JP6274496B2 - 漏電検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流信号を用いて検出対象の状態を検出する装置に関する。

たとえば、電気自動車においては、モータや車載機器を駆動するための高電圧の直流電源が搭載される。この直流電源は、グランドに接地されている車体と電気的に絶縁されている。しかしながら、何らかの原因により、直流電源と車体との間で絶縁不良や短絡等が発生した場合、直流電源からグランドへ至る経路に電流が流れ、漏電が生じる。そこで、この漏電を検出するための漏電検出装置が、直流電源に付設される。

このような漏電検出装置として、交流信号生成部から出力される交流信号を直流電源と車体との間に印加し、交流信号生成部と直流電源との間の所定部位の電圧を測定することにより漏電を検出する、交流式の漏電検出装置が知られている（たとえば特許文献１〜３）。

特許文献１の漏電検出装置では、交流信号生成部と直流電源との間にカップリングコンデンサを設け、このコンデンサと直流電源との接続点の電圧を検出する。そして、この電圧とカップリングコンデンサに流れる電流の振幅および位相差から、アドミタンスの抵抗成分を求め、この抵抗成分と閾値との比較結果に基づいて、直流電源と車体との間の漏電を検出する。

特許文献２の漏電検出装置では、交流信号生成部と直流電源との間に、抵抗とカップリングコンデンサを直列に接続し、抵抗の両端の電圧の電圧比および位相差を検出する。そして、この電圧比と位相差から絶縁抵抗を算出し、算出した絶縁抵抗と閾値との比較結果に基づいて、直流電源と車体との間の漏電を検出する。

特許文献３の漏電検出装置では、交流信号生成部と直流電源との間に、抵抗とカップリングコンデンサを直列に接続し、これらの接続点の電圧を検出する。そして、この電圧と閾値との比較結果に基づいて、直流電源と車体との間の漏電を検出する。

このような交流信号を用いた漏電検出装置においては、たとえば周囲温度が変化した場合に、交流信号発生器の温度ドリフト特性のために、交流信号生成部から出力される交流信号の電圧値が変動する。このため、検出される電圧値も変動し、これによって検出精度が低下する。

特許文献４、５には、温度ドリフトを補償して検出精度を向上させたトルク検出装置が記載されている。特許文献４では、直列接続された２つのコイルの中点から交流信号を出力することで、温度ドリフトを補償した出力信号を生成している。特許文献５では、コイルに温度特性補償抵抗素子を接続することで、温度ドリフトを補償した出力信号を生成している。

特開平１１−２１８５５４号公報 特開２０１２−３７２７８号公報 特開２００７−５７４９０号公報 特開２０１２−１０３００３号公報 再表２０１０／１１９９５８号公報

本発明の課題は、交流信号の電圧値が変動した場合でも、直流電源の漏電状態を精度良く検出できる漏電検出装置を提供することにある。

本発明に係る漏電検出装置は、交流信号を生成する交流信号生成手段と、この交流信号生成手段と直流電源との間に設けられ、一端に交流信号が与えられ、他端が直流電源の一方の極に接続されるカップリングコンデンサと、このカップリングコンデンサの一端に、当該コンデンサと直列に接続された抵抗と、カップリングコンデンサと抵抗との接続点における交流信号の電圧を検出する電圧検出部と、前記接続点と電圧検出部との間に設けられたローパスフィルタとを備え、電圧検出部が検出した電圧に基づいて、直流電源の漏電を検出する漏電検出装置であって、電圧検出部は、前記接続点における交流信号の電圧が最小値となるタイミングのみにおいて、当該接続点の電圧を検出し、検出した当該電圧を直流電源の漏電状態を表す情報に変換し、当該情報を出力する。

温度変化に起因するレベルの変動量は、交流信号のレベルが高くなるほど、大きくなり、交流信号のレベルが低くなるほど、小さくなる。したがって、交流信号のレベルが最大値となるタイミングでの信号レベルから直流電源の漏電状態を検出すると、信号レベルのばらつきが大きくなって検出精度が低下する。しかるに、本発明では、交流信号のレベルが最小値となるタイミングのみにおいて検出した信号レベルから直流電源の漏電状態を検出するので、信号レベルのばらつきが小さくなって検出精度が向上する。

本発明において、前記情報への変換は、所定のテーブルを参照することにより行ってもよいし、所定の演算式に基づいて行ってもよい。

本発明において、交流信号生成手段で生成される交流信号は、矩形波、三角波、鋸波、または正弦波であってもよい。

本発明によれば、交流信号の電圧値が変動した場合でも、直流電源の漏電状態を精度良く検出することが可能な漏電検出装置を得ることができる。

本発明の実施形態に係る漏電検出装置の回路図である。 交流信号生成部から出力される電圧と、電圧検出部で検出された電圧の波形図である。 温度変化による電圧の変動を示した波形図である。 従来の漏電検出のタイミングを示した波形図である。 本発明における漏電検出のタイミングを示した波形図である。 電圧変動の大きさを説明するための原理図である。 本発明の他の実施形態に係る漏電検出装置の回路図である。

本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。以下では、車両用の漏電検出装置を例に挙げる。

図１において、漏電検出装置１００は、直流電源Ｂ２の漏電を検出する装置であって、制御部１、増幅器２、フィルタ回路３、抵抗Ｒ１、およびカップリングコンデンサＣ１を備えている。

直流電源Ｂ２は、高電圧の車載用バッテリである。直流電源Ｂ２の負極は、漏電検出装置１００に接続され、直流電源Ｂ２の正極は、モータや車載機器などの負荷（図示省略）に接続されている。Ｒ３は、直流電源Ｂ２の負極とグランドＧとの間の漏電抵抗、Ｒ４は、直流電源Ｂ２の正極とグランドＧとの間の漏電抵抗である。本実施形態の場合、グランドＧは車両の車体である。

漏電検出装置１００において、制御部１は、マイクロコンピュータから構成されており、交流信号生成部４と電圧検出部５とを備えている。制御部１には、直流電源Ｂ１から、たとえば５ボルトの駆動電源が供給される。また、制御部１は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）のような上位装置１０との間で通信を行う。上位装置１０には、漏電判定部１１が備わっている。

交流信号生成部４は、Ｄ／Ａコンバータ（デジタル・アナログ変換器）などから構成されており、デジタル指令値に基づいて、所定の周期を持ったアナログの交流信号を生成する。この交流信号は、波形の下側のピーク値が０ボルト以上となるように、直流のオフセット電圧が重畳されている。本実施形態では、交流信号生成部４で生成される交流信号は、矩形波からなるパルス信号である。増幅器２は、交流信号生成部４から出力されるパルス信号を増幅する。

抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ１は、直列に接続されている。カップリングコンデンサＣ１は、直流電源Ｂ２と漏電検出装置１００とを直流的に分離するためのコンデンサである。抵抗Ｒ１の一端は、増幅器２の出力側に接続されており、抵抗Ｒ１の他端は、カップリングコンデンサＣ１の一端に接続されている。カップリングコンデンサＣ１の他端は、直流電源Ｂ２の負極に接続されている。

抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ１との接続点（Ｐ点）は、ノイズ除去用のフィルタ回路３を介して、制御部１に接続されている。フィルタ回路３は、ローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２からなる公知の回路である。電圧検出部５は、フィルタ回路３から制御部１に取り込まれる電圧に基づいて、カップリングコンデンサＣ１の一端（Ｐ点）の電圧を検出する。

以上の構成において、交流信号生成部４は、本発明における「交流信号生成手段」の一例である。

次に、上述した漏電検出装置１００の動作について説明する。

交流信号生成部４は、所定周期の矩形波を生成し出力する。これにより、制御部１から出力される出力電圧Ｖ１（図１）は、図２（ａ）に示すようなパルス信号となる。このパルス信号は、増幅器２で増幅された後、抵抗Ｒ１およびカップリングコンデンサＣ１に印加される。その結果、カップリングコンデンサＣ１が、パルス信号によって充電され、Ｐ点の電圧が上昇する。このＰ点の電圧は、フィルタ回路３を介して、検出電圧Ｖ２として制御部１に入力される。なお、図示は省略しているが、直流電源Ｂ２とグランドＧとの間には浮遊容量が存在し、カップリングコンデンサＣ１と浮遊容量に充電電流が流れる。

直流電源Ｂ２とグランドＧとの間に漏電が発生していない場合（非漏電時）は、漏電抵抗Ｒ３、Ｒ４が存在しないため、カップリングコンデンサＣ１が短時間で充電され、Ｐ点の電圧は短時間で上昇する。このため、検出電圧Ｖ２は、図２（ｂ）の太実線で示すように急峻に立ち上がる。また、パルス信号の印加がなくなると、カップリングコンデンサＣ１の急速な放電により、検出電圧Ｖ２は急峻に立ち下がる。

これに対して、直流電源Ｂ２とグランドＧとの間に漏電が発生している場合（漏電時）は、漏電抵抗Ｒ３もしくは漏電抵抗Ｒ４、またはその両方が存在するため、カップリングコンデンサＣ１の充電に時間がかかり、Ｐ点の電圧は緩やかに上昇する。このため、検出電圧Ｖ２は、図２（ｂ）の細実線で示すように緩やかに立ち上がる。また、パルス信号の印加がなくなると、カップリングコンデンサＣ１の緩慢な放電により、検出電圧Ｖ２は緩やかに立ち下がる。

そこで、非漏電時の検出電圧Ｖ２と、漏電時の検出電圧Ｖ２との間に、レベル差があることを利用して、直流電源Ｂ２の漏電を検出することができる。なお、本発明でいう漏電検出とは、漏電検出装置１００がそれ自体で漏電の有無を判定する場合に限らず、漏電検出装置１００が漏電により発生する物理量を検出するだけの場合も含む。本実施形態では、後者の方法を採用している。

具体的には、たとえば次のような方法で漏電検出を行う。制御部１は、電圧検出部５が所定のタイミング（後述）で検出した検出電圧Ｖ２に基づいて、直流電源Ｂ２とグランドＧとの間の絶縁抵抗値を算出する。これには、テーブルを参照する方法と、演算による方法とがある。テーブルを参照する場合は、検出電圧値に対応する絶縁抵抗値があらかじめ記憶されたテーブル（図示省略）を制御部１に設け、検出電圧Ｖ２に対応する絶縁抵抗値をテーブルから読み出す。演算による場合は、所定の演算式を用いて絶縁抵抗値を算出する。特許文献２には、絶縁抵抗値を求める演算式の一例が記載されている。

その後、制御部１は、算出した絶縁抵抗値を上位装置１０へ送信（出力）する。上位装置１０の漏電判定部１１は、制御部１から受け取った絶縁抵抗値を閾値と比較し、絶縁抵抗値が閾値以上であれば漏電なしと判定し、絶縁抵抗値が閾値未満であれば漏電ありと判定する。この例では、漏電検出装置１００は、物理量である電圧Ｖ２を検出して絶縁抵抗値を算出するだけであり、漏電有無の判定は上位装置１０において行われる。

ここで、絶縁抵抗値は、本発明における「直流電源の漏電状態を表す情報」の一例である。また、テーブルや演算式による絶縁抵抗値の算出は、本発明における「変換」の一例である。

以上は、出力電圧Ｖ１が温度変化により変動しない場合の動作である。次に、出力電圧Ｖ１が温度変化により変動した場合の動作を説明する。

周囲温度が変化すると、制御部１や直流電源Ｂ１の温度ドリフト特性のために、交流信号生成部４から出力される出力電圧Ｖ１が変動する。図３（ａ）は、周囲温度の変化に起因して、出力電圧Ｖ１が、破線のようにΔＶだけ上昇した状態を示している。このように出力電圧Ｖ１が上昇すると、この上昇分が増幅器２で増幅され、それに応じて検出電圧Ｖ２も上昇する。図３（ｂ）は、非漏電時と漏電時の各検出電圧Ｖ２が、破線のように上昇した状態を示している。

ところで、従来は、図４に示すように、検出電圧Ｖ２が最大値となるタイミングｔ２、すなわち図３（ａ）の出力電圧Ｖ１が立ち下がるタイミングで、漏電を検出していた。しかるに、この方法では、次のような問題がある。

図４のタイミングｔ２において、周囲温度の変化により、非漏電時の検出電圧Ｖ２がΔＶｕ１だけ上昇し、漏電時の検出電圧Ｖ２がΔＶｕ２だけ上昇したとする。これらの上昇分ΔＶｕ１、ΔＶｕ２は、検出電圧Ｖ２が最小値となるタイミングｔ３における上昇分（図５のΔＶｄ１、ΔＶｄ２）に比べて、大きくなっている。このため、検出電圧Ｖ２に基づいて算出される漏電判定用の絶縁抵抗値が、温度変化によって大きくばらつくことになる。その結果、上位装置１０の漏電判定部１１で、絶縁抵抗値と閾値とを比較して漏電有無を判定する際に、漏電有（無）にもかかわらず漏電無（有）と誤判定する可能性があり、漏電の検出精度が低下する。

そこで、本発明では、図５に示すように、検出電圧Ｖ２が最小値となるタイミングｔ３、すなわち図３（ａ）の出力電圧Ｖ１が立ち上がるタイミングで、漏電を検出する。詳しくは、電圧検出部５がタイミングｔ３で検出した検出電圧Ｖ２に基づいて、制御部１が、漏電判定用の絶縁抵抗値を算出し、これを上位装置１０へ送信する。

ここで、タイミングｔ３での非漏電時の検出電圧Ｖ２の上昇分ΔＶｄ１は、タイミングｔ２での非漏電時の検出電圧Ｖ２の上昇分ΔＶｕ１に比べて十分小さい。また、タイミングｔ３での漏電時の検出電圧Ｖ２の上昇分ΔＶｄ２も、タイミングｔ２での漏電時の検出電圧Ｖ２の上昇分ΔＶｕ２に比べて十分小さい。このように、検出電圧Ｖ２の最大値（タイミングｔ２）における電圧上昇分より、検出電圧Ｖ２の最小値（タイミングｔ３）における電圧上昇分が小さくなる理由を、図６により説明する。

図６は、検出電圧Ｖ２のレベルを模式的に表している。今、温度変化に起因して、検出電圧Ｖ２の変動後のレベルが、変動前のレベルの１．２倍になったと仮定する。このとき、変動前の１ボルトは、変動後は１．２ボルトとなり、上昇分は＋０．２ボルトである。また、変動前の２ボルトは、変動後は２．４ボルトとなり、上昇分は＋０．４ボルトである。さらに、変動前の５ボルトは、変動後は６ボルトとなり、上昇分は＋１ボルトである。このように、電圧レベルの増加率が同じであっても、電圧レベルの増加量は、電圧レベルが高くなるほど大きくなり、電圧レベルが低くなるほど小さくなる。

こうして、図５のように、検出電圧Ｖ２が最小値となるタイミングｔ３では、検出電圧Ｖ２の上昇分ΔＶｄ１、ΔＶｄ２が、タイミングｔ２における上昇分ΔＶｕ１、ΔＶｕ２よりも小さくなる。したがって、周囲温度が変化しても、検出電圧Ｖ２に基づいて算出される絶縁抵抗値のばらつきを、小さく抑えることができる。その結果、上位装置１０の漏電判定部１１で、絶縁抵抗値と閾値との比較結果から漏電の有無を判定する際に、誤った判定をするおそれがなくなり、漏電の検出精度が向上する。

以上は、温度変化により検出電圧Ｖ２が増加する場合について述べたが、温度変化により検出電圧Ｖ２が減少する場合も、同様の原理により、電圧レベルの減少量は、電圧レベルが高くなるほど大きくなり、電圧レベルが低くなるほど小さくなる。したがって、検出電圧Ｖ２が最小値となるタイミングｔ３で漏電を検出することで、検出精度が向上する。

以上のように、本実施形態においては、検出電圧Ｖ２が最小値となるタイミングｔ３のみで検出された検出電圧Ｖ２に基づいて、漏電判定用の絶縁抵抗値を算出している。このため、周囲温度の変化による絶縁抵抗値のばらつきが抑えられ、漏電有無を正確に判定することができる。また、温度ドリフトを補償するための温度特性補償抵抗素子（サーミスタなど）を必要とせず、制御部１のソフトウェアを変更するだけで、対応が可能となる。

なお、前記の実施形態では、上位装置１０の漏電判定部１１で漏電の有無を判定したが、本発明はこれに限定されない。図７に示すように、漏電検出装置１００の制御部１に、漏電判定部１１と同等の機能を有する漏電判定部６を設けてもよい。この場合、漏電判定部６は、検出電圧Ｖ２に基づいて得られる絶縁抵抗値と閾値との比較結果に基づいて、漏電の有無を判定し、判定結果を上位装置１０へ送信（出力）する。あるいは、判定漏電判定部６は、タイミングｔ３における検出電圧Ｖ２の電圧値と閾値との比較結果に基づいて、漏電の有無を判定し、判定結果を上位装置１０へ送信（出力）してもよい。図７の場合、漏電判定部６による漏電有無の判定結果は、本発明における「直流電源の漏電状態を表す情報」の一例である。

また、前記の実施形態では、交流信号生成部４で生成される交流信号として、矩形波を例に挙げたが、本発明はこれに限定されない。交流信号生成部４で生成される交流信号は、三角波や、鋸波や、正弦波などであってもよい。

また、前記の実施形態では、カップリングコンデンサＣ１の一端が直流電源Ｂ２の負極に接続されているが、カップリングコンデンサＣ１の一端を、直流電源Ｂ２の正極に接続してもよい。

また、前記の実施形態では、車両に搭載される漏電検出装置１００を例に挙げたが、本発明は、車両に限らず、直流電源を備えた各種の装置に搭載される漏電検出装置に広く適用することができる。

１ 制御部
４ 交流信号生成部
５ 電圧検出部
１００ 漏電検出装置
Ｂ２ 直流電源
Ｃ１ カップリングコンデンサ
Ｖ１ 出力電圧
Ｖ２ 検出電圧

Claims (4)

1. 交流信号を生成する交流信号生成手段と、
   前記交流信号生成手段と直流電源との間に設けられ、一端に前記交流信号が与えられ、他端が前記直流電源の一方の極に接続されるカップリングコンデンサと、
   前記カップリングコンデンサの一端に、当該コンデンサと直列に接続された抵抗と、
   前記カップリングコンデンサと前記抵抗との接続点における前記交流信号の電圧を検出する電圧検出部と、
   前記接続点と前記電圧検出部との間に設けられたローパスフィルタと、を備え、
   前記電圧検出部が検出した電圧に基づいて、前記直流電源の漏電を検出する漏電検出装置において、
   前記電圧検出部は、前記接続点における前記交流信号の電圧が最小値となるタイミングのみにおいて、前記接続点の電圧を検出し、検出した当該電圧を前記直流電源の漏電状態を表す情報に変換し、当該情報を出力する、ことを特徴とする漏電検出装置。
2. 請求項１に記載の漏電検出装置において、
   前記情報への変換は、所定のテーブルを参照することにより行われる、ことを特徴とする漏電検出装置。
3. 請求項１に記載の漏電検出装置において、
   前記情報への変換は、所定の演算式に基づいて行われる、ことを特徴とする漏電検出装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の漏電検出装置において、
   前記交流信号生成手段で生成される前記交流信号は、矩形波、三角波、鋸波、または正弦波である、ことを特徴とする漏電検出装置。

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