CN102210095A - 双模混合器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于混合不同频率的信号的混合器，包括：二极管网络，其由以反向并联方式放置的一对二极管形成，二极管的第一链接点(C)与地连接，第二连接点(B)，其以不同频率与传送/接收信号路径的端口以及本地振荡器(OL)路径的端口相连接。用于双模使用的阻抗匹配网络(RA)，串联连接在二极管网络中接地的第一连接点(C)与二极管网络的一个二极管的阳极之间。滤波网络连接在第二链接点(B)与本地振荡器路径和传送/接收路径的每个端口之间。

Description

双模混合器
技术领域
本发明涉及一种在不同频率的信号的混合器，所述信号用于包括天线网络的半双工反向系统的传送/接收前端。
背景技术
以涉及在射频通信系统中的GWT(Gigabit-Wireless-Technology，吉比特无线技术)技术的无线传输的方案的范围了解本发明。
反向系统在接收到来自天线网络的给定方向的信号后，在不事先知道该信号到达角度的情况下，能够以相同的方向自动传送响应。半双工系统能够在双向信道上一次在一个方向传送信息。
从Dylan Jorgensen的文件“Retrodirective antenna system for wirelesscommunications”-CNSR 2003已知用于无线通信系统的反向天线系统。该文件描述了例如“Van Atta”网络的无源网络。图1中表示了该网络。采用通过等长传输线段相互连接的R1-RN辐射元件的线性网络将其构造。具有相对相位ψr的输入信号Si将在输出以相反的相对相位ψr被重传输。从而如图1所示的将反向反射输出信号Sr。表示了与信号传播方向垂直的输入与输出信号的平面P。
其它网络采用外差混合器，例如图2所示的网络。在具有外差混合器的网络中，连接到R1-RN辐射元件的每个M1-MN混合器与本地振荡器OL相关联，所述本地振荡器OL的频率F-OL为输入RF信号频率F-RF的两倍。频率F-OL与F-RF的两个信号的混合从而以与RF输入信号相同的频率但是共轭的相位给出输出信号。确保频率变换功能，混合器是传送器与接收器这些网络的重要部件。
从文件“Digital Wireless Sensor Server Using an AdaptiveSmart-Antenna/Retrodirective Array”de Ryan Y.Miyamoto-IEEETRANSACTION ON VEHICULAR TECHNOLOGY，VOL.52，NO.5，2003年9月1181，已知一种采用几个混合器的半双工反向系统的前端传送/接收电路的结构。图3示出了射频通信系统的这样的基本半双工电路的结构，例如遵从IEEE.802.11a/b/g标准的Wifi系统。
参照图3，该电路的操作原理如下：在该电路的接收模式Rx中，频率F-RF的输入信号，例如，通过辐射元件R1之一接收的5.24GHz，由放大器A1放大，并且将其施加于混合耦合器(Rat-race耦合器)的输入∑。对耦合器的输出信号S1与S2进行滤波，然后施加于混合器M1、M2的路径RF，并且直接地或以延迟线L与来自本地振荡器OL的信号混合，所述来自本地振荡器OL的信号的频率FOL-R大约等于输入信号的F-RF的一半，或例如，2.625GHz。混合器在此以称为次谐波模式的模式操作，频率FOL-R与F-RF的混合的产物从而给出接近零、或基带的中间频率FI，并且在路径I/Q上以在该频率的基带传输信号。通过延迟线添加的延时是在接收频率FOL-R的45°。因此，混合器在次谐波模式，来自混合器在输出端的频率FI的信号为正交相位并且从而允许应用相关联标准解调计划。
在该电路的传输模式中，必须确保反向方向性。为此并且如之前在图2中阐述并且描述的，必须采用大约为信号RF的F-RF两倍的本地振荡器OL的频率FOL-T，或例如10.5GHz。混合器M1、M2然后以标准外差模式运行。在频率FOL-T，本地振荡器OL的两个路径之间的相位差为180°，在输出端Δ结合来自两个混合器并且经由滤波器BPF1与BPF2的中间物施加于混合耦合器的信号。在该输出端Δ传送的信号是那些在输入端∑接收到的结合。
然后通过放大器A2将它们放大并且通过辐射元件R2将它们重传送。此外，可以现有技术中其自身已知的方式，通过在基带中在I/Q路径上注入将要传输的数据，调制传输信号。
至于与混合器相关联的滤波装置，它们能够允许信号相互隔离以便确保最佳功能。从而，在路径RF上的带通滤波器BPF1、BPF2让有用的频带通过并且拒绝频率F-FI以及振荡器FOL-R与FOL-T的两个频率。在I/Q路径上的低通滤波器LPF3、LPF4具有在基带的截止频率，从而拒绝频带RF以及两个频率FOL-R与FOL-T。
另外，在本地振荡器OL的信号的OL路径上的滤波器F5与F6为用于拒绝频率F-FI的高通滤波器与用于拒绝频率F-RF的抑制滤波器的结合。
从而，先前描述的结构包括采用根据两种模式的混合器功能：传送中简单谐波模式以及接收中次谐波模式。
以上描述的混合器包括AsGa技术中的简单FET晶体管。
然而，这些混合器的固有性能不佳。例如，就转换丢失而言，其处于13dB的等级，同时考虑到在接收的7dB的转换增益以及20dB的放大器增益。这些必须通过放大器增益补偿的高转换丢失从而在反向系统的能量平衡上具有显著的影响。原型示出每传送/接收路径TX/RX的160mW的功率消耗，或对于4个电路的网络的640mW的功率消耗，图4中示出了电路1-4。依据图3定义每个电路，包括：放大器A1与A2、耦合器、混合器M1、M2、延迟线L以及滤波器，并且如以上描述的操作。
另一种能够采用的结构由采用反向并联配置二极管对组成，并且在Thorsten Brabetz的文件“Balanced subharmonic mixers for retrodirective arrayapplication”中提出。同样地，Peter Butterworth-Universite de Limoges的标题为“Methode de conception des melangeurs millimetriques”(Method fordesign of millimetric mixers)，也描述了接收模式中的来自反向并联二极管对的次谐波混合器。图5b示出了在接收模式中的该配置。首尾接的两个二极管D1、D2一端接地并且另一端与传送/接收信号路径RF与FI以及来自本地振荡器OL的信号相连。如图5a图解地示出，简单混合器或在传输中使用的谐波具有并联或分路类型布局。通常使用这些简单混合器。二极管D3的阴极接地而阳极与路径RF、OL与FI的公共接入点相连接以便传送或接收信号RF、OL与FI。
虽然该文件提出了传送模式中的混合器以及接收模式中的混合器，由于频率的划分不能简单地执行，其没有提出双模混合器。
发明内容
本发明从而提出具有良好性能等级的双模混合器。本发明组成不同频率的信号的混合器，包括：由一对以反向并联方式安装的二极管形成的二极管网络，二极管的第一链接点与地相连接，第二链接点B以不同的频率与传送/接收信号路径的端口以及本地振荡器OL路径的端口相连接。
根据本发明的混合器包括：用于双模使用的阻抗匹配网络，其在二极管网络中在接地的第一链接点与二极管网络中的二极管之一的阳极之间以串联方式连接；以及滤波网络，其在第二链接点与传送/接收路径以及本地振荡器路径的每个端口之间连接。
优选地，阻抗匹配网络包括部件以便实施在传送模式中的第一开路状态以及在接收模式中的第二短路状态。在一种实施例中，阻抗匹配网络包括阻抗网络从而，在接收信号的频率F-RF，在接收端F-OLR的本地振荡器OL的信号的频率，以及在中间信号的传送频率F-FI与短路状态对应，并且在传送端F-OLT的本地振荡器OL的频率与开路状态对应。根据本发明的一个变体，阻抗网络包括：传送频率F-RF在短路中的第一半四分之一波线TL1，在该传送频率F-RF在开路中的第二四分之一波线TL2以及第三半波线TL3，这些第一、第二与第三线每个具有50ohms的特征阻抗值并且安装在公共端口。在一种实施例中，用于混合器的不同路径之间分离的滤波网络包括滤波器RF，其与路径RF的端口连接，具有对于中间信号的传送频率F-FI，以及本地振荡器的频率F-OLR以及F-OLT的开路；滤波器OL，其与路径OL的端口连接，具有对于传送/接收频率F-FI以及F-RF的开路；以及滤波器FI，其与路径FI的端口连接，并且具有对于接收频率F-RF以及本地振荡器的频率F-OLR以及F-OLT的开路，并且适配不同的滤波器至它们的标称操作频率。
根据本发明的混合器不过什么操作模式具有低并且几乎一致的转换丢失率。简单地基于肖特基(Schottky)二极管的使用的本概念是低成本的，并且对于操作模式的选择自动配置的阻抗匹配网络允许相关联的低功率消耗。
附图说明
前述发明的特征与优点以及其它的连同参照附图阅读以下描述将显现得更加清晰，附图中：
-图1已经描述了示出根据现有技术的无源反向网络，
-图2已经描述了示出根据现有技术的外差反向网络，
-图3已经描述了示出根据现有技术的半双工反向系统的前端传送/接收电路的结构，
-图4已经描述了示出根据现有技术的4个电路的半双工反向系统，
-图5a和图5b已经描述了示出现有技术中已知图4的反向系统的用于混合器的二极管网络，
-图6示出了根据本发明包括用于双模混合器的阻抗匹配网络的二极管网络的略图，
-图7示出了根据本发明的双模混合器的略图，
-图8示出了根据本发明的混合器的阻抗匹配网络，
-图9a、图9b和图9c分别地示出了根据本发明的双模混合器的滤波网络RF、OL以及FI。为了简化描述，将在以后的附图中使用相同的参考以便指出符合一致功能的元件。
具体实施方式
本发明从而涉及如图6所示的双模混合器并且采用由以分路形式装配的一对反向并联二极管D1、D2形成的二极管网络，以便确保在传送(谐波模式)以及接收(次谐波模式)频率的最佳混合。
如图5b所示，具有首尾(反向并联)放置的两个二极管D1、D2能够执行根据本发明的次谐波混合器的功能。其中一个二极管D1的阳极以及另一个二极管D2的阴极与地连接。二极管D1的阴极以及二极管D2的阳极与用于信号RF、OL以及FI的传送或接收的路径RF、OL以及FI的公共接入点连接。其中一个二极管D1经由无源阻抗匹配网络RA与地连接，所述无源阻抗匹配网络RA能够根据一种选择的操作模式，传送或接收，配置其自身。另一个二极管D2由其阴极直接与地连接。此外该电路允许用于双模功能的特殊负载条件。
对于该模式阻抗匹配电路并且为了确保在与用于信号RF、OL以及FI的传送或接收的路径RF、OL以及FI连接的混合器的不同接入RF、OL以及FI之间正确的隔离，根据播放频率，滤波网络RF、OL以及FI在接入点B向二极管呈现适当的负载。
通常采用肖特基(Schottky)二极管来设计这样的混合器。实际上其成本低廉并且其允许相对低的(6-8dB)将要达到的转换丢失，本地振荡器OL功率消耗也很低(2-7dBm)。本发明的想法从而是从反向并联二极管布局设计一种如图7所示的双模混合器。通过向其中一个二极管添加阻抗匹配网络RA，如图6所示，当装置处于传送模式时返回开路(CO)至该网络与其中一个二极管的阳极之间的连接点A。当装置处于接收模式时，返回短路(CC)至点A。图8示出了这样的阻抗匹配网络。
允许将要保证的双模混合器的最佳功能的该阻抗匹配网络RA从而必须根据播放频率来适配阻抗。也就是说该网络必须在频率RF、在接收频率OL以及在频率FI返回短路，还要在传送频率OL返回开路。
例如，在5GHz的WIFI频带具有：
●F-RX＝5.24GHz的接收频率
●F-FI＝10MHz的中间频率
●即以接收OL频率FOL-30R＝2.625GHz的本地振荡器
●F-TX＝5.26GHz的传送频率
●即，以传送OL频率FOLT＝10.5GHz的本地振荡器
允许将要保证的双模混合器的最佳功能的阻抗匹配网络RA从而必须根据播放频率来适配阻抗。
●在大约5.25GHz的RF频率短路，
●在2.625GHz的接收频率OL短路，
●在10.5GHz的传送频率OL开路，
●在10MHz的频率FI短路。
根据图8，提出了以下阻抗匹配网络RA：其包括3条理想线路，每条具有50欧姆的特征阻抗值，连接至公共端口P1，P1为图7中点A。
●以短路方式的第一线路TL1，在5.25GHz的频率RF电气长度等于λ/8(λ为波长)，
●以开路方式的第二线路TL2，具有在相同频率的长度λ/4，
●以开路方式的第三线路TL3，具有在相同频率的长度λ/2。
该网络能够满足根据如先前定义的操作模式的负载状态：
●经由线路TL2在5.25GHz在点A获得短路。实际上，本领域技术人员知晓四分之一波线为阻抗反相器，这里在线路TL2末端是开路从而在其输入端返回短路。
●经由线路TL3在2.625GHz获得短路。实际上，这条线路在是5.25GHz的频率的一半的该频率2.625GHz具有等于四分之一波的电气长度，并且在其末端是开路从而在其输入端返回开路。
●通过3条线路确保在10.5GHz开路：
-TL1在该频率(频率5.25GHz的两倍)为四分之一波线路，从而将在其末端的CC转换至其输入端的开路。
-TL2在相同频率为半波线路，从而将在其末端的开路30在其输入端返回。
-TL3在10.5GHz具有等于波长的长度，也将在其末端的开路在其输入端返回。
●通过接地的TL1在10MHz没有问题地确保短路，TL1的物理长度相对于35在10MHz的波长可忽略。
图9a-图9c中示出了滤波网络RF、OL以及FI的示例。理想地该滤波网络RF(图9a)必须具有在频率RF的在二极管级的良好阻抗，以及在频率FI、FOL-R以及FOL-T的开路。滤波网络OL(图9b)必须具有在频率OL、FOL-R以及FOL-T的在二极管级的良好阻抗，以及对于频率FI以及RF的开路。滤波网络FI(图9c)，必须具有在频率FI的在二极管级的良好阻抗，以及对于传送和接收频率RF以及OL的开路。
图9a中示出的滤波网络RF包含在端口P2与P3之间级联的如下部件：
●理想4阶带通滤波器BPF1，集中围绕5.25GHz，其具有从FI、FOL-R以及FOL-T的那些隔离RF频带的作用，
●理想传输线路TL10，其作用是相移信号以便具有在频率FO-LR以及FOL-T在滤波器入口需要的开路。将要注意到在混合器的完全模拟期间将要调整这条线路的长度以便最优化性能。
●以及串联二极管C1，其作用是在频率FI具有在二极管的接入点需要的开路。根据不同组件，如以下示例提出该滤波网络的值：
-滤波器BPF1：Chebyshev滤波器，N＝4，集中在5.25GHz，带宽1.5GHz
-TL10：Z＝50欧姆，E＝148°(将要调整相位)F＝5.25GHz
-C1＝5pF。
图9b中示出了能够对之前引用的要求做出响应的滤波网络OL，并且包括在端口P4与P5之间级联的如下部件：
●以开路形式的在频率RF(5.25GHz)的四分之一波线路TL12，从而其在其输入端返回短路，从而在端口P4与P5之间切断信号RF，
●在频率RF的四分之一波串联线路TL11，允许从先前短路向端口P4返回所需要的开路：
●串联电容器C2，其关于端口P4，也允许具有在频率FI的开路。根据不同组件，如以下示例提出该滤波网络的值：
-TL12：Z＝100欧姆，E＝90°F＝5.25GHz
-TL11：Z＝50欧姆，E＝90°F＝5.25GHz
-C2＝5pF。
图9c示出了滤波网络FI为简单的2阶低通滤波器LC，L1、C3在端口P6与P7之间。根据不同组件，如以下示例提出该滤波网络的值：L1＝44nH、C3＝3pF。
在反向并联二极管链接点B，连接了如图9a、9b与9c先前描述的滤波网络的不同端口P3、P4、P6。以塑料元件的商业二极管进行模拟。这可为例如MACOM-MA4E2054类型二极管。
可以注意的是转换丢失相对低，大约为7-8dB，从一个模式到另一个模式的丢失大约恒定，并且允许达到最小转换丢失的本地振荡器OL的功率级相对低，在1与3dBm之间。

Claims (5)

1.一种不同频率的信号的混合器，包括：二极管网络，包含：一对以反向并联方式放置的二极管，二极管的第一链接点(C)与地连接，第二连接点(B)，其以不同频率与传送/接收信号路径的端口以及本地振荡器(OL)的端口相连接，其特征在于：将用于在传送模式以及接收模式中同时使用的阻抗匹配网络(RA)串联连接在二极管网络中的接地的第一链接点(C)与二极管网络的一个二极管的阳极之间；滤波网络连接在第二链接点(B)与本地振荡器路径和传送/接收路径的每个端口之间。
2.如权利要求1所述的混合器，其特征在于：该阻抗匹配网络(RA)包括：用于在传送模式进行第一开路状态并且在接收模式进行第二短路状态的部件。
3.如权利要求2所述的混合器，其特征在于：该阻抗匹配网络(RA)还包括阻抗网络，从而，在接收信号的频率F-RF，在本地振荡器OL的信号的接收频率F-OLR，以及在中间信号的传送频率F-FI，与短路状态对应，并且在本地振荡器OL的传送频率F-OLT，与开路状态对应。
4.如权利要求3所述的混合器，其特征在于：阻抗网络包括在传送频率F-RF的短路的第一半四分之一波线路TL1，对于该传送频率F-RF开路的第二四分之一波线路TL2以及第三半波线路TL3，这些第一、第二以及第三线路每个具有50欧姆的特征阻抗值并且装配在公共端口。
5.如权利要求1所述的混合器，其特征在于：用于在混合器的不同路径之间的隔离的滤波网络包括：滤波器RF，与路径RF的端口相连接，其对于中间信号的传送频率F-FI、还有本地振荡器的频率F-OLR以及F-OLT具有开路；滤波器OL，与路径OL的端口相连接，其对于传送/接收频率F-FI以及F-RF具有开路；以及滤波器FI，与路径FI的端口相连接并且具有在接收频率F-RF、以及对于本地振荡器的频率F-OLR以及F-OLT的开路，以及其特征在于将所述滤波器适配为它们的标称操作频率。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107078694A (zh) * 2014-10-06 2017-08-18 瑞典爱立信有限公司 放大器电路和方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010041372A1 (de) * 2010-09-24 2012-03-29 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung von Signalen
EP2853034A4 (en) * 2012-05-22 2016-05-18 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Oy INTERMODULATION SENSOR PLATFORM BASED ON A MECHANICAL RESONATOR
JP2016086417A (ja) * 2014-10-27 2016-05-19 島田理化工業株式会社 周波数混合器、周波数変換器、信号品質測定システム、送信機
CN106374871B (zh) * 2016-10-20 2019-08-27 南京熊猫电子股份有限公司 一种应用于长波授时频段的有源带通滤波器
US10840596B2 (en) * 2018-05-22 2020-11-17 Plume Design, Inc. Tunable antenna system for Bluetooth and Wi-Fi bands with electronically-reconfigurable and mechanically-identical antennas
KR102337322B1 (ko) * 2019-08-14 2021-12-09 주식회사 엠티오메가 하모닉 이중 대역 역병렬 다이오드 주파수 혼합기

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4340975A (en) * 1979-10-09 1982-07-20 Matsushita Electric Industrial Company, Limited Microwave mixing circuit and a VHF-UHF tuner having the mixing circuit
US4749949A (en) * 1986-04-29 1988-06-07 Hewlett-Packard Company Self biasing diode microwave frequency multiplier
JPH10500824A (ja) * 1994-05-19 1998-01-20 オーテル コーポレイション 電子及び光信号線形化のための列をなした前置歪み発生装置
IT1294732B1 (it) * 1997-09-15 1999-04-12 Italtel Spa Convertitore di frequenze subarmonico a reiezione d'immagine realizzato in microstriscia,particolarmente adatto all'impiego in
JP3453326B2 (ja) * 1999-06-23 2003-10-06 三菱電機株式会社 周波数変換用ミクサ
JP4412458B2 (ja) * 2002-10-22 2010-02-10 日本電気株式会社 ミキサ回路
EP1679788A1 (en) * 2003-10-30 2006-07-12 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Pulse modulation circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107078694A (zh) * 2014-10-06 2017-08-18 瑞典爱立信有限公司 放大器电路和方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP2335349A1 (fr) 2011-06-22
EP2335349B1 (fr) 2012-05-09
JP2012507176A (ja) 2012-03-22
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