JP3621586B2 - 抵抗値測定回路及びその測定方法 - Google Patents
抵抗値測定回路及びその測定方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3621586B2 JP3621586B2 JP23262698A JP23262698A JP3621586B2 JP 3621586 B2 JP3621586 B2 JP 3621586B2 JP 23262698 A JP23262698 A JP 23262698A JP 23262698 A JP23262698 A JP 23262698A JP 3621586 B2 JP3621586 B2 JP 3621586B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- resistance
- capacitor
- resistance value
- measured
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Temperature Or Quantity Of Heat (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度に応じてその抵抗値が変化する感熱素子を利用して温度を測定する電気回路及び既知の抵抗値と未知の抵抗値がある場合に両者を比較することによって未知の抵抗値を測定する抵抗値測定回路及びその測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
温度に応じて抵抗値が変化する感熱素子を利用して温度を測定する装置としては、例えば特開昭５４−１５６５８０号公報に示すものがある。この公報に記載の温度測定装置は、図１２に示すように、接続される抵抗の値に比例又は逆比例した周波数で発振する発振器（例えば非安定マルチバイブレータ）を用い、この発振器に、まず基準抵抗Ｒ１を接続してこの発振器の出力パルスを計数した後、測温抵抗体Ｒ２を接続してこの発振器の出力パルスを計数し、測温抵抗体Ｒ２の検出した温度を算出するようにしたものである。
【０００３】
すなわち、特開昭５４−１５６５８０号公報に記載の温度測定装置は、測温抵抗体Ｒ２を発振器の発振周波数決定抵抗として用い、温度の変化を発振周波数の変化として測定するものである。ここで、発振器を構成する回路素子のバラツキ、温度特性及び経時変化などを補正するために、測温抵抗体Ｒ２と基準抵抗Ｒ１とをアナログスイッチＳＷで切り替え、各出力を比較演算している。
【０００４】
また、特公昭６２−５２２４９号公報には、非安定マルチバイブレータで基準抵抗体と測温抵抗体とを切替て発振させ、生じるパルスが所定時間内に何個有るかを測定することによって回路のバラツキの影響がない抵抗値測定回路が記載してある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開昭５４−１５６５８０号公報に記載の温度測定装置では、発振回路中に抵抗を切り替える為にアナログスイッチＳＷを設けなくてはいけないので、このアナログスイッチＳＷのオン抵抗が被測定抵抗の抵抗値に加算されてしまうために誤差が生じるという問題があった。また、発生回路のインピーダンスが高いためにセンサ部のリード線長を長くとった場合にノイズの影響を受けるといった不具合があった。
【０００６】
また、特公昭６２−５２２４９号公報に記載の抵抗値測定回路でも、抵抗を切り替える際のスイッチのオン抵抗の影響がある。アナログスイッチとして集積回路ＨＣ４０５１のマルチプレクサを使用した場合は、オン抵抗は約１００オームであり、このオン抵抗が被測定抵抗値に加算されることになってしまう。
【０００７】
本発明は、上述のような問題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、抵抗値を精度良く測定することができる抵抗値測定回路及びその測定方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、コンデンサと抵抗を直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振周期を基に前記抵抗の抵抗値を測定する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、前記抵抗として、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と、抵抗値が未知の被測定抵抗とのうちから選択的に使用し、前記コンデンサの充電電流及び放電電流のうちの１つの電流値が前記抵抗値の逆数に比例する直流的に一定な電流であることを特徴とし代数演算を用いて未知の抵抗値を求めることによって達成される。
【０００９】
また、本発明は、コンデンサと抵抗Ｒを直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振波周期を測定し、既知の抵抗値の発振周波数を基に被測定の抵抗値を算出する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と被測定抵抗とのうちから１個を選択する定電流切り換え用の電流端子及び前記選択された抵抗の電圧降下を検出するための電圧端子を切り換える両端子連動型切換スイッチを設けてスイッチ内部の抵抗を無視できるように接続されており、前記コンデンサの充電電流値が前記スイッチで選択された抵抗Ｒの逆数に比例し、発振周波数、放電タイミングに関係なく直流的に一定な充電回路と、前記コンデンサが充電され充電電圧が閾値に達したとき前記放電回路をトリガする電圧検出回路と、充電回路と独立に設けられて、前記トリガを受けて時定数回路で決まる一定時間の間前記コンデンサの電荷を放電させる放電回路と、からなるコンデンサ充放電型鋸歯状発振回路を用いたことによって達成される。
【００１０】
上述の記載における「直流的に一定」の語句の意味について、以下に説明する。「直流的に一定」とは、測定時間中ずっと電流を流し放しにすることで、コンデンサが放電中であっても定電流回路はオフにはならず定電流を選択されている抵抗に供給し続けることを意味している。反対に充電中は定電流供給するが、放電中にはとぎれてしまうのであれば「交流的」あるいは「パルス」と表現されるが、本件発明の回路では充電中も放電中も定電流を流すので、このことを「直流的に一定」の語句で表現している。また、充電中も放電中も定電流を流すことによって、例えば、外部に引き出したセンサにオンオフする電流が流れるとノイズを拾いやすい（あるいは出しやすい）が直流的に一定なら悪影響を受けにくい、という効果が得られる。
【００１１】
また、本発明の上記目的は、上述の抵抗値測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の既知抵抗Ｒ１，Ｒ２及び抵抗値が未知の抵抗ＲＸをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆ２，ｆｘを求め、抵抗Ｒと発振周期である周波数の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、直線補間によりＲｘを計算することによって達成される。
また、本発明の上記目的は、上述の抵抗値測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の抵抗Ｒ１及び抵抗値が未知の抵抗Ｒｘをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆｘを求め、抵抗値Ｒと周波数の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、代数演算によりＲｘを計算することによって達成される。
【００１２】
また、本発明の上記目的は、コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸歯状波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、前記コンデンサの充電電流値を被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させた値にすると共に、発振回路の発振周波数及び前記コンデンサの充電タイミングに関係なく直流的に一定とする定電流回路と、前記定電流回路に直列に接続されており、且つ前記コンデンサの充電回路とは独立に設けられた前記コンデンサの充電電荷を放電させる放電回路と、前記被測定抵抗と基準抵抗とを切り換え接続して前記コンデンサの充放電時間を測定しこれに基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を求める演算回路と、を備えたことによって達成される。
【００１３】
また、本発明は、一方の端子が電源（基準電位を有する）に接続された被測定抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの一方の端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことによって達成される。
【００１４】
また、本発明は、一方の端子が電源（第１の基準電位を有する）に接続されたコンデンサと、一方の端子が接地（第２の基準電位を有する）された被測定抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの非電源側端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことによって達成される。
【００１５】
また、本発明は、前記コンデンサ及び前記基準抵抗からなる発振回路の発振周波数と前記コンデンサ及び前記被測定抵抗からなる発振回路の発振周波数とを比較することで、前記被測定抵抗の抵抗値を算出する抵抗値算出回路を備える、ことによってより効果的に達成される。
【００１６】
また、本発明は、前記被測定抵抗及び前記基準抵抗に流す定電流の値を測定しようとする抵抗値によって設定変更可能にする定電流値変更回路を備えること、によってより効果的に達成される。
【００１７】
また、本発明は、前記被測定抵抗及び基準抵抗の内の１個の抵抗を選択して前記一定電流を流す第１アナログスイッチと、前記一定電流をなすためのフィードバック回路の要素となるものであって、前記選択された抵抗の両端間の電圧を検出するための第２アナログスイッチと、を備え、前記第２アナログスイッチは、前記第１アナログスイッチとは別個に独立しているが、選択端子組はいつも同じように選択されるようになっている、ことによってより効果的に達成される。
【００１８】
また、本発明は、コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定方法において、前記コンデンサへの充電電流値は、被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させると共に、発振周波数及び放電タイミングに関係なく直流的に一定値であり、前記コンデンサの充電電荷は、前記コンデンサの充電回路とは独立に設けられた放電回路を介して放電し、この放電時間は、独立に設けられた時定数回路で決まる一定時間であり、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値に達したことを電圧検出回路で検出して、前記放電回路をトリガし、１つの被測定抵抗と少なくとも２つの基準抵抗とのうちから一つを選択して、前記発振回路の抵抗要素とするスイッチの内部抵抗に影響されずに、前記発振回路の発振周波数に基づいて、前記被測定抵抗の抵抗値を測定する、ことによって達成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図１（ａ）はその回路図であり、図１（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。この回路では、まず定電流源から出力される定電流でコンデンサＣを充電する。そして、コンデンサＣが充電されていき、ヒステリシスコンパレータ１１によって、コンデンサＣの端子間電圧が所定の閾値に到達したことを検出する。この検出をすると、ワンショットマルチ１２が１つのパルスを出力して、スイッチＳを一定時間だけ閉じる。これにより、コンデンサＣに充電されている電荷が放電され、最初の状態に戻る。
【００２０】
これらの動作を繰り返すことにより、図１（ｂ）に示すようなノコギリ波が生成される。ここで、充電時間ｔｃは、定電流源から出力される充電電流の値を規定する被測定抵抗の抵抗値に反比例する。したがって、充電時間ｔｃ、または充電時間ｔｃ及び放電時間ｔｄで規定される発振周波数を測定することで被測定抵抗の抵抗値が測定することができる。
【００２１】
図２は、本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示すブロック図である。図３は、第１実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【００２２】
定電流回路２１は、コンデンサＣの充電電流値ｉを被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の逆数に比例させた値にする。また、定電流回路２１は、発振回路の発振周波数及びコンデンサＣの充電タイミングに関係なくコンデンサＣの充電電流値を直流的に一定とする。コンデンサＣの充電電流値ｉは、下記数１で示される。
【００２３】
【数１】
ｉ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｓｐ
ここで、電圧Ｖｒｅｆは抵抗の両端に印加する基準電圧である。抵抗値Ｒｓｐは、被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つの抵抗値である。基準抵抗は、最低限として２種類（例えば、Ｒ１、Ｒ２）あればよい。
【００２４】
充電電流ｉは、マルチプレクサであるセレクタ２７、２８の内部抵抗、及び定電流回路の構成要素であるトランジスタ３２の負荷状態に関係なく、数１で規定される一定値となる。被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つがセレクタ２７、２８、演算制御部３７で選択され、発振回路の構成要素となる。
【００２５】
トランジスタ３２として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いているのは、バイポーラトランジスタでは電流増幅率の影響を受けるからである。バイポーラトランジスタをダーリントン接続すれば電流増幅率の影響はなくなるが、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅが１Ｖ程度になってしまい、低電圧動作のときの電圧ロスがもったいないものとなる。但し、バイポーラトランジスタでも電流増幅率が電流値Ｉｃにより変化しなければ問題なく使用できる。
【００２６】
コンデンサＣに電荷を供給する充電回路は、図２においては図示していないが、図３では被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つと、演算制御部３７と、トランジスタ３２とで構成されている。
【００２７】
この充電回路に充電電流ｉｃが流れると、コンデンサＣの端子電圧が直線的に上昇し、充電時間ｔｃの経過後にコンパレータ２３、３４の閾値に到達する。充電電流ｉｃ、充電時間ｔｃ、コンデンサＣの容量Ｃ及び閾値Ｖｔｈ相互の関係は、下記数２で示される。
【００２８】
【数２】
ｉｃ＊ｔｃ／Ｃ＝Ｖｔｈ
コンデンサＣは、高温時においてもリークが少ないことが肝要であり、精度は関係ない。コンデンサＣは、発振周波数が１０ＫＨｚ程度であれば、例えばポリエステルのものを用いるが、セラミックのものでもよい。
【００２９】
コンパレータ２３、３４は、コンデンサＣの端子間電圧が所定の閾値Ｖｔｈに到達したことを検出する。発振周波数が比較的低い（例えば１０ＫＨｚ以下）場合は、コンパレータ２３、３４としてオペアンプを用いてもよい。また、閾値Ｖｔｈが電源電圧Ｖｃｃ／２の固定値とした場合は、コンパレータ２３、３４としてＣＭＯＳゲートを用いてもよい。ただし、入力は中間電位であるから、シュミット回路付きのものである必要がある。
【００３０】
放電回路２４は、図３においてはトランジスタ３３と電流制限抵抗で構成されている。放電回路２４は、放電パルス生成回路２５から出力されたパルスによって駆動される。また、トランジスタ３３がなす放電回路は、ナンド回路３５及びシュミットインバータ３６等からなるワンショットマルチから出力されるパルスによって駆動される。
【００３１】
コンデンサＣの放電が開始するとコンパレータ２３，３４の出力はすぐにもとのレベルに戻る。そして、再充電が始まる。そこで、十分な放電時間を確保するためにモノステーブル・マルチ・バイブレータ、ワンショット・マルチ・バイブレータ、等の矩形波発生回路を利用する。放電時間は充電時間に対して十分小さい方が精度を確保しやすいが十分に放電させる必要がある。例えば、コンデンサに充電が開始され、コンパレータ２３，３４が反転動作する電圧を１．８Ｖ、コンデンサＣの容量が１０００ｐＦ、放電時の保護抵抗が５０Ωであるとすると、放電開始時の放電電流は１，８／５０＝３６ｍＡで以降の電流Ｉは
Ｉ＝（１．８／５０）ＥＸＰ（−ｔ／０．０５×１０−６）で示される。
【００３２】
放電時間はコンデンサの電圧が十分に小さい値になるように設定すればよく例えば放電時間を２．２μＳとすればコンデンサの最終残電圧は１．４×１０−１９と十分に小さい電圧になる。
【００３３】
実際には放電中も抵抗を通じて放電電流が供給され続けるが、コンデンサの電位は、十分ゼロに近い状態に保たれ安定した一定値になっている。モノステーブル・マルチバイブレータは、スパイク状パルスを伸長するために使われ、エッジトリガ・タイプを用いる。なお、マルチバイブレータと同等の効果はクロックパルスをカウンタなどで計数する回路によっても得ることができる。
【００３４】
次に被測定抵抗の抵抗値の求め方について説明する。
【００３５】
上記数１及び数２、並びに発振回路の周期Ｔｓ＝充電時間ｔｃ＋放電時間ｔｄ＝１／Ｆの関係より、被測定抵抗の抵抗値Ｒｓは下記数３で求めることができる。
【００３６】
【数３】
ここで、Ｋ＝Ｖｒｅｆ／（Ｃ×Ｖｔｈ）とした。Ｖｒｅｆは測定抵抗の両端の電圧である。Ｖｔｈはコンパレータの動作電圧である。
【００３７】
ここでは、Ｋ及びｔｄは定数として扱うことができるが、０．１％程度の精度を要求するときはその変動及びバラツキが問題となるため、下記数４及び数５から都度計算して消去する。
【００３８】
【数４】
Ｒ１＝Ｋ（Ｔ１−ｔｄ）
Ｒ１は既知の抵抗値である。
【００３９】
【数５】
Ｒ２＝Ｋ（Ｔ２−ｔｄ）
Ｒ２は既知の抵抗値である。
【００４０】
ここで、Ｔ１はＲ１を接続したときの発振波の周期で、実測値である。Ｔ２はＲ２を接続したときの発振波の周期で、実測値である。
【００４１】
これにより抵抗値が未知の抵抗Ｒｓの値は数３及び数５に基づいて下記数６で導き出せる。
【００４２】
【数６】
Ｒｓ＝（Ｒ２−Ｒ１）（Ｔｓ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）＋Ｒ１
数６は、基準抵抗値以外のパラメータを含まないので、精度よく求められることを示している。
【００４３】
この関係を示すグラフが図９に示すグラフであり、Ｘ軸は抵抗値でありＹ軸が発振波の周期を示す。放電時間ｔｄがｙ切片として表われている。抵抗と発振の周期の関係は、数３より一次関数になる。但し、数３中のＫ，ｔｄは回路定数のバラツキや温度などによりある範囲でばらついた値をとる。しかし、数十秒から数分間程度の短い測定時間では、Ｋ、ｔｄは変化しない。すなわち図９においては一次関数の傾きや、切片はばらついた値をとるが、短時間内ではその一次関数は変動しない。
【００４４】
一次関数はその上に位置する２点が判れば一意に決まる。そこで、既知の抵抗Ｒ１、Ｒ２とそれに対応する発振の周期Ｔ１、Ｔ２を測定すれば、短時間内での抵抗と発振周期間の一次関数は一意に決定される。さらに、未知の被測定抵抗Ｒｓの場合の発振の周期Ｔｓを一次関数が変動しない短時間内に測定すれば被測定抵抗の値Ｒｓは一次関数の式より容易に求められる。
【００４５】
なお、周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔｓは、カウンタ回路２６ａ、ゲート回路２６ｂ、周期測定用基準クロック発生回路２６ｃ及び演算制御部３７を用いて測定する。ゲート回路２６ｂは、コンパレータ２３から出力される信号で、ゲートの開閉が制御される。そこで、周期測定用基準クロック発生回路２６ｃから出力されたクロックは、コンパレータ２３から出力された信号が所定のレベルのときだけ、ゲート回路２６ｂを通過する。ゲート２６ｂを通過したクロックはカウンタ２６ａでカウントされる。カウンタ２６ａのカウント値は、コンパレータ２３の出力レベルの変化に起因して割り込み処理をする演算制御部３７によって所定のタイミングで読み取られる。そして、演算制御部３７は、読み取ったカウント値と予め認識している周期測定用基準クロック発生回路２６ｃが出力するクロック周波数とに基づいて周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔｓを算出する。これらの周期は周波数カウンタの測定値から求めることも容易である。
なお、上記説明においては既知パラメータとして基準抵抗Ｒ１、Ｒ２のみをもちいており、数６に放電時間は現れていない。即ち、放電時間ｔｄには変動、バラツキが発生するがこれは少なくとも２個の抵抗値が既知の抵抗を使用して１次関数における補間演算をすることにより相殺されてしまい回路実現の制約が少ないことを示している。
しかし、特殊なケースとして放電時間ｔｄをマルチバイブレータでなく、クロックパルス（タイムベース）を計数してデジタル回路で発生させることもできる。この場合は放電時間ｔｄの変動は事実上なくなるので、放電時間ｔｄを消去すべき未知数でなく、既知パラメータとして用いることができる。未知数が減れば方程式の数も減らすことができ、数３、数４、数５の３ヶの代わりに数３、数４の２ヶで済ませることができる。数３、数４から比例定数Ｋを消去すると、下記数７となり、抵抗Ｒｓの値が代数的に算出できる。
【数７】
Ｒｓ＝（Ｔｓ−ｔｄ）／（Ｔ１−ｔｄ）
これにより、値が既知の抵抗１個を用いて未知の抵抗値を演算により求めることができる。
周期Ｔｓ、Ｔ１は発振周波数の逆数として測定するが、周波数測定時間（ゲート時間）と、放電時間とは共通のクロック（図２の周期測定用基準クロック発生回路２６ｃ）に基づいて規定される必要があるのはいうまでもない。また、時間の設定が独立のデジタル回路で行なわれようと、演算のために設けられたマイクロプロセッサの内部でソフトウェアで行なわれようと差異はない。
【００４６】
図４は、本発明の第２実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示す回路図である。この抵抗測定回路も、上述の実施形態のものと同様に、コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸波を発生させてコンデンサの充放電時間（発振周期）を測定することにより抵抗値を測定する回路である。上述の実施形態と異なる主な点は、被測定抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３それぞれの一端が接地されている点である。
【００４７】
コンデンサＣの一端は、電源に接続されている。オペアンプ４１及びトランジスタ４２は、定電流回路を構成している。定電流回路は、コンデンサＣの充電電流値を被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の逆数に比例させた値にすると共に、発振回路の発振周波数及びコンデンサＣの充電タイミングに関係なく直流的に一定とする。そこで、コンデンサＣへ流れる充電電流ｉは、マルチプレクサ４７の内部抵抗、及び定電流回路の構成要素であるトランジスタ４２の負荷状態に関係なく、一定値となる。
【００４８】
コンデンサＣに電荷を供給する充電回路は、被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つと、マルチプレクサ４７と、トランジスタ４２とで構成されている。充電回路は、一端子が接地された被測定抵抗Ｒｓ及び抵抗値が既知である基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３（最低限Ｒ１，Ｒ２の２つでよい）からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択した抵抗サンプルの両端を電流制御用素子となるトランジスタ４２を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する。トランジスタ４３は、コンデンサＣの充電電荷を放電する放電回路を構成している。
【００４９】
ヒステリシス付きコンパレータ４４は、コンデンサＣの非電源側端子に入力端が接続されている。ヒステリシス付きコンパレータ４４は、コンデンサＣの端子間電圧が所定の閾値Ｖｔｈに到達したことを検出する。ナンド回路４５及びヒステリシス付きコンパレータ４６は、放電パルス発生回路を構成している。この放電パルス発生回路から発生されたパルスが放電回路をなすトランジスタ４３を駆動する。
【００５０】
これらの回路により、コンパレータ回路４４の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで放電回路をオンにさせ、抵抗Ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つとコンデンサＣによって鋸波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて被測定抵抗Ｒｓの抵抗値を算出する。
【００５１】
図５は、本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。この抵抗値測定回路は、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値に応じて測定の分解能を適正化するために、定電流回路の基準電圧Ｖｒｅｆを調整する基準電圧調整回路を備えている。
【００５２】
基準電圧調整回路は、トランジスタ５１と抵抗Ｒａ，Ｒｂとで構成している。抵抗Ｒｂは、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’とで構成している。
【００５３】
この抵抗値測定回路の発振周波数ｆは、下記数８で表される。
【００５４】
【数８】
ｆ＝１／｛（Ｖｔｈ＊Ｃ＊Ｒｓ（Ｒａ＋Ｒｂ））／（Ｖｃｃ＊Ｒａ）＋ｔｄ｝
ここで、Ｖｔｈはコンパレータ５４の閾値の電圧である。ｔｄはコンデンサＣの放電時間である。
【００５５】
トランジスタ５１は、この抵抗値測定回路の発振周波数ｆを可変する。トランジスタ５１がオフのときは、Ｒｂ＝Ｒ１’＋Ｒ２’となり、発振周波数ｆが小さくなる。トランジスタ５１がオンのときは、Ｒｂ＝Ｒ１’となり、発振周波数ｆが大きくなる。
【００５６】
図６は、この抵抗値測定回路における、測定抵抗値と発振周波数及び分解能との関係を示す特性図である。特性曲線が急峻に変化したところは、トランジスタ５１のオンオフを切り替えて基準電圧Ｖｒｅｆを変更したところである。
【００５７】
この特性は、閾値電圧Ｖｔｈ＝０．６Ｖｃｃ、Ｃ＝１０００ｐＦ、Ｒａ＝１０ｋ、Ｒ１＝４７Ｋ、Ｒ２＝２００Ｋ、ｔｄ＝２．２μＳとして測定したものである。
【００５８】
図７は、本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図７（ａ）はその回路図であり、図７（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。図８は、本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。この抵抗値測定回路は、コンデンサＣに電荷を充電してから、定電流で放電することを特徴とするものである。他の動作は上述の実施形態と同様である。
【００５９】
まず、充電時定数＝Ｃ＊Ｒ（このＲは、コンデンサの充電時の保護抵抗）より十分大きい時間ｔにわたりスイッチＳを閉じてコンデンサＣを充電する（期間１）。次に、スイッチＳを開いて抵抗Ｒ（基準抵抗及び被測定抵抗）で決まる定電流の放電が継続し（充電中も流れている）、コンデンサＣの端子間電圧Ｖは直線的に下がる（期間２）。そして、コンデンサＣの端子間電圧Ｖが閾値Ｖｔｈまで下がると、ワンショットパルスがトリガされ、再びスイッチＳを閉じる。
【００６０】
これらにより、上述の各実施形態の抵抗値測定回路は、コンデンサに蓄えた一定電荷を被測定抵抗又は基準抵抗を通してその抵抗値に逆比例する定電流で放電（あるいは充電）する時間（または周波数）を測定することにより、その抵抗値を算出し、抵抗値が判っている２つの基準抵抗での測定も行い、補間によつて正確な抵抗値を求めることができる。
【００６１】
例えば、被測定抵抗としてのサーミスタが取り得る範囲の基準抵抗を予め回路に用意しておき、被測定抵抗のサーミスタ（測温抵抗体）の発振周波数に近い付近の抵抗に対する測定も同時期に行う。これにより、上述の抵抗値測定回路によってサーミスタの抵抗値が求まる。
【００６２】
正確なサーミスタの抵抗値が測定できた後は、サーミスタの温度特性は直線ではないので、抵抗値と温度との関係を予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして持たせておき、周波数を測定したあと基準抵抗の値と補間処理をして抵抗値を求めた後にテーブルより温度を求めることにする。
【００６３】
図１０は、本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる方法を示すフローチャートである。図２を参照してこのフローチャートを説明する。先ず、セレクター２７で端子Ａを選択し（ステップＳ１）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ１を用いた回路の発振周期Ｔ１を測定及び記録する（ステップＳ２）。次に、セレクター２７で端子Ｂを選択し（ステップＳ３）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ２を用いた回路の発振周期Ｔ２を測定及び記録する（ステップＳ４）。次に、セレクター２７で端子Ｃを選択し（ステップＳ５）、被測定抵抗Ｒｓを用いた回路の発振周期Ｔｓを測定及び記録する（ステップＳ６）。その後、上記数６の計算を演算制御装置３７が実行して、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｘを算出する（ステップＳ７）。そして、予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして記憶していある被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の温度特性とステップＳ７で求めた抵抗値Ｒｘとに基づいて、温度を求める（ステップＳ８）。そして、求めた温度を表示手段で表示し又は出力手段で出力する（ステップＳ９）。
図１１は、本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる他の方法を示すフローチャートである。本温度測定方法が図１０に示す温度測定方法と異なる点は、図１０に示す温度測定方法では抵抗値が既知である基準抵抗として抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を用いているが、本温度測定方法では基準抵抗として抵抗Ｒ１のみを用いて測定している点である。したがって、本温度測定方法では、図２における抵抗Ｒ２を用いないで温度測定する。
次に、図２を参照してこのフローチャートを説明する。先ず、セレクター２７で端子Ａを選択し（ステップＳ１１）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ１を用いた回路の発振周期Ｔ１を測定及び記録する（ステップＳ１２）。次に、セレクター２７で端子Ｃを選択し（ステップＳ１５）、被測定抵抗Ｒｓを用いた回路の発振周期Ｔｓを測定及び記録する（ステップＳ１６）。その後、上記数７の計算を演算制御装置３７が実行して、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｘを算出する（ステップＳ１７）。この数７の計算において放電時間ｔｄは、クロックパルス（タイムベース）を計数してデジタル回路で自ら生成しているので、既知パラメータとなっている。そして、予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして記憶していある被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の温度特性とステップＳ１７で求めた抵抗値Ｒｘとに基づいて、温度を求める（ステップＳ１８）。そして、求めた温度を表示手段で表示し又は出力手段で出力する（ステップＳ１９）。
【００６４】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、アナログスイッチのオン抵抗等に関係無く被測定抵抗に流れる電流が一定でありしかも抵抗値に逆比例する電流であるので、複数の基準抵抗をアナログスイッチで切り替える補間法を用いて正確に未知の抵抗値を測定することができる。
また、本発明によれば、放電時間を既知の時間に設定することにより、基準抵抗１個を用いて未知の抵抗値を測定することができる。
【００６５】
補間方法は複数の基準抵抗の抵抗値を基準にして被測定抵抗体の抵抗値を補間計算するため、コンデンサの温度係数、初期誤差、計時変化、電流値を決める素子、コンパレータの閾値などほとんどの回路特性変動が相殺され、補償される。
【００６６】
また、本発明では、被測定抵抗に流す電流値が一定なので、回路のインピーダンスが一定かつ低く押さえられ、リード線長を長くしたりノイズの多い場所で測定を行っても影響を受けることがない。
【００６７】
また、本発明では、基準電圧を変えることができるので、測定する抵抗値に応じてその電圧を変えることによりさらに正確な測定ができる。
【００６８】
また、本発明では、サーミスタに限らず各種の未知の抵抗体の未知の抵抗値を測定することにも同様に応用でき、正確な抵抗値を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図１（ａ）はその回路図であり、図１（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路における、測定抵抗値と発振周波数及び分解能との関係を示す特性図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図７（ａ）はその回路図であり、図７（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図９】図３に示す抵抗値測定回路の発振波周期と抵抗値との関係を示す特性図である。
【図１０】本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる方法を示すフローチャートである。
【図１１】本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる他の方法を示すフローチャートである。
【図１２】従来の温度測定装置の主要部を示す回路図である。
【符号の説明】
１１ コンパレータ
１２ ワンショットマルチ
２１ 定電流回路
２３ コンパレータ
２４ 放電回路
２５ 放電パルス生成回路
２７ セレクタ
２８ セレクタ
２９ 電流設定回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度に応じてその抵抗値が変化する感熱素子を利用して温度を測定する電気回路及び既知の抵抗値と未知の抵抗値がある場合に両者を比較することによって未知の抵抗値を測定する抵抗値測定回路及びその測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
温度に応じて抵抗値が変化する感熱素子を利用して温度を測定する装置としては、例えば特開昭５４−１５６５８０号公報に示すものがある。この公報に記載の温度測定装置は、図１２に示すように、接続される抵抗の値に比例又は逆比例した周波数で発振する発振器（例えば非安定マルチバイブレータ）を用い、この発振器に、まず基準抵抗Ｒ１を接続してこの発振器の出力パルスを計数した後、測温抵抗体Ｒ２を接続してこの発振器の出力パルスを計数し、測温抵抗体Ｒ２の検出した温度を算出するようにしたものである。
【０００３】
すなわち、特開昭５４−１５６５８０号公報に記載の温度測定装置は、測温抵抗体Ｒ２を発振器の発振周波数決定抵抗として用い、温度の変化を発振周波数の変化として測定するものである。ここで、発振器を構成する回路素子のバラツキ、温度特性及び経時変化などを補正するために、測温抵抗体Ｒ２と基準抵抗Ｒ１とをアナログスイッチＳＷで切り替え、各出力を比較演算している。
【０００４】
また、特公昭６２−５２２４９号公報には、非安定マルチバイブレータで基準抵抗体と測温抵抗体とを切替て発振させ、生じるパルスが所定時間内に何個有るかを測定することによって回路のバラツキの影響がない抵抗値測定回路が記載してある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開昭５４−１５６５８０号公報に記載の温度測定装置では、発振回路中に抵抗を切り替える為にアナログスイッチＳＷを設けなくてはいけないので、このアナログスイッチＳＷのオン抵抗が被測定抵抗の抵抗値に加算されてしまうために誤差が生じるという問題があった。また、発生回路のインピーダンスが高いためにセンサ部のリード線長を長くとった場合にノイズの影響を受けるといった不具合があった。
【０００６】
また、特公昭６２−５２２４９号公報に記載の抵抗値測定回路でも、抵抗を切り替える際のスイッチのオン抵抗の影響がある。アナログスイッチとして集積回路ＨＣ４０５１のマルチプレクサを使用した場合は、オン抵抗は約１００オームであり、このオン抵抗が被測定抵抗値に加算されることになってしまう。
【０００７】
本発明は、上述のような問題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、抵抗値を精度良く測定することができる抵抗値測定回路及びその測定方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、コンデンサと抵抗を直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振周期を基に前記抵抗の抵抗値を測定する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、前記抵抗として、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と、抵抗値が未知の被測定抵抗とのうちから選択的に使用し、前記コンデンサの充電電流及び放電電流のうちの１つの電流値が前記抵抗値の逆数に比例する直流的に一定な電流であることを特徴とし代数演算を用いて未知の抵抗値を求めることによって達成される。
【０００９】
また、本発明は、コンデンサと抵抗Ｒを直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振波周期を測定し、既知の抵抗値の発振周波数を基に被測定の抵抗値を算出する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と被測定抵抗とのうちから１個を選択する定電流切り換え用の電流端子及び前記選択された抵抗の電圧降下を検出するための電圧端子を切り換える両端子連動型切換スイッチを設けてスイッチ内部の抵抗を無視できるように接続されており、前記コンデンサの充電電流値が前記スイッチで選択された抵抗Ｒの逆数に比例し、発振周波数、放電タイミングに関係なく直流的に一定な充電回路と、前記コンデンサが充電され充電電圧が閾値に達したとき前記放電回路をトリガする電圧検出回路と、充電回路と独立に設けられて、前記トリガを受けて時定数回路で決まる一定時間の間前記コンデンサの電荷を放電させる放電回路と、からなるコンデンサ充放電型鋸歯状発振回路を用いたことによって達成される。
【００１０】
上述の記載における「直流的に一定」の語句の意味について、以下に説明する。「直流的に一定」とは、測定時間中ずっと電流を流し放しにすることで、コンデンサが放電中であっても定電流回路はオフにはならず定電流を選択されている抵抗に供給し続けることを意味している。反対に充電中は定電流供給するが、放電中にはとぎれてしまうのであれば「交流的」あるいは「パルス」と表現されるが、本件発明の回路では充電中も放電中も定電流を流すので、このことを「直流的に一定」の語句で表現している。また、充電中も放電中も定電流を流すことによって、例えば、外部に引き出したセンサにオンオフする電流が流れるとノイズを拾いやすい（あるいは出しやすい）が直流的に一定なら悪影響を受けにくい、という効果が得られる。
【００１１】
また、本発明の上記目的は、上述の抵抗値測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の既知抵抗Ｒ１，Ｒ２及び抵抗値が未知の抵抗ＲＸをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆ２，ｆｘを求め、抵抗Ｒと発振周期である周波数の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、直線補間によりＲｘを計算することによって達成される。
また、本発明の上記目的は、上述の抵抗値測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の抵抗Ｒ１及び抵抗値が未知の抵抗Ｒｘをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆｘを求め、抵抗値Ｒと周波数の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、代数演算によりＲｘを計算することによって達成される。
【００１２】
また、本発明の上記目的は、コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸歯状波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定回路に関し、本発明の上記目的は、前記コンデンサの充電電流値を被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させた値にすると共に、発振回路の発振周波数及び前記コンデンサの充電タイミングに関係なく直流的に一定とする定電流回路と、前記定電流回路に直列に接続されており、且つ前記コンデンサの充電回路とは独立に設けられた前記コンデンサの充電電荷を放電させる放電回路と、前記被測定抵抗と基準抵抗とを切り換え接続して前記コンデンサの充放電時間を測定しこれに基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を求める演算回路と、を備えたことによって達成される。
【００１３】
また、本発明は、一方の端子が電源（基準電位を有する）に接続された被測定抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの一方の端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことによって達成される。
【００１４】
また、本発明は、一方の端子が電源（第１の基準電位を有する）に接続されたコンデンサと、一方の端子が接地（第２の基準電位を有する）された被測定抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの非電源側端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことによって達成される。
【００１５】
また、本発明は、前記コンデンサ及び前記基準抵抗からなる発振回路の発振周波数と前記コンデンサ及び前記被測定抵抗からなる発振回路の発振周波数とを比較することで、前記被測定抵抗の抵抗値を算出する抵抗値算出回路を備える、ことによってより効果的に達成される。
【００１６】
また、本発明は、前記被測定抵抗及び前記基準抵抗に流す定電流の値を測定しようとする抵抗値によって設定変更可能にする定電流値変更回路を備えること、によってより効果的に達成される。
【００１７】
また、本発明は、前記被測定抵抗及び基準抵抗の内の１個の抵抗を選択して前記一定電流を流す第１アナログスイッチと、前記一定電流をなすためのフィードバック回路の要素となるものであって、前記選択された抵抗の両端間の電圧を検出するための第２アナログスイッチと、を備え、前記第２アナログスイッチは、前記第１アナログスイッチとは別個に独立しているが、選択端子組はいつも同じように選択されるようになっている、ことによってより効果的に達成される。
【００１８】
また、本発明は、コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定方法において、前記コンデンサへの充電電流値は、被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させると共に、発振周波数及び放電タイミングに関係なく直流的に一定値であり、前記コンデンサの充電電荷は、前記コンデンサの充電回路とは独立に設けられた放電回路を介して放電し、この放電時間は、独立に設けられた時定数回路で決まる一定時間であり、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値に達したことを電圧検出回路で検出して、前記放電回路をトリガし、１つの被測定抵抗と少なくとも２つの基準抵抗とのうちから一つを選択して、前記発振回路の抵抗要素とするスイッチの内部抵抗に影響されずに、前記発振回路の発振周波数に基づいて、前記被測定抵抗の抵抗値を測定する、ことによって達成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図１（ａ）はその回路図であり、図１（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。この回路では、まず定電流源から出力される定電流でコンデンサＣを充電する。そして、コンデンサＣが充電されていき、ヒステリシスコンパレータ１１によって、コンデンサＣの端子間電圧が所定の閾値に到達したことを検出する。この検出をすると、ワンショットマルチ１２が１つのパルスを出力して、スイッチＳを一定時間だけ閉じる。これにより、コンデンサＣに充電されている電荷が放電され、最初の状態に戻る。
【００２０】
これらの動作を繰り返すことにより、図１（ｂ）に示すようなノコギリ波が生成される。ここで、充電時間ｔｃは、定電流源から出力される充電電流の値を規定する被測定抵抗の抵抗値に反比例する。したがって、充電時間ｔｃ、または充電時間ｔｃ及び放電時間ｔｄで規定される発振周波数を測定することで被測定抵抗の抵抗値が測定することができる。
【００２１】
図２は、本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示すブロック図である。図３は、第１実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【００２２】
定電流回路２１は、コンデンサＣの充電電流値ｉを被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の逆数に比例させた値にする。また、定電流回路２１は、発振回路の発振周波数及びコンデンサＣの充電タイミングに関係なくコンデンサＣの充電電流値を直流的に一定とする。コンデンサＣの充電電流値ｉは、下記数１で示される。
【００２３】
【数１】
ｉ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｓｐ
ここで、電圧Ｖｒｅｆは抵抗の両端に印加する基準電圧である。抵抗値Ｒｓｐは、被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つの抵抗値である。基準抵抗は、最低限として２種類（例えば、Ｒ１、Ｒ２）あればよい。
【００２４】
充電電流ｉは、マルチプレクサであるセレクタ２７、２８の内部抵抗、及び定電流回路の構成要素であるトランジスタ３２の負荷状態に関係なく、数１で規定される一定値となる。被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つがセレクタ２７、２８、演算制御部３７で選択され、発振回路の構成要素となる。
【００２５】
トランジスタ３２として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いているのは、バイポーラトランジスタでは電流増幅率の影響を受けるからである。バイポーラトランジスタをダーリントン接続すれば電流増幅率の影響はなくなるが、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅが１Ｖ程度になってしまい、低電圧動作のときの電圧ロスがもったいないものとなる。但し、バイポーラトランジスタでも電流増幅率が電流値Ｉｃにより変化しなければ問題なく使用できる。
【００２６】
コンデンサＣに電荷を供給する充電回路は、図２においては図示していないが、図３では被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つと、演算制御部３７と、トランジスタ３２とで構成されている。
【００２７】
この充電回路に充電電流ｉｃが流れると、コンデンサＣの端子電圧が直線的に上昇し、充電時間ｔｃの経過後にコンパレータ２３、３４の閾値に到達する。充電電流ｉｃ、充電時間ｔｃ、コンデンサＣの容量Ｃ及び閾値Ｖｔｈ相互の関係は、下記数２で示される。
【００２８】
【数２】
ｉｃ＊ｔｃ／Ｃ＝Ｖｔｈ
コンデンサＣは、高温時においてもリークが少ないことが肝要であり、精度は関係ない。コンデンサＣは、発振周波数が１０ＫＨｚ程度であれば、例えばポリエステルのものを用いるが、セラミックのものでもよい。
【００２９】
コンパレータ２３、３４は、コンデンサＣの端子間電圧が所定の閾値Ｖｔｈに到達したことを検出する。発振周波数が比較的低い（例えば１０ＫＨｚ以下）場合は、コンパレータ２３、３４としてオペアンプを用いてもよい。また、閾値Ｖｔｈが電源電圧Ｖｃｃ／２の固定値とした場合は、コンパレータ２３、３４としてＣＭＯＳゲートを用いてもよい。ただし、入力は中間電位であるから、シュミット回路付きのものである必要がある。
【００３０】
放電回路２４は、図３においてはトランジスタ３３と電流制限抵抗で構成されている。放電回路２４は、放電パルス生成回路２５から出力されたパルスによって駆動される。また、トランジスタ３３がなす放電回路は、ナンド回路３５及びシュミットインバータ３６等からなるワンショットマルチから出力されるパルスによって駆動される。
【００３１】
コンデンサＣの放電が開始するとコンパレータ２３，３４の出力はすぐにもとのレベルに戻る。そして、再充電が始まる。そこで、十分な放電時間を確保するためにモノステーブル・マルチ・バイブレータ、ワンショット・マルチ・バイブレータ、等の矩形波発生回路を利用する。放電時間は充電時間に対して十分小さい方が精度を確保しやすいが十分に放電させる必要がある。例えば、コンデンサに充電が開始され、コンパレータ２３，３４が反転動作する電圧を１．８Ｖ、コンデンサＣの容量が１０００ｐＦ、放電時の保護抵抗が５０Ωであるとすると、放電開始時の放電電流は１，８／５０＝３６ｍＡで以降の電流Ｉは
Ｉ＝（１．８／５０）ＥＸＰ（−ｔ／０．０５×１０−６）で示される。
【００３２】
放電時間はコンデンサの電圧が十分に小さい値になるように設定すればよく例えば放電時間を２．２μＳとすればコンデンサの最終残電圧は１．４×１０−１９と十分に小さい電圧になる。
【００３３】
実際には放電中も抵抗を通じて放電電流が供給され続けるが、コンデンサの電位は、十分ゼロに近い状態に保たれ安定した一定値になっている。モノステーブル・マルチバイブレータは、スパイク状パルスを伸長するために使われ、エッジトリガ・タイプを用いる。なお、マルチバイブレータと同等の効果はクロックパルスをカウンタなどで計数する回路によっても得ることができる。
【００３４】
次に被測定抵抗の抵抗値の求め方について説明する。
【００３５】
上記数１及び数２、並びに発振回路の周期Ｔｓ＝充電時間ｔｃ＋放電時間ｔｄ＝１／Ｆの関係より、被測定抵抗の抵抗値Ｒｓは下記数３で求めることができる。
【００３６】
【数３】
【００３７】
ここでは、Ｋ及びｔｄは定数として扱うことができるが、０．１％程度の精度を要求するときはその変動及びバラツキが問題となるため、下記数４及び数５から都度計算して消去する。
【００３８】
【数４】
Ｒ１＝Ｋ（Ｔ１−ｔｄ）
Ｒ１は既知の抵抗値である。
【００３９】
【数５】
Ｒ２＝Ｋ（Ｔ２−ｔｄ）
Ｒ２は既知の抵抗値である。
【００４０】
ここで、Ｔ１はＲ１を接続したときの発振波の周期で、実測値である。Ｔ２はＲ２を接続したときの発振波の周期で、実測値である。
【００４１】
これにより抵抗値が未知の抵抗Ｒｓの値は数３及び数５に基づいて下記数６で導き出せる。
【００４２】
【数６】
Ｒｓ＝（Ｒ２−Ｒ１）（Ｔｓ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）＋Ｒ１
数６は、基準抵抗値以外のパラメータを含まないので、精度よく求められることを示している。
【００４３】
この関係を示すグラフが図９に示すグラフであり、Ｘ軸は抵抗値でありＹ軸が発振波の周期を示す。放電時間ｔｄがｙ切片として表われている。抵抗と発振の周期の関係は、数３より一次関数になる。但し、数３中のＫ，ｔｄは回路定数のバラツキや温度などによりある範囲でばらついた値をとる。しかし、数十秒から数分間程度の短い測定時間では、Ｋ、ｔｄは変化しない。すなわち図９においては一次関数の傾きや、切片はばらついた値をとるが、短時間内ではその一次関数は変動しない。
【００４４】
一次関数はその上に位置する２点が判れば一意に決まる。そこで、既知の抵抗Ｒ１、Ｒ２とそれに対応する発振の周期Ｔ１、Ｔ２を測定すれば、短時間内での抵抗と発振周期間の一次関数は一意に決定される。さらに、未知の被測定抵抗Ｒｓの場合の発振の周期Ｔｓを一次関数が変動しない短時間内に測定すれば被測定抵抗の値Ｒｓは一次関数の式より容易に求められる。
【００４５】
なお、周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔｓは、カウンタ回路２６ａ、ゲート回路２６ｂ、周期測定用基準クロック発生回路２６ｃ及び演算制御部３７を用いて測定する。ゲート回路２６ｂは、コンパレータ２３から出力される信号で、ゲートの開閉が制御される。そこで、周期測定用基準クロック発生回路２６ｃから出力されたクロックは、コンパレータ２３から出力された信号が所定のレベルのときだけ、ゲート回路２６ｂを通過する。ゲート２６ｂを通過したクロックはカウンタ２６ａでカウントされる。カウンタ２６ａのカウント値は、コンパレータ２３の出力レベルの変化に起因して割り込み処理をする演算制御部３７によって所定のタイミングで読み取られる。そして、演算制御部３７は、読み取ったカウント値と予め認識している周期測定用基準クロック発生回路２６ｃが出力するクロック周波数とに基づいて周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔｓを算出する。これらの周期は周波数カウンタの測定値から求めることも容易である。
なお、上記説明においては既知パラメータとして基準抵抗Ｒ１、Ｒ２のみをもちいており、数６に放電時間は現れていない。即ち、放電時間ｔｄには変動、バラツキが発生するがこれは少なくとも２個の抵抗値が既知の抵抗を使用して１次関数における補間演算をすることにより相殺されてしまい回路実現の制約が少ないことを示している。
しかし、特殊なケースとして放電時間ｔｄをマルチバイブレータでなく、クロックパルス（タイムベース）を計数してデジタル回路で発生させることもできる。この場合は放電時間ｔｄの変動は事実上なくなるので、放電時間ｔｄを消去すべき未知数でなく、既知パラメータとして用いることができる。未知数が減れば方程式の数も減らすことができ、数３、数４、数５の３ヶの代わりに数３、数４の２ヶで済ませることができる。数３、数４から比例定数Ｋを消去すると、下記数７となり、抵抗Ｒｓの値が代数的に算出できる。
【数７】
Ｒｓ＝（Ｔｓ−ｔｄ）／（Ｔ１−ｔｄ）
これにより、値が既知の抵抗１個を用いて未知の抵抗値を演算により求めることができる。
周期Ｔｓ、Ｔ１は発振周波数の逆数として測定するが、周波数測定時間（ゲート時間）と、放電時間とは共通のクロック（図２の周期測定用基準クロック発生回路２６ｃ）に基づいて規定される必要があるのはいうまでもない。また、時間の設定が独立のデジタル回路で行なわれようと、演算のために設けられたマイクロプロセッサの内部でソフトウェアで行なわれようと差異はない。
【００４６】
図４は、本発明の第２実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示す回路図である。この抵抗測定回路も、上述の実施形態のものと同様に、コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸波を発生させてコンデンサの充放電時間（発振周期）を測定することにより抵抗値を測定する回路である。上述の実施形態と異なる主な点は、被測定抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３それぞれの一端が接地されている点である。
【００４７】
コンデンサＣの一端は、電源に接続されている。オペアンプ４１及びトランジスタ４２は、定電流回路を構成している。定電流回路は、コンデンサＣの充電電流値を被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の逆数に比例させた値にすると共に、発振回路の発振周波数及びコンデンサＣの充電タイミングに関係なく直流的に一定とする。そこで、コンデンサＣへ流れる充電電流ｉは、マルチプレクサ４７の内部抵抗、及び定電流回路の構成要素であるトランジスタ４２の負荷状態に関係なく、一定値となる。
【００４８】
コンデンサＣに電荷を供給する充電回路は、被測定抵抗Ｒｓ，基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つと、マルチプレクサ４７と、トランジスタ４２とで構成されている。充電回路は、一端子が接地された被測定抵抗Ｒｓ及び抵抗値が既知である基準抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３（最低限Ｒ１，Ｒ２の２つでよい）からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択した抵抗サンプルの両端を電流制御用素子となるトランジスタ４２を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する。トランジスタ４３は、コンデンサＣの充電電荷を放電する放電回路を構成している。
【００４９】
ヒステリシス付きコンパレータ４４は、コンデンサＣの非電源側端子に入力端が接続されている。ヒステリシス付きコンパレータ４４は、コンデンサＣの端子間電圧が所定の閾値Ｖｔｈに到達したことを検出する。ナンド回路４５及びヒステリシス付きコンパレータ４６は、放電パルス発生回路を構成している。この放電パルス発生回路から発生されたパルスが放電回路をなすトランジスタ４３を駆動する。
【００５０】
これらの回路により、コンパレータ回路４４の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで放電回路をオンにさせ、抵抗Ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のうちの一つとコンデンサＣによって鋸波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて被測定抵抗Ｒｓの抵抗値を算出する。
【００５１】
図５は、本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。この抵抗値測定回路は、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値に応じて測定の分解能を適正化するために、定電流回路の基準電圧Ｖｒｅｆを調整する基準電圧調整回路を備えている。
【００５２】
基準電圧調整回路は、トランジスタ５１と抵抗Ｒａ，Ｒｂとで構成している。抵抗Ｒｂは、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’とで構成している。
【００５３】
この抵抗値測定回路の発振周波数ｆは、下記数８で表される。
【００５４】
【数８】
ｆ＝１／｛（Ｖｔｈ＊Ｃ＊Ｒｓ（Ｒａ＋Ｒｂ））／（Ｖｃｃ＊Ｒａ）＋ｔｄ｝
ここで、Ｖｔｈはコンパレータ５４の閾値の電圧である。ｔｄはコンデンサＣの放電時間である。
【００５５】
トランジスタ５１は、この抵抗値測定回路の発振周波数ｆを可変する。トランジスタ５１がオフのときは、Ｒｂ＝Ｒ１’＋Ｒ２’となり、発振周波数ｆが小さくなる。トランジスタ５１がオンのときは、Ｒｂ＝Ｒ１’となり、発振周波数ｆが大きくなる。
【００５６】
図６は、この抵抗値測定回路における、測定抵抗値と発振周波数及び分解能との関係を示す特性図である。特性曲線が急峻に変化したところは、トランジスタ５１のオンオフを切り替えて基準電圧Ｖｒｅｆを変更したところである。
【００５７】
この特性は、閾値電圧Ｖｔｈ＝０．６Ｖｃｃ、Ｃ＝１０００ｐＦ、Ｒａ＝１０ｋ、Ｒ１＝４７Ｋ、Ｒ２＝２００Ｋ、ｔｄ＝２．２μＳとして測定したものである。
【００５８】
図７は、本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図７（ａ）はその回路図であり、図７（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。図８は、本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。この抵抗値測定回路は、コンデンサＣに電荷を充電してから、定電流で放電することを特徴とするものである。他の動作は上述の実施形態と同様である。
【００５９】
まず、充電時定数＝Ｃ＊Ｒ（このＲは、コンデンサの充電時の保護抵抗）より十分大きい時間ｔにわたりスイッチＳを閉じてコンデンサＣを充電する（期間１）。次に、スイッチＳを開いて抵抗Ｒ（基準抵抗及び被測定抵抗）で決まる定電流の放電が継続し（充電中も流れている）、コンデンサＣの端子間電圧Ｖは直線的に下がる（期間２）。そして、コンデンサＣの端子間電圧Ｖが閾値Ｖｔｈまで下がると、ワンショットパルスがトリガされ、再びスイッチＳを閉じる。
【００６０】
これらにより、上述の各実施形態の抵抗値測定回路は、コンデンサに蓄えた一定電荷を被測定抵抗又は基準抵抗を通してその抵抗値に逆比例する定電流で放電（あるいは充電）する時間（または周波数）を測定することにより、その抵抗値を算出し、抵抗値が判っている２つの基準抵抗での測定も行い、補間によつて正確な抵抗値を求めることができる。
【００６１】
例えば、被測定抵抗としてのサーミスタが取り得る範囲の基準抵抗を予め回路に用意しておき、被測定抵抗のサーミスタ（測温抵抗体）の発振周波数に近い付近の抵抗に対する測定も同時期に行う。これにより、上述の抵抗値測定回路によってサーミスタの抵抗値が求まる。
【００６２】
正確なサーミスタの抵抗値が測定できた後は、サーミスタの温度特性は直線ではないので、抵抗値と温度との関係を予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして持たせておき、周波数を測定したあと基準抵抗の値と補間処理をして抵抗値を求めた後にテーブルより温度を求めることにする。
【００６３】
図１０は、本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる方法を示すフローチャートである。図２を参照してこのフローチャートを説明する。先ず、セレクター２７で端子Ａを選択し（ステップＳ１）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ１を用いた回路の発振周期Ｔ１を測定及び記録する（ステップＳ２）。次に、セレクター２７で端子Ｂを選択し（ステップＳ３）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ２を用いた回路の発振周期Ｔ２を測定及び記録する（ステップＳ４）。次に、セレクター２７で端子Ｃを選択し（ステップＳ５）、被測定抵抗Ｒｓを用いた回路の発振周期Ｔｓを測定及び記録する（ステップＳ６）。その後、上記数６の計算を演算制御装置３７が実行して、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｘを算出する（ステップＳ７）。そして、予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして記憶していある被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の温度特性とステップＳ７で求めた抵抗値Ｒｘとに基づいて、温度を求める（ステップＳ８）。そして、求めた温度を表示手段で表示し又は出力手段で出力する（ステップＳ９）。
図１１は、本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる他の方法を示すフローチャートである。本温度測定方法が図１０に示す温度測定方法と異なる点は、図１０に示す温度測定方法では抵抗値が既知である基準抵抗として抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を用いているが、本温度測定方法では基準抵抗として抵抗Ｒ１のみを用いて測定している点である。したがって、本温度測定方法では、図２における抵抗Ｒ２を用いないで温度測定する。
次に、図２を参照してこのフローチャートを説明する。先ず、セレクター２７で端子Ａを選択し（ステップＳ１１）、抵抗値が既知である抵抗Ｒ１を用いた回路の発振周期Ｔ１を測定及び記録する（ステップＳ１２）。次に、セレクター２７で端子Ｃを選択し（ステップＳ１５）、被測定抵抗Ｒｓを用いた回路の発振周期Ｔｓを測定及び記録する（ステップＳ１６）。その後、上記数７の計算を演算制御装置３７が実行して、被測定抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｘを算出する（ステップＳ１７）。この数７の計算において放電時間ｔｄは、クロックパルス（タイムベース）を計数してデジタル回路で自ら生成しているので、既知パラメータとなっている。そして、予め記憶手段（例えばＲＯＭ）上にテーブルとして記憶していある被測定抵抗Ｒｓの抵抗値の温度特性とステップＳ１７で求めた抵抗値Ｒｘとに基づいて、温度を求める（ステップＳ１８）。そして、求めた温度を表示手段で表示し又は出力手段で出力する（ステップＳ１９）。
【００６４】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、アナログスイッチのオン抵抗等に関係無く被測定抵抗に流れる電流が一定でありしかも抵抗値に逆比例する電流であるので、複数の基準抵抗をアナログスイッチで切り替える補間法を用いて正確に未知の抵抗値を測定することができる。
また、本発明によれば、放電時間を既知の時間に設定することにより、基準抵抗１個を用いて未知の抵抗値を測定することができる。
【００６５】
補間方法は複数の基準抵抗の抵抗値を基準にして被測定抵抗体の抵抗値を補間計算するため、コンデンサの温度係数、初期誤差、計時変化、電流値を決める素子、コンパレータの閾値などほとんどの回路特性変動が相殺され、補償される。
【００６６】
また、本発明では、被測定抵抗に流す電流値が一定なので、回路のインピーダンスが一定かつ低く押さえられ、リード線長を長くしたりノイズの多い場所で測定を行っても影響を受けることがない。
【００６７】
また、本発明では、基準電圧を変えることができるので、測定する抵抗値に応じてその電圧を変えることによりさらに正確な測定ができる。
【００６８】
また、本発明では、サーミスタに限らず各種の未知の抵抗体の未知の抵抗値を測定することにも同様に応用でき、正確な抵抗値を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図１（ａ）はその回路図であり、図１（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る抵抗値測定回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係る抵抗値測定回路における、測定抵抗値と発振周波数及び分解能との関係を示す特性図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の動作原理を示すものであり、図７（ａ）はその回路図であり、図７（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の変化を示す図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る抵抗値測定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図９】図３に示す抵抗値測定回路の発振波周期と抵抗値との関係を示す特性図である。
【図１０】本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる方法を示すフローチャートである。
【図１１】本実施形態の抵抗値測定回路を温度測定に用いる他の方法を示すフローチャートである。
【図１２】従来の温度測定装置の主要部を示す回路図である。
【符号の説明】
１１ コンパレータ
１２ ワンショットマルチ
２１ 定電流回路
２３ コンパレータ
２４ 放電回路
２５ 放電パルス生成回路
２７ セレクタ
２８ セレクタ
２９ 電流設定回路
Claims (11)
- コンデンサと抵抗を直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振周期を基に前記抵抗の抵抗値を測定する抵抗値測定回路において、前記抵抗として、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と、抵抗値が未知の被測定抵抗とのうちから選択的に使用し、前記コンデンサの充電電流及び放電電流のうちの１つの電流値が前記抵抗値の逆数に比例する直流的に一定な電流であることを特徴とし代数演算を用いて未知の抵抗値を求める抵抗値測定方法。
- コンデンサと抵抗Ｒを直列に接続すると共にコンデンサの充放電を繰り返す回路の発振波周期を測定し、既知の抵抗値の発振周波数を基に被測定の抵抗値を算出する抵抗値測定回路において、少なくとも１個の抵抗値が既知の抵抗と被測定抵抗とのうちから１個を選択する定電流切り換え用の電流端子及び前記選択された抵抗の電圧降下を検出するための電圧端子を切り換える両端子連動型切換スイッチを設けてスイッチ内部の抵抗を無視できるように接続されており、前記コンデンサの充電電流値が前記スイッチで選択された抵抗Ｒの逆数に比例し、発振周波数、放電タイミングに関係なく直流的に一定な充電回路と、前記コンデンサが充電され充電電圧が閾値に達したとき前記放電回路をトリガする電圧検出回路と、充電回路と独立に設けられて、前記トリガを受けて時定数回路で決まる一定時間の間前記コンデンサの電荷を放電させる放電回路と、からなるコンデンサ充放電型鋸歯状発振回路を用いたことを特徴とする抵抗値測定回路。
- 請求項２に記載の抵抗値測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の既知抵抗Ｒ１，Ｒ２及び抵抗値が未知の抵抗ＲＸをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆ２，ｆｘを求め、抵抗Ｒと発振周期である周波数の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、直線補間によりＲｘを計算する抵抗値測定方法。
- 請求項２に記載の抵抗値測定回路を用いて、前記両端子連動型切換スイッチが抵抗値が既知の抵抗Ｒ１及び抵抗値が未知の抵抗Ｒｘをそれぞれ選択した時の各発振周波数ｆ１，ｆｘを求め、抵抗値Ｒと周波数の逆数１／ｆとが１次関数であることを利用し、代数演算によりＲｘを計算する抵抗値測定方法。
- コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸歯状波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定回路において、前記コンデンサの充電電流値を被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させた値にすると共に、発振回路の発振周波数及び前記コンデンサの充電タイミングに関係なく直流的に一定とする定電流回路と、前記定電流回路に直列に接続されており、且つ前記コンデンサの充電回路とは独立に設けられた前記コンデンサの充電電荷を放電させる放電回路と、前記被測定抵抗と基準抵抗とを切り換え接続して前記コンデンサの充放電時間を測定しこれに基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を求める演算回路と、を備えたことを特徴とする抵抗値測定回路。
- 一方の端子が電源に接続された被測定抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの一方の端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことを特徴とする抵抗値測定回路。
- 一方の端子が電源に接続されたコンデンサと、一方の端子が接地された被測定抵抗及び抵抗値が既知である基準抵抗からなる複数の抵抗サンプルの内の１個を選択すると共に、選択された前記抵抗サンプルの両端を電流制御用素子を経由して一定電圧に維持することによって一定電流で前記コンデンサに充電する充電回路と、前記コンデンサに充電された電荷を放電させる放電回路と、前記コンデンサの非電源側端子に入力端が接続されたコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力が所定のレベルになってから所定時間が経過するまで前記放電回路をオンにする制御回路と、前記抵抗サンプルとコンデンサによって鋸歯状波を繰り返し発生させ、その周期に基づいて前記被測定抵抗の抵抗値を算出する演算回路と、を備えたことを特徴とする抵抗値測定回路。
- 前記コンデンサ及び前記基準抵抗からなる発振回路の発振周波数と前記コンデンサ及び前記被測定抵抗からなる発振回路の発振周波数とを比較することで、前記被測定抵抗の抵抗値を算出する抵抗値算出回路を備える、ことを特徴とする請求項５乃至７に記載の抵抗値測定回路。
- 前記被測定抵抗及び前記基準抵抗に流す定電流の値を測定しようとする抵抗値によって設定変更可能にする定電流値変更回路を備えることを特徴とする請求項５乃至８に記載の抵抗値測定回路。
- 前記被測定抵抗及び基準抵抗の内の１個の抵抗を選択して前記一定電流を流す第１アナログスイッチと、前記一定電流をなすためのフィードバック回路の要素となるものであって、前記選択された抵抗の両端間の電圧を検出するための第２アナログスイッチと、を備え、前記第２アナログスイッチは、前記第１アナログスイッチとは別個に独立して設けられている、ことを特徴とする請求項５乃至９に記載の抵抗値測定回路。
- コンデンサと抵抗を備えた発振回路により鋸波を発生させて前記コンデンサの充放電時間を測定することにより抵抗値を測定する抵抗値測定方法において、前記コンデンサへの充電電流値は、被測定抵抗の抵抗値の逆数に比例させると共に、発振周波数及び放電タイミングに関係なく直流的に一定値であり、前記コンデンサの充電電荷は、前記コンデンサの充電回路とは独立に設けられた放電回路を介して放電し、この放電時間は、独立に設けられた時定数回路で決まる一定時間であり、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値に達したことを電圧検出回路で検出して、前記放電回路をトリガし、１つの被測定抵抗と少なくとも２つの基準抵抗とのうちから一つを選択して、前記発振回路の抵抗要素とするスイッチの内部抵抗に影響されずに、前記発振回路の発振周波数に基づいて、前記被測定抵抗の抵抗値を測定する、ことを特徴とする抵抗値測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23262698A JP3621586B2 (ja) | 1998-06-02 | 1998-08-19 | 抵抗値測定回路及びその測定方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-152589 | 1998-06-02 | ||
| JP15258998 | 1998-06-02 | ||
| JP23262698A JP3621586B2 (ja) | 1998-06-02 | 1998-08-19 | 抵抗値測定回路及びその測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000055954A JP2000055954A (ja) | 2000-02-25 |
| JP3621586B2 true JP3621586B2 (ja) | 2005-02-16 |
Family
ID=26481453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23262698A Expired - Fee Related JP3621586B2 (ja) | 1998-06-02 | 1998-08-19 | 抵抗値測定回路及びその測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3621586B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019197517A1 (en) * | 2018-04-13 | 2019-10-17 | Nokia Technologies Oy | An apparatus, electronic device and method for estimating impedance |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10119080B4 (de) * | 2001-04-19 | 2005-05-04 | Acam-Messelectronic Gmbh | Verfahren und Schaltanordnung zur Widerstandsmessung |
| JP4510526B2 (ja) * | 2004-06-07 | 2010-07-28 | 株式会社バイオエコーネット | 赤外線体温計 |
| JP2006331143A (ja) * | 2005-05-27 | 2006-12-07 | Yokogawa Electric Corp | 伝送器 |
| JP5036201B2 (ja) | 2006-03-23 | 2012-09-26 | 株式会社デンソー | 発振型センサの利得制御方法、発振型センサ装置、蒸発燃料状態検出装置及び内燃機関のコントロールユニット |
| JP4752904B2 (ja) * | 2008-12-09 | 2011-08-17 | 日本電気株式会社 | 温度測定回路、及び、方法 |
| JP5444917B2 (ja) * | 2009-07-28 | 2014-03-19 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 抵抗値調整回路 |
| JP5757877B2 (ja) * | 2009-12-15 | 2015-08-05 | 株式会社ピューズ | 絶縁劣化検出装置 |
| JP2012108087A (ja) * | 2010-10-28 | 2012-06-07 | Seiko Instruments Inc | 温度検知装置 |
| JP6537901B2 (ja) * | 2015-06-15 | 2019-07-03 | 日置電機株式会社 | 測定装置および補間処理プログラム |
| KR102141263B1 (ko) * | 2016-07-27 | 2020-08-04 | 주식회사 엘지화학 | 배터리 셀의 밸런싱 저항값 추정 장치 및 방법 |
| EP3404428B1 (en) | 2017-05-17 | 2019-09-18 | ams AG | Circuit arrangement and method for resistance measurement |
| CN109188095B (zh) * | 2018-10-11 | 2024-05-17 | 深圳和而泰智能控制股份有限公司 | 一种电阻测量电路、方法及环境参数测量装置 |
-
1998
- 1998-08-19 JP JP23262698A patent/JP3621586B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019197517A1 (en) * | 2018-04-13 | 2019-10-17 | Nokia Technologies Oy | An apparatus, electronic device and method for estimating impedance |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000055954A (ja) | 2000-02-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3621586B2 (ja) | 抵抗値測定回路及びその測定方法 | |
| CA1317378C (en) | Analog to digital conversion by measuring the ratio of rc time constants | |
| US4931737A (en) | Circuit for measuring the capacity of a battery | |
| US4206648A (en) | Impedance measuring circuit | |
| US4150573A (en) | Electronic digital thermometer | |
| US6816796B2 (en) | Resistance measuring circuit | |
| US4864513A (en) | Potentiometer setting detection by measuring the ratio of RC time constants | |
| SE431683B (sv) | Anordning for metning av kapacitansen hos en kondensator | |
| US4649745A (en) | Apparatus for measuring a flow rate of intake air for an engine | |
| NL9202003A (nl) | Calibratiestelsel voor een frequentie-varierende temperatuursensor. | |
| US3924101A (en) | Oven temperature sensing circuitry | |
| JP2002328045A (ja) | 計測装置 | |
| US5744973A (en) | Resistance to frequency circuit for measuring ambient temperature on a thermostat | |
| JPH07311169A (ja) | 環境測定装置 | |
| JP2556367B2 (ja) | 電子温湿度計 | |
| JP3596596B2 (ja) | 流量計測装置 | |
| JPS62261968A (ja) | 物理量測定回路 | |
| US3417328A (en) | In-circuit inductance measuring circuit | |
| WO2001038839A1 (en) | Apparatus for performing a temperature measurement | |
| JP3359042B2 (ja) | 時間間隔を高分解能で測定するための方法 | |
| JPS5856818B2 (ja) | デンシオンドケイ | |
| SU1016696A1 (ru) | Устройство дл измерени температуры с частотным выходом | |
| JPS62119339A (ja) | 換気扇の制御装置 | |
| KR890005685Y1 (ko) | 적산식 열량계 | |
| JP3119386B2 (ja) | 測定装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040723 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041116 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041118 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081126 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081126 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091126 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091126 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101126 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |