JP5702722B2 - デュアルモード・ミキサ - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ・ネットワークを備える半二重レトロディレクティブ（レトロ指向性）・システムの送信／受信フロントエンドの異なる周波数の信号のミキサに関する。本発明は、無線通信システムのＧＷＴ（ギガビット・ワイヤレス技術）技術における無線送信に関するプロジェクトの範囲で理解される。

レトロディレクティブ・システムでは、アンテナ・ネットワークで任意の方向から信号を受信した後に、当該信号の到来角度についての推測的なな情報がなくても、同じ方向に自動的にレスポンスを送信することができる。また、半二重システムでは、双方向チャンネル上の情報を１つの方向に同時に送信することができる。

非特許文献１によれば、ワイヤレス通信システムのレトロディレクティブ・アンテナ・システムが知られている。非特許文献１には、「ヴァン・アッタ（Van Atta）」ネットワークのような受動ネットワークが記載されている。同ネットワークを図１に示す。同ネットワークは、等しい長さの送信ラインによって相互接続されたＲ１〜ＲＮ放射素子のリニア・ネットワークにより構成されている。相対位相φｒの入力信号Ｓｉは、反対の相対位相φｒの出力で再送信される。従って、出力信号Ｓｒは、図１に示すように、逆反射されることとなる。入力および出力信号の平面Ｐは、信号の伝播方向に対して垂直に示される。

図２に示すネットワークのような他のネットワークは、ヘテロダイン式ミキサを使用する。ヘテロダイン式ミキサを使用するネットワークでは、Ｒ１〜ＲＮ放射素子に接続されたＭ１〜ＭＮミキサのそれぞれが、周波数Ｆ−ＯＬが入力ＲＦ信号の周波数Ｆ−ＲＦの２倍であるローカル発振器ＯＬと結合される。従って、周波数Ｆ−ＯＬおよびＦ−ＲＦの２つの信号の混合は、ＲＦ入力信号と同じ周波数で共役位相を有する出力信号を与える。周波数変換機能を担保するために、ミキサは、これらのネットワークの送信器および受信器の必須コンポーネントである。

非特許文献２によれば、いくつかのミキサを用いた半二重レトロディレクティブ・システムのフロントエンド送信／受信回路のアーキテクチャが知られている。そのような基本的な無線通信システムの半二重回路のアーキテクチャ、例えば、ＩＥＥＥ．８０２．１１ａ／ｂ／ｇ規格に準拠するＷｉＦｉシステムが図３に示されている。

この種の回路の動作原理は、図３を参照すると、以下のとおりである。即ち、この回路の受信モードＲｘでは、周波数Ｆ−ＲＦの入力信号、例えば、放射エレメントＲ１の１つが受信した５．２４ＧＨｚの信号は、増幅器Ａ１で増幅され、ハイブリッド結合器（ラットーレス結合器）の入力Σに供給される。結合器の出力信号Ｓ１およびＳ２は、濾波されミキサＭ１およびＭ２のパスＲＦへ供給されて、互いに直接混合されるか、またはディレイ・ラインＬを用いてローカル発振器ＯＬからの、入力信号Ｆ−ＲＦのほぼ半分、例えば２．６２５ＧＨｚである周波数ＦＯＬ-Ｒの信号と混合される。ミキサは、ここではサブハーモニック・モードと呼ばれるモードで作動し、周波数ＦＯＬ−ＲとＦ−ＲＦとが混合されてゼロまたはベースバンドに近い中間周波数ＦＩとなり、信号はこの周波数のベースバンドでパスＩ／Ｑに伝送される。ディレイ・ラインにより加えられる遅延は、受信周波数ＦＯＬ−Ｒで４５°である。従って、サブハーモニック・モードのミキサでは、ミキサからの出力の周波数ＦＩの信号は直角位相であり、ゆえに関連する標準復調スキーマが適用可能になるものである。

この回路の送信モードでは、レトロディレクティビティが保証されなければならず、これを行うために、先に説明し図２に示したように、ローカル発振器ＯＬの周波数ＦＯＬ−Ｔは、信号ＲＦの周波数Ｆ−ＲＦの約２倍、例えば１０．５ＧＨｚが使用されなければならない。そして、ミキサＭ１およびＭ２は、標準的なヘテロダイン・モードで作動する。周波数ＦＯＬ−Ｔで、ローカル発振器ＯＬの２つのパスの位相差は１８０°となり、２つのミキサから、フィルタＢＰＦ１およびＢＰＦ２の中継を介してハイブリッド結合器へ供給される信号は、出力Δで混合される。この出力Δに伝送された信号は、入力Σで受信した信号の位相共役である。

それらは、増幅器Ａ２で増幅され、放射素子Ｒ２で再送信される。さらに、送信される信号は、送信すべきデータをＩ／Ｑパス上に導入することにより、その技術分野で知られている方法によりベースバンドで変調され得る。

ミキサと連携する濾波装置は、最適な機能を確保するために、信号を相互に分離できるようにするものである。従って、パスＲＦ上のバンドパス・フィルタＢＰＦ１およびＢＰＦ２は、有益な帯域を通過させるとともに、周波数Ｆ−ＦＩ並びに発振器の２つの周波数ＦＯＬ−ＲおよびＦＯＬ−Ｔを遮断する。Ｉ／Ｑパスのローパス・フィルタＬＰＦ３およびＬＰＦ４は、ベースバンドにカットオフ周波数を有し、従って、帯域ＲＦ並びに２つの周波数ＦＯＬ−ＲおよびＦＯＬ−Ｔを遮断する。

さらに、ローカル発振器ＯＬの信号のＯＬパスのフィルタＦ５およびＦ６は、周波数Ｆ−ＦＩを遮断するハイパス・フィルタおよび周波数Ｆ−ＲＦを遮断する遮断フィルタの組み合わせからなる。

従って、上述のアーキテクチャは、送信における単純なハーモニック・モードと受信におけるサブハーモニック・モードの２つのモードによるミキサ機能の使用を含むものである。

上述のミキサは、ＡｓＧａ技術の単純なＦＥＴトランジスタを有する。

しかしながら、これらのミキサ固有の性能では不十分である。例えば、変換ロスについては、受信における変換ゲインが７ｄＢであり、増幅器ゲインが２０ｄＢであることを考慮すると、およそ１３ｄＢである。従って、増幅器ゲインにより補償されなければならないこれらの高い変換ロスは、レトロディレクティブ・システムのエネルギー・バランスに重要な影響を及ぼす。試作品では、送信／受信パスＴＸ／ＲＸ当たり１６０ｍＷ、または図４に示したような回路１〜４の４回路のネットワークに対しては６４０ｍＷの電力消費を示す。図３により規定される各回路は、増幅器Ａ１およびＡ２、結合器、ミキサＭ１およびＭ２、遅延ラインＬおよびフィルタ並びに上述の機能を有する。

利用可能な他のミキサの構造としては、逆平行ダイオードのペアを使用するものがあり、非特許文献３において提案されている。同じく、非特許文献４にも、受信モードでの逆平行ダイオードのペアによるサブハーモニック・ミキサの実施例が記載されている。図５ｂは、受信モードにおけるこの種の構成を示している。頭尾接続で組み込まれた２つのダイオードＤ１およびＤ２は、一方の側は接地され、他方の側は、送信／受信信号パスＲＦおよびＦＩ並びにローカル発振器ＯＬからの信号に接続されている。送信に使用される単純なミキサまたはハーモニックは、図５ａに図示すように、平行またはシャント型のトポロジーを有する。これらの単純なミキサが通常使用される。ダイオードＤ３のカソードは、接地されているのに対して、アノードは、信号ＲＦ、ＯＬおよびＦＩの送信または受信のためのパスＲＦ、ＯＬおよびＦＩの共通のアクセス・ポイントに接続されている。

非特許文献４は、送信モードのミキサおよび受信モードのミキサを提案するものであるが、簡単には周波数の分離を行うことができないデュアルモード・ミキサを提案するものではない。

Ｄｙｌａｎ Ｊｏｒｇｅｎｓｅｎ， "Ｒｅｔｒｏｄｉｒｅｃｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ"， ＣＮＳＲ， ２００３ Ｒｙａｎ Ｙ． Ｍｉｙａｍｏｔｏ， "Ｄｉｇｉｔａｌ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｎｓｏｒ Ｓｅｒｖｅｒ Ｕｓｉｎｇ ａｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｍａｒｔ−Ａｎｔｅｎｎａ／Ｒｅｔｒｏｄｉｒｅｃｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＶＯＬ． ５２， Ｎｏ． ５， ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ ２００３， １１８１ Ｔｈｏｒｓｔｅｎ Ｂｒａｂｅｔｚ， "Ｂａｌａｎｃｅｄ ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ ｍｉｘｅｒｓ ｆｏｒ ｒｅｔｒｏｄｉｒｅｃｔｉｖｅ ａｒｒａｙ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ" Ｐｅｔｅｒ Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ， "Ｍｅｔｈｏｄｅ ｄｅ ｃｏｎｃｅｐｔｉｏｎ ｄｅｓ ｍｅｌａｎｇｅｕｒｓ ｍｉｌｌｉｍｅｔｒｉｑｕｅｓ （Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｍｉｌｌｉｍｅｔｒｉｃ ｍｉｘｅｒｓ）"， Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｅ ｄｅ Ｌｉｍｏｇｅｓ

従って、本発明は、性能の優れたデュアルモード・ミキサを提案する。

本発明は、逆平行式で組み込まれた１組のダイオードにより形成されるダイオードのネットワークを有する異なる周波数の信号のミキサと、接地されたダイオードの第１のリンク・ポイントと、送信／受信信号パスのポートおよびローカル発振器ＯＬパスのポートに異なる周波数で接続された第２のリンク・ポイントＢとを有する。

本発明のミキサは、ダイオード・ネットワークの接地された第１のリンク・ポイントとダイオード・ネットワークのダイオードの１つのアノードとの間に直列に接続されたデュアルモード用インピーダンス・マッチング・ネットワークを有し、濾波ネットワークが、第２のリンク・ポイントと、送信／受信パスおよびローカル発振器パスのポートのそれぞれとの間に接続される。

優先的に、インピーダンス・マッチング・ネットワークは、送信モードの第１の開回路状態および受信モードの第２の短絡状態を実現する手段を有する。一実施形態では、インピーダンス・マッチング・ネットワークは、短絡状態に相当する受信信号Ｆ−ＲＦの周波数、受信Ｆ−ＯＬＲのローカル発振器ＯＬの信号の周波数および中間信号Ｆ−ＦＩの送信周波数、並びに開回路状態に相当する送信Ｆ−ＯＬＴのローカル発振器ＯＬの周波数のインピーダンスのネットワークを有する。本発明の変形例によれば、インピーダンス・ネットワークは、短絡の送信周波数Ｆ−ＲＦの第１の８分の１波長ラインＴＬ１と、第２の４分の１波長ラインＴＬ２と、開回路の当該送信周波数Ｆ−ＲＦの第３の２分の１波長ラインＴＬ３とを有し、これらの第１、第２および第３のラインは、それぞれ５０オームの固有のインピーダンス値を有し、かつ共通のポートに接続されている。一実施形態において、ミキサの異なるパス間の分離用の濾波ネットワークは、パスＲＦのポートに接続され、中間信号Ｆ−ＦＩの送信周波数並びにローカル発振器の周波数Ｆ−ＯＬＲおよびＦ−ＯＬＴに対する開回路を有するフィルタＲＦと、パスＯＬのポートに接続され、送信／受信周波数Ｆ−ＦＩおよびＦ−ＲＦに対する開回路を有するフィルタＯＬと、パスＦＩのポートに接続され、受信周波数Ｆ−ＲＦ並びにローカル発振器の周波数Ｆ−ＯＬＲおよびＦ−ＯＬＴに対する開回路を有するフィルタＦＩとを有し、それぞれのフィルタは、それらの公称動作周波数に適合している。

本発明のミキサは、どの動作モードでも変換ロスがほとんど同じでいずれも小さい。ショットキー・ダイオードを利用する趣旨は、低コスト化すること、および動作モードの選択を自動設定可能なインピーダンス・マッチング・ネットワークとすることにより電力消費を低減化することである。

上述のおよびその他の本発明の特徴および効果は、以下の説明及び添付の図面を参照することにより、より明確になるであろう。

図１は、記述のとおり、先行技術による受動レトロディレクティブ・ネットワークを示している。 図２は、記述のとおり、先行技術によるヘテロダイン・レトロディレクティブ・ネットワークを示している。 図３は、記述のとおり、先行技術による半二重レトロディレクティブ・システムのフロントエンド送信／受信回路のアーキテクチャを示している。 図４は、記述のとおり、先行技術による４回路の半二重レトロディレクティブ・システムを示している。 図５ａおよび５ｂは、記述のとおり、先行技術で知られている図４のレトロディレクティブ・システムのミキサのダイオード・ネットワークを示している。 図６は、本発明のデュアルモード・ミキサのインピーダンス・マッチング・ネットワークを有するダイオード・ネットワークの概要を示している。 図７は、本発明のデュアルモード・ミキサの概要を示している。 図８は、本発明のミキサのインピーダンス・マッチング・ネットワークを示している。 図９ａ、９ｂおよび９ｃは、それぞれ本発明のデュアルモード・ミキサの濾波ネットワークＲＦ、ＯＬおよびＦＩを示している。

これらの図においては、説明を容易にするために、同一の機能を実現する構成要素には同一の参照番号を用いて指定した。

図６に示すように、本発明はデュアルモード・ミキサに関連し、シャント型アセンブリの１組の逆平行ダイオードＤ１およびＤ２により形成されるダイオード・ネットワークを使用して、送信状態（ハーモニック・モード）および受信状態（サブハーモニック・モード）における最適な周波数混合を実現するものである。

本発明のサブハーモニック・ミキサの機能は、図５ｂに示すようなヘッドトゥーテール（逆平行）で配置された２つのダイオードＤ１およびＤ２のトポロジーによって実行可能となる。一方のダイオードＤ１のアノードと他方のダイオードＤ２のカソードは接地されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードは、信号ＲＦ、ＯＬおよびＦＩの送信または受信用のパスＲＦ、ＯＬおよびＦＩの共通のアクセス・ポイントに接続されている。一方のダイオードＤ１は、送信または受信のうちの選択された動作モードの１つに従ってそれ自体を構成することが可能な受動的インピーダンス・マッチング・ネットワークＲＡを介して接地されている。他方のダイオードＤ２は、それ自身のカソードにより直接接地されている。さらに、この回路は、デュアルモード機能の特定の負荷条件を可能にする。

このモードでは、インピーダンス・マッチング回路、および信号ＲＦ、ＯＬおよびＦＩの送信または受信用のパスＲＦ、ＯＬおよびＦＩに接続したミキサの異なるアクセスＲＦ、ＯＬおよびＦＩ間の正しい分離を実現するために、濾波ネットワークＲＦ、ＯＬおよびＦＩが、アクセス・ポイントＢで、動作中の周波数に従ってダイオードに対して適切な負荷を与える。

このようなミキサは、通常ショットキー・ダイオードを利用して設計される。実際に、これらは非常にコストが低く、かつ、変換ロスを相対的に低くして（６〜８ｄＢ）、非常に低いローカル発振器ＯＬの電力消費（２〜７ｄＢｍ）を達成することができる。従って、本発明の思想は、図７に示すように、逆平行ダイオードのトポロジーからデュアルモード・ミキサを設計することである。図６に示すように、インピーダンス・マッチング・ネットワークＲＡをダイオードのうちの１つに追加することにより、装置が送信モードの場合、開回路（ＣＯ）が、当該ネットワークとダイオードのうちの１つのアノードとの間の接続ポイントＡに復帰する。装置が受信モードの場合、短絡（ＣＣ）がポイントＡに復帰する。図８は、この種のインピーダンス・マッチング・ネットワークを示している。

従って、デュアルモード・ミキサの保証されるべき最適な機能を実現するこのインピーダンス・マッチング・ネットワークＲＡは、動作中の周波数に従ってインピーダンスを適合させなければならない。つまり、当該ネットワークは、周波数ＲＦ、受信周波数ＯＬおよび周波数ＦＩでは短絡を復帰させ、送信周波数ＯＬでは開回路を復帰させなければならない。

例えば、以下のような周波数５ＧＨｚのＷＩＦＩ帯域を例に挙げる。
・受信周波数Ｆ−ＲＸ＝５．２４ＧＨｚ
・中間周波数Ｆ−ＦＩ＝１０ＭＨｚ
・すなわち、ローカル発振器ＯＬの受信周波数ＦＯＬ−３０ Ｒ＝２．６２５ＧＨｚ
・送信周波数Ｆ−ＴＸ＝５．２６ＧＨｚ
・すなわち、ローカル発振器ＯＬの送信周波数ＦＯＬＴ＝１０．５ＧＨｚ

従って、デュアルモード・ミキサの保証されるべき最適な機能を実現するインピーダンス・マッチング・ネットワークＲＡは、動作中の周波数に従ってインピーダンスを適合させなければならない。
・ＲＦ周波数約５．２５ＧＨｚでの短絡
・受信周波数ＯＬ２．６２５ＧＨｚでの短絡
・送信周波数ＯＬ１０．５ＧＨｚでの開回路
・周波数ＦＩ１０ＭＨｚでの短絡

図８では、以下のインピーダンス・マッチング・ネットワークＲＡが提案されている。すなわち、３本の理想ラインからなり、それぞれ各の特性インピーダンス値が５０オームであり、図７のポイントＡであるところの共通ポートＰ１に接続されている。
・短絡のＡ１ラインＴＬ１、周波数ＲＦ５．２５ＧＨｚで電気長ほぼλ／８（λは波長）、
・開回路のＡ２ラインＴＬ２、同じ周波数で電気長λ／４
・開回路のＡ３ラインＴＬ３、同じ周波数で電気長λ／２

このネットワークは、先に定義した動作モードにより負荷条件を満たすことができる。
・５．２５ＧＨｚのポイントＡの短絡は、ラインＴＬ２によって得られる。実際に、４分の１波長ラインがインピーダンス・インバーターであるということは当業者に周知であり、従って、ここでのラインＴＬ２の終端の開回路は、その入力における短絡を復帰させる。
・２．６２５ＧＨｚの短絡は、ラインＴＬ３によって得られる。実際に、このラインは、５．２５ＧＨｚの半分の周波数である当該２．６２５ＧＨｚの周波数で４分の１波長に等しい電気長を有し、従って、その終端の開回路もまた、その入力における開回路を復帰させる。
・１０．５ＧＨｚの開回路は、３本のラインにより実現される：
− ＴＬ１は、この周波数の４分の１波長ラインであり（５．２５ＧＨｚの２倍の周波数）、従って、その終端のＣＣはその入力での開回路に変わる。
− ＴＬ２は、同じ周波数で２分の１波長ラインであり、従って、その終端の開回路３０はその入力に復帰する。
− １０．５ＧＨｚのＴＬ３は、波長と等しい長さを有し、その終端の開回路もまたその入力に復帰する。
・１０ＭＨｚの短絡は、接地されており、１０ＭＨｚの波長３５に対して物理長が無視できるラインＴＬ１によって問題なく確保される。

濾波ネットワークＲＦ，ＯＬおよびＦＩの例が、図９ａ〜９ｃに示されている。理想的には、濾波ネットワークＲＦ（図９ａ）は、周波数ＲＦでダイオード・レベルで良好なインピーダンスを有しており、かつ周波数ＦＩ、ＦＯＬ−ＲおよびＦＯＬ−Ｔで開回路でなければならない。濾波ネットワークＯＬ（図９ｂ）は、周波数ＯＬ、ＦＯＬ−ＲおよびＦＯＬ−Ｔでダイオード・レベルで良好なインピーダンスを有しており、かつ周波数ＦＩおよびＲＦに対して開回路でなければならない。濾波ネットワークＦＩ（図９ｃ）は、周波数ＦＩでダイオード・レベルで良好なインピーダンスを有しており、かつ送信および受信周波数ＲＦおよびＯＬに対して開回路でなければならない。

図９ａに示した濾波ネットワークＲＦは、ポートＰ２およびＰ３の間にカスケードに接続された、以下のものから構成される。
・中心約５．２５ＧＨｚであり、ＦＩ、ＦＯＬ−ＲおよびＦＯＬ−Ｔ帯域からＲＦ帯域を分離する役割を有する、約４つの理想的なバンドパス・フィルタＢＰＦ１。
・周波数ＦＯ−ＬＲおよびＦＯＬ−Ｔのフィルタ・アクセスで要求される開回路を具備するために信号を位相シフトする役割の理想的な送信ラインＴＬ１０。このラインの長さは、性能を最適化するためにミキサの完全なシミュレーションの間に調整されるようになっている点に注意すべきである。
・周波数ＦＩのダイオードに対してアクセス・ポイントで要求される開回路を具備する役割の直列コンデンサＣ１。この濾波ネットワークのそれぞれの構成の値は、例えば、次のように提案される。
− フィルタＢＰＦ１：チェビシェフ・フィルタ、Ｎ＝４、中心５．２５ＧＨｚ、バンド幅１．５ＧＨｚ
− ＴＬ１０：Ｚ＝５０オーム、Ｅ＝１４８°（調整される位相） Ｆ＝５．２５ＧＨｚ
− Ｃ１＝５ｐＦ

先に挙げた要求に対して応答することのできる濾波ネットワークＯＬは、図９ｂに示され、ポートＰ４およびＰ５の間にカスケードに接続された、以下のものから構成される。
・周波数ＲＦ（５．２５ＧＨｚ）で開回路であり、従ってその入力において短絡を復帰してポートＰ４とＰ５の間の信号ＲＦをカットする、４分の１波長ラインＴＬ１２
・周波数ＲＦで、要求によりポートＰ４へ先の短絡から開回路を復帰させることの可能な４分の１波長直列ラインＴＬ１１
・ポートＰ４に関して、周波数ＦＩで開回路を具備することの可能な直列コンデンサＣ２。この濾波ネットワークのそれぞれの構成の値は、例えば、次のように提案される。
− ＴＬ１２：Ｚ＝１００オーム、Ｅ＝９０° Ｆ＝５．２５ＧＨｚ
− ＴＬ１１：Ｚ＝５０オーム、Ｅ＝９０° Ｆ＝５．２５ＧＨｚ
− Ｃ２＝５ｐＦ

図９ｃは、濾波ネットワークＦＩが、ポートＰ６とＰ７との間にあるＬ１とＣ３の約２つの単純なローパス・フィルタＬＣであることを示す。この濾波ネットワークのそれぞれの構成の値は、例えば、Ｌ１＝４４ｎＨ、Ｃ３＝３ｐＦと提案される。

図９ａ、９ｂおよび９ｃで説明した濾波ネットワークのそれぞれのポートＰ３、Ｐ４およびＰ６は、逆平行ダイオードのリンク・ポイントＢに接続している。シミュレーションは、仮の装置で業務用のダイオードを用いて行った。これは例えば、ＭＡＣＯＭ−ＭＡ４Ｅ２０５４型のダイオードとすることができる。
変換ロスは相対的に低く、約７〜８ｄＢであり、ロスはあるモードと別のモードとでほぼ一定であり、最小の変換ロスを達成するローカル発振器ＯＬの出力レベルは相対的に低く、１〜３ｄＢｍの間である。

Claims (3)

1. 送信モードと受信モードとに対応する複数の異なる周波数の信号を混合するミキサであって、
   接地電位と、複数の信号パスの共通アクセス・ポイント（Ｂ）に接続されたダイオードのリンク・ポイントとの間に、逆平行に配置された１組のダイオードと、
   送信モードと受信モードとにおけるデュアルモードの使用のために、前記１組のダイオードの内の第１のダイオードに直列に、前記第１のダイオードのアノードと接地電位との間に接続されたインピーダンス・マッチング・ネットワーク（ＲＡ）とを有しており、該インピーダンス・マッチング・ネットワークは、送信モードでは開回路状態で動作し、かつ受信モードでは短絡回路状態で動作するように構成されている、前記ミキサ。
2. 前記受信モードにおいて、信号が、受信周波数（Ｆ−ＲＦ）で受信され、ローカル発振器からのローカル発振器の受信周波数（Ｆ−ＯＬＲ）の信号と混合されて中間周波数（Ｆ−ＦＩ）で送信され、
   前記送信モードにおいて、信号が、中間周波数（Ｆ−ＦＩ）で受信され、ローカル発振器からのローカル発振器の送信周波数（Ｆ−ＯＬＴ）の信号と混合されて送信周波数（Ｆ−ＴＦ）で送信され、
   前記インピーダンス・マッチング・ネットワーク（ＲＡ）は、短絡回路状態が、前記受信周波数（Ｆ−ＲＦ）と、前記ローカル発振器の受信周波数（Ｆ−ＯＬＲ）と、前記中間周波数（Ｆ−ＦＩ）とにおいて達成され、かつ、開回路状態が、前記ローカル発振器の送信周波数（Ｆ−ＯＬＴ）において達成されるようになっているインピーダンスのネットワークを有することを特徴とする、請求項１に記載のミキサ。
3. 前記インピーダンス・マッチング・ネットワークは、前記短絡回路状態において５．２５ＧＨｚのＲＦ周波数で８分の１波長の電気長を有する第１のラインと、前記開回路状態において５．２５ＧＨｚの前記ＲＦ周波数で４分の１波長の電気長を有する第２のラインと、前記開回路状態において５．２５ＧＨｚの前記ＲＦ周波数で２分の１波長の電気長を有する第３のラインとを有し、前記第１、第２および第３のラインは、それぞれ５０オームの固有のインピーダンス値を有し、かつ共通のポートに接続されていることを特徴とする、請求項２に記載のミキサ。
   

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