CN107078694A - 放大器电路和方法 - Google Patents
放大器电路和方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN107078694A CN107078694A CN201480082496.XA CN201480082496A CN107078694A CN 107078694 A CN107078694 A CN 107078694A CN 201480082496 A CN201480082496 A CN 201480082496A CN 107078694 A CN107078694 A CN 107078694A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- amplifier
- transmission line
- peak
- wavelength transmission
- quarter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 28
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 202
- 238000009434 installation Methods 0.000 claims abstract description 83
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 13
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 13
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 15
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 62
- 230000008859 change Effects 0.000 description 33
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 20
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 4
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000011218 segmentation Effects 0.000 description 3
- QIVUCLWGARAQIO-OLIXTKCUSA-N (3s)-n-[(3s,5s,6r)-6-methyl-2-oxo-1-(2,2,2-trifluoroethyl)-5-(2,3,6-trifluorophenyl)piperidin-3-yl]-2-oxospiro[1h-pyrrolo[2,3-b]pyridine-3,6'-5,7-dihydrocyclopenta[b]pyridine]-3'-carboxamide Chemical compound C1([C@H]2[C@H](N(C(=O)[C@@H](NC(=O)C=3C=C4C[C@]5(CC4=NC=3)C3=CC=CN=C3NC5=O)C2)CC(F)(F)F)C)=C(F)C=CC(F)=C1F QIVUCLWGARAQIO-OLIXTKCUSA-N 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 238000012938 design process Methods 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 235000017060 Arachis glabrata Nutrition 0.000 description 1
- 241001553178 Arachis glabrata Species 0.000 description 1
- 235000010777 Arachis hypogaea Nutrition 0.000 description 1
- 235000018262 Arachis monticola Nutrition 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 235000020232 peanut Nutrition 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/605—Distributed amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/405—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising more than three power stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
一种放大器装置包括N个放大器级(101至10N)。放大器装置包括耦合在N个放大器级(101至10N)的主放大器(102)的输出端与放大器装置的输出节点(15)之间的四分之一波长传输线的主级联，其中主级联包括N‑1个四分之一波长传输线(111至11N‑1)。N个放大器级的一个峰值放大器(10N)的输出端耦合至输出节点(15)，以及N个放大器级的剩余峰值放大器(101，103至10N‑1)耦合至四分之一波长传输线的级联(111至11N‑1)中相应接头(121至12N‑2)。放大器装置进一步配置使得由半波长传输线(13)或多个半波长传输线扩展在主级联中四分之一波长传输线的至少一个，和/或峰值放大器(101，103至10N)的至少一个经由连接半波长传输线(13)或多个半波长传输线而耦合至其相应接头或输出节点(15)。
Description
技术领域
本发明涉及一种放大器电路和方法，并且更特别地涉及一种提供改进效率的放大器电路和方法。
背景技术
在无线电基站和其他系统中，功率放大器通常用于放大具有高峰值平均功率比(PAR或PAPR)的宽带信号或信号组合。放大器必须能够以非常短的周期重复地输出非常高的功率，即使输出功率的大部分产生在远远较低的平均功率水平下。在具有许多信号(不具有任何占优势信号)的随机相位组合的系统中，信号的幅度遵循瑞利分布。
传统的单晶体管功率放大器(例如B类、AB类或F类功率放大器)具有固定的射频(RF)负载电阻和固定的电压源。在B类或AB类放大器中的偏置使得输出电流具有接近半波整流正弦电流脉冲的脉冲链的形式。直流(DC)电流(以及因此DC功率)因此主要地正比于RF输出电流幅度(以及电压)。然而，输出功率正比于RF输出电流的平方。效率也即输出功率除以DC功率因此也正比于输出幅度。尽管效率在最高输出功率下是高的，但是当与最大所需输出幅度(或功率)(也即高PAR)相比地放大平均具有低输出幅度(或功率)的信号时，功率放大器的平均效率因此是低的。
Chireix放大器(如在“High power outphasing modulation”中所述，Proc.IRE,第23卷,第11期,第1370-1392页,1935年11月，H Chireix)或Doherty放大器(如在“A newhigh efficiency power amplifier for modulated waves”中所述,Proc.IRE,第24卷,第9期,第1163-1182页,1936年9月，W.H.Doherty)是基于具有无源输出网络交互和组合的多个晶体管的放大器的第一示例。
它们对于具有高峰值平均比(PAR)的幅度调制信号具有高平均效率，这是因为它们具有来自在低幅度下晶体管的RF输出电流幅度的远远较低的平均总和。这引起高平均效率，因为由晶体管所吸取的DC电流主要地正比于RF电流幅度。
通过使用影响相互的输出电压和流过电抗性输出网络(也耦合至负载)的电流的两个晶体管而获得减小的平均输出电流。通过采用合适的幅度和相位驱动构成的晶体管，在除了最大值之外所有水平下减小RF输出电流的总和。此外，对于这些放大器而言，增大了在一个或两个晶体管输出端处的RF电压。
在2001年本申请的作者发明了具有增大的对抗电路改变的健壮性和具有极大提高了高效率带宽的双级高效率放大器，如由本申请人的专利号WO2003/061115中所公开。宽带放大器(100％相对带宽，也即具有3:1的高频带边缘与低频带边缘比)已经成功地由本发明人所实施。该放大器的中心模式是宽带Doherty模式。
通过设计具有更多放大器和具有更长最大电气长度的传输线网络的类似网络，甚至可以实现更宽的带宽，如由本申请人的共同未决专利申请号PCT/E2013/051217中所示。这些放大器具有大的高效率总带宽甚至具有小数目的子放大器，例如甚至具有三个或四个子放大器。
宽带Doherty放大器是很有趣的主题，并且已经尝试了许多方案。例如，使用具有与负载相同阻抗的四分之一波长传输线导致在转变点处宽带效率，如由D Gustafsson等人在主题为“Theory and design of a novel wideband and reconfigurable highaverage efficiency amplifier”，Proc.IMS 2012的论文中所公开。
宽带多级放大器WO2003/061115或PCT/SE2013/051217在不同频带中具有不同操作模式，这具有使得输入驱动电路复杂化的缺点。WO2003/061115的中心Doherty模式可以高达约60％的宽带，但是转变点幅度则在带宽内显著地改变。
例如由Gustafsson在如上所述论文中所公开的那样，具有与负载相同阻抗的四分之一波长传输线的Doherty放大器具有要求不同电源电压至两个子放大器中的每一个的缺点。在相同技术用于两个子放大器的情形中，这导致过大和未充分利用的主晶体管。通过在最大功率下牺牲宽带晶体管利用和效率而获得在转变点处宽带效率，这减小了高平均效率的带宽以及增大了晶体管成本。
例如在由M Naseri Ali Abadi等人在主题为“An Extended Bandwidth DohertyPower Amplifier using a Novel Output Combiner”，Proc.IMS 2014的论文中所公开的使用LC-谐振器，或者在输出节点处使用谐振抽头，具有降低全功率带宽和在全功率下效率带宽的缺点(与并未具有该缺点的WO2003/061115的技术相反)。
此外，使用包括使用多区段分支线耦合器的另一技术在转变点和在全功率处具有效率带宽限制，以及在全功率下功率带宽也受限，至少在本发明实现中如由Piazzon等人在主题名称为“A method for Designing Broadband Doherty Power Amplifiers”，电磁学研究进展，第145卷,第319-331页,2014的论文、或者由R Giofrè等人在主题为“ADistributed Matching/Combining Network Suitable to Design Doherty PowerAmplifiers Covering More Than an Octave Bandwidth”，Proc.IMS 2014(基于摘要)的论文中所公开。
发明内容
本发明的目的在于提供一种消除或减少了上述缺点中的至少一个或多个的方法和设备。
根据本发明的第一方面，提供了一种包括N个放大器级的放大器装置。放大器装置包括四分之一波长传输线的级联，其中放大器装置包括适用于在Doherty操作模式下操作的多个峰值放大器以及主放大器。放大器装置被进一步配置为使得至少两个峰值放大器由相同信号的时间延迟版本而被共同地驱动。主级联中的四分之一波长传输线的至少一个传输线由半波长传输线或多个半波长传输线扩展，和/峰值放大器的至少一个经由连接半波长传输线或多个半波长传输线而耦合至其相应接头或输出节点。
根据本发明的另一方面提供了一种改进放大器装置的效率的方法，放大器装置包括耦合至包括四分之一波长传输线的级联的输出阻抗网络的N个放大器级，其中放大器包括适用于操作在Doherty操作模式下的主放大器以及多个峰值放大器。方法包括由相同信号的时间延迟版本驱动至少两个峰值放大器。方法进一步包括由半波长传输线或多个半波长传输线扩展主级联中四分之一波长传输线的至少一个，和/或将峰值放大器的至少一个经由连接半波长传输线或多个半波长传输线而耦合至其相应接头或输出节点。
附图说明
为了更好地理解本发明的示例，并且更清楚地示出可以如何实施示例，现在仅借由示例的方式参照以下附图，其中：
图1a示出已知的四级放大器电路的示例；
针对图1a实施例，图1b示出转变点幅度的变化，图1c示出在转变点峰值处的效率，以及图1d示出所需相对相位角变化；
图1d示出图1a电路的B类效率曲线；
图2示出根据本发明的一个实施例的方法；
图3a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图3a的实施例，图3b示出的转变点幅度的变化，图3c示出在转变点峰值处的效率，以及图3d示出所需相对相位角变化；
图4示出图3a的放大器装置的B类效率曲线；
图5a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图5a的实施例，图5b示出的转变点幅度的变化，图5c示出在转变点峰值处效率，以及图5d示出所需相对相位角变化；
图6示出图5a的放大器装置的B类效率曲线；
图7a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图7a的实施例，图7b示出转变点幅度的变化，图7c示出在转变点峰值处的效率，以及图7d示出所需相对相位角变化；
图8a示出图7a的放大器装置的B类效率曲线；
图8b示出图7a的放大器装置的RF电流幅度；
图8c示出图7a的放大器装置的RF电压波形；
图9a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图9a的实施例，图9b示出转变点幅度的变化，图9c示出在转变点峰值下效率，以及图9d示出所需相对相位角变化；
图10a示出已知的六级放大器装置的示例；
针对图10a的装置，图10b示出转变点幅度的变化，图10c示出在转变点峰值下的效率，以及图10d示出所需相对相位角变化；
图11a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图11a的实施例，图11b示出转变点幅度的变化，图11c示出转变点峰值下效率，以及图11d示出所需相对相位角变化；
图12a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图12a的实施例，图12b示出转变点幅度的变化，图12c示出在转变点峰值下效率，以及图12d示出所需相对相位角变化；
图13a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图13a的实施例，图13b示出转变点幅度的变化，图13c示出在转变点峰值下的效率，以及图13d示出所需相对相位角变化，
图14a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图14a的实施例，图14b示出转变点幅度的变化，图14c示出在转变点峰值下的效率，以及图14d示出所需相对相位角变化；
图15a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；
针对图15a的实施例，图15b示出转变点幅度的变化，图15c示出在转变点峰值下效率，以及图15d示出所需相对相位角变化；
图16a示出根据另一实施例的放大器装置的示例；以及
针对图16a的实施例，图16b示出RF电流，图16c示出RF电压，图16d示出效率，图16e示出RF电流相位，以及图16f示出RF电压相位。
具体实施方式
图1a示出具有相等尺寸的子放大器(也即放大器级101至104)的已知的、未修改的四级放大器装置的示例。放大器装置包括耦合在四个子放大器或放大器级中的一个(在该示例中102，也称作“主”放大器)的输出端与放大器装置的输出节点15之间的四分之一波长传输线111至113的主级联。
一个放大器、例如最后的放大器级、也已知作为最后的峰值放大器(也即该示例的第四个放大器级104)耦合至输出节点15。主放大器(也即该示例的第二放大器级102)的输出端耦合至四分之一波长传输线的主级联的第一区段111的输入端。剩余的峰值放大器例如第一和第三峰值放大器(也即该示例的第一放大器级101和第三放大器级103)耦合至四分之一波长传输线111至113的主级联中的相应接头121和122。
该类型放大器装置大约对于9dB峰值平均比(PAR)雷利分布式幅度信号是最优的。目标带宽是50％(中心频率的0.75至1.25)。
采用该放大器装置，转变点在50％带宽内在恰好低于0.38至基于0.43之间变化，如由图1b中标注为6的曲线所示。在图1b中标注为8的曲线从标注为6的曲线的偏离显示高效率低幅度范围在太低的幅度处终结，这是由于在主晶体管输出端处来自串联电阻的额外电压所致。如图1c中所示，主子放大器的所需相位角在转变点处相对于同相组合相位在-0.2至0.2弧度之间变化。如图1d中所示，具有正确驱动的平均效率在中部(也即中心频率附近)接近最优但是朝向边缘而跌落(即使采用在输入侧设置之后的转变点)。
图1e示出在带宽内的B类效率曲线，其再次显示转变点幅度相当大地改变，并且在转变点处效率低于朝向边缘的最优。
如以下更详细所述，本发明的实施例提供了一种适度地构造宽带放大器(例如Doherty放大器)的方法。此处实施例中所述的放大器装置可以单独用作用于当任意尺寸晶体管不可用时(例如当仅可应用一个尺寸时)获得在频带之上一致特性的方法，并且也可以用于吸收寄生分量。
根据一个方面，一种方法包括：在多级Doherty放大器结构中插入半波长线，以及使用峰值放大器以用于同相组合以产生最大输出功率，例如通过采用相同信号的时间延迟版本共同地驱动至少两个峰值放大器。半波长线可以连接在子放大器和主Doherty四分之一波长级联之间，和/或添加至在该级联中一个或多个四分之一波长线，如以下实施例中进一步详述。应该注意，这些扩展并未改变频带中部的操作，而是在接头处添加了频率相关电抗分量，可以使得四分之一阶跃变压器动作在具有高效率转变点方面更宽频，在频带内具有小幅度变化(波动)。
图2示出根据本发明实施例的方法。方法用于放大器装置中，包括耦合至输出阻抗网络的N个放大器级，输出阻抗网络包括四分之一波长传输线的级联，其中放大器装置包括适用于操作在Doherty操作模式的多个峰值放大器以及主放大器。在该放大器装置中，方法包括步骤201，由相同信号的时间延迟版本共同地驱动至少两个峰值放大器，以及步骤203，由半波长传输线或多个半波长传输线扩展在主级联中四分之一波长传输线中的至少一个，和/或步骤205，将峰值放大器中的至少一个经由连接半波长传输线或多个半波长传输线而耦合至其相应接头(junction)或输出节点。应该注意，步骤203和205可以因此独立地或组合地执行。
也应该注意，放大器装置可以包括三个或更多放大器级。
图3a示出根据本发明的一个实施例的四级放大器装置的示例。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本驱动。四级放大器装置包括相等尺寸的子放大器(也即放大器级101至104具有基本上相等的尺寸)。放大器装置包括耦合在四个子放大器中的一个(放大器级102在该示例中，也称作“主”放大器)的输出端与放大器装置的输出节点15之间的四分之一波长传输线111至113的主级联(main cascade)。
一个放大器，例如最后的峰值放大器(也即该示例的第四放大器级104)，耦合至输出节点15。另一放大器，例如第二峰值放大器(也即该示例的第二放大器级102)，耦合至四分之一波长传输线的主级联的第一区段111。剩余的峰值放大器，例如第一和第三峰值放大器(也即该示例的第一放大器级101和第三放大器级103)，耦合至在四分之一波长传输线111至113的主级联中的相应的接头121和122。
根据该实施例，主级联的第二四分之一波长传输线112(在接头121和122之间，峰值放大器101和103耦合在此)由半波长传输线131扩展。换言之，主级联的第二区段112与图1a的未修改放大器相比具有额外的半波长，并且现在在中心频率处是三个四分之一波长。
应该注意，替代于由半波长扩展，也可以使用由多个半波长传输线的扩展，例如在中心频率处。额外的传输线帮助拉升原本跌落的频率响应。该效果可以通常随着至中心频率的距离而增大，但是也随着插入的半波长传输线数目而增大。就此而言，有时更高数目可以是优选的(例如在窄带系统中)以获得在中心频率附近更大的效果。
因此，在包括四个放大器级101至104的放大器装置的示例中，四分之一波长传输线的主级联的第二区段112由半波长传输线113或多个半波长传输线而被扩展。应该注意，级联的其他区段也可以以此方式扩展，单独地或组合地。也应该注意，四分之一波长传输线的主级联的区段的该扩展也可以适用于具有不同数目放大器级的放大器装置。
如从图3b中可见，在采用该放大器装置的情形下，与以上图1a的未修改放大器相比，已经降低了转变点幅度的变化。在转变点峰值处效率也更靠近可能的最大值，而在转变点处所需相对相位角具有稍微更大的最大值。应该注意，图3a的放大器装置在约40％带宽内在所有这些方面是良好的。得到的平均效率更接近在整个带宽范围内的最优值。在50％带宽范围内的效率曲线也示出改进，如从图4的B类效率曲线可见。应该注意，在图4可见，在效率曲线的左侧上斜率更靠近在一起(例如与图1e相比)，这意味着在低幅度下效率更一致。最大效率(y轴线)假设理论的B类操作，因此最大点在0.785(78.5效率)处。应该注意，幅度(x轴线)归一化为1的最大输出幅度。
图5a示出根据本发明实施例的四级放大器装置的另一示例。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本驱动。四级放大器装置包括相等尺寸的子放大器(也即放大器级101至104具有基本上相等的尺寸)。放大器装置包括耦合在四个子放大器中的一个(在该示例中102)的输出端与放大器装置的输出节点15之间的四分之一波长传输线111至113的主级联。
一个放大器，例如最后的峰值放大器(也即该示例的第四放大器级104)，耦合至输出节点15。另一放大器，例如主放大器(也即该示例的第二放大器级102)，耦合至四分之一波长传输线的主级联的第一区段111。另一峰值放大器，例如第三放大器级103的峰值放大器，耦合至在四分之一波长传输线111至113的主级联中的其相应接头122。
然而，根据该实施例，将额外的半波长传输线132从子放大器(例如放大器级101)的第一峰值放大器插入至在四分之一波长传输线的主级联中的其接头(在该示例中接头121)。
应该注意，替代于由半波长扩展，也可以使用多个半波长传输线。
因此，在包括四个放大器级101至104的该放大器装置中，第一峰值放大器，例如第一峰值放大器101，经由半波长传输线132或多个半波长传输线而耦合至四分之一波长传输线的主级联中的其相应接头。
从图5b可见，转变点幅度中的最大改变与以上图1a的未修改放大器相比此时尚未减小。然而，放大器装置的行为已经改变。从图5c可见，在转变点峰值处效率非常接近于可能的最大值，这提供了相比于以上图1a的未修改变形例的改进(并且提供靠近30％相对带宽内优选的效率)。从图5d可见，增大了在转变点处所需的相对相位角。
在50％带宽范围内的B类效率曲线显示在转变点峰值效率的改进，如图6中可见。
应该注意，半波长传输线的插入可以适用于其他峰值放大器中的一个或多个，例如以下图7a中所示。
图7a示出类似于图5a实施例的放大器装置，但是其中已经插入了多个额外半波长传输线。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本驱动。
在图7a的示例中，可见从每个峰值放大器101、103和104提供半波长传输线(分别示出为半波长传输线135、134和133)。
因此，四级放大器装置包括：第一峰值放大器101，经由半波长传输线135或多个半波长传输线耦合至四分之一传输线的主级联中的其相应接头；第二峰值放大器103，经由半波长传输线134或多个半波长传输线而耦合至四分之一波长传输线的主级联中的其相应接头；以及第三峰值放大器104，经由半波长传输线135或多个半波长传输线耦合至输出端15。
从图7b可见，转变点幅度的变化与以上图1a的未修改放大器相比已经减小。从图7c可见，在转变点峰值处的效率非常接近可能的最大值。从图7d可见，在转变点处所需的相对相位角改变增大，因此其在频率范围内的改变现在非常接近于负半波长线。这具有的优点在于：可以在输入端侧上采用相对简单的设置而实现，例如由本申请人的共同未决专利参考文献P43345中所公开。随后例如通过对于与同相组合分量(C类信号部分)相比，具有提前半波长的低幅度范围(“三角形幅度信号”)插入主子放大器输入信号分量而获得相对相位角的改变。
参照图8a，可见，相比于50％带宽的B类效率曲线显示出在转变点峰值效率和幅度变化上的改进。图8b示出RF电流幅度以及图8c示出RF电压幅度(均在中心频率处，每个中的顶部迹线对于主子放大器102)。
图5a和图7a的示例示出并未具有图3a对主级联的修改。然而，应该注意，两个技术可以以任意组合而使用。
因此，概括地，根据本发明实施例的放大器装置包括耦合至包括四分之一波长传输线的级联的输出阻抗网络的N个放大器级101至10N，其中放大器包括适用于操作在Doherty操作模式下的主放大器和多个峰值放大器。放大器装置适用于使得至少两个峰值放大器由相同信号的时间延迟版本共同地驱动。放大器装置被进一步配置为使得：主级联中四分之一波长传输线的至少一个由半波长传输线13或多个半波长传输线扩展；和/或峰值放大器101、103至10N中的至少一个经由连接半波长传输线13或多个半波长传输线而耦合至其相应接头或输出节点15。
输出阻抗网络可以包括耦合在N个放大器级101至10N的主放大器102的输出端与放大器装置的输出节点15之间的四分之一波长传输线的级联，其中主级联包括N-1个四分之一波长传输线111至11N-1。N个放大器级中的一个峰值放大器10N的输出端耦合至输出节点15，并且N个放大器级中的剩余峰值放大器101、103至10N-1耦合至四分之一波长传输线的主级联中的相应接头121至12N-2。
本发明的各个方面可以组合在放大器装置中。
具有组合特征的示例示出在图9a中，其是可以例如提供用于较窄带宽的解决方案。图9a示出四级放大器装置的示例，其中从每个峰值放大器的至少一个半波长传输线(示出为分别来自峰值放大器104、103和101的半波长传输线133、134、135)，以及在主级联(例如示出为区段136)中一个半波长传输线扩展，这在大约30％带宽内提供了良好性能。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本而被驱动。
图9b示出对于图9a的实施例的转变点幅度的变化，图9c示出在转变点峰值处效率，以及图9d示出所需的相对相位角变化。
在以上附图中所述的实施例中，N个放大器级101至10N中每个放大器基本上尺寸相等。应该注意，放大器的尺寸可以与其RF电流输出相关联。
因此，根据一个示例，放大器基本上尺寸相等。然而，根据另一示例，至少一个放大器尺寸不同于剩余的放大器。
在这些示例中，四分之一波长传输线111至11N-1的主级联中的每个后续级的特征阻抗关于与之前连接传输线的并联组合朝向输出节点减小，由此输出的传输线具有作为所有输入导纳之和的导纳。在“传入”传输线至接头具有相同阻抗的示例中，在四分之一波长传输线111至11N-1的主级联中每个后续级的特征阻抗关于之前连接传输线的并联组合朝向输出节点减小，并且由此每个后续级的特征阻抗减小至来自单个放大器的传输线的阻抗的1/M，其中M表示之前放大器的数目。
此外，在这些示例中半波长传输线13中的每个的特征阻抗示出为基本上相等。
根据一个示例，四分之一波长传输线的级联中的每个区段的阻抗基本上相等。根据另一示例四分之一波长传输线的级联中的至少一个区段包括不同于级联的剩余区段的阻抗。
根据一个示例，峰值放大器101、103至10N中的每个可以经由连接半波长传输线13或多个半波长传输线而耦合至相应接头或级联的输出节点。
现在将描述具有六个放大器级的实施例的示例。
首先，图10a至图10d涉及未修改的六级放大器装置(70％带宽示出为针对在图11a至图11d中继续的第一修改示例的参考)。
图10a的修改示例包括具有两个不同尺寸的放大器级、按2:1比例的六级放大器。如上所述，应该注意，尺寸与RF电流输出相关(其也适用于其他实施例)。因为最大电压相同，更高的输出电流意味着最优负载电阻较低。在该示例中，主放大器102和第一两个峰值放大器101和103尺寸是剩余三个峰值放大器104、105和106的两倍，这对于9dB峰值平均比(PAR)雷利分布幅度信号而给出了大约最优的转换点幅度(在中心频率处)。
图10b示出对于图10a的实施例的转变点幅度的改变，图10c示出在转变点峰值处效率，以及图10d示出所需相对相位角变化。
图11a示出六级放大器装置的实施例的示例。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本驱动。六级放大器包括两个不同尺寸的放大器级，例如2:1的比例(尺寸与RF电流输出相关)。应该注意，也可以使用其他比例。放大器装置包括四分之一波长传输线的主级联，主级联具有五个区段111至115。在图11a的实施例中，半波长传输线137已经耦合在最后的峰值子放大器(也即放大器级106)和输出节点15之间。以此方式添加仅一个半波长传输线显著地改进了响应，如图11b中所示，其示出转变点幅度的变化。图11c示出对于图11a的实施例在转变点峰值处效率，以及图11d示出所需的相对相位角变化。
因此，在该装置中放大器包括六个放大器级101至106，并且四分之一波长传输线的主级联包括五个级111至115，以及其中主放大器102以及第一和第二峰值放大器101、103基本上尺寸是剩余的峰值放大器104至106的两倍，以及其中第五峰值放大器106经由半波长传输线137或多个半波长传输线而耦合至输出端15。
图12a示出另一实施例的示例。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本驱动。图12a的示例类似于图11a，但是替代地仅在放大器级106和输出端15之间仅具有一个半波长传输线137，根据该实施例半波长传输线139和138也插入在放大器级104和105中的每个与四分之一波长传输线的主级联的它们相应接头之间。在最后三个峰值子放大器处采用半波长线，在50％带宽内改进了响应，如图12b中所示。图12c示出对于图12a的实施例在转变点峰值处的效率，以及图12d示出所需相对相位角变化。
因此，根据该实施例，放大器装置包括六个放大器级101至106，并且四分之一波长传输线的主级联包括五级111至115。主放大器102以及第一和第二峰值放大器101、103基本上是剩余峰值放大器104至106的尺寸的两倍，第三峰值放大器104经由半波长传输线139或多个半波长传输线耦合至四分之一波长传输线的主级联的其相应接头123，第四峰值放大器105经由半波长传输线138或多个半波长传输线而耦合至四分之一波长传输线的主级联的相应接头124，以及第五峰值放大器106经由半波长传输线137或多个半波长传输线而耦合至输出端15。
应该注意，也可以使用其他组合而并未脱离如独立权利要求中所限定的本发明的范围。
在此所述的每个实施例中，应该注意，任意半波长线可以替代为备选的，其中由两个四分之一波长线构成的分段线在两端具有峰值放大器并且在它们之间提供接头。因为总长度是半波长，其可以以与之前示例中半波长线相同的方式而使用，并且因为其具有在频率范围内电抗的另一模式，因此其在一些情形中可以改进带宽或波动(尽管要求更高数目的子放大器)。
该备选例的示例示出在图13a中，由于与四级放大器相比，需要额外的放大器，这导致五级放大器。
图13a的实施例类似于图7a的四级放大器，其中半波长传输线133、134和135在图7a中分别耦合至每个峰值子放大器101、103和104的输出端。至少两个峰值放大器被配置为由相同信号的时间延迟版本驱动。
然而，在图13a的备选示例中，最后的峰值放大器104及其去往输出端15的半波长传输线133已经替代为两个子放大器1041和1042，以及标注为1331和1332的两个四分之一波长分段线。应该注意，两个四分之一波长分段的特征阻抗是四分之一波长传输线111、112和113的主级联的特征阻抗的两倍(对于主级联由R＝4指示，对于图13a中四分之一波长1331和1332的两个区段R＝8，这用于实现图7a的半波长传输线133)。
因此，根据一些实施例，半波长传输线包括单个半波长传输线，而在其他实施例中，至少一个半波长传输线包括分段的四分之一波长传输线级联，其包括第一和第二级1331和1332，第一和第二级中的每一个耦合以接收第一和第二放大器1041和1042。在一个示例中第一和第二放大器与放大器装置中其他放大器相比尺寸减小，以及其中第一和第二级1331和1332的特征阻抗以与在四分之一波长传输线的主级联中级111至11N相比对应的比例而增大。换言之，通过减小对应放大器晶体管也即减小所需输出电流而完成较窄传输线的阻抗的增大，或者反之亦然。
使用半波长线可以用作吸收寄生电容和/或电感的方法。这可能是因为半波线的一部分可以由合成传输线所替代，其使用寄生元件作为电路部件。实现这一项的最简单的网络是L类型，例如由旁路电容器(可以是晶体管的寄生输出电容的全部或一部分)和串联电感器，例如接合引线或者传输线的短区段。
应该注意，第一和第二放大器1041和1042中的至少一个可以经由半波长传输线或多个半波长传输线而自身耦合至分段的四分之一波长传输线级联的相应接头。
针对图13a的实施例，图13b示出转变点幅度的变化，图13c示出在转变点峰值处效率，以及图13d示出所需相对相位角变化。
图14示出包括针对50％带宽的五级放大器装置的实施例的示例。至少两个峰值放大器由相同信号的时间延迟版本共同地驱动。放大器装置包括四分之一波长传输线的主级联，具有四级111、112、113和114。峰值放大器101、103、104和105中的每个由相应的半波长传输线1310、1311、1312和1313耦合。然而，在该实施例中，当考虑半波长线的电抗性负载效应时，已经优化了子放大器的尺寸以及它们对应的半波长线阻抗。这由不同的放大器尺寸和不同的阻抗“R”示出。应该注意，这些数值仅是示例，并且真实的数值将取决于给定的应用。
图14b示出对于图14a的实施例的转变点幅度变化，如图14c示出在转变点峰值处效率，以及图14d示出所需的相对相位角变化。
与不具有半波长线的放大器相比，该放大器可以具有稍微更坏的响应，然而采用自由的放大器尺寸设计，可以通过增大峰值放大器级数目而改进响应。
例如，图15a示出包括七级放大器装置的实施例的示例。至少两个峰值放大器由相同信号的时间延迟版本共同地驱动。放大器装置包括四分之一波长传输线的主级联，具有六级111、112、113、114、115和116。峰值放大器101、103、104、105、106和107中的每个由相应的半波长传输线1314、1315、1316、1317和1319耦合。然而，在该实施例中，以类似于图14a的方式，当考虑了半波长线的电抗性负载效应时，已经优化了子放大器的尺寸以及它们对应的半波长线阻抗。这由不同的放大器尺寸和不同的阻抗“R”示出。应该注意，这些数值仅是示例，并且真实的数值将取决于给定应用。
图15b示出对于图15a的实施例的转变点幅度的变化，图15c示出在转变点峰值处效率，以及图15d示出所需相对相位角变化。可以看到，图15a的七级实施例的转变点波动低于图14a的五级版本的实施例。
因此，其中经由半波长传输线耦合每个峰值放大器的图14a和图15a的实施例包括一种方法，其中关于半波长传输线的电抗性负载效应来选择每个放大器的尺寸和它们对应的半波长线阻抗。
在此所述的实施例的另一考虑是：响应于驱动(主)子放大器，任何峰值子放大器的电压可以保持低于某一限值，通常由击穿所确定。这可以是确定放大器装置的频率限值的因素。一种表达该因素的方式的示例是将从主放大器至任意峰值放大器的跨阻抗幅度配置为使其高于在主放大器处的自阻抗(在整个带宽范围内)。
图16a示出当在远离中心频率操作时在实施例中涉及的电压和电流的示例。例如，在1.25倍中心频率的较高频率处，与之前实施例相同物理传输线的电气长度(例如0.25λ和0.5λ)增大至图16a的示例中所示的数值(也即分别0.31λ和0.63λ)。传输线1111、1121、1131、1141、1151和1161的主级联中的每个区段因此有效地包括0.31λ传输线区段，具有耦合在峰值放大器与它们级联的对应接头或输出端之间的0.63λ传输线。因此，尽管主要实施例描述作为操作在主中心频率处(当操作在该中心频率时具有0.25λ或0.5λ的传输线电气长度)，应该注意，在此所述的实施例可以操作偏离中心，因为这些电路的宽带性质允许如此。
在上频带边缘处RF电压响应示出在图16c中。在第一峰值放大器处电压在此与在转变点处主放大器处的电压一样高，并且如果在设计过程中保留未检查其可以更高。因此应该注意，在该示例中已经在优化中对跨阻抗使用了上限值，以便于避免RF电压在一些峰值放大器处太高。可以在设计过程中提供上限值以帮助抵消获得更高带宽或较少波动的努力。
例如，如果使用高效率波形，诸如B类或F类，可以获得本发明实施例的高效率。对于具有非常大带宽的放大器而言，这可以要求合适的设计，诸如推挽耦合的放大器。本发明的实施例可以完全不同地实施在这些情形中，因此不平衡变换器仅用在输出端处。其他实施方式也是可行的，并且使用的具体电路技术可以取决于带宽和其他要求。待使用的最合适的拓扑可以在许多情形中取决于这些网络的实施方式细节，因为这些也影响了在子放大器晶体管的输出端处的宽带电抗模式和变换特性。
在此实施例中所述的半波长插入可以与其他方法一起使用，例如并未连接至子放大器的抽头或谐振器。本发明方法可以在这些情形中减轻这些方法通常具有的对于宽带峰值功率输出的负面影响，并且组合在一些情形中比基本方法自身更好。
从如上所述的各个实施例可见，本发明的示例对于构造具有高效率的宽带Doherty放大器是有帮助的。当无法使用任意尺寸的子放大器时，例如当仅晶体管的一个尺寸可应用时，实施例可以尤其有用。这些放大器可以在大带宽范围内具有非常一致的特性，这简化了控制和驱动电路的实施方式。实施例也可以用作用于吸收寄生电容和/或电感的方法。静态增益和偏置设置可以使用，这导致简单的输入侧电路。
可以从以上看到，在此所述的实施例包括修改的多级Doherty放大器装置，其中至少两个峰值放大器有相同信号的时间延迟版本共同地驱动，例如采用相同幅度函数驱动(通常在峰值放大器自身中或者在一个或多个驱动器级中由C类偏置获得)，其中更高的转变点并未使用。为了在相对宽的带宽范围内获得一致的转换点幅度和高效率，半波长线用于连接(一些或全部)子放大器至它们相应接头，或者将在四分之一波长级联中四分之一波长线改变至三个四分之一波长(或者五个，或一些其他奇数)，或者这些技术的组合。
在转变点幅度中的低变化以及在主子放大器处低电抗给出高效率并且允许非常简单的输入端侧信号调节。高变化意味着可以使用跟随这些在频率范围内转变点变化的电路以便于获得高效率并且同时不将放大器驱动至太深以及频率相关饱和，这原本可以引起对于预矫正电路装置的问题。
这些扩展在接头处增加了电抗，这可以使得四分之一波长级联的变换动作更加宽带。电抗幅度随着从在中心频率处非常高而频率偏移而降低。其效应因此随着频率偏移而增大，因为电抗预传输线并联。通常，更长的线(更多插入的半波长)增大了效应，但是与此同时限制了高效率的可能带宽。严格的限制是由于线路是四分之一波长的频率处的串联谐振所致，这短路了在该点处四分之一波长级联。较弱的效应是由于在其中例如有意设计的三个四分之一波长线成为多个半波长的频率处的缺乏变换所致。
为了获得在负载电阻的变换中的宽带性能，可以设置来自电路的不同部分的电抗以相互抵消它们在主子放大器中的贡献。因为使用半波插入，这些电抗主要地以不连续台阶而可改变(但是随着频率改变)。放松同相组合准则的要求(如以下段落中所述)，使能执行连续的调节，如果需要的话。预计算来自在每个接头处半波线电抗的效果是可以用于确定大多数最优组合的一种方法的示例。对于具有低数目子放大器的放大器而言，在电路模拟器中全面搜索也可以是可行的。
对于任意数目子放大器的最大输出功率的总和的同相组合是可能的，在任意带宽之上。要求在于：在传输线的任何接头中的导纳总和在进入和出去(朝向输出端)一样，并且所有输入的波形(来自连续的更多子放大器)在接头处同相。为了当最优地加载每个放大器时实现全输出功率，可以配置所有子放大器以具有最优负载电阻(对于全输出)，其与在四分之一波长级联中接头处传输线区段线之间的导纳或者导纳差匹配。因此，根据一些实施例，将子放大器连接至接头的四分之一或半波长传输线可以具有等于那些最优负载电阻的特性阻抗。
驱动信号至峰值放大器的定时可以由与跨越所有现有技术传输线区段的波形的传播时间相同的时间而偏移。用于管理这项的输入侧网络的示例展示在由本申请人的共同未决申请参考文献P43345中。对于主子放大器的输入侧配置取决于对于单放大器驱动信号在频率范围内的所需相位响应。
本发明的实施例可以采用不同数目N的子放大器而实施，例如三个或更多放大器。半波插入的离散本质意味着具有较低数目的子放大器的放大器有时比具有更多子放大器的放大器更好。对于同等尺寸的子放大器，某一数目的子放大器可以指示在频率中部的变换，并且因此转变点幅度也在其中。通过能够并联组合至少两个晶体管用于一些子放大器，增大了自由度以将转变点放置在给出具有即将到来的信号幅度分布的最高效率的幅度处。
在如上所述的实施例中，应该注意，传输线(例如四分之一波长传输线的主级联、或者半波长传输线)的特征阻抗表示为传输线的相对厚度(厚度越小，特征阻抗越高，并且反之亦然，特征阻抗在各个图中标注为“R”)。
应该注意，本发明的实施例也具有的优点在于放大器装置具有较低量的负载调制(较低的RF电流随着幅度在转变点之上而增大)。这可以具有提供较低损耗灵敏度并改进F类操作的优点。
在此所述的实施例具有增大带宽、或者提高在特定带宽之上性能的优点。
应该注意，上述实施例示出而不是限制了本发明，并且本领域技术人员将能够设计许多备选实施例而并未脱离所附权利要求的范围。词语“包括”并未排除除了权利要求中所列之外其他元件或步骤的存在，“一”或“一个”并未排除多个，以及单个处理器或其他单元可以实现权利要求中所述数个单元的功能。权利要求中所有附图标记不应构造为限制它们的范围。
Claims (21)
1.一种放大器装置，包括N个放大器级(101至10N)，耦合至包括四分之一波长传输线的级联的输出阻抗网络，其中所述放大器装置包括适用于在Doherty操作模式中操作的多个峰值放大器(101、103至10N)和主放大器(102)；
其中所述放大器装置进一步适用于使得至少两个峰值放大器由相同信号的时间延迟版本共同地驱动；以及
所述级联的四分之一波长传输线中的至少一个由半波长传输线(13)或多个半波长传输线扩展；和/或
所述峰值放大器(101、103至10N)中的至少一个经由连接的半波长传输线(13)或多个半波长传输线而耦合至所述级联的输出节点或相应的接头。
2.根据权利要求1所述的放大器装置，其中，所述输出阻抗网络包括：
四分之一波长传输线的级联，耦合在所述N个放大器级(101至10N)中的主放大器(102)的输出端与所述放大器装置的输出节点(15)之间，其中所述级联包括N-1个四分之一波长传输线(111至11N-1)；以及
其中所述N个放大器级中的一个峰值放大器(10N)的输出端耦合至所述输出节点(15)，并且所述N个放大器级中的剩余的峰值放大器(101、103至10N-1)耦合至所述四分之一波长传输线(111至11N-1)的主级联中的相应接头(121至12N-2)。
3.根据权利要求1或2所述的放大器装置，其中：
所述放大器是基本上尺寸相等的；或者
至少一个放大器的尺寸不同于剩余的放大器。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的放大器装置，其中：
所述四分之一波长传输线的级联的每个区段的阻抗是基本上相等的；或者
所述四分之一波长传输线的级联的至少一个区段包括不同于所述级联的剩余区段的阻抗。
5.根据前述权利要求中任一项所述的放大器装置，其中，所述峰值放大器(101、103至10N)中的每一个经由连接的半波长传输线(13)或多个半波长传输线而耦合至所述级联的输出节点或者相应接头。
6.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，半波长传输线包括：
单个半波长传输线；或者
包括第一级和第二级(1331和1332)的被分段的四分之一波长传输线级联，所述第一级和所述第二级中的每一个耦合用于接收第一放大器和第二放大器(1041和1042)。
7.根据权利要求6所述的放大器，其中，所述第一放大器和所述第二放大器(1041和1042)中的至少一个放大器经由半波长传输线或多个半波长传输线而耦合至所述被分段的四分之一波长传输线的相应接头。
8.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，所述放大器包括四个放大器级(101至104)，以及其中所述四分之一波长传输线的级联的第二区段(112)由半波长传输线(131)或多个半波长传输线而被扩展。
9.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，所述放大器装置包括四个放大器级(101至104)，以及其中所述第一峰值放大器(101)经由半波长传输线(132)或多个半波长传输线而耦合至所述四分之一波长传输线的级联的其相应接头。
10.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，所述放大器包括四个放大器级，以及其中：
第一峰值放大器(101)经由半波长传输线(135)或多个半波长传输线耦合至所述四分之一波长传输线的级联的其相应接头；
第二峰值放大器(103)经由半波长传输线(134)或多个半波长传输线耦合至所述四分之一波长传输线的级联的其相应接头；以及
第三峰值放大器(104)经由半波长传输线(133)或多个半波长传输线耦合至所述输出节点(15)。
11.根据权利要求10所述的放大器，其中，所述四分之一波长传输线的级联的第二区段(112)由半波长传输线(136)或多个半波长传输线而被扩展。
12.根据前述权利要求中任一项所述的放大器，其中，所述四分之一波长传输线(111至11N-1)的级联中每个后续级的特征阻抗关于在前连接的传输线的并联组合而朝向所述输出节点减小，由此传出的传输线具有作为所有传入导纳之和的导纳。
13.根据前述权利要求中任一项所述的放大器，其中，所述半波长传输线(13)中的每一个的特征阻抗是基本上相等的。
14.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，所述放大器包括六个放大器级(101至106)，以及所述四分之一波长传输线的级联包括五个级(111至115)，以及其中：
所述主放大器(102)以及第一峰值放大器和第二峰值放大器(101、103)基本上是剩余峰值放大器(104至106)的尺寸的两倍；以及
第五峰值放大器(106)经由半波长传输线(137)或多个半波长传输线而耦合至所述输出节点(15)。
15.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，所述主放大器(102)以及第一峰值放大器和第二峰值放大器(101、103)基本上是任何剩余峰值放大器(104至106)的尺寸的两倍。
16.根据权利要求15所述的放大器，其中，所述放大器包括六个放大器级(101至106)，以及其中所述四分之一波长传输线的主级联包括五个级(111至115)，以及其中：
所述主放大器(102)以及第一峰值放大器和第二峰值放大器(101、103)基本上是第三峰值放大器、第四峰值放大器和第五峰值放大器(104至106)的尺寸的两倍；
第三峰值放大器(104)，经由半波长传输线(139)或多个半波长传输线而耦合至所述四分之一波长传输线的级联的其相应接头(123)；
第四峰值放大器(105)，经由半波长传输线(138)或多个半波长传输线耦合至所述四分之一波长传输线的级联的其相应接头(124)；以及
第五峰值放大器(106)，经由半波长传输线(137)或多个半波长传输线而耦合至所述输出节点(15)。
17.根据权利要求1或2所述的放大器，其中，每个峰值放大器(101和103至10N)经由半波长传输线(13)耦合至输出节点(15)或所述四分之一波长传输线的级联中其相应接头，并且其中关于所述半波长传输线(13)的电抗负载效应来优化每个所述放大器的尺寸和它们对应的半波长线阻抗。
18.根据前述权利要求中任一项所述的放大器，其中，所述放大器装置被配置为在中心频率处操作，或者其中所述放大器被配置为远离中心频率地操作。
19.一种改进放大器装置的效率的方法，所述放大器装置包括N个放大器级(101至10N)，耦合至包括四分之一波长传输线的级联的输出阻抗网络，其中所述放大器装置包括适用于在Doherty操作模式中操作的多个峰值放大器(101、103至10N)和主放大器(102)，其中所述方法包括：
由相同信号的时间延迟版本共同地驱动至少两个峰值放大器；以及
由半波长传输线(13)或多个半波长传输线扩展所述级联中四分之一波长传输线中的至少一个；和/或
将所述峰值放大器(101、103至10N)中的至少一个经由连接的半波长传输线(13)或多个半波长传输线而耦合至其相应接头或输出节点。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述输出阻抗网络包括耦合在所述N个放大器级(101至10N)中的主放大器(102)的输出端与所述放大器装置的输出节点(15)之间，其中所述级联包括N-1个四分之一波长传输线(111至11N-1)，以及其中所述N个放大器级中的一个峰值放大器(10N)的输出端耦合至所述输出节点(15)，以及所述N个放大器级中的剩余峰值放大器(101、103至10N-1)耦合至所述四分之一波长传输线的级联(111至11N-1)中的相应接头(121至12N-1)。
21.根据权利要求19或20所述的方法，其中，每个峰值放大器(101和103至10N)经由半波长传输线(13)耦合，以及其中所述方法进一步包括关于所述半波长传输线(13)的电抗负载效应来选择所述放大器中的每个放大器的尺寸和/或它们对应的半波长线阻抗。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/SE2014/051158 WO2016056953A1 (en) | 2014-10-06 | 2014-10-06 | Amplifier circuit and method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN107078694A true CN107078694A (zh) | 2017-08-18 |
| CN107078694B CN107078694B (zh) | 2024-07-16 |
Family
ID=51862508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201480082496.XA Active CN107078694B (zh) | 2014-10-06 | 2014-10-06 | 放大器电路和方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US10193503B2 (zh) |
| EP (1) | EP3205016B1 (zh) |
| CN (1) | CN107078694B (zh) |
| DK (1) | DK3205016T3 (zh) |
| WO (1) | WO2016056953A1 (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| MX2018011775A (es) | 2016-04-11 | 2019-01-21 | Ericsson Telefon Ab L M | Sistema amplificador de potencia modular y escalable. |
| WO2018013022A1 (en) | 2016-07-14 | 2018-01-18 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amplifier circuit and method for compensating an output signal provided at an output of the amplifier circuit |
Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5568086A (en) * | 1995-05-25 | 1996-10-22 | Motorola, Inc. | Linear power amplifier for high efficiency multi-carrier performance |
| WO1998016997A1 (en) * | 1996-10-15 | 1998-04-23 | Motorola Inc. | Multi-stage high efficiency linear power amplifier |
| US20040113698A1 (en) * | 2002-11-18 | 2004-06-17 | Postech Foundation | Signal amplifier using a doherty amplifier |
| CN1623277A (zh) * | 2002-01-28 | 2005-06-01 | 克里微波公司 | 具有增大的补偿功率和功率附加效率的n路射频功率放大器 |
| US20100176885A1 (en) * | 2007-04-23 | 2010-07-15 | Dali System Co. Ltd. | N-Way Doherty Distributed Power Amplifier with Power Tracking |
| CN102210095A (zh) * | 2008-09-10 | 2011-10-05 | 汤姆森特许公司 | 双模混合器 |
| CN102237852A (zh) * | 2010-04-23 | 2011-11-09 | Nxp股份有限公司 | 功率放大器 |
| CN102355198A (zh) * | 2011-08-01 | 2012-02-15 | 深圳大学 | 多路非对称Doherty功率放大器 |
| EP2475095A1 (en) * | 2011-01-07 | 2012-07-11 | Alcatel Lucent | Doherty amplifier |
| CN202772845U (zh) * | 2012-09-11 | 2013-03-06 | 贵州民族大学 | 一种集成对称型射频功率放大器 |
| CN104052410A (zh) * | 2014-06-27 | 2014-09-17 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 高效率线性功放系统及其实现方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE522479C2 (sv) | 2002-01-16 | 2004-02-10 | Ericsson Telefon Ab L M | Sammansatt effektförstärkare |
| KR100814415B1 (ko) * | 2007-02-14 | 2008-03-18 | 포항공과대학교 산학협력단 | 하모닉 제어 회로를 이용한 고효율 도허티 전력 증폭기 |
| WO2010068152A1 (en) * | 2008-12-09 | 2010-06-17 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Multi-stage amplifier |
-
2014
- 2014-10-06 EP EP14793645.4A patent/EP3205016B1/en active Active
- 2014-10-06 DK DK14793645.4T patent/DK3205016T3/da active
- 2014-10-06 WO PCT/SE2014/051158 patent/WO2016056953A1/en active Application Filing
- 2014-10-06 CN CN201480082496.XA patent/CN107078694B/zh active Active
- 2014-10-06 US US15/513,283 patent/US10193503B2/en active Active
Patent Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5568086A (en) * | 1995-05-25 | 1996-10-22 | Motorola, Inc. | Linear power amplifier for high efficiency multi-carrier performance |
| WO1998016997A1 (en) * | 1996-10-15 | 1998-04-23 | Motorola Inc. | Multi-stage high efficiency linear power amplifier |
| CN1623277A (zh) * | 2002-01-28 | 2005-06-01 | 克里微波公司 | 具有增大的补偿功率和功率附加效率的n路射频功率放大器 |
| US20040113698A1 (en) * | 2002-11-18 | 2004-06-17 | Postech Foundation | Signal amplifier using a doherty amplifier |
| US20100176885A1 (en) * | 2007-04-23 | 2010-07-15 | Dali System Co. Ltd. | N-Way Doherty Distributed Power Amplifier with Power Tracking |
| CN102210095A (zh) * | 2008-09-10 | 2011-10-05 | 汤姆森特许公司 | 双模混合器 |
| CN102237852A (zh) * | 2010-04-23 | 2011-11-09 | Nxp股份有限公司 | 功率放大器 |
| EP2475095A1 (en) * | 2011-01-07 | 2012-07-11 | Alcatel Lucent | Doherty amplifier |
| CN102355198A (zh) * | 2011-08-01 | 2012-02-15 | 深圳大学 | 多路非对称Doherty功率放大器 |
| CN202772845U (zh) * | 2012-09-11 | 2013-03-06 | 贵州民族大学 | 一种集成对称型射频功率放大器 |
| CN104052410A (zh) * | 2014-06-27 | 2014-09-17 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 高效率线性功放系统及其实现方法 |
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| LI-YUAN YANG 等: "A 2.4 GHz Fully Integrated Cascode-Cascade CMOS Doherty Power Amplifier", 《IEEE》 * |
| LI-YUAN YANG 等: "A 2.4 GHz Fully Integrated Cascode-Cascade CMOS Doherty Power Amplifier", 《IEEE》, 31 March 2008 (2008-03-31) * |
| 郭东亮: "非对称Doherty功率放大器的研究与设计", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》 * |
| 郭东亮: "非对称Doherty功率放大器的研究与设计", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》, 31 December 2011 (2011-12-31) * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP3205016A1 (en) | 2017-08-16 |
| CN107078694B (zh) | 2024-07-16 |
| EP3205016B1 (en) | 2020-12-02 |
| DK3205016T3 (da) | 2021-01-11 |
| US10193503B2 (en) | 2019-01-29 |
| WO2016056953A1 (en) | 2016-04-14 |
| US20170250657A1 (en) | 2017-08-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9917551B2 (en) | Doherty amplifiers with minimum phase output networks | |
| CN102017400B (zh) | 高效线性linc功率放大器 | |
| KR101466263B1 (ko) | 트렌지스터 입력 부정합을 갖는 전력 증폭기 | |
| JP2004501539A (ja) | 増幅器回路 | |
| JP2005512375A (ja) | 電力合成を一体的に実行するスイッチモード電力増幅器 | |
| US8744378B2 (en) | LINC transmitter with improved efficiency | |
| WO2015069426A1 (en) | A quasi-doherty architecture amplifier and method | |
| KR102701090B1 (ko) | 저역-통과 유형 광대역 정합, 제2 고조파 반사 위상 시프팅, 및 고역 통과 복소 공액 정합을 조합하여 이용하는 광대역 임피던스 정합 네트워크 | |
| EP3205015B1 (en) | Amplifier circuit and method | |
| US10868500B1 (en) | Doherty amplifier with complex combining load matching circuit | |
| CN103178785A (zh) | 一种新型道尔蒂功率放大器 | |
| CN107078694A (zh) | 放大器电路和方法 | |
| TW202002507A (zh) | 多路射頻功率放大裝置 | |
| CN105308857B (zh) | 多赫蒂功率放大器和发射机 | |
| EP3396856A1 (en) | Push-pull amplification systems and methods | |
| JP6308920B2 (ja) | 広帯域増幅器 | |
| CN106105030B (zh) | 放大器电路和方法 | |
| JPWO2018109930A1 (ja) | ドハティ増幅器 | |
| US8233861B1 (en) | Switched impedance synthesis transmit antenna matching system for electrically small antenna radiators | |
| CN102422527A (zh) | 用于发射机的电路 | |
| CN112771778A (zh) | 功率放大器电路 | |
| CN106416062B (zh) | 放大器电路和方法 | |
| JP2020516192A (ja) | 広帯域電力増幅器装置 | |
| EP3968525A1 (en) | Distributed conversion of digital data to radio frequency | |
| Koukab et al. | Circuit-oriented approach for modeling and analysis of outphasing transmitters |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| TG01 | Patent term adjustment |