを目的とする。
また、メインスイッチをオフからオンにするなどして、絶縁コンデンサの高圧直流電源側からステップ状の大きな外乱電圧が加えられた場合、オーバーレンジになり、このオーバーレンジ中は、絶縁抵抗値を測定することができなくなる。特許文献１で提案された絶縁劣化検出装置では、このような大きな外乱電圧印加後も、絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引抜きを交互に行うため、その回路時定数によって決まる所定時間を経過した後、元の測定可能状態に復帰することになる。
また、電気自動車の起動後に絶縁劣化が起きることもあり、その場合に電気自動車等の利用者に危険が及ぶ可能性がある。そこで、電気自動車起動後にも、即座に、絶縁劣化を検出し、警報できる必要がある。
また、高圧直流電源に絶縁劣化が生じていないが、電気自動車のモーター駆動装置のうちインバータまたはモーターに絶縁劣化が生じている場合にも、その絶縁劣化を検出できれることが望ましい。
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、注入と引抜きの電流バランスが完全に一致していない場合にも、誤差積算による電圧ドリフトの問題が生じず、また、外乱電圧印加時にも測定可能状態への速やかな復帰が可能な絶縁劣化検出装置を提供することを目的とする。
本発明は、さらに、電気自動車等の起動後にも、短時間で絶縁劣化の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な絶縁劣化検出装置を提供することを目的とする。
本発明による絶縁劣化検出装置の構成は、以下のとおりである。
（１）接地部に対して電気的に絶縁された直流電源の漏電を検出するために、直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなるものであって、測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、定電流交番回路は、その出力電圧のピーク値が一定電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行い、演算制御回路は、その注入、引抜きの周期に基づき、絶縁劣化の有無を判定することを特徴とする。
このような構成とすることにより、注入と引抜きの電流のアンバランスがあっても、一定電圧までの電流注入、電流引抜きが行われるので、電圧ドリフトの問題が生じることがなく、その対策としてのブリーダ抵抗を必要としない。また、絶縁コンデンサの直流電源側から大きな外乱電圧が加えられた場合にも、一定電圧への電流引抜き（または電流注入）が、その直後の周期において行われ、元の測定可能状態に速やかに復帰することができる。
（２）本発明の絶縁劣化検出装置における定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値の双方が一定電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行うことを特徴とする。
このような構成とすることにより、一定電圧までの電流注入および一定電圧までの電流引抜きの双方が行われるので、注入時間および引抜時間の双方が、絶縁抵抗値を反映したものとなる。
（３）本発明の絶縁劣化検出装置における定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値のいずれか一方が一定電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入および引抜きのいずれか一方を行い、注入および引抜きのいずれか一方に要した時間と同じ時間、注入および引抜きのうちの他方を行うことを特徴とする。
このような構成とすることにより、一定電圧までの電流注入および一定電圧までの電流引抜きのいずれか一方のみが行われることになるので、電圧検出を簡便にすることができる。
（４）本発明の絶縁劣化検出装置における定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値の双方が正電圧または負電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行うことを特徴とする。
このような構成とすることにより、定電流交番回路を片電源で構成することができる。最大ピーク値を正電圧とし、最小ピーク値を０Ｖとしても良く、最大ピーク値を０Ｖとし、最小ピーク値を負電圧としても良い。
（５）本発明の絶縁劣化検出装置は、出力電圧を定電流交番回路の最大駆動電圧以下に制限するツェナーダイオードをさらに設けたことを特徴とする。
このような構成とすることにより、大きな外乱電圧が加えられた場合にも、定電流交番回路を動作させて、元の測定可能状態に速やかに復帰させることができる。
（６）本発明の絶縁劣化検出装置は、測定回路による絶縁劣化判定に要する注入、引抜き回数が、測定対象の機器起動時には、機器動作時よりも少なく設定されていることを特徴とする。
このような構成とすることにより、測定対象の機器起動時に、速やかに絶縁劣化判定を行うことができ、機器動作時には、起こりうる外乱を考慮に入れた絶縁劣化判定を行うことができる。
（７）接地部に対して電気的に絶縁された直流電源と、この直流電源からの電力により駆動されるモーターと、直流電源からの電力をこのモーターの駆動に適した電力に変換する電力変換器とを有するモーター駆動装置における絶縁劣化を検出するための装置であって、直流電源に接続されてモーター駆動装置における絶縁抵抗値を測定する測定回路を備え、この測定回路は、電力変換器の動作による高周波成分の測定回路への流入を制限する高周波成分分別回路を有することを特徴とする。
このような構成とすることにより、電力変換器の動作時においても、その高周波成分の影響をうけることなく、直流電源側に設けられた測定回路により、絶縁抵抗値を正確に測定し、モーター駆動装置における絶縁劣化を検出することができる。
（８）本発明の絶縁劣化検出装置は、具体的には、高周波成分分別回路がローパスフィルタであり、電力変換器が発生する高周波成分について、電力変換器およびモーターと閉ループを形成し、そのカットオフ周波数は、測定回路の定電流の注入、引抜き動作の周波数よりも高く、電力変換器が発生する高周波成分の周波数よりも低く設定されることを特徴とする。
このような構成とすることにより、電力変換器の動作時においても、その高周波成分の測定回路への流入は、ローパスフィルタにより遮断される。測定回路の定電流の注入、引抜き動作の周波数成分は、測定回路による絶縁抵抗値の測定に使用され、モーター駆動装置の絶縁劣化を検出することができる。
（９）また、本発明の絶縁劣化検出装置は、たとえば、モーターが交流モーターであり、電力変換器がインバータであって、高周波成分分別回路は、インバータの動作により発生する高周波成分の測定回路への流入を制限することを特徴とする。
このような構成とすることにより、インバータの動作時においても、インバータが発生する高周波成分の測定回路への流入は、高周波成分分別回路（たとえば、ローパスフィルタ）により制限される。したがって、その高周波成分の影響を受けることなく、直流電源側に設けられた測定回路により、絶縁抵抗値を正確に測定し、モーター駆動装置における絶縁劣化を検出することができる。
なお、モーターが直流モーターであり、電力変換器がチョッパ回路である場合にも、本発明は同様に適用でき、チョッパ回路が発生する高周波成分の直流電源側への流入が高周波成分分別回路（たとえば、ローパスフィルタ）により制限される。
（１０）ここで、本発明者は、電力変換器がインバータであり、インバータをＰＷＭ制御する場合、その高周波成分は、インバータのＰＷＭ制御で発生するノッチ波であると考えた。そこで、高周波成分分別回路（たとえば、ローパスフィルタ）は、ノッチ波の周波数成分の直流電源側への流入を制限するノッチ波分別回路として構成される。
このような構成とすることにより、インバータの動作時においても、その高周波成分の影響をうけることなく、直流電源側に設けられた測定回路により、絶縁抵抗値を正確に測定し、モーター駆動装置における絶縁劣化を検出することができる。
（１）接地部に対して電気的に絶縁された直流電源の漏電を検出するために、直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなるものであって、測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、定電流交番回路は、その出力電圧のピーク値が一定電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行い、演算制御回路は、その注入、引抜きの周期に基づき、絶縁劣化の有無を判定することを特徴とする。
このような構成とすることにより、注入と引抜きの電流のアンバランスがあっても、一定電圧までの電流注入、電流引抜きが行われるので、電圧ドリフトの問題が生じることがなく、その対策としてのブリーダ抵抗を必要としない。また、絶縁コンデンサの直流電源側から大きな外乱電圧が加えられた場合にも、一定電圧への電流引抜き（または電流注入）が、その直後の周期において行われ、元の測定可能状態に速やかに復帰することができる。
（２）本発明の絶縁劣化検出装置における定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値の双方が一定電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行うことを特徴とする。
このような構成とすることにより、一定電圧までの電流注入および一定電圧までの電流引抜きの双方が行われるので、注入時間および引抜時間の双方が、絶縁抵抗値を反映したものとなる。
（３）本発明の絶縁劣化検出装置における定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値のいずれか一方が一定電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入および引抜きのいずれか一方を行い、注入および引抜きのいずれか一方に要した時間と同じ時間、注入および引抜きのうちの他方を行うことを特徴とする。
このような構成とすることにより、一定電圧までの電流注入および一定電圧までの電流引抜きのいずれか一方のみが行われることになるので、電圧検出を簡便にすることができる。
（４）本発明の絶縁劣化検出装置における定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値の双方が正電圧または負電圧となるように、絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行うことを特徴とする。
このような構成とすることにより、定電流交番回路を片電源で構成することができる。最大ピーク値を正電圧とし、最小ピーク値を０Ｖとしても良く、最大ピーク値を０Ｖとし、最小ピーク値を負電圧としても良い。
（５）本発明の絶縁劣化検出装置は、出力電圧を定電流交番回路の最大駆動電圧以下に制限するツェナーダイオードをさらに設けたことを特徴とする。
このような構成とすることにより、大きな外乱電圧が加えられた場合にも、定電流交番回路を動作させて、元の測定可能状態に速やかに復帰させることができる。
（６）本発明の絶縁劣化検出装置は、測定回路による絶縁劣化判定に要する注入、引抜き回数が、測定対象の機器起動時には、機器動作時よりも少なく設定されていることを特徴とする。
このような構成とすることにより、測定対象の機器起動時に、速やかに絶縁劣化判定を行うことができ、機器動作時には、起こりうる外乱を考慮に入れた絶縁劣化判定を行うことができる。
（７）接地部に対して電気的に絶縁された直流電源と、この直流電源からの電力により駆動されるモーターと、直流電源からの電力をこのモーターの駆動に適した電力に変換する電力変換器とを有するモーター駆動装置における絶縁劣化を検出するための装置であって、直流電源に接続されてモーター駆動装置における絶縁抵抗値を測定する測定回路を備え、この測定回路は、電力変換器の動作による高周波成分の測定回路への流入を制限する高周波成分分別回路を有することを特徴とする。
このような構成とすることにより、電力変換器の動作時においても、その高周波成分の影響をうけることなく、直流電源側に設けられた測定回路により、絶縁抵抗値を正確に測定し、モーター駆動装置における絶縁劣化を検出することができる。
（８）本発明の絶縁劣化検出装置は、具体的には、高周波成分分別回路がローパスフィルタであり、電力変換器が発生する高周波成分について、電力変換器およびモーターと閉ループを形成し、そのカットオフ周波数は、測定回路の定電流の注入、引抜き動作の周波数よりも高く、電力変換器が発生する高周波成分の周波数よりも低く設定されることを特徴とする。
このような構成とすることにより、電力変換器の動作時においても、その高周波成分の測定回路への流入は、ローパスフィルタにより遮断される。測定回路の定電流の注入、引抜き動作の周波数成分は、測定回路による絶縁抵抗値の測定に使用され、モーター駆動装置の絶縁劣化を検出することができる。
（９）また、本発明の絶縁劣化検出装置は、たとえば、モーターが交流モーターであり、電力変換器がインバータであって、高周波成分分別回路は、インバータの動作により発生する高周波成分の測定回路への流入を制限することを特徴とする。
このような構成とすることにより、インバータの動作時においても、インバータが発生する高周波成分の測定回路への流入は、高周波成分分別回路（たとえば、ローパスフィルタ）により制限される。したがって、その高周波成分の影響を受けることなく、直流電源側に設けられた測定回路により、絶縁抵抗値を正確に測定し、モーター駆動装置における絶縁劣化を検出することができる。
なお、モーターが直流モーターであり、電力変換器がチョッパ回路である場合にも、本発明は同様に適用でき、チョッパ回路が発生する高周波成分の直流電源側への流入が高周波成分分別回路（たとえば、ローパスフィルタ）により制限される。
（１０）ここで、本発明者は、電力変換器がインバータであり、インバータをＰＷＭ制御する場合、その高周波成分は、インバータのＰＷＭ制御で発生するノッチ波であると考えた。そこで、高周波成分分別回路（たとえば、ローパスフィルタ）は、ノッチ波の周波数成分の直流電源側への流入を制限するノッチ波分別回路として構成される。
このような構成とすることにより、インバータの動作時においても、その高周波成分の影響をうけることなく、直流電源側に設けられた測定回路により、絶縁抵抗値を正確に測定し、モーター駆動装置における絶縁劣化を検出することができる。
本発明によれば、定電流の注入、引抜きのアンバランスがあったとしても、これによる電圧ドリフト対策を必要とせず、また、外乱による測定不能状態の時間を短縮することが可能な絶縁劣化検出装置を提供することができる。
また、本発明によれば、電気自動車等の起動後にも、絶縁劣化の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な絶縁劣化検出装置を提供することができる。
また、本発明によれば、電気自動車等の起動後にも、絶縁劣化の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な絶縁劣化検出装置を提供することができる。
以下、添付の図面を参照して本発明による絶縁劣化検出装置の実施の形態を説明する。まず、本発明の一実施形態による絶縁劣化検出装置の構成を説明するに先立って、電気自動車における絶縁劣化検出装置１０と高電圧回路１５とからなる全体構成を図１により説明する。
図１に示す高電圧回路１５は、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセルを積み重ねて高電圧をつくりだすための高圧直流電源１６、メインスイッチ１７、インバータ１８および交流モーター１９からなる。
測定回路１２は、電気自動車を含む一般の自動車で使用されている１２Ｖ電源に接続され、絶縁劣化を検出した場合、または絶縁抵抗値が所定値以下となると警報信号を出力するようになっている。絶縁劣化が生じたというほどの絶縁不良に至っていない前段階であっても、絶縁抵抗値が所定値以下となったことを検出して警報を発するようにすれば、より信頼性の高い絶縁劣化検出となる。また、絶縁抵抗値を常時監視し、設定抵抗値よりも低下したときに予告信号あるいは警報信号を出力するように構成できる。高圧直流電源１６は、感電防止のため、接地電位にある車両ボディ、すなわちシャーシとは絶縁されており、その絶縁抵抗（絶縁抵抗）をＲｘ、浮遊容量をＣｘで示している。
図２は、定電流交番方式の絶縁劣化検出装置の原理を示す。まず、定電流の注入過程において、図示しない演算制御回路からの電流切替信号により、定電流交番回路２０はサンプリング周期Ｔｓ毎に定電流Ｉｏの向きを反転させ、絶縁コンデンサ１１（Ｃｉ）、絶縁抵抗Ｒｘ、浮遊容量Ｃｘに定電流Ｉｏを注入し、引き抜く動作を繰り返す。ここで、サンプリング周期Ｔｓを回路の時定数（τｘ＝ＣｘＲｘ）の数倍大きく設定する（Ｔｓ＞＞τｘ）。
図３は、定電流の注入サイクル（＋Ｉｏサイクル）、引抜きサイクル（−Ｉｏサイクル）における定電流交番回路２０の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。Ｖｃｉは絶縁コンデンサ端子間電圧、Ｖｃｘは浮遊容量電圧である。電流の反転時の＋Ｉｏサイクルでの出力電圧Ｖｏｕｔは下記の数１の式で表わされ、−Ｉｏサイクルでの出力電圧Ｖｏｕｔは下記の数２の式で表わされる。ただし、Ｃｉの残留電圧をＶｃｉ０とする。また、Ｖｏｕｔ（ｎＴｓ）⇒Ｖｏｕｔ（ｎ）と簡略表現する。
ここから、Ｃｉの残留電圧Ｖｃｉ０を相殺するために正のピーク電圧と負のピーク電圧との差の絶対値ＶｏｕｔＰＰをとり、算出抵抗値ＲＣｘを数３の式により計算する。これから算出抵抗値ＲＣｘは、数４の式で表すことができる。
算出抵抗値ＲＣｘはＶｏｕｔＰＰから算出抵抗値の式を用いて計算したものであり、実抵抗値Ｒｘに指数関数の多項式を乗じたものでもある。ここで、Ｔｓ≫τｘであれば、指数関数の多項式は１に近づくので算出抵抗値ＲＣｘでも充分に高精度で実絶縁抵抗Ｒｘを算出できる。例えば、Ｔｓ＝３τｘで９０％、Ｔｓ＝４τｘで９７．３％、Ｔｓ＝５τｘで９９．０％、Ｔｓ＝６τｘでは９９．６％、Ｔｓ＝７τｘで９９．９％の精度で算出できる。これから、サンプリング周期Ｔｓを長くすれば、精度が高くなるが、実用的には、Ｔｓ＝３τｘで得られる精度で十分であることがわかり、短時間での検出のため、サンプリング周期（Ｔｓ）を被測定回路の時定数（τｘ）の少なくとも３倍以上とすることが望ましい。
すなわち、算出抵抗値ＲＣｘは、ピーク間電圧ＶｏｕｔＰＰが正確に測定できることが、その正確な算出の前提となっている。図４は、図２に示した定電流交番方式の絶縁劣化検出装置を、より実用的にした構成を示す。図４において、ブリーダ抵抗４１およびツェナーダイオード４２が追加された構成になっている。絶縁が健全である場合、すなわち絶縁抵抗Ｒｘが大きい場合、出力電圧ＶｏｕｔＰＰが高くなり、定電流交番回路２０の駆動電源から定電流を流すことができなくなる。そこで、出力電圧ＶｏｕｔＰＰが高くなると、ブリーダ抵抗４１に流れる電流が増え、絶縁抵抗Ｒｘに流れる電流が減少して、出力電圧ＶｏｕｔＰＰを一定電圧ＩｏＲｍ以下に抑えることができる。
また、高圧直流電圧源の変動は極めて大きな場合がある。モーター始動時、モーターの軽負荷から全負荷へ切替時、モーター停止時、高圧直流電圧源の急速充電モードへの切替時などの場合、高圧直流電圧源に大電流が短い時間に流出／流入／停止する。これにより高圧直流電圧源の電圧変動も大きくなる。これは、絶縁抵抗の測定精度の低下要因になる。さらに高圧直流電圧源の電圧が高いと定電流回路の最大駆動電圧（±ＶＤＤ）を越える場合があり、発振現象を引き起こし、最悪の場合は定電流回路の耐電圧を超え破壊を引き起こす。
その対策として、ツェナーダイオードを入れて出力電圧Ｖｏｕｔの上下限を制限する。挿入するツェナーダイオードのツェナー電圧ＶＺはＶＤＤ＞ＶＺ＞ＩｏＲｍの条件を満たすものを選択する。
この構成において、絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引抜きを交互に行っているため、注入と引抜きの電流バランスが完全に一致していないと、誤差が積算されて電圧ドリフトが生じる。その対策として、ブリーダ抵抗４１を使用している。
図５は、絶縁コンデンサの高圧直流電源側からステップ状の大きな外乱電圧が加えられた場合の図４中の測定回路１２の動作を示す電圧波形である。図５において、０秒時点から５秒経過時点まで、定電流交番回路２０は、最大ピーク電圧４Ｖと最小ピーク電圧−４Ｖとの間で、０．２秒ずつ注入、引抜きの動作が行われている。５秒経過時点において、たとえば５０Ｖの外乱電圧が加えられた場合、これはツェナーダイオード４２の働きにより低減されるものの、定電流交番回路２０の出力電圧はたとえば１２Ｖになる。０．２秒ずつ注入、引抜きの動作が行われ、徐々にそのピーク電圧が低下し、図５の例では約２０秒かけて外乱電圧印加前の状態に復帰する。
図６を参照して、本発明の第１の実施形態による絶縁劣化検出装置７０の構成を説明する。図６において、絶縁劣化検出装置７０は、マイクロコンピュータからなる演算制御回路７１、定電流交番回路７２、および回路保護用のツェナーダイオード７３とからなる。定電流交番回路７２は、演算制御回路７１からの電流切替信号により、定電流（Ｉｏ）の方向を切り替えるようになっている。ここで、絶縁コンデンサ１１の値Ｃｉは、浮遊容量値Ｃｘの１０倍以上大きくしている。
測定回路と高圧直流電圧源との絶縁は、絶縁コンデンサ１１で確保している。絶縁コンデンサ１１の耐圧により、測定できる高圧直流電圧の範囲が決まり、最も高信頼性が要求される部品である。絶縁コンデンサ１１としては、耐高温特性、耐湿特性を有し、かつ故障モードがオープンになるものが好ましい。
絶縁劣化検出装置７０は、ハードウエアとして、絶縁コンデンサ１１を除き、一般の自動車仕様品（耐圧６０Ｖ以下）で構成でき、高価な特別仕様品を使用する必要はない。デジタル部には、１６ビット構成でデータフラッシュメモリ内蔵、１０ビット高速ＡＤ変換器を備えた自動車仕様の１チップマイクロコンピュータを使用することができる。電源部では、デジタル部、アナログ部に供給する供給電圧ＤＣ８〜１６Ｖの安定化電源を別々に生成することで、逆接対策を施すことができる。
消費電流は１５０ｍＡ以下とし、低消費電力とすることができる。実際の装置では、取り付け位置としてバッテリーパック内とすることが可能であり、最高動作保証温度を８５℃とすることができる。また、評価用として、ＣＡＮ、ＲＳ２３２Ｃのシリアル通信、動作チェック端子を内蔵するが、コネクターピンには接続されない構成とすることができる。量産時には、これらの機能を取り除き、小型化を図ることができる。
次に、図７〜図１０を参照して絶縁劣化検出装置７０の動作を説明する。ここで、図７は、絶縁抵抗値が５００ｋΩで、上限電圧ＶＨを５Ｖ、下限電圧ＶＬを０Ｖとした場合における絶縁劣化検出装置７０の注入、引抜き動作の電圧波形を示す。また、図８は絶縁抵抗値が１００ｋΩで、上限電圧ＶＨを５Ｖ、下限電圧を０Ｖとした場合における絶縁劣化検出装置７０の注入、引抜き動作の電圧波形を示す。そして、図９は図７の模式図であり、図１０は図８の模式図である。
まず、図９に示すように、定電流の注入過程において、演算制御回路７１からの電流切替信号により、定電流交番回路７２は、時刻Ｔ１において、定電流Ｉｏの向きを反転させ、絶縁コンデンサ１１（静電容量値Ｃｉ）、絶縁抵抗Ｒｘ、浮遊容量Ｃｘに定電流Ｉｏを注入する。出力電圧Ｖｏｕｔが正の一定電圧（上限電圧ＶＨ）に到達したことを演算制御回路７１が検出した時刻Ｔ２において、定電流Ｉｏの向きを反転させる電流切替信号を定電流交番回路７２に与え、電流を引き抜く。出力電圧Ｖｏｕｔが負の一定電圧（下限電圧ＶＬ）に到達したことを演算制御回路７１が検出した時刻Ｔ３において、定電流Ｉｏの向きを反転させる電流切替信号を定電流交番回路７２に与え、電流を注入する。
すなわち、定電流交番回路７２による定電流Ｉｏの注入、引抜きの切り替え制御を以下のように行う。
・電流引抜きにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下して下限電圧ＶＬに達したら、電流注入に切り換える（時刻Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）。
・電流注入により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して上限電圧ＶＨに達したら、電流引抜きに切り換える（時刻Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）。
演算制御回路７１は、以下の注入時間および引抜時間を測定する。
・注入時間＝Ｔ１〜Ｔ２間の時間、Ｔ３〜Ｔ４間の時間、Ｔ５〜Ｔ６間の時間…
・引抜時間＝Ｔ２〜Ｔ３間の時間、Ｔ４〜Ｔ５間の時間、Ｔ６〜Ｔ７間の時間…
この注入引抜周期（注入時間＋引抜時間）に基づき、絶縁抵抗値の大小を判定する。
図１０から解るように、絶縁抵抗値が小さい場合、注入時間（Ｔ１〜Ｔ２間の時間）および引抜時間（Ｔ２〜Ｔ３間の時間）が長くなり、したがって注入引抜周期が長くなる。
したがって、注入引抜周期を測定することにより、絶縁抵抗値を間接的に測定することができ、絶縁劣化の判定をおこなうことができる。たとえば、所定の絶縁抵抗値に対応する注入引抜周期をしきい値として設定し、測定された注入引抜周期がこのしきい値に達したことで、絶縁劣化を判定するようにすればよい。
この絶縁劣化検出装置７０によれば、たとえ注入と引抜きの電流バランスに大きな誤差がある場合でも、出力電圧が一定の上限電圧ＶＨおよび下限電圧ＶＬになるまで、電流の注入、引抜きが行われるので、電圧ドリフトの問題は生じず、図４中に示すようなブリーダ抵抗を設ける必要はない。電流バランスの誤差は、これに相当する注入、引抜時間の誤差となって現れ、絶縁抵抗値の測定誤差となるだけである。絶縁劣化の有無判定には、高精度の絶縁抵抗値測定を必要としないので、実用上問題とならない。
図１１は、絶縁劣化検出装置７０に外乱電圧が加えられた場合の定電流注入、引抜き動作の電圧波形を示す。図１１において、０秒時点から５秒経過時点まで、定電流交番回路７０は、上限電圧（最大ピーク電圧）５Ｖと下限電圧（最小ピーク電圧）０Ｖとの間で、注入、引抜きの動作を行っている。５秒経過時点において、たとえば５０Ｖの外乱電圧が加えられた場合、ツェナーダイオードの働きにより低減されるものの、定電流交番回路７２の出力電圧は。たとえば１２Ｖになる。これは、上限電圧ＶＨ以上であるので、定電流交番回路７２は引抜き動作を行い、下限電圧ＶＬに達したことにより、定電流交番回路７２は注入動作を行う。このように、大きな外乱電圧が加えられた場合にも、定電流交番回路７２による下限電圧ＶＬへの引抜き動作により、一気に通常動作に復帰することができる。
図１１の場合、外乱電圧印加前の状態に復帰するまでの時間は約５秒であり、図５に示した場合にくらべ大幅に短縮される。
図１２は、絶縁劣化検出装置７０による定電流の注入、引抜き動作の第２の例を示す。この場合、定電流交番回路７２の切り替え制御を以下のように行う。
・電流注入により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して上限電圧ＶＨに達したら、電流引抜きに切り換える（時刻Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）。
・切換後、直前の電流注入時間と等時間が経過したら、電流注入に切り換える（時刻Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）。
演算制御回路７１は、以下の注入時間を測定する。
・注入時間＝Ｔ１〜Ｔ２間の時間、Ｔ３〜Ｔ４間の時間、Ｔ５〜Ｔ６間の時間…
・引抜時間＝直前の注入時間
この注入引抜周期（注入時間＋引抜時間）＝（２×注入時間）に基づき、絶縁抵抗値の大小を判定する。
この場合、各周期における出力電圧Ｖｏｕｔの最大ピーク値は、上限電圧ＶＨと一致するが、最小ピーク値は、注入、引抜きの電流のアンバランスによって、同じ電圧になるとは限らない。この例のように、電流の注入時間のみに基づいて絶縁抵抗値の大小を判定することもできる。
図１３は、絶縁劣化検出装置７０による定電流の注入、引抜き動作の第３の例を示す。この場合、定電流交番回路７２の切り替え制御を以下のように行う。
・電流引抜きにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下して下限電圧ＶＬに達したら、電流注入に切り換える（時刻Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）。
・切換後、直前の電流引抜時間と等時間が経過したら、電流引抜に切り換える（時刻Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）。
演算制御回路７１は、以下の引抜時間を測定する。
・引抜時間＝Ｔ２〜Ｔ３間の時間、Ｔ４〜Ｔ５間の時間、Ｔ６〜Ｔ７間の時間…
・注入時間＝直前の引抜時間
この注入引抜周期（注入時間＋引抜時間）＝（２×引抜時間）に基づき、絶縁抵抗値の大小を判定する。
この場合、各周期における出力電圧Ｖｏｕｔの最小ピーク値は、下限電圧ＶＬと一致するが、最大ピーク値は、注入、引抜きの電流のアンバランスによって、同じ電圧になるとは限らない。この例のように、電流の引抜時間のみに基づいて絶縁抵抗値の大小を判定することもできる。
図７ないし図８および図１２、図１３に示す定電流の注入引抜き動作において、上限電圧ＶＨを正の電圧および下限電圧ＶＬを負の電圧としているが、図９ないし図１１に示す場合のように、片電源、たとえば上限電圧ＶＨを正の電圧、下限電圧ＶＬを０Ｖとすることができる。また、下限電圧ＶＬを０Ｖではなく、正の所定電圧とすることもできる。この場合には、図６中に示すような逆向きに直列接続した２つの保護用のツェナーダイオード７３を、図１４に示す１つの保護用のツェナーダイオード８３に代えることができる。なお、上限電圧ＶＨを０Ｖ、下限電圧ＶＬを負の電圧とすることができ、上限電圧ＶＨを０Ｖではなく、負の所定電圧とすることもできる。
本願において、「注入、引抜きの周期」は、注入時間と引抜時間の和、注入時間のみ、引抜時間のみ、これらの倍数、あるいはその組み合わせを含む。
また、上記の説明では、「正の電圧」と０Ｖ、「負の電圧」と０Ｖを区別して説明したが、本願において、「正の電圧」が０Ｖを含む意味に使用される場合があり、「負の電圧」が０Ｖ０を含む意味に使用される場合もある。
絶縁劣化の判定は、測定対象の機器（インバータなどを含む機器）の起動前と動作時で、判定の基礎とする注入引抜周期の回数を変えることができる。これは、機器の起動前と動作時では外乱電圧の大きさが異なることに注目したものであり、たとえば、以下のような判定を行うことができる。
機器起動前（外乱電圧小）：１回、もしくは２〜３回の注入引抜動作について測定された注入引抜周期の平均値、あるいは積算値で絶縁劣化の判定を行う。
機器動作時（外乱電圧大）：複数回の注入引抜動作について測定された注入引抜周期の平均値、あるいは積算値で絶縁劣化の判定を行う。
このようにすることにより、機器起動前に、絶縁劣化の有無を高速で判定することができ、機器動作時には、外乱電圧の影響を低減しつつ絶縁劣化の有無を判定することができる。
先願に示されているように、図１ないし図４に示された絶縁劣化検出装置によれば、電気自動車のインバータ起動前、すなわちメインスイッチ１７をオンするところまで、その直流回路部分の絶縁劣化の有無を検出できることがわかった。そこで、メインスイッチ１７をオン状態とし、インバータ１８および交流モーター１９を駆動した後における絶縁劣化検出に対する影響を調べた。
図１５は、インバータ１８駆動前後の出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示し、図１６は、その部分拡大図である。図１５および図１６に示すように、インバータ１８の駆動前において、出力電圧は、定電流の注入、引抜きに応じて、低い周波数かつ比較的小さな振幅で変化する。一方、インバータ１８の駆動後において、図示のように、高い周波数の大きな振幅の電圧が観察された。
本発明者は、インバータ１８の駆動後においてこのような高周波でかつ大振幅の電圧が生じる原因について考察した。図１７は、電気自動車の高電圧回路系を示す。図１７において、高電圧回路１５は、たとえば、電気自動車のモーター駆動装置であり、高電圧回路１５は、高圧直流電源１６、メインスイッチ１７、インバータ１８および交流モーター１９からなる。この高電圧回路系の直流部には、高圧直流電源１６、メインスイッチ１７があり、交流部には、交流モーター１９がある。インバータ１８は、稼働時には、直流部（高圧直流電源１６）からの直流電力を交流電力に変換し、交流部（交流モーター１９）に供給し、回生時には、交流部の交流電力を直流電力に変換し、直流部に供給する。
ところで、交流モーター１９は、三角波比較法によるＰＷＭ制御で駆動しており、その各部の波形は、図１８に示すとおりである。（ａ）は、三角搬送波、Ｕ相変調波、Ｖ相変調波、Ｗ相変調波を示し、（ｂ）は、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧を示し、（ｃ）は、Ｕ−Ｖ線間電圧、Ｖ−Ｗ線間電圧、Ｗ−Ｕ線間電圧を示す。
したがって、図１７中の高圧直流電源１６の最低電位部における電圧Ｖｐｃは、図１９に示すようなノッチ波とよばれる波形となる。比較の結果、図１５および図１６に示した観測波形は、このノッチ波に起因しているのではないかと考えた。また、このインバータで発生したノッチ波は、接地（シャーシ）を介して直流部に伝わり、出力電圧に影響を与えているのではないかと考えた。
本発明の第２の実施形態による絶縁劣化検出装置は、このノッチ波による影響を除去するノッチ波分別回路を備える。図２０は、この実施形態による絶縁劣化検出装置の構成を示す。図２０において、図４に示した構成と同一の部分（定電流交番回路２０、絶縁コンデンサ１１、ブリーダ抵抗４１、ツェナーダイオード４２）の説明は省略する。図２０において、ノッチ波分別回路５０が、絶縁コンデンサ１１と定電流交番回路２０との間に設けられている。ノッチ波分別回路５０は、交流部から伝わってきた高周波成分が絶縁劣化検出装置の出力電圧Ｖｏｕｔに影響を与えないように働く。
図２１は、ノッチ波分別回路５０の具体的回路の一例を示す。図２１において、ノッチ波分別回路５０は、ローパスフィルタ６０であり、抵抗６１およびコンデンサ６２からなる。ローパスフィルタ６０は、絶縁コンデンサ１１と定電流交番回路２０との間に設けられ、低周波成分の通過を許容する一方、高周波成分を遮断するように働く。抵抗６１およびコンデンサ６２の抵抗値、静電容量値は、ローパスフィルタ６０のカットオフ周波数がノッチ波の周波数よりも低く、定電流交番回路２０の定電流注入、引抜きの周波数（上記では、サイクルで説明している）よりも高く設定される。定電流交番回路２０の定電流注入、引抜きの周波数は、たとえば、数Ｈｚであり、ノッチ波の周波数は、たとえば数ＫＨｚである。
したがって、ノッチ波分別回路５０は、高周波成分についてみると、インバータ１８および交流モーター１９と閉ループを構成し、ノッチ波による高周波成分が出力電圧Ｖｏｕｔに影響を与えない。このため、インバータの起動後も、絶縁抵抗値の正確な測定、すなわち正確な絶縁劣化検出を行うことができる。また、この場合には、高電圧回路１５のうち高圧直流電源１６の絶縁劣化のみならず、インバータ１８および交流モーター１９の絶縁劣化も検出することができる。
なお、このノッチ波分別回路５０は、図２ないし図４を参照して説明した絶縁劣化装置のみならず図６ないし図１４を参照して説明した絶縁劣化装置にも同様に適用できる。
本発明は、電気自動車またはハイブリッド車のモーター駆動装置のための絶縁劣化装置に限られず、風力発電、太陽光発電、燃料電池など、たとえばキャパシタに電力貯蔵を行うシステムに広く適用することができる。このような高圧直流電源が系統連系インバータ等を介して電力系統につながった装置の場合にも、高圧直流電源と筺体との間の絶縁劣化の判定が可能である。
筺体が大地アースに接続されている場合には、高圧直流電源を電力系統から切り離した装置停止中に判定可能であり、筺体が大地アースに接続されていない場合には、装置運転中にも判定可能である。
図１に示す高電圧回路１５は、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセルを積み重ねて高電圧をつくりだすための高圧直流電源１６、メインスイッチ１７、インバータ１８および交流モーター１９からなる。
測定回路１２は、電気自動車を含む一般の自動車で使用されている１２Ｖ電源に接続され、絶縁劣化を検出した場合、または絶縁抵抗値が所定値以下となると警報信号を出力するようになっている。絶縁劣化が生じたというほどの絶縁不良に至っていない前段階であっても、絶縁抵抗値が所定値以下となったことを検出して警報を発するようにすれば、より信頼性の高い絶縁劣化検出となる。また、絶縁抵抗値を常時監視し、設定抵抗値よりも低下したときに予告信号あるいは警報信号を出力するように構成できる。高圧直流電源１６は、感電防止のため、接地電位にある車両ボディ、すなわちシャーシとは絶縁されており、その絶縁抵抗（絶縁抵抗）をＲｘ、浮遊容量をＣｘで示している。
図２は、定電流交番方式の絶縁劣化検出装置の原理を示す。まず、定電流の注入過程において、図示しない演算制御回路からの電流切替信号により、定電流交番回路２０はサンプリング周期Ｔｓ毎に定電流Ｉｏの向きを反転させ、絶縁コンデンサ１１（Ｃｉ）、絶縁抵抗Ｒｘ、浮遊容量Ｃｘに定電流Ｉｏを注入し、引き抜く動作を繰り返す。ここで、サンプリング周期Ｔｓを回路の時定数（τｘ＝ＣｘＲｘ）の数倍大きく設定する（Ｔｓ＞＞τｘ）。
図３は、定電流の注入サイクル（＋Ｉｏサイクル）、引抜きサイクル（−Ｉｏサイクル）における定電流交番回路２０の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。Ｖｃｉは絶縁コンデンサ端子間電圧、Ｖｃｘは浮遊容量電圧である。電流の反転時の＋Ｉｏサイクルでの出力電圧Ｖｏｕｔは下記の数１の式で表わされ、−Ｉｏサイクルでの出力電圧Ｖｏｕｔは下記の数２の式で表わされる。ただし、Ｃｉの残留電圧をＶｃｉ０とする。また、Ｖｏｕｔ（ｎＴｓ）⇒Ｖｏｕｔ（ｎ）と簡略表現する。
すなわち、算出抵抗値ＲＣｘは、ピーク間電圧ＶｏｕｔＰＰが正確に測定できることが、その正確な算出の前提となっている。図４は、図２に示した定電流交番方式の絶縁劣化検出装置を、より実用的にした構成を示す。図４において、ブリーダ抵抗４１およびツェナーダイオード４２が追加された構成になっている。絶縁が健全である場合、すなわち絶縁抵抗Ｒｘが大きい場合、出力電圧ＶｏｕｔＰＰが高くなり、定電流交番回路２０の駆動電源から定電流を流すことができなくなる。そこで、出力電圧ＶｏｕｔＰＰが高くなると、ブリーダ抵抗４１に流れる電流が増え、絶縁抵抗Ｒｘに流れる電流が減少して、出力電圧ＶｏｕｔＰＰを一定電圧ＩｏＲｍ以下に抑えることができる。
また、高圧直流電圧源の変動は極めて大きな場合がある。モーター始動時、モーターの軽負荷から全負荷へ切替時、モーター停止時、高圧直流電圧源の急速充電モードへの切替時などの場合、高圧直流電圧源に大電流が短い時間に流出／流入／停止する。これにより高圧直流電圧源の電圧変動も大きくなる。これは、絶縁抵抗の測定精度の低下要因になる。さらに高圧直流電圧源の電圧が高いと定電流回路の最大駆動電圧（±ＶＤＤ）を越える場合があり、発振現象を引き起こし、最悪の場合は定電流回路の耐電圧を超え破壊を引き起こす。
その対策として、ツェナーダイオードを入れて出力電圧Ｖｏｕｔの上下限を制限する。挿入するツェナーダイオードのツェナー電圧ＶＺはＶＤＤ＞ＶＺ＞ＩｏＲｍの条件を満たすものを選択する。
この構成において、絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引抜きを交互に行っているため、注入と引抜きの電流バランスが完全に一致していないと、誤差が積算されて電圧ドリフトが生じる。その対策として、ブリーダ抵抗４１を使用している。
図５は、絶縁コンデンサの高圧直流電源側からステップ状の大きな外乱電圧が加えられた場合の図４中の測定回路１２の動作を示す電圧波形である。図５において、０秒時点から５秒経過時点まで、定電流交番回路２０は、最大ピーク電圧４Ｖと最小ピーク電圧−４Ｖとの間で、０．２秒ずつ注入、引抜きの動作が行われている。５秒経過時点において、たとえば５０Ｖの外乱電圧が加えられた場合、これはツェナーダイオード４２の働きにより低減されるものの、定電流交番回路２０の出力電圧はたとえば１２Ｖになる。０．２秒ずつ注入、引抜きの動作が行われ、徐々にそのピーク電圧が低下し、図５の例では約２０秒かけて外乱電圧印加前の状態に復帰する。
図６を参照して、本発明の第１の実施形態による絶縁劣化検出装置７０の構成を説明する。図６において、絶縁劣化検出装置７０は、マイクロコンピュータからなる演算制御回路７１、定電流交番回路７２、および回路保護用のツェナーダイオード７３とからなる。定電流交番回路７２は、演算制御回路７１からの電流切替信号により、定電流（Ｉｏ）の方向を切り替えるようになっている。ここで、絶縁コンデンサ１１の値Ｃｉは、浮遊容量値Ｃｘの１０倍以上大きくしている。
測定回路と高圧直流電圧源との絶縁は、絶縁コンデンサ１１で確保している。絶縁コンデンサ１１の耐圧により、測定できる高圧直流電圧の範囲が決まり、最も高信頼性が要求される部品である。絶縁コンデンサ１１としては、耐高温特性、耐湿特性を有し、かつ故障モードがオープンになるものが好ましい。
絶縁劣化検出装置７０は、ハードウエアとして、絶縁コンデンサ１１を除き、一般の自動車仕様品（耐圧６０Ｖ以下）で構成でき、高価な特別仕様品を使用する必要はない。デジタル部には、１６ビット構成でデータフラッシュメモリ内蔵、１０ビット高速ＡＤ変換器を備えた自動車仕様の１チップマイクロコンピュータを使用することができる。電源部では、デジタル部、アナログ部に供給する供給電圧ＤＣ８〜１６Ｖの安定化電源を別々に生成することで、逆接対策を施すことができる。
消費電流は１５０ｍＡ以下とし、低消費電力とすることができる。実際の装置では、取り付け位置としてバッテリーパック内とすることが可能であり、最高動作保証温度を８５℃とすることができる。また、評価用として、ＣＡＮ、ＲＳ２３２Ｃのシリアル通信、動作チェック端子を内蔵するが、コネクターピンには接続されない構成とすることができる。量産時には、これらの機能を取り除き、小型化を図ることができる。
次に、図７〜図１０を参照して絶縁劣化検出装置７０の動作を説明する。ここで、図７は、絶縁抵抗値が５００ｋΩで、上限電圧ＶＨを５Ｖ、下限電圧ＶＬを０Ｖとした場合における絶縁劣化検出装置７０の注入、引抜き動作の電圧波形を示す。また、図８は絶縁抵抗値が１００ｋΩで、上限電圧ＶＨを５Ｖ、下限電圧を０Ｖとした場合における絶縁劣化検出装置７０の注入、引抜き動作の電圧波形を示す。そして、図９は図７の模式図であり、図１０は図８の模式図である。
まず、図９に示すように、定電流の注入過程において、演算制御回路７１からの電流切替信号により、定電流交番回路７２は、時刻Ｔ１において、定電流Ｉｏの向きを反転させ、絶縁コンデンサ１１（静電容量値Ｃｉ）、絶縁抵抗Ｒｘ、浮遊容量Ｃｘに定電流Ｉｏを注入する。出力電圧Ｖｏｕｔが正の一定電圧（上限電圧ＶＨ）に到達したことを演算制御回路７１が検出した時刻Ｔ２において、定電流Ｉｏの向きを反転させる電流切替信号を定電流交番回路７２に与え、電流を引き抜く。出力電圧Ｖｏｕｔが負の一定電圧（下限電圧ＶＬ）に到達したことを演算制御回路７１が検出した時刻Ｔ３において、定電流Ｉｏの向きを反転させる電流切替信号を定電流交番回路７２に与え、電流を注入する。
すなわち、定電流交番回路７２による定電流Ｉｏの注入、引抜きの切り替え制御を以下のように行う。
・電流引抜きにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下して下限電圧ＶＬに達したら、電流注入に切り換える（時刻Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）。
・電流注入により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して上限電圧ＶＨに達したら、電流引抜きに切り換える（時刻Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）。
演算制御回路７１は、以下の注入時間および引抜時間を測定する。
・注入時間＝Ｔ１〜Ｔ２間の時間、Ｔ３〜Ｔ４間の時間、Ｔ５〜Ｔ６間の時間…
・引抜時間＝Ｔ２〜Ｔ３間の時間、Ｔ４〜Ｔ５間の時間、Ｔ６〜Ｔ７間の時間…
この注入引抜周期（注入時間＋引抜時間）に基づき、絶縁抵抗値の大小を判定する。
図１０から解るように、絶縁抵抗値が小さい場合、注入時間（Ｔ１〜Ｔ２間の時間）および引抜時間（Ｔ２〜Ｔ３間の時間）が長くなり、したがって注入引抜周期が長くなる。
したがって、注入引抜周期を測定することにより、絶縁抵抗値を間接的に測定することができ、絶縁劣化の判定をおこなうことができる。たとえば、所定の絶縁抵抗値に対応する注入引抜周期をしきい値として設定し、測定された注入引抜周期がこのしきい値に達したことで、絶縁劣化を判定するようにすればよい。
この絶縁劣化検出装置７０によれば、たとえ注入と引抜きの電流バランスに大きな誤差がある場合でも、出力電圧が一定の上限電圧ＶＨおよび下限電圧ＶＬになるまで、電流の注入、引抜きが行われるので、電圧ドリフトの問題は生じず、図４中に示すようなブリーダ抵抗を設ける必要はない。電流バランスの誤差は、これに相当する注入、引抜時間の誤差となって現れ、絶縁抵抗値の測定誤差となるだけである。絶縁劣化の有無判定には、高精度の絶縁抵抗値測定を必要としないので、実用上問題とならない。
図１１は、絶縁劣化検出装置７０に外乱電圧が加えられた場合の定電流注入、引抜き動作の電圧波形を示す。図１１において、０秒時点から５秒経過時点まで、定電流交番回路７０は、上限電圧（最大ピーク電圧）５Ｖと下限電圧（最小ピーク電圧）０Ｖとの間で、注入、引抜きの動作を行っている。５秒経過時点において、たとえば５０Ｖの外乱電圧が加えられた場合、ツェナーダイオードの働きにより低減されるものの、定電流交番回路７２の出力電圧は。たとえば１２Ｖになる。これは、上限電圧ＶＨ以上であるので、定電流交番回路７２は引抜き動作を行い、下限電圧ＶＬに達したことにより、定電流交番回路７２は注入動作を行う。このように、大きな外乱電圧が加えられた場合にも、定電流交番回路７２による下限電圧ＶＬへの引抜き動作により、一気に通常動作に復帰することができる。
図１１の場合、外乱電圧印加前の状態に復帰するまでの時間は約５秒であり、図５に示した場合にくらべ大幅に短縮される。
図１２は、絶縁劣化検出装置７０による定電流の注入、引抜き動作の第２の例を示す。この場合、定電流交番回路７２の切り替え制御を以下のように行う。
・電流注入により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して上限電圧ＶＨに達したら、電流引抜きに切り換える（時刻Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）。
・切換後、直前の電流注入時間と等時間が経過したら、電流注入に切り換える（時刻Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）。
演算制御回路７１は、以下の注入時間を測定する。
・注入時間＝Ｔ１〜Ｔ２間の時間、Ｔ３〜Ｔ４間の時間、Ｔ５〜Ｔ６間の時間…
・引抜時間＝直前の注入時間
この注入引抜周期（注入時間＋引抜時間）＝（２×注入時間）に基づき、絶縁抵抗値の大小を判定する。
この場合、各周期における出力電圧Ｖｏｕｔの最大ピーク値は、上限電圧ＶＨと一致するが、最小ピーク値は、注入、引抜きの電流のアンバランスによって、同じ電圧になるとは限らない。この例のように、電流の注入時間のみに基づいて絶縁抵抗値の大小を判定することもできる。
図１３は、絶縁劣化検出装置７０による定電流の注入、引抜き動作の第３の例を示す。この場合、定電流交番回路７２の切り替え制御を以下のように行う。
・電流引抜きにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下して下限電圧ＶＬに達したら、電流注入に切り換える（時刻Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５）。
・切換後、直前の電流引抜時間と等時間が経過したら、電流引抜に切り換える（時刻Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）。
演算制御回路７１は、以下の引抜時間を測定する。
・引抜時間＝Ｔ２〜Ｔ３間の時間、Ｔ４〜Ｔ５間の時間、Ｔ６〜Ｔ７間の時間…
・注入時間＝直前の引抜時間
この注入引抜周期（注入時間＋引抜時間）＝（２×引抜時間）に基づき、絶縁抵抗値の大小を判定する。
この場合、各周期における出力電圧Ｖｏｕｔの最小ピーク値は、下限電圧ＶＬと一致するが、最大ピーク値は、注入、引抜きの電流のアンバランスによって、同じ電圧になるとは限らない。この例のように、電流の引抜時間のみに基づいて絶縁抵抗値の大小を判定することもできる。
図７ないし図８および図１２、図１３に示す定電流の注入引抜き動作において、上限電圧ＶＨを正の電圧および下限電圧ＶＬを負の電圧としているが、図９ないし図１１に示す場合のように、片電源、たとえば上限電圧ＶＨを正の電圧、下限電圧ＶＬを０Ｖとすることができる。また、下限電圧ＶＬを０Ｖではなく、正の所定電圧とすることもできる。この場合には、図６中に示すような逆向きに直列接続した２つの保護用のツェナーダイオード７３を、図１４に示す１つの保護用のツェナーダイオード８３に代えることができる。なお、上限電圧ＶＨを０Ｖ、下限電圧ＶＬを負の電圧とすることができ、上限電圧ＶＨを０Ｖではなく、負の所定電圧とすることもできる。
本願において、「注入、引抜きの周期」は、注入時間と引抜時間の和、注入時間のみ、引抜時間のみ、これらの倍数、あるいはその組み合わせを含む。
また、上記の説明では、「正の電圧」と０Ｖ、「負の電圧」と０Ｖを区別して説明したが、本願において、「正の電圧」が０Ｖを含む意味に使用される場合があり、「負の電圧」が０Ｖ０を含む意味に使用される場合もある。
絶縁劣化の判定は、測定対象の機器（インバータなどを含む機器）の起動前と動作時で、判定の基礎とする注入引抜周期の回数を変えることができる。これは、機器の起動前と動作時では外乱電圧の大きさが異なることに注目したものであり、たとえば、以下のような判定を行うことができる。
機器起動前（外乱電圧小）：１回、もしくは２〜３回の注入引抜動作について測定された注入引抜周期の平均値、あるいは積算値で絶縁劣化の判定を行う。
機器動作時（外乱電圧大）：複数回の注入引抜動作について測定された注入引抜周期の平均値、あるいは積算値で絶縁劣化の判定を行う。
このようにすることにより、機器起動前に、絶縁劣化の有無を高速で判定することができ、機器動作時には、外乱電圧の影響を低減しつつ絶縁劣化の有無を判定することができる。
先願に示されているように、図１ないし図４に示された絶縁劣化検出装置によれば、電気自動車のインバータ起動前、すなわちメインスイッチ１７をオンするところまで、その直流回路部分の絶縁劣化の有無を検出できることがわかった。そこで、メインスイッチ１７をオン状態とし、インバータ１８および交流モーター１９を駆動した後における絶縁劣化検出に対する影響を調べた。
図１５は、インバータ１８駆動前後の出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示し、図１６は、その部分拡大図である。図１５および図１６に示すように、インバータ１８の駆動前において、出力電圧は、定電流の注入、引抜きに応じて、低い周波数かつ比較的小さな振幅で変化する。一方、インバータ１８の駆動後において、図示のように、高い周波数の大きな振幅の電圧が観察された。
本発明者は、インバータ１８の駆動後においてこのような高周波でかつ大振幅の電圧が生じる原因について考察した。図１７は、電気自動車の高電圧回路系を示す。図１７において、高電圧回路１５は、たとえば、電気自動車のモーター駆動装置であり、高電圧回路１５は、高圧直流電源１６、メインスイッチ１７、インバータ１８および交流モーター１９からなる。この高電圧回路系の直流部には、高圧直流電源１６、メインスイッチ１７があり、交流部には、交流モーター１９がある。インバータ１８は、稼働時には、直流部（高圧直流電源１６）からの直流電力を交流電力に変換し、交流部（交流モーター１９）に供給し、回生時には、交流部の交流電力を直流電力に変換し、直流部に供給する。
ところで、交流モーター１９は、三角波比較法によるＰＷＭ制御で駆動しており、その各部の波形は、図１８に示すとおりである。（ａ）は、三角搬送波、Ｕ相変調波、Ｖ相変調波、Ｗ相変調波を示し、（ｂ）は、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧を示し、（ｃ）は、Ｕ−Ｖ線間電圧、Ｖ−Ｗ線間電圧、Ｗ−Ｕ線間電圧を示す。
したがって、図１７中の高圧直流電源１６の最低電位部における電圧Ｖｐｃは、図１９に示すようなノッチ波とよばれる波形となる。比較の結果、図１５および図１６に示した観測波形は、このノッチ波に起因しているのではないかと考えた。また、このインバータで発生したノッチ波は、接地（シャーシ）を介して直流部に伝わり、出力電圧に影響を与えているのではないかと考えた。
本発明の第２の実施形態による絶縁劣化検出装置は、このノッチ波による影響を除去するノッチ波分別回路を備える。図２０は、この実施形態による絶縁劣化検出装置の構成を示す。図２０において、図４に示した構成と同一の部分（定電流交番回路２０、絶縁コンデンサ１１、ブリーダ抵抗４１、ツェナーダイオード４２）の説明は省略する。図２０において、ノッチ波分別回路５０が、絶縁コンデンサ１１と定電流交番回路２０との間に設けられている。ノッチ波分別回路５０は、交流部から伝わってきた高周波成分が絶縁劣化検出装置の出力電圧Ｖｏｕｔに影響を与えないように働く。
図２１は、ノッチ波分別回路５０の具体的回路の一例を示す。図２１において、ノッチ波分別回路５０は、ローパスフィルタ６０であり、抵抗６１およびコンデンサ６２からなる。ローパスフィルタ６０は、絶縁コンデンサ１１と定電流交番回路２０との間に設けられ、低周波成分の通過を許容する一方、高周波成分を遮断するように働く。抵抗６１およびコンデンサ６２の抵抗値、静電容量値は、ローパスフィルタ６０のカットオフ周波数がノッチ波の周波数よりも低く、定電流交番回路２０の定電流注入、引抜きの周波数（上記では、サイクルで説明している）よりも高く設定される。定電流交番回路２０の定電流注入、引抜きの周波数は、たとえば、数Ｈｚであり、ノッチ波の周波数は、たとえば数ＫＨｚである。
したがって、ノッチ波分別回路５０は、高周波成分についてみると、インバータ１８および交流モーター１９と閉ループを構成し、ノッチ波による高周波成分が出力電圧Ｖｏｕｔに影響を与えない。このため、インバータの起動後も、絶縁抵抗値の正確な測定、すなわち正確な絶縁劣化検出を行うことができる。また、この場合には、高電圧回路１５のうち高圧直流電源１６の絶縁劣化のみならず、インバータ１８および交流モーター１９の絶縁劣化も検出することができる。
なお、このノッチ波分別回路５０は、図２ないし図４を参照して説明した絶縁劣化装置のみならず図６ないし図１４を参照して説明した絶縁劣化装置にも同様に適用できる。
本発明は、電気自動車またはハイブリッド車のモーター駆動装置のための絶縁劣化装置に限られず、風力発電、太陽光発電、燃料電池など、たとえばキャパシタに電力貯蔵を行うシステムに広く適用することができる。このような高圧直流電源が系統連系インバータ等を介して電力系統につながった装置の場合にも、高圧直流電源と筺体との間の絶縁劣化の判定が可能である。
筺体が大地アースに接続されている場合には、高圧直流電源を電力系統から切り離した装置停止中に判定可能であり、筺体が大地アースに接続されていない場合には、装置運転中にも判定可能である。
本発明は、高圧直流電源を使用するシステム、たとえば、電気自動車またはハイブリッド車の電源および駆動装置、風力発電、太陽光発電、燃料電池などの電力システムにおける絶縁劣化を検出することができる。また、本発明は、高圧直流電源、インバータ、モーターなどからなる高圧回路を含む電気自動車またはハイブリッド車のモーター駆動装置において、インバータの起動後であっても絶縁劣化の有無を検出することができる。
１０…絶縁劣化検出装置
１１…絶縁コンデンサ
１２…測定回路
１３…センシング端子
１５…高電圧回路
１６…高圧直流電源
１７…メインスイッチ
１８…インバータ
１９…交流モーター
２０…定電流交番回路
４１…ブリーダ抵抗
４２…ツェナーダイオード
５０…ノッチ波分別回路
６０…ローパスフィルタ
６１…抵抗
６２…コンデンサ
７０…絶縁劣化検出装置
７１…演算制御回路
７２…定電流交番回路
７３…ツェナーダイオード
８３…ツェナーダイオード
１１…絶縁コンデンサ
１２…測定回路
１３…センシング端子
１５…高電圧回路
１６…高圧直流電源
１７…メインスイッチ
１８…インバータ
１９…交流モーター
２０…定電流交番回路
４１…ブリーダ抵抗
４２…ツェナーダイオード
５０…ノッチ波分別回路
６０…ローパスフィルタ
６１…抵抗
６２…コンデンサ
７０…絶縁劣化検出装置
７１…演算制御回路
７２…定電流交番回路
７３…ツェナーダイオード
８３…ツェナーダイオード
Claims (10)
- 接地部に対して電気的に絶縁された直流電源の漏電を検出するために、前記直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる絶縁劣化検出装置において、
前記測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、
前記定電流交番回路は、その出力電圧のピーク値が一定電圧となるように、前記絶縁コンデンサにそれぞれ符号を交互に入れ替えた定電流の注入、引抜きを交互に行い、
前記演算制御回路は、その注入、引抜きの周期に基づき、当該周期が長くなることを以って絶縁劣化と判定することを特徴とする絶縁劣化検出装置。 - 前記定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値の双方が一定電圧となるように、前記絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行うことを特徴とする請求項１に記載の絶縁劣化検出装置。
- 前記定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値のいずれか一方が一定電圧となるように、前記絶縁コンデンサに定電流の注入および引抜きのいずれか一方を行い、前記注入および引抜きのいずれか一方に要した時間と同じ時間、注入および引抜きのうちの他方を行うことを特徴とする請求項１に記載の絶縁劣化検出装置。
- 前記定電流交番回路は、その出力電圧の最大ピーク値および最小ピーク値の双方が正電圧または負電圧となるように、前記絶縁コンデンサに定電流の注入、引抜きを交互に行うことを特徴とする請求項１ないし３の何れか１の請求項に記載の絶縁劣化検出装置。
- 出力電圧を前記定電流交番回路の最大駆動電圧以下に制限するツェナーダイオードをさらに設けたことを特徴とする請求項１ないし４の何れか１の請求項に記載の絶縁劣化検出装置。
- 前記測定回路による絶縁劣化判定に要する注入、引抜き回数が、測定対象の機器起動時には、機器動作時よりも少なく設定されていることを特徴とする請求項１ないし５の何れか１の請求項に記載の絶縁劣化検出装置。
- 前記直流電源には、その電力により駆動されるモーターと、前記直流電源からの電力を前記モーターの駆動に適した電力に変換する電力変換器とが接続されており、
前記測定回路は、前記電力変換器の動作による高周波成分の前記測定回路への流入を制限する高周波成分分別回路を有することを特徴とする請求項１ないし６の何れか１の請求項に記載の絶縁劣化検出装置。 - 前記高周波成分分別回路は、ローパスフィルタであり、前記電力変換器が発生する高周波成分について、前記電力変換器および前記モーターと閉ループを形成し、そのカットオフ周波数は、前記測定回路の定電流の注入、引抜き動作の周波数よりも高く、前記電力変換器が発生する高周波成分の周波数よりも低く設定されることを特徴とする請求項７に記載の絶縁劣化検出装置。
- 前記モーターが交流モーターであり、前記電力変換器がインバータであって、
前記高周波成分分別回路は、前記インバータの動作により発生する高周波成分の前記測定回路への流入を制限することを特徴とする請求項７または８に記載の絶縁劣化検出装置。 - 前記高周波成分は、前記インバータのＰＷＭ制御で発生するノッチ波であることを特徴とする請求項７ないし９の何れか１の請求項に記載の絶縁劣化検出装置。
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