JP2000055954A

JP2000055954A - 抵抗値測定回路及びその測定方法

Info

Publication number: JP2000055954A
Application number: JP10232626A
Authority: JP
Inventors: Kenichiro Ota; 健一郎太田; Hiroyuki Mita; 浩之三田; Ichiro Minami; 一郎南; Masataka Toshimori; 正敬利守
Original assignee: Glory Ltd
Current assignee: Glory Ltd
Priority date: 1998-06-02
Filing date: 1998-08-19
Publication date: 2000-02-25
Anticipated expiration: 2018-08-19
Also published as: JP3621586B2

Abstract

(57)【要約】【課題】抵抗値を正確に測定することができる抵抗値
測定回路及びその測定方法を提供する。【解決手段】コンデンサＣと抵抗Ｒを備えた回路にお
けるコンデンサＣの充放電時間を測定することにより抵
抗Ｒの抵抗値を測定する抵抗値測定回路において、コン
デンサＣの充電電流及び放電電流のうちの少なくとも一
つの値を抵抗Ｒの抵抗値の逆数に比例させた値にすると
共に、定電流とする定電流回路２１を備えるようにす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、温度に応じてその
抵抗値が変化する感熱素子を利用して温度を測定する電
気回路及び既知の抵抗値と未知の抵抗値がある場合に両
者を比較することによって未知の抵抗値を測定する抵抗
値測定回路及びその測定方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】温度に応じて抵抗値が変化する感熱素子
を利用して温度を測定する装置としては、例えば特開昭
５４−１５６５８０号公報に示すものがある。この公報
に記載の温度測定装置は、図１２に示すように、接続さ
れる抵抗の値に比例又は逆比例した周波数で発振する発
振器（例えば非安定マルチバイブレータ）を用い、この
発振器に、まず基準抵抗Ｒ１を接続してこの発振器の出
力パルスを計数した後、測温抵抗体Ｒ２を接続してこの
発振器の出力パルスを計数し、測温抵抗体Ｒ２の検出し
た温度を算出するようにしたものである。

【０００３】すなわち、特開昭５４−１５６５８０号公
報に記載の温度測定装置は、測温抵抗体Ｒ２を発振器の
発振周波数決定抵抗として用い、温度の変化を発振周波
数の変化として測定するものである。ここで、発振器を
構成する回路素子のバラツキ、温度特性及び経時変化な
どを補正するために、測温抵抗体Ｒ２と基準抵抗Ｒ１と
をアナログスイッチＳＷで切り替え、各出力を比較演算
している。

【０００４】また、特公昭６２−５２２４９号公報に
は、非安定マルチバイブレータで基準抵抗体と測温抵抗
体とを切替て発振させ、生じるパルスが所定時間内に何
個有るかを測定することによって回路のバラツキの影響
がない抵抗値測定回路が記載してある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開昭
５４−１５６５８０号公報に記載の温度測定装置では、
発振回路中に抵抗を切り替える為にアナログスイッチＳ
Ｗを設けなくてはいけないので、このアナログスイッチ
ＳＷのオン抵抗が被測定抵抗の抵抗値に加算されてしま
うために誤差が生じるという問題があった。また、発生
回路のインピーダンスが高いためにセンサ部のリード線
長を長くとった場合にノイズの影響を受けるといった不
具合があった。

【０００６】また、特公昭６２−５２２４９号公報に記
載の抵抗値測定回路でも、抵抗を切り替える際のスイッ
チのオン抵抗の影響がある。アナログスイッチとして集
積回路ＨＣ４０５１のマルチプレクサを使用した場合
は、オン抵抗は約１００オームであり、このオン抵抗が
被測定抵抗値に加算されることになってしまう。

【０００７】本発明は、上述のような問題を解決するた
めになされたものであり、本発明の目的は、抵抗値を精
度良く測定することができる抵抗値測定回路及びその測
定方法を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、コンデンサと
抵抗を直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り
返す回路の発振周期を基に前記抵抗の抵抗値を測定する
抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、前記抵抗
として、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と、抵抗
値が未知の被測定抵抗とのうちから選択的に使用し、前
記コンデンサの充電電流及び放電電流のうちの１つの電
流値が前記抵抗値の逆数に比例する直流的に一定な電流
であることを特徴とし代数演算を用いて未知の抵抗値を
求めることによって達成される。

【０００９】また、本発明は、コンデンサと抵抗Ｒを直
列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路
の発振波周期を測定し、既知の抵抗値の発振周波数を基
に被測定の抵抗値を算出する抵抗値測定回路に関し、本
発明の上記目的は、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵
抗と被測定抵抗とのうちから１個を選択する定電流切り
換え用の電流端子及び前記選択された抵抗の電圧降下を
検出するための電圧端子を切り換える両端子連動型切換
スイッチを設けてスイッチ内部の抵抗を無視できるよう
に接続されており、前記コンデンサの充電電流値が前記
スイッチで選択された抵抗Ｒの逆数に比例し、発振周波
数、放電タイミングに関係なく直流的に一定な充電回路
と、前記コンデンサが充電され充電電圧が閾値に達した
とき前記放電回路をトリガする電圧検出回路と、充電回
路と独立に設けられて、前記トリガを受けて時定数回路
で決まる一定時間の間前記コンデンサの電荷を放電させ
る放電回路と、からなるコンデンサ充放電型鋸歯状発振
回路を用いたことによって達成される。

【００１０】上述の記載における「直流的に一定」の語
句の意味について、以下に説明する。「直流的に一定」
とは、測定時間中ずっと電流を流し放しにすることで、
コンデンサが放電中であっても定電流回路はオフにはな
らず定電流を選択されている抵抗に供給し続けることを
意味している。反対に充電中は定電流供給するが、放電
中にはとぎれてしまうのであれば「交流的」あるいは
「パルス」と表現されるが、本件発明の回路では充電中
も放電中も定電流を流すので、このことを「直流的に一
定」の語句で表現している。また、充電中も放電中も定
電流を流すことによって、例えば、外部に引き出したセ
ンサにオンオフする電流が流れるとノイズを拾いやすい
（あるいは出しやすい）が直流的に一定なら悪影響を受
けにくい、という効果が得られる。

【００１１】また、本発明の上記目的は、上述の抵抗値
測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵
抗値が既知の既知抵抗Ｒ１，Ｒ２及び抵抗値が未知の抵
抗ＲＸをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆ
２，ｆｘを求め、抵抗Ｒと発振周期である周波数の逆数
１／ｆとが１次関数であることを利用し、直線補間によ
りＲｘを計算することによって達成される。また、本発
明の上記目的は、上述の抵抗値測定回路を用いて、前記
両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の抵抗Ｒ１及
び抵抗値が未知の抵抗Ｒｘをそれぞれ選択した時の各発
振周波数ｆ１，ｆｘを求め、抵抗値Ｒと周波数の逆数１
／ｆとが１次関数であることを利用し、代数演算により
Ｒｘを計算することによって達成される。

【００１２】また、本発明の上記目的は、コンデンサと
抵抗を備えた発振回路により鋸歯状波を発生させて前記
コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を
測定する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、
前記コンデンサの充電電流値を被測定抵抗の抵抗値の逆
数に比例させた値にすると共に、発振回路の発振周波数
及び前記コンデンサの充電タイミングに関係なく直流的
に一定とする定電流回路と、前記定電流回路に直列に接
続されており、且つ前記コンデンサの充電回路とは独立
に設けられた前記コンデンサの充電電荷を放電させる放
電回路と、前記被測定抵抗と基準抵抗とを切り換え接続
して前記コンデンサの充放電時間を測定しこれに基づい
て前記被測定抵抗の抵抗値を求める演算回路と、を備え
たことによって達成される。

【００１３】また、本発明は、一方の端子が電源（基準
電位を有する）に接続された被測定抵抗及び抵抗値が既
知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１
個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両
端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持すること
によって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路
と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電
回路と、前記コンデンサの一方の端子に入力端が接続さ
れたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力
が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前
記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプル
とコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、そ
の周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演
算回路と、を備えたことによって達成される。

【００１４】また、本発明は、一方の端子が電源（第１
の基準電位を有する）に接続されたコンデンサと、一方
の端子が接地（第２の基準電位を有する）された被測定
抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵
抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前
記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定
電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサ
に充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電
荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの非電源側
端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コ
ンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定
時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路
と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を
繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗
の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことによって
達成される。

【００１５】また、本発明は、前記コンデンサ及び前記
基準抵抗からなる発振回路の発振周波数と前記コンデン
サ及び前記被測定抵抗からなる発振回路の発振周波数と
を比較することで、前記被測定抵抗の抵抗値を算出する
抵抗値算出回路を備える、ことによってより効果的に達
成される。

【００１６】また、本発明は、前記被測定抵抗及び前記
基準抵抗に流す定電流の値を測定しようとする抵抗値に
よって設定変更可能にする定電流値変更回路を備えるこ
と、によってより効果的に達成される。

【００１７】また、本発明は、前記被測定抵抗及び基準
抵抗の内の１個の抵抗を選択して前記一定電流を流す第
１アナログスイッチと、前記一定電流をなすためのフィ
ードバック回路の要素となるものであって、前記選択さ
れた抵抗の両端間の電圧を検出するための第２アナログ
スイッチと、を備え、前記第２アナログスイッチは、前
記第１アナログスイッチとは別個に独立しているが、選
択端子組はいつも同じように選択されるようになってい
る、ことによってより効果的に達成される。

【００１８】また、本発明は、コンデンサと抵抗を備え
た発振回路により鋸波を発生させて前記コンデンサの充
放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値
測定方法において、前記コンデンサへの充電電流値は、
被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させると共に、発振周
波数及び放電タイミングに関係なく直流的に一定値であ
り、前記コンデンサの充電電荷は、前記コンデンサの充
電回路とは独立に設けられた放電回路を介して放電し、
この放電時間は、独立に設けられた時定数回路で決まる
一定時間であり、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾
値に達したことを電圧検出回路で検出して、前記放電回
路をトリガし、１つの被測定抵抗と少なくとも２つの基
準抵抗とのうちから一つを選択して、前記発振回路の抵
抗要素とするスイッチの内部抵抗に影響されずに、前記
発振回路の発振周波数に基づいて、前記被測定抵抗の抵
抗値を測定する、ことによって達成される。

【００１９】

【発明の実施の形態】図1は、本発明の第1実施形態に係
る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図1
（ａ）はその回路図であり、図1（ｂ）はコンデンサの
端子間電圧の変化を示す図である。この回路では、まず
定電流源から出力される定電流でコンデンサＣを充電す
る。そして、コンデンサＣが充電されていき、ヒステリ
シスコンパレータ１１によって、コンデンサＣの端子間
電圧が所定の閾値に到達したことを検出する。この検出
をすると、ワンショットマルチ１２が１つのパルスを出
力して、スイッチＳを一定時間だけ閉じる。これによ
り、コンデンサＣに充電されている電荷が放電され、最
初の状態に戻る。

【００２０】これらの動作を繰り返すことにより、図1
（ｂ）に示すようなノコギリ波が生成される。ここで、
充電時間ｔｃは、定電流源から出力される充電電流の値
を規定する被測定抵抗の抵抗値に反比例する。したがっ
て、充電時間ｔｃ、または充電時間ｔｃ及び放電時間ｔ
ｄで規定される発振周波数を測定することで被測定抵抗
の抵抗値が測定することができる。

【００２１】図２は、本発明の第1実施形態に係る抵抗
値測定回路の構成を示すブロック図である。図３は、第
1実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回
路図である。

【００２２】定電流回路２１は、コンデンサＣの充電電
流値ｉを被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の逆数に比例させた値
にする。また、定電流回路２１は、発振回路の発振周波
数及びコンデンサＣの充電タイミングに関係なくコンデ
ンサＣの充電電流値を直流的に一定とする。コンデンサ
Ｃの充電電流値ｉは、下記数１で示される。

【００２３】

【数１】ｉ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｓｐここで、電圧Ｖｒｅｆは抵抗の両端に印加する基準電圧
である。抵抗値Ｒｓｐは、被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つの抵抗値である。基準抵抗
は、最低限として２種類（例えば、Ｒ１、Ｒ２）あれば
よい。

【００２４】充電電流ｉは、マルチプレクサであるセレ
クタ２７、２８の内部抵抗、及び定電流回路の構成要素
であるトランジスタ３２の負荷状態に関係なく、数１で
規定される一定値となる。被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つがセレクタ２７、２８、演
算制御部３７で選択され、発振回路の構成要素となる。

【００２５】トランジスタ３２として電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）を用いているのは、バイポーラトランジ
スタでは電流増幅率の影響を受けるからである。バイポ
ーラトランジスタをダーリントン接続すれば電流増幅率
の影響はなくなるが、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅが１
Ｖ程度になってしまい、低電圧動作のときの電圧ロスが
もったいないものとなる。但し、バイポーラトランジス
タでも電流増幅率が電流値Ｉｃにより変化しなければ問
題なく使用できる。

【００２６】コンデンサＣに電荷を供給する充電回路
は、図２においては図示していないが、図3では被測定
抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つと、
演算制御部３７と、トランジスタ３２とで構成されてい
る。

【００２７】この充電回路に充電電流ｉｃが流れると、
コンデンサＣの端子電圧が直線的に上昇し、充電時間ｔ
ｃの経過後にコンパレータ２３、３４の閾値に到達す
る。充電電流ｉｃ、充電時間ｔｃ、コンデンサＣの容量
Ｃ及び閾値Ｖｔｈ相互の関係は、下記数２で示される。

【００２８】

【数２】ｉｃ＊ｔｃ／Ｃ＝ＶｔｈコンデンサＣは、高温時においてもリークが少ないこと
が肝要であり、精度は関係ない。コンデンサＣは、発振
周波数が１０ＫＨｚ程度であれば、例えばポリエステル
のものを用いるが、セラミックのものでもよい。

【００２９】コンパレータ２３、３４は、コンデンサＣ
の端子間電圧が所定の閾値Ｖｔｈに到達したことを検出
する。発振周波数が比較的低い（例えば１０ＫＨｚ以
下）場合は、コンパレータ２３、３４としてオペアンプ
を用いてもよい。また、閾値Ｖｔｈが電源電圧Ｖｃｃ／
２の固定値とした場合は、コンパレータ２３、３４とし
てＣＭＯＳゲートを用いてもよい。ただし、入力は中間
電位であるから、シュミット回路付きのものである必要
がある。

【００３０】放電回路２４は、図3においてはトランジ
スタ３３と電流制限抵抗で構成されている。放電回路２
４は、放電パルス生成回路２５から出力されたパルスに
よって駆動される。また、トランジスタ３３がなす放電
回路は、ナンド回路３５及びシュミットインバータ３６
等からなるワンショットマルチから出力されるパルスに
よって駆動される。

【００３１】コンデンサＣの放電が開始するとコンパレ
ータ２３，３４の出力はすぐにもとのレベルに戻る。そ
して、再充電が始まる。そこで、十分な放電時間を確保
するためにモノステーブル・マルチ・バイブレータ、ワ
ンショット・マルチ・バイブレータ、等の矩形波発生回
路を利用する。放電時間は充電時間に対して十分小さい
方が精度を確保しやすいが十分に放電させる必要があ
る。例えば、コンデンサに充電が開始され、コンパレー
タ２３，３４が反転動作する電圧を１．８Ｖ、コンデン
サＣの容量が１０００ｐＦ、放電時の保護抵抗が５０Ω
であるとすると、放電開始時の放電電流は１，８／５０
＝３６ｍＡで以降の電流ＩはＩ＝（１．８／５０）ＥＸ
Ｐ（−ｔ／０．０５×１０^-6）で示される。

【００３２】放電時間はコンデンサの電圧が十分に小さ
い値になるように設定すればよく例えば放電時間を２．
２μＳとすればコンデンサの最終残電圧は１．４×１０
^-19と十分に小さい電圧になる。

【００３３】実際には放電中も抵抗を通じて放電電流が
供給され続けるが、コンデンサの電位は、十分ゼロに近
い状態に保たれ安定した一定値になっている。モノステ
ーブル・マルチバイブレータは、スパイク状パルスを伸
長するために使われ、エッジトリガ・タイプを用いる。
なお、マルチバイブレータと同等の効果はクロックパル
スをカウンタなどで計数する回路によっても得ることが
できる。

【００３４】次に被測定抵抗の抵抗値の求め方について
説明する。

【００３５】上記数１及び数２、並びに発振回路の周期
Ｔｓ＝充電時間ｔｃ＋放電時間ｔｄ＝１／Ｆの関係よ
り、被測定抵抗の抵抗値Ｒｓは下記数３で求めることが
できる。

【００３６】

【数３】Ｒｓ＝ｔｃ×Ｖｒｅｆ／（Ｃ×Ｖｔｈ）＝Ｋ×ｔｃ＝Ｋ（Ｔｓ−ｔｄ）ここで、Ｋ＝Ｖｒｅｆ／（Ｃ×Ｖｔｈ）とした。Ｖｒｅ
ｆは測定抵抗の両端の電圧である。Ｖｔｈはコンパレー
タの動作電圧である。

【００３７】ここでは、Ｋ及びｔｄは定数として扱うこ
とができるが、０．１％程度の精度を要求するときはそ
の変動及びバラツキが問題となるため、下記数４及び数
５から都度計算して消去する。

【００３８】

【数４】Ｒ１＝Ｋ（Ｔ１−ｔｄ）Ｒ１は既知の抵抗値である。

【００３９】

【数５】Ｒ２＝Ｋ（Ｔ２−ｔｄ）Ｒ２は既知の抵抗値である。

【００４０】ここで、Ｔ１はＲ１を接続したときの発振
波の周期で、実測値である。Ｔ２はＲ２を接続したとき
の発振波の周期で、実測値である。

【００４１】これにより抵抗値が未知の抵抗Ｒｓの値は
数３及び数５に基づいて下記数６で導き出せる。

【００４２】

【数６】Ｒｓ＝（Ｒ２−Ｒ１）（Ｔｓ−Ｔ１）／（Ｔ２
−Ｔ１）＋Ｒ１数６は、基準抵抗値以外のパラメータを含まないので、
精度よく求められることを示している。

【００４３】この関係を示すグラフが図９に示すグラフ
であり、Ｘ軸は抵抗値でありＹ軸が発振波の周期を示
す。放電時間ｔｄがｙ切片として表われている。抵抗と
発振の周期の関係は、数３より一次関数になる。但し、
数３中のＫ，ｔｄは回路定数のバラツキや温度などによ
りある範囲でばらついた値をとる。しかし、数十秒から
数分間程度の短い測定時間では、Ｋ、ｔｄは変化しな
い。すなわち図９においては一次関数の傾きや、切片は
ばらついた値をとるが、短時間内ではその一次関数は変
動しない。

【００４４】一次関数はその上に位置する２点が判れば
一意に決まる。そこで、既知の抵抗Ｒ１、Ｒ２とそれに
対応する発振の周期Ｔ１、Ｔ２を測定すれば、短時間内
での抵抗と発振周期間の一次関数は一意に決定される。
さらに、未知の被測定抵抗Ｒｓの場合の発振の周期Ｔｓ
を一次関数が変動しない短時間内に測定すれば被測定抵
抗の値Ｒｓは一次関数の式より容易に求められる。

【００４５】なお、周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔｓは、カウンタ
回路２６ａ、ゲート回路２６ｂ、周期測定用基準クロッ
ク発生回路２６ｃ及び演算制御部３７を用いて測定す
る。ゲート回路２６ｂは、コンパレータ２３から出力さ
れる信号で、ゲートの開閉が制御される。そこで、周期
測定用基準クロック発生回路２６ｃから出力されたクロ
ックは、コンパレータ２３から出力された信号が所定の
レベルのときだけ、ゲート回路２６ｂを通過する。ゲー
ト２６ｂを通過したクロックはカウンタ２６ａでカウン
トされる。カウンタ２６ａのカウント値は、コンパレー
タ２３の出力レベルの変化に起因して割り込み処理をす
る演算制御部３７によって所定のタイミングで読み取ら
れる。そして、演算制御部３７は、読み取ったカウント
値と予め認識している周期測定用基準クロック発生回路
２６ｃが出力するクロック周波数とに基づいて周期Ｔ
１，Ｔ２，Ｔｓを算出する。これらの周期は周波数カウ
ンタの測定値から求めることも容易である。なお、上記
説明においては既知パラメータとして基準抵抗Ｒ１、Ｒ
２のみをもちいており、数６に放電時間は現れていな
い。即ち、放電時間ｔｄには変動、バラツキが発生する
がこれは少なくとも２個の抵抗値が既知の抵抗を使用し
て１次関数における補間演算をすることにより相殺され
てしまい回路実現の制約が少ないことを示している。し
かし、特殊なケースとして放電時間ｔｄをマルチバイブ
レータでなく、クロックパルス（タイムベース）を計数
してデジタル回路で発生させることもできる。この場合
は放電時間ｔｄの変動は事実上なくなるので、放電時間
ｔｄを消去すべき未知数でなく、既知パラメータとして
用いることができる。未知数が減れば方程式の数も減ら
すことができ、数３、数４、数５の３ヶの代わりに数
３、数４の２ヶで済ませることができる。数３、数４か
ら比例定数Ｋを消去すると、下記数７となり、抵抗Ｒｓ
の値が代数的に算出できる。

【数７】Ｒｓ＝（Ｔｓ−ｔｄ）／（Ｔ１−ｔｄ）これにより、値が既知の抵抗１個を用いて未知の抵抗値
を演算により求めることができる。周期Ｔｓ、Ｔ１は発
振周波数の逆数として測定するが、周波数測定時間（ゲ
ート時間）と、放電時間とは共通のクロック（図２の周
期測定用基準クロック発生回路２６ｃ）に基づいて規定
される必要があるのはいうまでもない。また、時間の設
定が独立のデジタル回路で行なわれようと、演算のため
に設けられたマイクロプロセッサの内部でソフトウェア
で行なわれようと差異はない。

【００４６】図４は、本発明の第2実施形態に係る抵抗
値測定回路の構成を示す回路図である。この抵抗測定回
路も、上述の実施形態のものと同様に、コンデンサと抵
抗を備えた発振回路により鋸波を発生させてコンデンサ
の充放電時間（発振周期）を測定することにより抵抗値
を測定する回路である。上述の実施形態と異なる主な点
は、被測定抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３それ
ぞれの一端が接地されている点である。

【００４７】コンデンサＣの一端は、電源に接続されて
いる。オペアンプ４１及びトランジスタ４２は、定電流
回路を構成している。定電流回路は、コンデンサＣの充
電電流値を被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の逆数に比例させた
値にすると共に、発振回路の発振周波数及びコンデンサ
Ｃの充電タイミングに関係なく直流的に一定とする。そ
こで、コンデンサＣへ流れる充電電流ｉは、マルチプレ
クサ４７の内部抵抗、及び定電流回路の構成要素である
トランジスタ４２の負荷状態に関係なく、一定値とな
る。

【００４８】コンデンサＣに電荷を供給する充電回路
は、被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうち
の一つと、マルチプレクサ４７と、トランジスタ４２と
で構成されている。充電回路は、一端子が接地された被
測定抵抗Ｒｓ及び抵抗値が既知である基準抵抗Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３（最低限Ｒ１，Ｒ２の２つでよい）からなる複
数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択し
た抵抗サンプルの両端を電流制御用素子となるトランジ
スタ４２を経由して一定電圧に維持することによって一
定電流で前記コンデンサに充電する。トランジスタ４３
は、コンデンサＣの充電電荷を放電する放電回路を構成
している。

【００４９】ヒステリシス付きコンパレータ４４は、コ
ンデンサＣの非電源側端子に入力端が接続されている。
ヒステリシス付きコンパレータ４４は、コンデンサＣの
端子間電圧が所定の閾値Ｖｔｈに到達したことを検出す
る。ナンド回路４５及びヒステリシス付きコンパレータ
４６は、放電パルス発生回路を構成している。この放電
パルス発生回路から発生されたパルスが放電回路をなす
トランジスタ４３を駆動する。

【００５０】これらの回路により、コンパレータ回路４
４の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過す
るまで放電回路をオンにさせ、抵抗Ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２、
Ｒ３のうちの一つとコンデンサＣによって鋸波を繰り返
し発生させ、その周期に基づいて被測定抵抗Ｒｓの抵抗
値を算出する。

【００５１】図５は、本発明の第３実施形態に係る抵抗
値測定回路の具体的構成を示す回路図である。この抵抗
値測定回路は、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値に応じて測定の
分解能を適正化するために、定電流回路の基準電圧Ｖｒ
ｅｆを調整する基準電圧調整回路を備えている。

【００５２】基準電圧調整回路は、トランジスタ５１と
抵抗Ｒａ，Ｒｂとで構成している。抵抗Ｒｂは、抵抗Ｒ
１’と抵抗Ｒ２’とで構成している。

【００５３】この抵抗値測定回路の発振周波数ｆは、下
記数８で表される。

【００５４】

【数８】f=1/{(Vth*C*Rs(Ra+Rb))/(Vcc*Ra)+td} ここで、Ｖｔｈはコンパレータ５４の閾値の電圧であ
る。ｔｄはコンデンサＣの放電時間である。

【００５５】トランジスタ５１は、この抵抗値測定回路
の発振周波数ｆを可変する。トランジスタ５１がオフの
ときは、Ｒｂ＝Ｒ１’＋Ｒ２’となり、発振周波数ｆが
小さくなる。トランジスタ５１がオンのときは、Ｒｂ＝
Ｒ１’となり、発振周波数ｆが大きくなる。

【００５６】図６は、この抵抗値測定回路における、測
定抵抗値と発振周波数及び分解能との関係を示す特性図
である。特性曲線が急峻に変化したところは、トランジ
スタ５１のオンオフを切り替えて基準電圧Ｖｒｅｆを変
更したところである。

【００５７】この特性は、閾値電圧Ｖｔｈ＝０．６Ｖｃ
ｃ、Ｃ＝１０００ｐＦ、Ｒａ＝１０ｋ、Ｒ１＝４７Ｋ、
Ｒ２＝２００Ｋ、ｔｄ＝２．２μＳとして測定したもの
である。

【００５８】図７は、本発明の第4実施形態に係る抵抗
値測定回路の動作原理を示すものであり、図７（ａ）は
その回路図であり、図７（ｂ）はコンデンサの端子間電
圧の変化を示す図である。図8は、本発明の第4実施形態
に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図であ
る。この抵抗値測定回路は、コンデンサＣに電荷を充電
してから、定電流で放電することを特徴とするものであ
る。他の動作は上述の実施形態と同様である。

【００５９】まず、充電時定数＝Ｃ＊Ｒ（このＲは、コ
ンデンサの充電時の保護抵抗）より十分大きい時間ｔに
わたりスイッチＳを閉じてコンデンサＣを充電する（期
間１）。次に、スイッチＳを開いて抵抗Ｒ（基準抵抗及
び被測定抵抗）で決まる定電流の放電が継続し（充電中
も流れている）、コンデンサＣの端子間電圧Ｖは直線的
に下がる（期間２）。そして、コンデンサＣの端子間電
圧Ｖが閾値Ｖｔｈまで下がると、ワンショットパルスが
トリガされ、再びスイッチＳを閉じる。

【００６０】これらにより、上述の各実施形態の抵抗値
測定回路は、コンデンサに蓄えた一定電荷を被測定抵抗
又は基準抵抗を通してその抵抗値に逆比例する定電流で
放電（あるいは充電）する時間（または周波数）を測定
することにより、その抵抗値を算出し、抵抗値が判って
いる２つの基準抵抗での測定も行い、補間によつて正確
な抵抗値を求めることができる。

【００６１】例えば、被測定抵抗としてのサーミスタが
取り得る範囲の基準抵抗を予め回路に用意しておき、被
測定抵抗のサーミスタ（測温抵抗体）の発振周波数に近
い付近の抵抗に対する測定も同時期に行う。これによ
り、上述の抵抗値測定回路によってサーミスタの抵抗値
が求まる。

【００６２】正確なサーミスタの抵抗値が測定できた後
は、サーミスタの温度特性は直線ではないので、抵抗値
と温度との関係を予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテ
ーブルとして持たせておき、周波数を測定したあと基準
抵抗の値と補間処理をして抵抗値を求めた後にテーブル
より温度を求めることにする。

【００６３】図１０は、本実施形態の抵抗値測定回路を
温度測定に用いる方法を示すフローチャートである。図
２を参照してこのフローチャートを説明する。先ず、セ
レクター２７で端子Ａを選択し（ステップＳ１）、抵抗
値が既知である抵抗Ｒ１を用いた回路の発振周期Ｔ１を
測定及び記録する（ステップＳ２）。次に、セレクター
２７で端子Ｂを選択し（ステップＳ３）、抵抗値が既知
である抵抗Ｒ２を用いた回路の発振周期Ｔ２を測定及び
記録する（ステップＳ４）。次に、セレクター２７で端
子Ｃを選択し（ステップＳ５）、被測定抵抗Ｒｓを用い
た回路の発振周期Ｔｓを測定及び記録する（ステップＳ
６）。その後、上記数６の計算を演算制御装置３７が実
行して、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｘを算出する（ステ
ップＳ７）。そして、予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上
にテーブルとして記憶していある被測定抵抗Ｒｓの抵抗
値の温度特性とステップＳ７で求めた抵抗値Ｒｘとに基
づいて、温度を求める（ステップＳ８）。そして、求め
た温度を表示手段で表示し又は出力手段で出力する（ス
テップＳ９）。図１１は、本実施形態の抵抗値測定回路
を温度測定に用いる他の方法を示すフローチャートであ
る。本温度測定方法が図１０に示す温度測定方法と異な
る点は、図１０に示す温度測定方法では抵抗値が既知で
ある基準抵抗として抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を用いている
が、本温度測定方法では基準抵抗として抵抗Ｒ１のみを
用いて測定している点である。したがって、本温度測定
方法では、図２における抵抗Ｒ２を用いないで温度測定
する。次に、図２を参照してこのフローチャートを説明
する。先ず、セレクター２７で端子Ａを選択し（ステッ
プＳ１１）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ１を用いた回路
の発振周期Ｔ１を測定及び記録する（ステップＳ１
２）。次に、セレクター２７で端子Ｃを選択し（ステッ
プＳ１５）、被測定抵抗Ｒｓを用いた回路の発振周期Ｔ
ｓを測定及び記録する（ステップＳ１６）。その後、上
記数７の計算を演算制御装置３７が実行して、被測定抵
抗Ｒｓの抵抗値Ｒｘを算出する（ステップＳ１７）。こ
の数７の計算において放電時間ｔｄは、クロックパルス
（タイムベース）を計数してデジタル回路で自ら生成し
ているので、既知パラメータとなっている。そして、予
め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして記憶し
ていある被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の温度特性とステップ
Ｓ１７で求めた抵抗値Ｒｘとに基づいて、温度を求める
（ステップＳ１８）。そして、求めた温度を表示手段で
表示し又は出力手段で出力する（ステップＳ１９）。

【００６４】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、アナログスイッチのオン抵抗等に関係無く被測定抵
抗に流れる電流が一定でありしかも抵抗値に逆比例する
電流であるので、複数の基準抵抗をアナログスイッチで
切り替える補間法を用いて正確に未知の抵抗値を測定す
ることができる。また、本発明によれば、放電時間を既
知の時間に設定することにより、基準抵抗１個を用いて
未知の抵抗値を測定することができる。

【００６５】補間方法は複数の基準抵抗の抵抗値を基準
にして被測定抵抗体の抵抗値を補間計算するため、コン
デンサの温度係数、初期誤差、計時変化、電流値を決め
る素子、コンパレータの閾値などほとんどの回路特性変
動が相殺され、補償される。

【００６６】また、本発明では、被測定抵抗に流す電流
値が一定なので、回路のインピーダンスが一定かつ低く
押さえられ、リード線長を長くしたりノイズの多い場所
で測定を行っても影響を受けることがない。

【００６７】また、本発明では、基準電圧を変えること
ができるので、測定する抵抗値に応じてその電圧を変え
ることによりさらに正確な測定ができる。

【００６８】また、本発明では、サーミスタに限らず各
種の未知の抵抗体の未知の抵抗値を測定することにも同
様に応用でき、正確な抵抗値を測定することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第1実施形態に係る抵抗値測定回路の
動作原理を示すものであり、図1（ａ）はその回路図で
あり、図1（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示
す図である。

【図２】本発明の第1実施形態に係る抵抗値測定回路の
構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の第1実施形態に係る抵抗値測定回路の
具体的構成を示す回路図である。

【図４】本発明の第2実施形態に係る抵抗値測定回路の
構成を示す回路図である。

【図５】本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路の
具体的構成を示す回路図である。

【図６】本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路に
おける、測定抵抗値と発振周波数及び分解能との関係を
示す特性図である。

【図７】本発明の第4実施形態に係る抵抗値測定回路の
動作原理を示すものであり、図７（ａ）はその回路図で
あり、図７（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示
す図である。

【図８】本発明の第4実施形態に係る抵抗値測定回路の
具体的構成を示す回路図である。

【図９】図３に示す抵抗値測定回路の発振波周期と抵抗
値との関係を示す特性図である。

【図１０】本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用
いる方法を示すフローチャートである。

【図１１】本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用
いる他の方法を示すフローチャートである。

【図１２】従来の温度測定装置の主要部を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

１１コンパレータ１２ワンショットマルチ２１定電流回路２３コンパレータ２４放電回路２５放電パルス生成回路２７セレクタ２８セレクタ２９電流設定回路

フロントページの続き (72)発明者利守正敬兵庫県姫路市下手野一丁目３番１号グローリー工業株式会社内Ｆターム(参考） 2F056 RA06 RA09 RF01 RF02 RF09 2G028 AA01 CG02 DH03 DH13 DH21 EJ02 FK03 FK06 FK07 FK09 GL15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】コンデンサと抵抗を直列に接続すると共
にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振周期を基に
前記抵抗の抵抗値を測定する抵抗値測定回路において、
前記抵抗として、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗
と、抵抗値が未知の被測定抵抗とのうちから選択的に使
用し、前記コンデンサの充電電流及び放電電流のうちの
１つの電流値が前記抵抗値の逆数に比例する直流的に一
定な電流であることを特徴とし代数演算を用いて未知の
抵抗値を求める抵抗値測定方法。
【請求項２】コンデンサと抵抗Ｒを直列に接続すると
共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振波周期を
測定し、既知の抵抗値の発振周波数を基に被測定の抵抗
値を算出する抵抗値測定回路において、少なくとも１個
の抵抗値が既知の抵抗と被測定抵抗とのうちから１個を
選択する定電流切り換え用の電流端子及び前記選択され
た抵抗の電圧降下を検出するための電圧端子を切り換え
る両端子連動型切換スイッチを設けてスイッチ内部の抵
抗を無視できるように接続されており、前記コンデンサ
の充電電流値が前記スイッチで選択された抵抗Ｒの逆数
に比例し、発振周波数、放電タイミングに関係なく直流
的に一定な充電回路と、前記コンデンサが充電され充電
電圧が閾値に達したとき前記放電回路をトリガする電圧
検出回路と、充電回路と独立に設けられて、前記トリガ
を受けて時定数回路で決まる一定時間の間前記コンデン
サの電荷を放電させる放電回路と、からなるコンデンサ
充放電型鋸歯状発振回路を用いたことを特徴とする抵抗
値測定回路。
【請求項３】請求項２に記載の抵抗値測定回路を用い
て、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の既
知抵抗Ｒ１，Ｒ２及び抵抗値が未知の抵抗ＲＸをそれぞ
れ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆ２，ｆｘを求め、
抵抗Ｒと発振周期である周波数の逆数１／ｆとが１次関
数であることを利用し、直線補間によりＲｘを計算する
抵抗値測定方法。
【請求項４】請求項２に記載の抵抗値測定回路を用い
て、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の抵
抗Ｒ１及び抵抗値が未知の抵抗Ｒｘをそれぞれ選択した
時の各発振周波数ｆ１，ｆｘを求め、抵抗値Ｒと周波数
の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、代数演
算によりＲｘを計算する抵抗値測定方法。
【請求項５】コンデンサと抵抗を備えた発振回路によ
り鋸歯状波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を
測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定回路に
おいて、前記コンデンサの充電電流値を被測定抵抗の抵
抗値の逆数に比例させた値にすると共に、発振回路の発
振周波数及び前記コンデンサの充電タイミングに関係な
く直流的に一定とする定電流回路と、前記定電流回路に
直列に接続されており、且つ前記コンデンサの充電回路
とは独立に設けられた前記コンデンサの充電電荷を放電
させる放電回路と、前記被測定抵抗と基準抵抗とを切り
換え接続して前記コンデンサの充放電時間を測定しこれ
に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を求める演算回路
と、を備えたことを特徴とする抵抗値測定回路。
【請求項６】一方の端子が電源に接続された被測定抵
抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗
サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記
抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電
圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに
充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷
を放電させる放電回路と、前記コンデンサの一方の端子
に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパ
レータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間
が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、
前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り
返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵
抗値を算出する演算回路と、を備えたことを特徴とする
抵抗値測定回路。
【請求項７】一方の端子が電源に接続されたコンデン
サと、一方の端子が接地された被測定抵抗及び抵抗値が
既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の
１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの
両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持するこ
とによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回
路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放
電回路と、前記コンデンサの非電源側端子に入力端が接
続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の
出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するま
で前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サン
プルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生さ
せ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出
する演算回路と、を備えたことを特徴とする抵抗値測定
回路。
【請求項８】前記コンデンサ及び前記基準抵抗からな
る発振回路の発振周波数と前記コンデンサ及び前記被測
定抵抗からなる発振回路の発振周波数とを比較すること
で、前記被測定抵抗の抵抗値を算出する抵抗値算出回路
を備える、ことを特徴とする請求項５乃至７に記載の抵
抗値測定回路。
【請求項９】前記被測定抵抗及び前記基準抵抗に流す
定電流の値を測定しようとする抵抗値によって設定変更
可能にする定電流値変更回路を備えることを特徴とする
請求項５乃至８に記載の抵抗値測定回路。
【請求項１０】前記被測定抵抗及び基準抵抗の内の１
個の抵抗を選択して前記一定電流を流す第１アナログス
イッチと、前記一定電流をなすためのフィードバック回
路の要素となるものであって、前記選択された抵抗の両
端間の電圧を検出するための第２アナログスイッチと、
を備え、前記第２アナログスイッチは、前記第１アナロ
グスイッチとは別個に独立して設けられている、ことを
特徴とする請求項５乃至９に記載の抵抗値測定回路。
【請求項１１】コンデンサと抵抗を備えた発振回路に
より鋸波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測
定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定方法にお
いて、前記コンデンサへの充電電流値は、被測定抵抗の
抵抗値の逆数に比例させると共に、発振周波数及び放電
タイミングに関係なく直流的に一定値であり、前記コン
デンサの充電電荷は、前記コンデンサの充電回路とは独
立に設けられた放電回路を介して放電し、この放電時間
は、独立に設けられた時定数回路で決まる一定時間であ
り、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値に達したこ
とを電圧検出回路で検出して、前記放電回路をトリガ
し、１つの被測定抵抗と少なくとも２つの基準抵抗との
うちから一つを選択して、前記発振回路の抵抗要素とす
るスイッチの内部抵抗に影響されずに、前記発振回路の
発振周波数に基づいて、前記被測定抵抗の抵抗値を測定
する、ことを特徴とする抵抗値測定方法。