KR20110067095A - 이중-모드 혼합기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 상이한 주파수에서 신호를 혼합하기 위한 혼합기에 관한 것이고, 이 혼합기는 반-병렬 방식으로 탑재된 다이오드의 쌍에 의해 형성된 다이오드의 네트워크를 포함하는데, 이 다이오드의 제 1 연결 점(C)은 그라운드에 연결되고, 제 2 연결 점(B)은 상이한 주파수에서 송신/수신 신호 경로의 포트에, 및 국부 발진기의 포트에 연결된다. 이중-모드 사용을 위한 임피던스 매칭 네트워크(RA)는 그라운드에 연결되는 제 1 연결 점(C)과, 다이오드 네트워크의 다이오드들 중 하나의 양극 사이의 다이오드 네트워크에서 직렬로 연결된다. 필터링 네트워크는 제 2 연결 점(B)과, 송신/수신 경로 및 국부 발진기 경로의 각 포트 사이에 연결된다.

Description

이중-모드 혼합기{DUAL-MODE MIXER}

본 발명은 안테나의 네트워크를 포함하는 반-이중 역지향성(retrodirective) 시스템의 송신/수신 프론트-엔드(front-end)를 위한 상이한 주파수에서, 신호의 혼합기에 관한 것이다.

본 발명은 무선-통신 시스템에서 GWT(Gigabit-Wireless-Technology) 기술에서의 무선 송신에 관련된 프로젝트의 범주 내로 이해된다.

역지향성 시스템은 안테나의 네트워크 상에 주어진 방향으로부터 신호를 수신한 이후에, 신호 도착의 각도에 대한 선험적인 지식 없이도, 동일한 방향으로 응답을 자동으로 송신할 수 있다. 반-이중 시스템은 양-방향 채널 상에서 정보를 한 번에 하나의 방향으로 송신할 수 있다.

무선 통신 시스템에 대한 역지향성 안테나 시스템은 딜란 조겐슨(Dylan Jorgensen)의 논문 "Retrodirective antenna systems for wireless communications(CNSR 2003)"로부터 알려져 있다. 이러한 논문은 "Van Atta"의 네트워크와 같은 수동 네트워크를 서술한다. 이러한 네트워크는 도 1에 도시된다. 이 네트워크는 동일한 길이의 송신 라인에 의해 상호 연결되는, R1 내지 RN의 방사 요소의 선형 네트워크를 사용하여 구축된다. 관련된 위상(φr)을 갖는 인입 신호(Si)는 반대의 관련된 위상(φr)을 갖는 출력으로 재송신될 것이다. 그러므로, 출력 신호(Sr)는 도 1에 도시되는 바와 같이 역-반사될 것이다. 인입, 그리고 출력 신호의 평면도(P)는 신호의 전파 방향에 수직으로 나타난다.

다른 네트워크는 도 2에 도시되는 네트워크와 같이 헤테로다인(heterodyne) 혼합기를 사용한다. 헤테로다인 혼합기를 사용하는 네트워크에서, M1 내지 MN의 혼합기 각각은 R1 내지 RN 방사 요소에 연결되고, 국부 발진기(OL)에 연관되는데, 이 국부 발진기에 대한 주파수(F-OL)는 인입 RF 신호의 주파수(F-RF)의 두 배이다. 따라서, 주파수(F-OL 및 F-RF)에서 2개의 신호의 혼합은 RF 인입 신호와 동일한 주파수로, 하지만 컨주게이팅된(conjugated) 위상으로 출력 신호를 제공한다.

주파수 변환 기능을 보장하기 때문에, 혼합기는 송신기 및 수신기의 이들 네트워크의 필수 구성요소이다.

드 리안 Y. 미야모토(de Ryan Y. Miyamoto)의 논문 "Digital Wireless Sensor Server Using an Adaptive Smart-Antenna/Retrodirective Array" - IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL. 52, No. 5(2003년 9월)로부터, 수 개의 혼합기를 사용하는 반-이중 역지향성 시스템의 프론트-엔드 송신/수신 회로의 아키텍처가 알려졌다. 예를 들어, IEEE.802.11a/b/g 표준을 따르는 Wifi 시스템과 같은, 이러한 무선-통신 시스템의 기본적인 반-이중 회로의 아키텍처는 도 3에 도시된다.

도 3을 참조로, 이러한 회로의 동작 원리는 다음과 같다:

이 회로의 수신 모드(Rx)에서, 예를 들어, 방사 요소(R1) 중 하나에 의해 수신된 5.24GHz의 주파수(F-RF)의 인입 신호는 증폭기(A1)에 의해 증폭되고, 하이브리드 커플러(Rat-race 커플러)의 입력(Σ)에 인가된다. 커플러의 출력 신호(S1, S2)는 필터링 되어, 혼합기(M1, M2)의 경로 RF에 적용되고, 인입 신호의 F-RF의 반에 거의 동일하거나, 또는 예를 들어, 2,625GHz의 주파수(FOL-R)의 국부 발진기(OL)로부터 신호와 직접 또는, 지연 라인(L)을 통해 혼합된다. 혼합기는 본 명세서에서 저조파 모드라 불리는 모드로 동작하여, 주파수(FOL-R 및 F-RF)의 혼합의 결과는 0 또는 기저 대역에 근접한 중간 주파수(FI)를 제공하거나, 신호는 이 주파수의 기저 대역에서의 경로(I/Q) 상에 송신된다. 지연 라인에 의해 추가된 지연은 수신 주파수(FOL-R)의 45°이다. 그러므로, 혼합기는 저조파 모드이고, 혼합기로부터의 출력에서 주파수(FI)의 신호는 직각 위상이므로, 연관된 표준 복조 방식이 적용되는 것을 가능케 한다.

이러한 회로의 송신 모드에서, 역지향성이 보장되어야 한다. 이를 보장하기 위하여, 그리고 도 2에서 이전에 설명되고 서술된 바와 같이, 신호 RF의 이러한 F-RF에 거의 2배인 국부 발진기(OL)의 주파수(FOL-T) 예를 들어, 10.5GHz는 반드시 사용되어야 한다. 그런 후에, 혼합기(M1, M2)는 표준 헤테로다인 모드로 동작한다. 주파수(FOL-T)에서, 국부 발진기(OL)의 2개의 경로 사이의 위상 차는 180°이고, 2개의 혼합기로부터, 및 필터(BPF1 및 BPF2)의 중간을 통하여 하이브리드 커플러에 가해지는 신호는 출력(△)에서 결합된다. 이러한 출력(△)에 송신된 신호는 입력(Σ)에서 수신된 신호와 컨쥬게이션(conjugation)이다.

그런 후에, 이 신호는 증폭기(A2)에 의해 증폭되고, 방사 요소(R2)에 의해 재송신된다. 게다가, 송신된 신호는 전달될 데이터를 기저 대역에서 I/Q 경로 상에 삽입함으로써 당업계에 알려진 방식으로 변조될 수 있다.

혼합기와 연관된 필터링 디바이스에 대하여, 이 디바이스는 신호를 서로 분리시키는 것을 가능케 하는데, 이는 최적의 기능을 보장하기 위함이다. 그러므로, 경로(RF) 상에서 대역-통과 필터(BPF1, BPF2)는 유용한 대역을 통과하도록 하고, 주파수(F-FI)와, 발진기의 2개의 주파수(FOL-R 및 FOL_T)를 제거한다. I/Q 경로 상에서 저역 통과 필터(LPF3, LPF4)는 기저 대역에서 컷-오프(cut-off) 주파수를 갖기에, 대역(RF)과 2개의 주파수(FOL-R 및 FOL-T)를 제거한다.

국부 발진기(OL)의 신호의 OL 경로 상에서 필터(F5 및 F6)에 덧붙여, 주파수(F-FI)를 제거하기 위한 고역-통과 필터와, 주파수(F-RF)를 제거하기 위한 제파기(rejector) 필터의 조합이 있다.

따라서, 이전에 서술된 아키텍처는 2개의 모드: 송신 중 간단한 고조파 모드, 및 수신 중 저조파 모드에 따라, 동작하는 혼합기의 사용을 수반한다.

위에 서술된 혼합기는 AsGa 기술에서 간단한 FET 트랜지스터를 포함한다.

하지만, 이들 혼합기의 고유 성능은 부족하다. 예를 들어 변환 손실에 대해, 수신 중 7dB의 변환 이득, 20dB의 증폭 이득을 고려하면, 변환 손실은 대략 13dB이다. 그러므로, 증폭기 이득에 의해 보상되어야 할 이들 고 변환 손실은 역지향성 시스템의 에너지 밸런스에 상당한 영향을 미친다. 프로토타입(prototype)은 송신/수신 경로(TX/RX) 당 160mW 또는, 4개의 회로{도 4에 도시되는 회로(1 내지 4)}의 회로에 대한 640mW의 전력 소비를 도시한다. 증폭기(A1 및 A2), 커플러, 혼합기(M1, M2), 지연 라인(L) 및 필터를 포함하는 도 3에 따라 한정된 각 회로는 이전에 서술된 바와 같이 동작한다.

사용될 수 있는 다른 혼합기 구조는 반-병렬 구성에서의 다이오드의 쌍을 사용하는데 있고, 이는 토스턴 브래벳(Thorsten Brabetz)의 논문 "Balanced subharmonic mixers for retrodirective array application"에서 제안된다. 마찬가지로, 명칭이 "Methode de conception des melangeurs millimetriques(Universite de Limoges)"인 피터 버터워스(Peter Butterworth)의 논문 또한, 수신 모드에서 반-병렬 다이오드의 쌍으로부터 저조파 혼합기의 실시예를 서술한다. 도 5b는 이러한 수신 모드로의 구성을 도시한다. 헤드와 꼬리가 연결되어 탑재된 2개의 다이오드(D1, D2)는 한 측이 그라운드로, 다른 측이 송신/수신 신호 경로(RF 및 RI) 및, 국부 발진기(OL)로부터의 신호에 연결된다. 송신 중에 사용되는 간단한 혼합기 또는 고조파는 도 5a에 도면으로 도시되는 바와 같이, 병렬 또는 분로 타입 토폴로지를 갖는다. 이들 간단한 혼합기가 흔히 사용된다. 양극이 신호(RF, OL 및 FI)의 송신 또는 수신을 위한 경로(RF, OL 및 FI)의 공통 액세스 포인트에 연결되는 반면에, 다이오드(D3)의 음극은 그라운드에 연결된다.

이 논문이 송신 모드에서의 혼합기와, 수신 모드에서의 혼합기를 제안하지만, 이 논문은, 주파수의 분리가 간단히 수행될 수 없기에 이중-모드 혼합기를 제안하지 못한다.

따라서, 본 발명은 충분한 수준의 성능을 갖는 이중-모드 혼합기를 제안한다.

본 발명은 상이한 주파수에서의 신호의 혼합기이고, 이 신호의 혼합기는, 반-병렬 방식으로 탑재된 다이오드의 쌍에 의해 형성된 다이오드의 네트워크를 포함하는데, 다이오드의 제 1 연결 점은 그라운드에 연결되고, 제 2 연결 점(B)은 송신/수신 신호 경로의 포트, 및 상이한 주파수로 국부 발진기(OL) 경로의 포트에 연결된다.

본 발명에 따른 혼합기는 그라운드에 연결되는 제 1 연결 점과, 다이오드 네트워크의 다이오드 중 하나의 양극 사이의 다이오드 네트워크에서, 직렬로 연결되는 이중-모드 사용을 위한 임피던스 매칭 네트워크를 포함하고, 필터링 네트워크는 제 2 연결 점과, 송신/수신 경로 및, 국부 발진기 경로의 각 포트 사이에 연결된다.

바람직하게, 임피던스 매칭 네트워크는 송신 모드에서의 제 1 개방 회로(open circuit) 상태, 수신 모드에서의 제 2 단락 회로 상태를 구현하기 위한 수단을 포함한다. 일 실시예에서, 임피던스 매칭 네트워크는 임피던스의 네트워크를 포함하여, 수신 신호의 주파수(F-RF), 수신의 국부 발진기(OL)의 신호의 주파수(F-OLR)에서, 및 중간 신호의 송신의 주파수(F-FI)에서 단락 회로 상태에 대응하고, 송신의 국부 발진기(OL)의 주파수(F-OLT)에서 개방 회로 상태에 대응하게 된다. 본 발명의 변형에 따라, 임피던스 네트워크는 단락 회로에서 송신 주파수에서의 제 1 ⅛ 파장 라인(TL1), 개방 회로에서 송신 주파수(F-RF)에서의 제 2 ¼ 파장 라인(TL2) 및 제 3 반-파장 라인(TL3)을 포함하고, 이들 제 1, 제 2, 제 3 라인 각각은 50Ω의 특징 임피던스 값을 갖고, 공통 포트에 연결된다. 일 실시예에서, 혼합기의 상이한 경로 사이의 차단을 위한 필터링 네트워크는, 경로(RF)의 포트에 연결되는 필터(RF)로서, 국부 발진기의 주파수(F-OLR 및 F-OLT) 뿐만이 아니라, 중간 신호의 송신 주파수(F-FI)로의 개방 회로를 갖는, 필터(RF), 경로(OL)의 포트에 연결되는 필터(OL)로서, 송신/수신 주파수(F-FI 및 F-RF)로의 개방 회로를 갖는, 필터(OL) 및 경로(FI)의 포트에 연결되는 필터(FI)로서, 수신 주파수(F-RF)에 및, 국부 발진기의 주파수(F-OLR 및 F-OLT)에 개방 회로를 갖는, 필터(FI)를 포함하고, 이 필터들은 명목상의 동작 주파수에 적응된다.

본 발명에 따른 혼합기는 어떠한 동작 모드라도, 낮고, 거의 동일한 변환 손실을 갖는다. Schottky 다이오드의 사용을 간단히 기초로 하는 개념은 낮은 비용이고, 동작 모드의 선택에 대해 자동으로 구성할 수 있는 임피던스 매칭 네트워크는 연관된 낮은 전력 소비를 가능하게 한다.

전술한 본 발명의 특징 및 장점뿐만이 아니라 다른 특징 및 장점은 첨부 도면을 참조로 다음의 서술을 읽을 시 더 명백해질 것이다.

본 발명은 종래 기술에서의 반-이중 혼합기가 아닌 이중-모드 혼합기를 이용하여 주파수의 분리를 더 원활하게 할 수 있고, 더 효율적인 장점을 갖는다.

도 1은 이미 서술된, 종래 기술에 따른 수동 역지향성 네트워크를 도시하는 도면.
도 2는 이미 서술된, 종래 기술에 따른 헤테로다인 역지향성 네트워크를 도시하는 도면.
도 3은 이미 서술된, 종래 기술에 따른 반-이중 역지향성 시스템의 프론트-엔드 송신/수신 회로의 아키텍처를 도시하는 도면.
도 4는 이미 서술된, 종래 기술에 따른 4개의 회로의 반-이중 역지향성 시스템을 도시하는 도면.
도 5a 및 도 5b는 종래 기술에서 알려진 도 4의 역지향성 시스템의 혼합기에 대한 다이오드의 네트워크를 도시하는 도면.
도 6은 본 발명에 따라 이중-모드 혼합기를 위한 임피던스 매칭 네트워크를 포함하는 다이오드의 네트워크의 개요를 도시하는 도면.
도 7은 본 발명에 따라 이중-모드 혼합기의 개요를 도시하는 도면.
도 8은 본 발명에 따라 혼합기의 임피던스 매칭 네트워크를 도시하는 도면.
도 9a, 도 9b, 및 도 9c는 본 발명에 따라 이중-모드 혼합기의 필터링 네트워크(RF, OL 및 FI)를 개별적으로 도시하는 도면.

서술을 단순화하기 위하여, 동일한 참조는 동일한 기능을 수행하는 요소를 지정하기 위하여, 이들 후자의 도면에서 사용될 것이다.

따라서, 본 발명은 도 6에 도시된 이중-모드 혼합기에 관한 것이고, 본 발명은 분로 타입 조립체에서 반-병렬 다이오드(D1, D2)의 쌍에 의해 형성된 다이오드의 네트워크를 사용하여, 송신(고조파 모드) 및 수신(저조파 모드) 모두에서 주파수의 최적의 혼합을 보장한다.

도 5b에 도시된 바와 같이, 헤드가 꼬리에 연결되어 (반-병렬로) 위치된 다이오드(D1, D2)를 갖는 토폴로지는 본 발명에 따른 저조파 혼합기의 기능을 수행할 수 있다. 다이오드(D1) 중 하나의 다이오드의 양극과, 다른 다이오드(D2)의 음극은 그라운드에 연결된다. 다이오드(D1)의 음극과, 다이오드(D2)의 양극은 신호(RF, OL, 및 FI)의 송신 또는 수신을 위한 경로(RF, OL, 및 FI)의 공통 액세스 포인트에 연결된다. 다이오드(D1) 중 하나의 다이오드는 선택된 동작 모드, 송신 또는 수신 중 하나에 따라 자신을 구성할 수 있는 수동 임피던스 네트워크(RA)를 통해 그라운드에 연결된다. 다른 다이오드(D2)는 이 다이오드의 음극에 의해 그라운드에 직접 연결된다. 게다가, 이러한 회로는 이중-모드 동작을 위해 특정 부하 상태를 가능하게 한다.

이러한 모드의 임피던스 매칭 회로에 대하여, 그리고 신호(RF, OL, 및 FI)의 송신 또는 수신을 위한 경로(RF, OL, 및 FI)에 연결되는 혼합기의 상이한 액세스(RF, OL, 및 FI) 사이의 올바른 차단을 보장하기 위하여 필터링 네트워크(RF, OL, 및 FI)는 동작 주파수에 따라, 액세스 포인트(B)에서 적합한 부하를 다이오드에 가한다.

Schottky 다이오드는 이러한 혼합기를 설계하기 위하여 흔히 사용된다. 실제로, 이들 다이오드는 매우 낮은 비용이고, 상대적으로 낮은(6 내지 8dB) 변환 손실이, 또한 매우 낮은(2 내지 7dBm) 국부 발진기(OL)의 전력 소모로 달성되도록 한다. 따라서, 본 발명의 아이디어는 반-병렬 다이오드 토폴로지로부터 도 7에 도시되는 바와 같이 이중-모드 혼합기를 설계하는 것이다. 임피던스 매칭 네트워크(RA)를 도 6에 도시된 다이오드들 중 하나에 추가시킴으로써, 개방 회로(CO)는, 디바이스가 송신 모드일 때, 이러한 네트워크와 다이오드들 중 하나의 양극 사이의 연결 포인트(A)로 되돌아간다. 디바이스가 수신 모드일 때, 단락-회로(CC)는 포인트(A)로 되돌아간다. 도 8은 이러한 임피던스 매칭 네트워크를 도시한다.

그러므로, 이중-모드 혼합기의 최적의 동작이 보장되도록 하는 이러한 임피던스 매칭 네트워크(RA)는 동작 주파수에 따라 임피던스를 적응해야 한다. 이러한 네트워크가 송신 주파수(OL)에서 개방 회로뿐만이 아니라, 주파수(RF), 수신 주파수(OL), 및 주파수(FI)에서 단락-회로로 되돌아가야 한다는 것이 언급된다.

예를 들어, 5GHz 주파수의 Wifi 대역에서,

· F-RX의 수신 주파수 = 5.24GHz

· F-FI의 중간 주파수 = 10MHz

· 즉, FOL-30R의 수신 중 국부 발진기(OL)의 주파수 = 2.625GHz

· F-TX의 송신 주파수 = 5.26GHz

· 즉, FOLT의 송신 중 국부 발진기(OL)의 주파수 = 10.5GHz

그러므로, 이중-모드 혼합기의 최적의 동작이 보장되도록 하는 이러한 임피던스 매칭 네트워크(RA)는 동작 주파수에 따라 임피던스를 적응해야 한다.

· 대략 5.25GHz의 RF 주파수에서 단락-회로

· 2.625GHz의 수신 주파수(OL)에서 단락-회로

· 10.5GHz의 송신 주파수(OL)에서 개방 회로

· 10MHz의 주파수(FI)에서 단락-회로

도 8에 따라, 다음의 임피던스 매칭 네트워크(RA)가 제안된다: 이 네트워크는 3개의 이상적인 라인을 포함하는데, 각각의 라인은 50Ω의 특징 임피던스 값이고, 도 7의 포인트(A)인 공통 포트(P1)에 연결된다.

· 단락-회로에서 제 1 라인(TL1), 5.25GHz의 주파수(RF)에서 λ/8(λ는 파장)과 동일한 전기 길이,

· 개방 회로에서 제 2 라인(TL2), 동일한 주파수에서 길이(λ/4),

· 개방 회로에서 제 3 라인(TL3), 동일한 주파수에서 길이(λ/2).

이 네트워크는 이전에 한정된 동작 모드에 따라 부하 상태를 충족시킬 수 있다:

· 포인트(A)에서의 단락-회로는 5.25GHz에서 라인(TL2)을 통해 얻어진다. 실제로, 당업자에게 알려진 것처럼, ¼ 파장 라인은 임피던스 인버터이고, 따라서, 여기에서 라인(TL2)의 단부에서의 개방 회로는 이 회로의 입력에서 단락-회로로 되돌아간다.

· 단락-회로는 2.625GHz에서 라인(TL3)을 통해 얻어진다. 실제로, 이러한 라인은 5.25GHz의 주파수의 반인 이러한 2.625GHz의 주파수에서 ¼ 파장과 동일한 전기 길이를 갖고, 또한, 라인의 단부에서 개방 회로는 라인의 입력에서의 개방 회로로 되돌아간다.

· 개방 회로는 10.5GHz에서 3개의 라인에 의해 보장된다.

- TL1은 이러한 주파수(5.25GHz의 두 배의 주파수)에서 ¼ 파장 라인이기에, 라인의 단부에서 CC는 라인의 입력에서의 개방 회로로 변환된다.

- TL2는 동일한 주파수에서 반-파장 라인이고, 단부에서의 개방 회로(30)는 라인의 입력으로 되돌아간다.

- TL3은 10.5GHz에서 파장과 동일한 길이를 갖고, 라인의 단부에서의 개방 회로 또한 라인의 입력으로 되돌아간다.

· 단락-회로는 10MHz에서 그라운드에 연결되는 라인(TL1)에 의해 문제없이 보장되고, 이 라인에 대한 물리적인 길이는 10MHz에서 파장에 대해 무시해도 좋다.

필터링 네트워크(RF, OL 및 FI)의 예시는 도 9a 내지 도 9c에 도시된다.

이상적으로, 필터링 네트워크{(RF)(도 9a)}는 다이오드 레벨의 충분한 임피던스에서 주파수(RF)에서 및 주파수(FI, FOL-R, 및 FOL-T)에서 개방 회로를 가져야 한다. 필터링 네트워크{(OL)(도 9b)}는 다이오드 레벨에서 주파수(OL, FOL-R, FOL-T)에서의 충분한 임피던스, 및 주파수(FI 및 RF)에서 개방 회로를 가져야 한다. 필터링 네트워크{(FI)(도 9c)}는 다이오드 레벨의 주파수(RF)의 충분한 임피던스 및, 송신 및 수신 주파수(RF 및 OL)에 대한 개방 회로를 가져야 한다.

도 9a에 도시된 필터링 네트워크(RF)는 포트(P2 및 P3) 사이에 직렬로 구성된다:

· 대략 4개의, 중심이 대략 5.25GHz에서 이상적인 대역-통과 필터(BPF1)는 FI, FOL-R, 및 FOL-T의 주파수로부터 RF 밴드를 차단하는 역할을 갖는다.

· 이상적인 송신 라인(TL10)은 신호를 위상 편이 시키는 역할을 하는데, 이는 주파수(FOL-R 및 FOL-T)에서 필터 액세스에 요구되는 개방 회로를 갖기 위함이다. 이러한 라인의 길이가 성능을 최적화시키기 위하여 혼합기의 완전한 시뮬레이션 중에 조정될 것이라는 것이 주목된다.

· 그리고 직렬 커패시터(C1)는 주파수(FI)에서 다이오드로의 액세스 포인트에서 요구되는 개방 회로를 갖는 역할을 한다. 이러한 필터링 네트워크의 상이한 구성요소에 따라 값은 다음의 예시로 제안된다:

- 필터(BPF1) : 체비쇼브(Chebyshev) 필터, N = 4, 5.25GHz의 중심 주파수, 대역폭 1.5GHz

- TL10 : Z = 50Ω, E = 148°(조정될 위상) F = 5.25GHz

- C1 = 5pF.

이전에 열거된 요건에 응답할 수 있는 필터링 네트워크(OL)는 도 9b에 도시되고, 포트(P4 및 P5) 사이에 직렬로 구성된다:

· ¼ 파장 라인(T12)은 개방 회로에서의 주파수(RF)(5.25GHz)에서, 입력에 단락-회로로 되돌아가서, 포트(P4 및 P5) 사이의 신호(RF)를 커팅한다.

· ¼ 파장 직렬 라인(TL11)은 주파수(RF)에서, 선행하는 단락-회로로부터, 개방 회로를 요구된 포트(4)에 되돌아가게 할 수 있다.:

· 직렬 캐패시터(C2)는 포트(P4)에 대해, 주파수(FI)에서 개방 회로를 갖는 것을 가능하게 할 수 있다. 이러한 필터링 네트워크의 상이한 구성요소에 따라 값은 예시로 제안된다:

- TL12: Z = 100Ω, E = 90°, F = 5.25GHz

- TL11: Z = 50Ω, E = 90°, F = 5.25GHz

- C2 = 5pF.

도 9c는 필터링 네트워크(FI)가 포트(P6 및 P7) 사이에서 2 차수의 간단한 저역-통과 필터(LC), L1, C3라는 것을 도시한다. 필터링 네트워크의 상이한 구성요소에 따라 값은 예시로서 제안된다: L1 = 44nH, C3 = 3pF.

반-병렬 다이오드 링크 포인트(B)에서, 도 9a, 도 9b, 및 도 9c에 이전에 서술된 바와 같이, 필터링 네트워크의 상이한 포트(P3, P4, P6)가 연결된다. 시뮬레이션은 플라스틱 유닛에서 대량 생산된 다이오드로 수행되었다. 이는 예를 들어, MACOM-MA4E2054 타입의 다이오드일 수 있다.

변환 손실은 대략 7-8dB로 상대적으로 작고, 손실은 하나의 모드로부터 다른 모드로 거의 일정하며, 최소 변환 손실을 달성하게 하는 국부 발진기(OL)의 전력 레벨은 1 내지 3dBm으로 상대적으로 낮다.

A1, A2 : 증폭기 D1, D2 : 다이오드
P1, P2, P5, P7 : 포트 C1, C2, C3 : 커패시터

Claims (5)

1. 반-병렬 방식으로 탑재된 다이오드의 쌍으로 구성되는 다이오드 네트워크로서, 다이오드의 제 1 연결 점(C)은 그라운드에 연결되고, 제 2 연결 점(B)은 상이한 주파수에서 송신/수신 신호 경로의 포트 및 국부 발진기(OL)의 포트에 연결되는, 다이오드 네트워크를 포함하는, 상이한 주파수에서의 신호의 혼합기에 있어서,
   이중-모드에서 동시 사용을 위한 임피던스 매칭(matching) 네트워크(RA)는, 상기 그라운드에 연결되는 상기 제 1 연결 점(C)과, 다이오드의 네트워크의 상기 다이오드 중 하나의 양극 사이의 다이오드의 상기 네트워크에서 직렬로 연결되고,
   필터링 네트워크는 상기 제 2 연결 점(B)과, 상기 송신/수신 경로의 포트 및 상기 국부 발진기 경로의 포트의 각각의 포트 사이에 연결되는
   것을 특징으로 하는, 신호의 복합기.
2. 제 1항에 있어서,
   상기 임피던스 매칭 네트워크(RA)는 송신 모드로 제 1 개방 회로 상태 및, 수신 모드로 제 2 단락-회로 상태를 수행하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 신호의 복합기.
3. 제 2항에 있어서,
   상기 임피던스 매칭 네트워크(RA)는 임피던스의 네트워크를 더 포함하여, 상기 수신 신호의 상기 주파수(F-RF)에서, 수신의 상기 국부 발진기(OL)의 상기 신호의 상기 주파수(F-OLR)에서, 및 상기 중간 신호의 송신 주파수(F-FI)에서 단락-회로 상태에 대응하고, 송신의 상기 국부 발진기(OL)의 상기 주파수(F-OLT)에서 개방 회로 상태에 대응하도록 하는 것을 특징으로 하는, 신호의 복합기.
4. 제 3항에 있어서, 상기 임피던스 네트워크는 단락-회로에서의 상기 송신 주파수(F-RF)에서 제 1 ⅛ 파장 라인(TL1), 개방 회로에서 이러한 송신 주파수(F-RF)로의 제 2 ¼ 파장 라인(TL2) 및 제 3 반-파장 라인(TL3)을 포함하고, 이들 제 1, 제 2, 및 제 3 라인 각각은 50Ω의 특징 임피던스 값을 갖고, 공통 포트에 연결되는 것을 특징으로 하는, 신호의 혼합기.
5. 제 1항에 있어서, 상기 혼합기의 상이한 경로 사이에서 차단을 위한 상기 필터링 네트워크는:
   경로(RF)의 상기 포트에 연결되는 필터(RF)로서, 상기 국부 발진기의 주파수(F-OLR 및 F-OLT) 뿐만이 아니라, 상기 중간 신호의 상기 송신 주파수(F-FI)로의 개방 회로를 갖는, 필터(RF),
   상기 경로(OL)의 상기 포트에 연결되는 필터(OL)로서, 상기 송신/수신 주파수(F-FI 및 F-RF)로의 개방 회로를 갖는, 필터(OL), 및
   상기 경로(FI)의 상기 포트에 연결되는 필터(FI)로서, 상기 수신 주파수(F-RF)에서 및, 상기 국부 발진기의 상기 주파수(F-OLR 및 F-OLT)로의 개방 회로를 갖는, 필터(FI)를 포함하고, 상기 필터들은 명목상의 동작 주파수에 적응되는 것을 특징으로 하는, 신호의 혼합기.

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