JP5627023B2 - 適応ｉｉｐ２校正 - Google Patents

Description

本発明は一般的な無線周波受信器に関し、特に、ダイレクトコンバーション受信器での二次相互変調歪みを減少することに関する。

無線（radio frequency : RF）送受信機は低雑音増幅器（low noise amplifier:ＬＮＡ）、表面弾性波（surface acoustic wave:ＳＡＷ）フィルタ、送受切替器の周波数応答を利用して、受信器の中心周波数から十分に離れた信号を減衰処理し所望信号の崩壊を防ぐ。もしＬＮＡ及びＳＡＷフィルターが受信器のアナログラインアップから取り除かれた場合、受信器の性能に有害な影響を及ぼす問題が生じる。送信器及び受信器を有する送受信機内について、一つの問題として送信器の送信信号が受信器に漏れることがある。送信器から受信器をアイソレートするために送受切換器のみを有する送受信機では、送信周波数の信号を受信する受信器が極めて小さな減衰能力を有する。ＳＡＷフィルタを欠如する受信器はミキサの二次インターセプトポイント（ＩＰ２）で追加的およびより厳しい制限の少なくとも一方を必要とする。ミキサが十分に高いIP2を有さない場合、二次相互変調歪み（IMD2）の存在は受信器の感度を低減させる。IMD2により受信器のミキサにおいて所望されない二乗の送信信号になる。

高い水準の集積化を可能とするため、多くのセルラー無線送受信機はダイレクトコンバーション受信器を用いる。しかし、ダイレクトコンバーション受信器は高い二次入力インターセプトポイント（ＩＩＰ２）を必要とし、ＩＩＰ２は、ＩＭＤ２積の電力が所望信号の電力と同等の理論的な入力レベルである。

受信器が高い感度を有し、且つ送信器が最高出力電力を有する場合、送信器の自己ブロック効果は、ミキサの二次非線形性により、受信器の感度を下げることができる。このようにして送信した信号は送受切換器を介して約５０ｄＢまで減衰処理される。しかしながら、減衰処理を施された送信信号は、フロントエンド増幅器の前に、受信信号パスに漏れる。例えば受信器内では、送受切換器は送受信機の送信器が、送受信機の送信器により送信される中心周波数から１９０ＭＨｚの＋２５ｄＢｍ（３１６ミリワット）の強い信号をわずかに５０ｄＢだけ減衰処理する。したがって、この結果により、フロントエンド増幅器の入力で−２５ｄＢｍ（３．１６マイクロワット）となる。この−２５ｄＢｍの信号は、所望信号に当たり、したがって干渉が生じる強いＩＭＤ２積を生じさせる。

製造過程または温度変化によって、ＳＡＷを欠如するダイレクトコンバージョン受信器内のミキサのＩＰ２が変化する可能性がある。ミキサ内の差動信号の全ての不整合性により最適なＩＰ２と比較してＩＰ２の減少が生じる。この不整合性は製造過程の変化、受信器の動作中の温度変化、または両方による可能性がある。直流オフセット、局部発振器のリーク、または他の原因によっても、この不整合性は生じる。ミキサ内の差動信号の間で大きな不整合性があるとき、最悪の場合で約２５ｄｂｍのＩＰ２が起きる可能性がある。以下の引例は周知の３Ｇ受信器で測定されたデータに基づく、２５ｄｂｍの最悪の場合のＩＰ２を使用する。
IMD2=P_1n-(IP₂-(P_1n))=-25-(25-(-25))=-75dBm=3.16μwatts
送信信号が最高電力の２５ｄＢである場合、相互トランスダクタンス増幅器の入力に転送されたＩＭＤ２は、−７５ｄＢｍ（図示せず）である。０．１％の低ビットエラーレートを達成するためにパワー・スペクトラル密度は、各国の第三世代携帯電話の統一規格推進の規格制定団体の協力機構（Ｔｈｉｒｄ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ、３ＧＰＰ）によって標準規定された感度設定のとおりに、−１０６．７ｄｂｍまたはそれ以下でなければならない。この引例の熱雑音ｋＴＢＦは約−９９ｄＢｍである。所望信号の帯域幅におけるＩＭＤ２の電力は、ｋＴＢＦよりはるかに大きいため、感度は−８２．７ｄＢに上昇し、すなわち必要な感度より２４ｄＢ以上となる。したがって、受信器は３ＧＰＰ標準の規定を満たすために十分大きなＩＰ２が必要であり、特にＳＡＷを有さないダイレクトコンバージョン受信器を含む。

推定器及びコントローラを有するＩＩＰ２校正システム及びダイレクトコンバージョン受信器を示す略ブロック図である。 推定器を示す機能ブロック図である。 コントローラを示す機能ブロック図である。 ＩＩＰ２校正システムの動作を示すフロー図である。 受信信号の実数成分のＩＩＰ２係数に対するI−チャンネルデジタル／アナログ変換器の電圧を示す図である。 受信信号の虚数数成分のＩＩＰ２係数に対するＱ―チャンネルデジタル／アナログ変換器の電圧を示す図である。 ＩＩＰ２係数に対するＩ−チャンネル及びＱ―チャンネルデジタル／アナログ変換器のうちの一つより出力したコードを示す図である。 ＩＩＰ２に対するステップサイズを示す図である。

図１は送信器１０４の一部及び受信器１０６の一部を有するダイレクトコンバージョン送受信機１０２の部分を示す機能ブロック図の簡略図である。送信器１０４及び受信器１０６は送受切換器１０８及びアンテナ１１０を共有する。送信器１０４は基準送信ベースバンド信号を含み、この基準送信ベースバンド信号はＩ−チャンネル基準信号Ｉ_ｒｅｆ及び送信器の別の部分（図示せず）よりＱ−チャンネル基準信号Ｑ_ｒｅｆを有する。Ｉ−チャンネル基準信号Ｉ_ｒｅｆ及びＱ−チャンネル基準信号Ｑ_ｒｅｆはデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１２０に供給される。図示の簡略化のために、図１において、送信器１０４及び受信器１０６のＩ−チャンネル信号パス及びＱ−チャンネル信号パスの対に配置されたＤ／Ａ変換器１２０及び他の成分は一つの概略シンボルで示される。Ｄ／Ａ変換器１２０の出力はアナログローパスフィルタ１２４へ供給される。送信器は送信発振器１２６を有する。ローパスフィルタ１２４からの出力は、ベースバンドであり、ミキサ１２８で送信発振器１２６からの出力と掛け合わせる。ミキサ１２８からの出力は電力増幅器１３０により増幅される。電力増幅器からの出力は送信無線周波（radio frequency:ＲＦ）であって、送受切換器１０８に介してアンテナ１１０に供給される。

受信器１０６には送受切換器１０８を介してアンテナ１１０が接続される。ある程度まで、送受切換器１０８が受信器１０６及び送信器１０４をアイソレートする。本発明の代表的実施例では、送受切換器１０８により約５０ｄＢのアイソレーションを付与する。受信したＲＦ信号がＩ−チャンネルミキサ１４０及びＱ−チャンネルミキサ１４１へ供給される。受信したＲＦ信号の周波数は送信したＲＦ周波数と異なる。実施例において、周波数帯域に応じて受信したＲＦ信号の周波数と送信したＲＦ信号の周波数とは約４５〜１８ＭＨｚだけ離される。実施例において、送受信機１０２は、約８ＭＨｚ〜約２ＧＨｚの１以上の周波数帯域で動作する。実施例において、送受信機１０２は、広帯域符号分割多重アクセス（wideband code division multiple access:ＷＣＤＭＡ）プロトコルに適合する信号等のスペクトル拡散変調したＲＦ信号を受信及び送信する。受信器１０６は、Ｉ−チャンネルミキサ１４０に直接接続され、Ｑ−チャンネルミキサ１４１に出力される信号を９０°だけシフトする位相シフタ１４６を介してＱ−チャンネルミキサ１４１に接続される受信発振器１４４を有する。各ミキサ１４１、１４２からの信号はベースバンドであり、各ミキサ１４１，１４２の出力端子には各アナログローパスフィルタ１４８が接続される。

所望受信ＲＦ信号より所望部分をベースバンドにダウンコンバートされる上に、送信器１０４から送信され、送受切換器１０８を介して受信器１０６にリークしたＲＦ信号からベースバンドにダウンコンバートした問題がある不必要な成分等のミキサ内の非線形性の結果により、Ｉ−チャンネルミキサ１４０及びＱ−チャンネルミキサ１４１より出力した信号は他の周波数の成分を有する可能性がある。ミキサ１４０，１４１内の二次非線形性の結果として、問題となる不必要な成分はベースバンドにダウンコンバートされる。所望受信信号からダウンコンバートされた成分を除いたベースバンドの成分は、受信器１０６の雑音指数を有害的に増加させる。

概括的にいうと、非線形デバイスの出力ｚ（ｔ）は次のとおりに示せる：

ここで、ｓ（ｔ）は非線形デバイスの入力端子の信号、ａ_Ｎは非線形デバイスに関連する無次元ゲインの項である。二次より高いあらゆる非線形性を無視すれば、上記の式は、

で示され、ここでは、ａ_２ｓ^２（ｔ）は二次相互変調歪積である。

Ｉ−チャンネルミキサ１４０の出力ｙ_Ｉ（ｔ）及びＱ−チャンネルミキサ１４１の出力ｙ_Ｑ（ｔ）は、ミキサ内の二次線形性により生じた二次相互変調歪積を有する可能性がある。したがって、Ｉ−チャンネル１４０は非線形デバイスであり、（二次より高いあらゆる不線形性を無視する場合）その出力ｙ_Ｉ（ｔ）は次のとおりに示せる。

実際のＩ−チャンネルミキサ１４０は非線形デバイスであって、受信発振器信号ｃｏｓｃω_ｒｘｔに掛け合わされた入力信号Ｉ_ｒｅｆＣＯＳω_ｔｘｔを受信する理想的なミキサにモデル化できる。理想的なミキサの出力は二次またはより高い非線形性を有しないので理想的なミキサの出力は（Ｉ_ｒｅｆｃｏｓω_ｔｘｔ）（ｃｏｓω_ｒｘｔ）である。このモデルは、実際のミキサの出力が（Ｉ_ｒｅｆｃｏｓω_ｔｘｔ）（ｃｏｓω_ｒｘｔ）＋ａ_２ＩＳ_Ｉ ^２（ｔ）となるような理想的なミキサの出力に二次相互変調歪積ａ_２ＩＳ_Ｉ ^２（ｔ）を加えることをさらに含む。

Ｉ−チャンネルミキサの二次相互変調歪積は、以下のようにも表わされる。

信号ｘ（ｔ）は、送信器１０４により送信され、送受切換器１０８を介して受信器１０６にリークされる可能性があり、

で表すことができる。

あるいは、

で表わすことができる。

受信器１０６内のＩ−チャンネルミキサ１４０で、ｘ（ｔ）は受信発振器１４４からの信号ｃｏｓ(w_rxt+f₀)によって掛け合わされる。よって、Ｉ−チャンネルミキサは、

となる。

式（５）を式（７）に代入すると、

となる。

式（８）に示される掛け算を実行すれば、次の式（９）を生じる。

Ｉ−チャンネルミキサ１４０内の二次相互変調歪積がない場合、ミキサ１４０の出力は、以下のように表わすことができる。

しかし、ミキサ１４０内で二次相互変調歪積が生じる可能性があり、この場合に、ミキサの出力が二次相互変調歪積を含む。I-チャンネルミキサ１４０からの二次相互変調歪積の出力単体は、以下のように表わすことができる：

式（９）を式（１１）に代入すると、次の式（１２）を生じる。

上記した式に示されたように二乗し、あらゆる交さ項（cross terms）を除外することは、アナログフィルタ１４８によってフィルタ除去されることでより高い周波項を得る結果となるため、次の式（１３）を生じる。

二乗後に倍角項を除き、ＤＣまたはＤＣに近い項を残せば、式（１３）より以下の式を生じる。

同様に、次のように表わすこともできる。

したがって、受信器１０６の総合帯域内二次相互変調歪みｙ_２（ｔ）は、次のように表わすことができる：

ＩＩＰ２の交点において、s(t)=V_iip2であり_、次の式が成り立つ。

もしＩＩＰ２がデシベルＶ_ｒｍｓで測定されると、次の式が成り立つ（ａ_１ＩはＩ−チャンネルミキサ１４０の線形ゲインである）。

もしＩＩＰ２がデシベルＶ_ｒｍｓで測定されると、ａ_２Ｉは次のように表現できる。

同様に、ａ_２Ｑは次のように表現できる：

したがって、受信器１０６内で、ａ_２Ｉ及びａ_２Ｑの値を最小にすることは、ＩＩＰ２_Ｉ及びＩＩＰ２_Ｑを最大にすることとそれぞれ同等である。ＩＩＰ２を最大にすることはＩＭＤ２を最小にすることである。

各ローパスフィルタ１４８による出力は、シグマ・デルタデジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１５０へ供給される。各Ｄ／Ａ変換器１５０の出力は、ローパスフィルタとして動作するデシメーションフィルタ１５２へ供給される。一つの実施例で、デシメーションフィルタ１５２は、正弦フィルタあるいは一連のマルチレートフィルタである。もう一つの実施例で、デシメーションフィルタ１５２は平方根二乗余弦フィルタである。各デシメーションフィルタ１５２による出力はそれぞれＩ_ｏ（ｎ）信号とＱ_ｏ（ｎ）信号である。Ｉ_ｏ（ｎ）信号とＱ_ｏ（ｎ）信号がそれぞれＩ_ｄｃ信号１６０とＱ_ｄｃ信号１６１を含む。Ｉ_ｄｃ信号１６０及びＱ_ｄｃ信号１６１は、受信器１０６内の非理想要素によって、その受信器内の様々な点で生じた直流（ＤＣ）オフセットである。Ｉ_ｄｃ信号１６０とＱ_ｄｃ信号１６１は、効果によって生じた残留ＤＣオフセットを含み、該効果は、例えばコモンモード効果であり、ミキサ１４０，１４１の二次非線形性の結果として生じたＤＣと関連しない。図１は、単純化した理想化構造として一点で受信信号パスに導入されるものとして、Ｉ_ｄｃ信号１６０及びＱ_ｄｃ信号１６１が描かれている。DC貢献の多くが受信器１０６のアナログ部で起こり、したがってDCはA/D変換機150の前に抽出することができるが、Ａ／Ｄ変換器の後で適用されるのは数学的に正確であり、Ｉ_dc=Ｉ_{dc_analog}（潜在的な量子化）である。デシメーションフィルタ１５２の後に受信器１０６内のベースバンド信号はI_o(n)+jQ_o(n)で表すことができ、当該信号を復調器（図示していない）へ供給する。

デシメーションフィルタ１５２の後の受信器１０６内のベースバンド信号は次のように表すことができる。

ここで、{a_2I+ja_2Q}はＩＩＰ２係数を表している。G_{tx_rx}は送信器１０４内のベースバンドから受信器１０６のベースバンドまでの線形ゲインを表し、|A_ref(n−D)|²は基準送信ベースバンド信号の二乗増幅を表し、Ｄは送信器１０４内のベースバンドから受信器１０６内のベースバンドまでの信号の伝搬遅延時間を表し、I_dc + jQ_dcはＤＣオフセットを表し、w_I(n) + jw_Q(n)は所定受信信号、ブロッカ、回路ノイズ、数値ノイズを含む残留ノイズを表す。しかし、上記の文章で「ブロッカ」という用語は、３．８４ＭＨｚの送信信号の自己ブロッカを含んでいない。３ＧＰＰ規格の技術仕様書２５．１０１で指定された標準感度レベルに対して、ＣＤＭＡ信号（例えば、１．２２８８メガチップ／秒である暫定標準９５）が受信器１０６によって受信される３ＧＰＰ信号と干渉するときに、３．２５ＭＨｚで−４９ｄＢｍのワーストケースのブロッカが生じる。他のブロッカは、隣接チャンネル干渉及び同一チャンネル干渉を含む。ＩＩＰ２係数ａ_２Ｉ，ａ_２Ｑは受信信号と２乗振幅の送信信号との間の相互相関に比例することが表わされる。ＩＩＰ２係数ａ_２Ｉ，ａ_２Ｑは、各ミキサ１４０，１４１内で発生した二次相互変調歪に比例することが表わされる。Ｄの値は送受信１０２の異なる構造の各々のために計算され、そして異なる構造毎のコピー全てに恒常的に留まる。G_{tx_rx}の値は、送信器１０４の送信電力出力Ｐ_ｏｕｔ、送受切換器108によって供給されたアイソレーション量と受信器１０６の自動ゲイン制御（automatic gain control : AGC）設定による。より詳細には、G_{tx_rx}は、送信器１０４のベースバンド部分から、送信器、送受切換器を介して、受信器のフロントエンド又はベースバンド部分の受信器１０６への線形ゲインの推定量である。さらに、

で表され、Ｇ_ｔｘは送信器１０４のベースバンド部分から送受切換器へのゲインである。Ｇ_ｄｘは送受切換器108によって与えられるアイソレーションのゲインおよび程度、Ｇ_ｒｘは受信器１０６のフロントエンドからベースバンドまでのゲインである。

図１は、ＩＩＰ２推定器（以後は「推定器」）１７２と、該推定器に動作可能に接続されたＩＩＰ２非線形性コントローラ１７４（以後は「コントローラ」）と、各ミキサ１４０，１４１とコントローラに動作可能に接続されたＤ／Ａ変換機１７６，１７８とを有する適合ＩＩＰ２校正システム１７０（以後は「校正システム」）の簡単化した機能ブロック図である。推定器１７２への入力信号は、送信器１０４のベースバンド部分からのＩ_ｒｅｆ及びＱ_ｒｅｆ信号と、受信器１０６のベースバンド部分からのＩ_０及びＱ_Ｏ信号と、送信器１０４の自動出力制御器（automatic output controller : AOC）から取得したＴＸ＿ＰＯＷＥＲ信号と、ＲＸＰＯＷＥＲ、または受信器のＡＧＣより取得した受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）とである。該ＴＸ＿ＰＯＷＥＲ信号の値は、送信器１０４より送信した信号の電力を示す値であり、該ＲＸ＿ＰＯＷＥＲまたはＲＳＳＩの値は、ベースバンド増幅器の前にベースバンドで測定された受信器より受信した信号の強度を示す値である。ＲＳＳＩは、所定受信信号のために必要な帯域に関連する電力だけを含む、あるいは隣接チャンネルを推定させるためにより広い帯域に関連する電力を含む。一つの実施例で、ＲＳＳＩが、デシメーションフィルタ１５２の出力に見られるように、同じ帯域全体の電力の推定量を含む。推定器１７２がコントローラ１７４へａ_２Ｉ信号及びａ_２Ｑ信号を出力し、該ａ_２Ｉ及びａ_２Ｑ信号はＩ−チャンネルとＱ−チャンネルのＩＩＰ２をそれぞれ推定する。コントローラ１７４が調整信号Ｖ_２Ｉ及び調整信号Ｖ_２Ｑを出力し、Ｄ／Ａ変換器１７６，１７８で、調整信号ｖ_２Ｉ及び調整信号ｖ_２Ｑの値を、ミキサ内で別に生じるいかなる二次相互変調歪にも対抗するように、ミキサ１４０，１４１をそれぞれ同調させるのに使用するアナログ電圧に変換する。コントローラ１７４が、ＩＩＰ２係数ａ_２Ｉ及びａ_２Ｑを最小化するためにＩＩＰ２調整電圧ｖ_２Ｉ及びｖ_２Ｑをそれぞれ調整する。実施例において、約９６ＭＨｚでＤ／Ａ変換器１７６，１７８を動作させる。受信器１０６の通常受信動作の間に、校正システム１７０を使用できるという利点がある。

校正システム１７０は、ＩＩＰ２設定を最適に調整して受信器１０６の二次非線形性を最適化するためのデジタルクローズドループ、適合、自己校正、オンライン方法である。校正システム１７０が（送信器１０２内のベースバンドで示す）元の送信信号と（その後、受信器１０６内のベースバンドで示す）受信信号とを比較する。送信信号の二乗振幅は、（受信器に現れるような）受信した信号と、送信器１０４によりＲＦ信号として送信され、（送信器のベースバンドに現れるような）二次混合のための受信器１０６を停止または妨害させる元の送信信号との間の相関レベルを推定するため基準ソースとして使用される。二次混合のための受信器１０６の受信バンド（ベースバンド）に含まれる送信信号は、元の送信信号の二乗振幅に比例するので、元の送信された信号の二乗振幅は基準ソースとして使用される。相関レベルは、二次混合のための受信器１０６の受信バンド（ベースバンド）に分類されるような送信信号の測定値である。相関レベルは受信器１０６の二次非線形性の測定値として使用される。所望受信信号が受信器１０６の受信バンド（ベースバンド）に分類されるが、これは一次混合のために生じる。コントローラ１７４は、受信器１０６のＩＩＰ２設定を調整する。ａ_２Ｉ及びａ_２Ｑをできるだけ「０」に近づける様に駆動する。校正システム１７０が、訓練信号として、送信器１０４から送信したライブ信号(live signal)または自己ブロッカを利用して校正アルゴリズムを駆動させる。校正システム１７０は、温度ドリフトがある状態で最高ＩＩＰ２のために受信器１０６を調整する。校正システム１７０はオンラインで動作するので、校正システム１７０が、受信器１０６の通常受信動作期間を含む送受信機１０２の通常動作期間にＩＩＰ２の温度変化を動的に検出することができる。

図２は推定器１７２を示す機能ブロック図である。推定器１７２が、二次混合のための受信器１０６の受信バンド（ベースバンド）に区分される送信信号の値と、一次混合のための受信バンドに区分される所望受信信号のような受信バンドの他の信号の値とを区別できる。送信器１０４により送信された二乗振幅信号と、受信器１０６によって検知された帯域内信号とに基づいて、推定器１７２は、ＩＩＰ２係数ａ_２Ｉ，ａ_２Ｑを能動的に推定する。推定器１７２が、ＴＸ＿ＰＯＷＥＲ信号及びＲＳＳＩ信号の値を利用し、推定器の適応ゲイン（またはステップサイズ）μ_ａ、ＤＣ推定器２６０のゲインμ_ｄｃ、コントローラ１７４の適合（または更新）レートＦＣ、線形ゲインＧ_{ｔｘ＿ｒｘ}を決定する状態機械２０４を含む。状態機械２０４は、構成され、開始され、始動され、そのとき状態機械２０４は、自己駆動している。推定器１７２が、推定器ゲイン・ルックアップテーブル２０６、ＤＣ推定器ゲイン・ルックアップテーブル２０７、コントローラレート・ルックアップテーブル２０８、線形ゲイン・ルックアップテーブル２０９を含む。推定器１７２の適応レート係数μ_ａの値、ＤＣ推定器２６０のゲインμ_ａｃの値、コントローラ１７４の更新レートＦｃの値、及び送受信機１０２の線形Ｇ_{ｔｘ＿ｒａ}の値は（実験室での特性評価ステージの間に）既定され、ファームウェア内のルックアップテーブル２０６，２０７，２０８，２０９に格納される。一つの実施例では、推定器１７２の動作レートは、チップレートの１６倍である。一つの実施例では、チップレートは３．８４ＭＨｚである。推定器１７２は、ＩＩＰ２を推定する基準としての同期化された、且つスケーリングされた二乗振幅の送信信号を使用する。

推定器１７２が、送信器１０４のベースバンド部分から信号Ｉ_ｒｅｆとＱ_ｒｅｆを受信し、送信基準信号の振幅Ａ_ｒｅｆを判定する振幅素子２１２を含む。遅延素子２１４で、信号Ａ_ｒｅｆが遅延Ｄを生じて、乗算器２１６で、当該遅延された振幅を平方、あるいは二乗する。結果として生成される信号|A_ref(n-D)|²は、デシメーションフィルタ２１８によってフィルタ処理される。ＷＣＤＭＡ信号は５ＭＨｚの帯域を有するが、信号|A_ref(n-D)|²が５ＭＨｚより広い帯域を有するので、デシメーションフィルタ２１８を使用する。デシメーションフィルタ２１８が、約５ＭＨｚに戻すように信号|A_ref(n-D)|²の帯域幅を減少する。一つの実施例では、デシメーションフィルタ２１８は正弦フィルタ（sinc filter）である。別の実施例では、デシメーションフィルタ２１８は平方根二乗余弦フィルタである。いずれにしても、デシメーションフィルタ２１８は受信器１０６内のデシメーションフィルタ１５２と同じタイプのフィルタである。さらに、アナログフィルタ１４８または受信器１０６内の他のフィルタが|A_ref(n-D)|²を生成する場合、例えば、送信信号の二乗されたバーションであるが、デシメーションフィルタ２１８は、受信器内の信号|A_ref(n-D)|²の帯域に影響を与えるあらゆるフィルタの合成である応答を有すべきである。デシメーションフィルタ１５２の待ち時間だけでデシメーションフィルタをモデル化することは不十分である。推定器１７２が、デシメーションフィルタ１５２として正弦フィルタを含む受信器１０６の実施例に使用されるとき、送信基準信号の二乗増幅の正弦効果を推定器内でモデル化することが必要である。したがって、この場合、推定器１７２がデシメーション２１８として正弦フィルタ２１８を含む。デシメーションフィルタ２１８が出力した信号|A_ref(n-D)|²は、εiとε_Qとを掛け合わせる更新式（update equations）２４０へ供給される。別の工程で、信号|A_ref(n-D)|²は乗算器２３０へ供給され、ここで、信号|A_ref(n-D)|²は状態機械２０４の一つによって出力された線形ゲインG_{tx_rｘ}で増幅される。したがって、乗算器２３０の出力はG_{ｔｘ_ｒｘ}|A_ref(n-D)|²である^-。

推定器１７２は、更新式２４０を利用してａ_２の値を推定することによって受信器１０６内の二次相互変調歪の値を判定し、次のように示す。

更新式２４０が、推定した＃a_2I及び推定した＃a_2Qのために、任意の初期値で盲目的に始めることが可能である。あるいは、乗算式２４０は、調整されたミキサのＩＩＰ２の範囲を先験的な認識に基づく推定した＃a_2I及び推定した＃a_2Qのために、より良い初期値で始めることが可能である。例えば、任意のミキサのＩＩＰ２が、３０〜６０ｄＢｍの範囲にあるとわかれば、３０ｄＢｍのＩＩＰ２に相当する＃a₂の初期値を設定することが可能である。更新式２４０への入力は、信号|A_ref(n-D)|^2-、エラー信号ε_I，ε_Q、及び信号μ_aとを含む。エラー信号ε_Iは、所定信号I_oと推定した信号I_oとの差である。エラー信号ε_Qは、所定信号Ｑ_ｏ及び推定した

信号の差である。各更新の実行で、各更新式２４０が推定値ａ_２を出力し、当該推定値ａ_２は、＃a_2I(n)及び＃a_2I(n)である。推定器１７２が、G_{ｔｘ_ｒｘ}|A_ref(n-D)|^2--に信号＃a_2I(n)と＃a_2Q(n)をそれぞれ乗算する乗算器２５０と２５１を含む。Ｉ―チャンネルＩＭＤ２は＃a_2I(n)G_{tx_rx}|A_ref(n-D)|²に比例することと、Ｑ−チャンネルＩＭＤ２は＃a_2Q(n)G_{tx_rx}|A_ref(n-D)|²に比例することを示すことができる。

一つの実施例では、最適アルゴリズムに基づく最小二乗平均（ＬＭＳ）が、ＩＩＰ２係数を推定するための推定器１７２で利用される。別の実施例では、アルゴリズムに基づくサイン・サインＬＭＳが推定器１７２で利用される。この場合、更新式２４０内のμ_aA² _ref(n-D)ε_I(n)の項の値は、これらの符号によって置き換えられる。また他の実施例では、局所的な探索アルゴリズム（gradient search algorithm）、サインエラーアルゴリズム（signed error algorithm）、及び再帰的最小二乗アルゴリズム（recursive least squares algorithm）のうちの一つを推定器１７２で使用する。また別の実施例では、相互相関器は推定器１７２内で使用される。調整したサイン・サインＬＭＳアルゴリズムは、コントローラ１７４で使用される。

送受信機１０２の受信から送信までのゲインは、送受信機から送受信機、周波帯域から周波帯域によって、複数のデシベルで変化することが可能である。したがって、コントローラ１７４で使用されるサイン・サインＬＭＳアルゴリズムのバーションは、＃ａ_２の振幅による可変ステップサイズを使用する。可変ステップサイズは、受信から送信までのゲインの変化からコントローラ１７４の過度性能の感度を低くする。もし、コントローラ１７４が当該ゲイン変化に感度の良い状態なら、ループの過度あるいは安定時間は、高い可変性を持つ。

コントローラ１７４のステップサイズの選択は、システムループゲイン変化により過度または収束の挙動の感度を低減するためのＩＩＰ２推定値に基づく。そうでなければ、例として、送受切換器１０８によるアイソレーションの変化は、校正システム１７０のトラッキング性能を阻害する。推定器１７２のゲイン及びコントローラ１７４の更新レートは、信号対雑音比（ＳＮＲ）と校正アルゴリズムの性能を最大にするために、送信器１０４のＰ_ＯＵＴと受信器１０６の受信信号強度に基づいて自動的に調整される。実施例によって、更新式２４０はハードウェア、ファームウェア、又はソフトウェアで具体化される。

推定器１７２は、推定器１７２が推定する信号からいかなる非ＩＩＰ２ＤＣ成分も取り除くオンラインＤＣ推定器２６０（以後は「ＤＣ推定器」）を含む。これにより、当該非ＩＩＰ２ＤＣ成分によるＩＩＰ２係数ａ_２Ｉ及びａ_２Ｑの推定値のいかなる低下も緩和することもできる。別の実施例では、ＩＩＰ２推定アルゴリズムが、I_ｄｃ及びQ_ｄｃがIoとQoのすべてのＤＣを含むように実行する。これにより、推定器１７２が、推定された信号からすべてのＤＣ成分を取り除くことを可能にする。別の実施例で、デシメーションフィルタ２１８の出力における信号|A_ｒｅｆ(n−D)|²は、信号|A_ｒｅｆ(n−D)|²のＤＣ成分を取り除くように、ハイパスフィルタ（図示せず）によってさらにフィルタ処理される。このフィルタ処理は、Ｉ_０及びＱ_ＯのあらゆるＤＣ貢献を推定するためにＤＣ推定器２６０によってＩ_ｄｃ及びＱ_ｄｃの使用が可能となる。

一つの実施例で、ＤＣ推定器２６０がＬＭＳアルゴリズムを使用し、次のＩ_ｄｃ及びＱ_ｄｃ更新式を実行する。

実施例によって、上記Ｉ_ｄｃ及びＱ_ｄｃ更新式はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアにおいて実装される。適合ＤＣ補正は、より正確的にＩＩＰ２を測定するために、非ＩＩＰ２ＤＣ成分を取り除くように用いられる。

受信器１０６が、ＤＣオフセット補正回路（図示せず）または粗なＤＣオフセット補正回路、及びあらゆるＤＣオフセットを補正する精密なＤＣオフセット補正回路を含む。粗なＤＣオフセット補正アルゴリズムは、受信器１０６のアナログ部分によってＤＣオフセットの粗い推定量を測定する。粗なＤＣオフセット補正アルゴリズムは、送信信号の存在なしに、コールド校正（cold calibration）の間に常に実行される。精密なＤＣオフセット補正回路は、通常受信操作の間に実行されて、あらゆる追加的ＤＣ（すなわち、粗なＤＣオフセット回路の後の残留ＤＣオフセット、及びＩＭＤ２効果によるＤＣ）を補正する。送信器の電力が特定の閾値を下回るとき、精密なＤＣオフセットによって測定されたＤＣは、アナログ部分の残留ＤＣのみとなる。精密なＤＣオフセットは、ＤＣ推定器２６０におけるＩ_ｄｃ及びＱ_ｄｃの初期値の推定の補助に使用できる。

ＤＣ推定器２６０は、推定したＱ_ｄｃ及び推定したＩ_ｄｏの任意の初期値で盲目的に始めることができる。あるいは、ＤＣ推定器２６０は、受信器１０６のアナログ部分のＤＣオフセットの既知に基づいた、推定したＩ_ｄｃ及び推定したＱ_ｄｃのより良い初期値で始めることが可能である。「より良い」という用語は、推定したＩ_ｄｃ及び推定したＱ_ｄｃの初期値が任意の初期値よりＩ_ｄｃ及びＱ_ｄｃの値に近いという意味である。粗なＤＣオフセットがアナログ部分に適用される実施例では、出発点として残留ＤＣオフセットを利用することはできる（なお、残留ＤＣオフセットは、粗なＤＣステップのＤＡＣサイズに起因する）。ＤＣオフセットのアナログ部分は、ＡＧＣゲインの関数として変化するので、この情報は、Ｘマイクロ秒を待つ（図４のステップ４０１を参照）代わりに、新たなＤＣオフセット測定を開始するように利用可能である。ＤＣ推定器２６０の入力は、エラー信号ε_I，ε_Q、およびＤＣ推定の更新式のゲインである信号μ_dcを含む。変数μ_dc--がＤＣ推定量のステップサイズを定義する。ステップサイズμ_dc-の大きさは可変的に変化する。あるいは、残留非ＩＭＤＣ２ ＤＣ項の値は、粗なＤＣオフセット補正の設定と精密なＤＣオフセット補正の設定によってわかる可能性が高いので、初期I_dc(n)及びQ_dc(n)に対して、ステップサイズμ_dc-の大きさは、ＤＣ推定量更新式に代入される。ＡＧＣ変化は、受信器１０６におけるより大きな残留ＤＣに起因するため、数回の更新ｍの間のＡＧＣステップの後に、ステップサイズμ_dc-を大きくにすることが可能である。ＡＧＣが変化する場合、ＤＣ推定器２６０により推定されるＤＣの量は変化する可能性があるので、最初により粗なステップサイズμ_dc-を有し、その後により精密なステップサイズμ_dc-に調整することは有益であろう。このことにより、DC推定アルゴリズムのトラッキング性能全体を改善する。ＤＣ推定器２６０による出力が、信号Ｉ_ｄｃ，Ｑ_ｄｃを含み、当該信号Ｉ_ｄｃ，Ｑ_ｄｃはそれぞれ加算器２７０，２７１へ供給され、♯Ｉ_ｄｃ，♯Ｑ_ｄｃは、信号

及び

にそれぞれ加算される。したがって、加算器２７０の出力信号は

であり、加算器２７１の出力信号は、

である。信号♯Ｉ_ｄｃ，♯Ｑ_ｄｃは、それぞれＩ_０（Ｎ）及びＱ_０（Ｎ）の非ＩＩＰ２ＤＣ成分の推定値である。加算器２７０，２７１からの出力信号は、加算器２８０，２８１にそれぞれ供給され、Ｉ_０（Ｎ）及びＱ_０（Ｎ）から出力信号を減算して、エラー信号ε_I及びε_Qをそれぞれ取得する。

送信電力レベル及び受信信号強度に基づいて、ファームウェアに基づく監理アルゴリズム（図４を参考）が、最適な収束のために推定器１７２及びコントローラ１７４を構成する。受信信号強度に対して送信電力が大きいほど、校正システム１７０の性能がより早く、且つより正確になり、その逆も成り立つ。推定器１７２が、ノイズ除去に対する収束のトレードオフを設定可能であるゲイン及び適応レート係数μ_aを有する。受信信号強度に対して送信電力が大きいほど、より大きなμaが設定される。推定器172としては、送信信号が信号として働き、所望の受信信号がノイズとして働く。したがって、送信信号Ｐ_ｏｕｔの減少はアルゴリズムのＳＮＲを低下させ、受信信号強度の上昇もまたアルゴリズムのＳＮＲを低下させる。ＳＮＲが増加するにつれて、μ_ａが上昇してより一層収束する。一方、ＳＮＲが減少するにつれて、μ_ａが減少して推定器１７２で増加したノイズの効果を平均化する。同様に、コントローラ１７４の更新レートＦｃがＳＮＲに関してプログラム化される。ＳＮＲが減少するにつれて、更新レートＦ_Ｃが減少し（すなわち、コントローラがより遅く動作する）、その逆も成り立つ。送信電力レベル及び受信信号強度に基づいて、状態機械２０４のうちの一つがＧ_{tx_rx}を設定する。

推定器１７２の校正アルゴリズムが、送信信号の振幅二乗に相関する受信信号のベースバンド成分を推定する。当該推定量が、受信帯域内信号と送信信号の振幅二乗との間の相互相関に比例する。他のあらゆるソース（例えば、受信信号、ブロッカ、など）は無相関なノイズとして生じる。コントローラ１７４の校正アルゴリズムは、Ｄ／Ａ変換機１７６，１７８を調整して、送信器１０４から送信された信号に起因する受信器１０６のＩＩＰ２成分を最小化する。

コントローラ１７４は、ミキサ１４０，１４１のＩＩＰ２ポートを調整して、受信器１０６のＩＩＰ２を最大化する。ステップサイズはＩＩＰ２の推定に基づく。コントローラ１７４は、ａ_２を最小化するＶ_２の最適な設定を探索する探索アルゴリズムを実施する。一つの実施例で、コントローラ１７４が採用する探索アルゴリズムは、ＬＭＳアルゴリズムの近似である。別の実施例で、コントローラ１７４が採用する探索アルゴリズムは、最急降下アルゴリズムである。

Ｖ_２に対してａ_２を最小するＬＭＳアルゴリズムは、次のように表すことができる。

ここで、μ_cは、コントローラ１７４のゲインである。図８は、ステップサイズ対ＩＩＰ２の表である。実際のａ_２を推定した＃ａ_２を代入すると、式（２９）は次の式になる。

ＬＭＳ傾斜の一次数値近似は次のように表すことができる。

ここで、ｋはｖ₂とａ_２との間の待ち時間（latency）である。

傾斜の推定（sign）及び値よりむしろ、傾斜の推定のみがコントローラ１７４で使用され、分割を回避し、且つ複雑さを低減するが、傾斜の方向情報を保持する。傾斜の推定だけを使用する場合、式（３１）は次のように表すことができる。

式（３２）は式（３０）に代入することができる。式（３０）はさらに次のように表すことができる。

図５は、受信信号の実数成分のＩＩＰ２係数対Ｉ−チャンネルＤ／Ａ変換器の電圧の表である。

図６は受信号の虚数成分のＩＩＰ２係数対Ｑ−チャンネルＤ／Ａ変換器１７８の電圧の表である。一般に、図５における曲線の形は、図６における曲線の形と異なる。従って、図５に示されるＩ−チャンネルに対する最小a₂₁とそれに対応するｖ₂₁は、
図６に示されるＱ−チャンネルに対する最小＃a_2Qとそれに対応するｖ_2Qと異なる。

図７は費用関数（cost function）、またはＩＩＰ２係数対Ｉ−チャンネルＤ／Ａ変換器１７６及びＱ−チャンネルＤ／Ａ変換器１７８のうちの一つから出力されたコードの表である。コントローラ１７４は、最低ａ_２を生成するコードを選択する。

図８はステップサイズ対ＩＩＰ２の代表的な実施例の表である。図８に示される代表的な実施例では、式（３３）におけるａ_２のゲイン推定量であり、例えば、μ_c＃a₂は、ＩＩＰ２に比例するａ_２の値に応じて、「１／２」、「１」、及び「２」のうちの一つの値を有することが可能である。例えば、ＩＩＰ２の値が−６０ｄＢｍ未満の場合、ステップサイズは「１／２」である。ＩＩＰ２の値が−５０ｄＢｍより大きいの場合、ステップサイズは「２」である。そうでなければ、ステップサイズは１である。あるいは、温度変化に対する十分なマージンを保証するために、１０ｄＢｍエラーに対するマージンがＩＩＰ２の値に加えられる。ＴＸ＿ＰＯＷＥＲが弱く、ＲＳＳＩが強いまたは干渉が強いとき、校正アルゴリズムを動作することは有効ではない可能性がある。校正アルゴリズムが動作しない期間を保障する追加マージンを有する場合、受信器１０６は依然優れたＩＩＰ２を有することを保証する。コントローラ１７４のＬＭＳアルゴリズムの非線形性、サイン・サイン変化の使用は、ゲイン変化に対する閉ループダイナミクス（closed loop dynamics）の感度をより低下させる。

あるいは、式（３３）におけるａ_２のゲイン推定量、例えば、μ_c＃a₂の代わりに、サイン（例えば、sgn{μ_c＃a₂}）を代入することもできる。この代入はコントローラ１７４がゲインを有しないことを意味する。

この代入は、線形ゲインＧ_{ｔｘ＿ｒｘ}の変化に対してアルゴリズムの感度を減じることが可能である。特に、送信器−受信器のアイソレーション量の変化は、送受切換器１０８によって生じる。この代入によって、コントローラ１７４において、乗算器及びゲイン段階を必要としない。

あるいは、

ここで、ゲインＣは、ステップサイズルックアップテーブル３４２から導かれる。その場合、Ｃの値はａ_２の現在値（present value）である。

式（３４ａ）は式（３３）に代入することができる。式（３３）はさらに次のようになる。

ここで、ｋは、ｖ_２Ｉとｖ_２Ｑ-が変化した後の＃a_2Iと＃a_2Qでそれぞれ生じた変化に対してサンプル数で測定された遅延である。ｋ項の存在は、ｖ_２Ｉとｖ_２Ｑが、＃a_2I及び＃a_2Qにそれぞれ適切に整合されることを保証する。ｖ_２Ｉ及びｖ_２Ｑ-が変化した後に、Ｄ／Ａ変換器１７６，１７８を更新し、新たなＩＭＤ２を受信器１０６のアナログとデジタルとの部分を介して、＃a_2Iと＃a_2Qを更新する推定器１７２へ供給し、最後にコントローラ１７４のＩＩＰ２アルゴリズムへそれらの推定量を供給するのには、ある特定の時間がかかる。Ｉ−チャンネルの遅延が、Ｑ−チャンネルの遅延と異なる場合、ｋの値はｋ_Iとｋ_Qでそれぞれ置き換えることができる。この遅延の不整合は、アナログフィルタ１４８のＩ／Ｑ不整合の結果による可能性がある。これらの遅延が異なる場合、＃a_2Iと＃a_2Qの新たな推定量の準備ができている場合に限り、ｖ_２Ｉとｖ_２Ｑは、常に同時に更新されることを確認するべきである。あるいは、ｖ_２Ｉとｖ_２Ｑが同時に更新されることを保証するために、より大きなｋ_Iおよびｋ_Qを選択し、そのｋ_Iおよびｋ_Qをｖ_２Ｉとｖ_２Ｑの両方に使用可能である。

コントローラ１７４は、Ｉ−チャンネルコントローラ３００及びＱ−チャンネルコントローラを有する。Ｉ−チャンネル３００及びＱ−チャンネルコントローラは、互いに独立して動作する。図３は、Ｉ−チャンネルコントローラ３００の機能ブロック図を示す。Ｑ−チャンネルの機能ブロック図はＩ−チャンネルコントローラ３００と実質的に類似しているので、Ｑ−チャンネルの機能ブロック図は示していない。

Ｉ−チャンネルコントローラ３００は、Ｆ_Ｃのレートで操作する。Ｉ−チャンネルコントローラ３００は、推定器１７２から＃a_2Iの値を、推定器の動作レートと同じレートで受信する。常に、コントローラ１７４の操作Ｆ_Ｃレートは、推定器１７２の動作レートより低いか等しい。３Ｇ送受信機の一つの実施例で、コントローラ１７４の動作レートＦ_Ｃは、チップレートの２〜３２倍である。Ｆ_Ｃはデータレートの係数であって、ロング・ターム・エボリューション（long term evolution : LTE）標準に対しては、データレートをより小さくまたはより大きくすることが可能である。すなわちデータレートは、信号、ビット、又はチップレートの関数である。＃a_2Iの値は、微分器３０４へ供給され、ここで、現在値＃a_2Iと前値（previous value）＃a_2Iの減算が実行される。すなわち、＃a_2I(n)-＃a_2I(n-1)が実行される。あるいは、正確な微分（true derivative）は、微分器３０４で実行される。微分器３０４の出力は、サイン素子（sign element）３０８へ供給され、微分器３０４の出力は、

で定義される。

サイン素子３０８の出力は、理論的に「−１」、「０」、「＋１」のうちの一つである。しかし、サイン素子３０８の出力は、ほぼ確実に「＋１」または「−１」である。ノイズはいつも存在するので、サイン素子３０８の出力が「０」となる可能性は低い。

出力ｖ_２（n）は、微分器３３０にフィードバックされ、ここで現在値ｖ_２Ｉと前値ｖ_２Ｉの減算が実行される。すなわち、Ｖ_２Ｉ（ｎ）−Ｖ_２Ｉ（ｎ−１）が実行される。微分器３３０からの出力は、サイン素子３３４に供給され、微分器３３０からの出力は、

で定義される。

しかし、サイン素子３３４には、コントローラ１７４のスタートアップで遅延を回避するために、動作ｓｇｎ｛０｝の値は、「１」という値に等しいと定義されている。したがって、サイン素子３３４の出力は、いつも「＋１」または「−１」である。サイン素子３３４の出力は、ｋサンプル（k samples）によって信号を遅延する遅延素子３３８へ供給される。遅延素子３３８の出力は、

で定義される。

式（３６）、（３８）は、傾斜方向素子３１２で乗算される。傾斜方向素子３１２の出力は、

で定義される。

傾斜方向素子３１２の出力は、ｖ_２の変化に対するａ_２の変化の傾斜方向である。傾斜方向は「−１」、「０」、「＋１」のうちの一つである。傾斜方向は、＃a_2I-の微分の推定及びｖ_２Ｉの微分の推定を含む組み合わせ｛＃a_２Ｉ、Ｖ_２Ｉ｝に基づく。傾斜方向素子３１２の出力は次のように表す。

｛−１、−１｝または｛１，１｝の場合、傾斜方向は「−１」である。
｛＋１、−１｝または｛−１，＋１｝の場合、傾斜方向は「＋１」である。
そうでなければ、傾斜方向は０、すなわちsgn{Δ＃a_2I}=０である。

「＋１」または「−１」である傾斜方向素子３１２の出力は、動的ステップサイズ制限器３１６へ供給される。動的ステップサイズ制限器３１６は、安定性を保証する。コントローラは、複数のａ_２Ｉの値を格納し、関連ステップサイズＣ（すなわち−２，−１，−０．５，＋０．５,１,２）と関連するステップサイズルックアップテーブル３４２を有する。＃a_２が減少するにつれて、ステップサイズＣが減少する。傾斜方向素子３１２の出力の関数として、ステップサイズを制御することも可能である。継続的な更新において、傾斜方向素子３１２の出力が「＋１」と「−１」との間で切り替わった場合、コントローラ１７４のアルゴリズムは、極小値（minima）に接近する（または、極小値を超える可能性が高い）。このことが生じる場合、ステップサイズは減少される。ステップサイズは、傾斜方向素子３１２の出力の積分関数である。傾斜方向素子３１２の出力の積分が０に近づくにつれて、ステップサイズは減少される。動的ステップサイズ制限器３１２において、ステップサイズルックアップテーブル３４２からのステップサイズＣと傾斜方向素子３１２からの傾斜方向とは組み合わされて加算器３２０へ出力される。動的ステップサイズ制限器３１６からの出力の値及び推定は、変化量、ステップ量、又はｖ_２の次の設定により方向を決定する。加算器３２０において、ｖ_２（ｎ）の前値は、動的ステップサイズ制限器３１６からの出力より更新されて、ｖ₂(n+1),i.e.,ｖ₂(n+1)＝ｖ₂(n)±Ｃを生成する。遅延素子３２４において、ｖ_２（ｎ＋１）は一つのサンプルより遅延されてｖ_２（ｎ）になる。加算器３２０に対する最後の入力（bottom input）は、ｖ_２Ｉ（ｎ）（すなわち、遅延素子３２４の出力）である。加算器３２０の出力はｖ-_２Ｉ（ｎ＋１）である。遅延素子３２４の入力はｖ_２Ｉ（ｎ＋１）である。遅延素子３２４に対する入力は、ｖ_２Ｉ（ｎ＋１）である。

図４は校正システム１７０の動作を示すフロー図である。校正システム１７０の動作方法は、ＩＩＰ２係数を推定し、ＩＩＰ２推定を最小化する。校正システム１７０の動作方法は、ステップ４０１から始まる。ステップ４０３において、ＴＸ＿ＰＯＷＥＲが所定のレベルＦより高いかどうかを判定する。高くなければ、方法はステップ４０１へ戻る。高ければ、方法はステップ４０５へ進む。ステップ４０５において、ＲＳＳＩが所定のレベルＨより低いかどうかを判定する。低ければ、方法は、ステップ４０７へ進む。低くなければ、方法がステップ４０１へ戻り、ＴＸ＿ＰＯＷＥＲおよびＲＳＳＩの少なくとも一方の両方のレベルにおいて生じる変化のために、Ｘマイクロ秒の所定期間待つ。さらに、ＡＧＣの設定、ＲＳＳＩ、またはＴＸ＿ＰＯＷＥＲにおけるいかなる変化も、推定器１７２による更新を開始することが可能である。ステップ４０７において、状態機械２０４が、ＴＸ＿ＰＯＷＥＲ及びＲＳＳＩの現在のレベルに基づいて、Ｇ_{tx_rx}、μ_a、Ｆ_C、およびμ_dcの１以上における変化が必要かどうかを決定し、いかなる必要とされる変化をも実行する。ステップ４０９において、推定器１７２が作動し、＃a_2I(n)及び＃a_2Q(n)の値を推定する。ステップ４１１において、コントローラ１７４が動作し、ｖ_２Ｉ（ｎ）及びｖ_２Ｑ（ｎ）を最小化し、受信器１０６のＩＩＰ２を最小化する。ステップ４１３において、フローがステップ４０１に戻される。

最大値のＳＮＲは、送信器のＰ_ＯＵＴの最低受信感度が２４ｄＢｍであることと、帯域内ブロッカ内に存在しないことを意味する。ＳＮＲが減少するほど、推定器１７２の適応ゲインμ_ａが比例的に減少され、コントローラ１７４の適応（または更新）レートＦ_Ｃが比例的に減少する。ＳＮＲが減少するほど、ＩＩＰ２は、応答（critical）が悪くなるが、ＩＩＰ２の温度ドリフトを追跡可能であることが望ましい。

送信電力が減少するほど、校正システム１７０の性能の応答が悪くなる。推定器１７２のゲインμ_ａは、Ｇ_{ｔｘ＿ｒｘ}アイソレーションゲイン設定を用いてＰ_ＯＵＴに自動的に対応する（すなわち、Ｐ_ＯＵＴの関数としてのファームウェアおよび受信信号強度を用いて設定する）。推定器１７２のより小さいゲインμ_ａは、推定器の安定性あるいは待ち期間を増加させ、限界では不安定を導く。コントローラ１７４の適応（または更新）レートＦ_Ｃ-は、減少されて、推定器１７２のゲインμ_ａの減少を促進させる。

受信信号強度が感度を超えて上昇するほど、校正システム１７０性能の応答が悪くなる。受信信号強度が上昇するほど、適応ゲインμ_ａ及び適応レートＦ_Ｃが減少する。受信信号強度が上昇するほど、コントローラ１７４の適応（または更新）レートＦ_Ｃが、次第により遅くなる。十分に高い受信信号強度の場合、校正アルゴリズムは基本的に遅延または停止する。

所望受信信号と帯域内ブロッカは、無相関「ノイズ」ソースとして作用する。帯域内ブロッカを足した所望受信信号の電力が大きくなるほど、推定アルゴリズムによって判定されたＳＮＲがより小さくなる。「線形」残留ベースバンド成分は、推定アルゴリズムによって判定されたＳＮＲを決定する。

帯域内ブロッカが加えられた所望送信信号の強度が大きくなるほど、推定器１７２のゲインμ_ａは減少されてノイズ除去に必要なレベルを維持する。コントローラ１７４のレートＦ_Ｃは減少されて校正アルゴリズム全ての安定性を維持する。送信電力が減少するほど、校正アルゴリズムのＧ_{ｔｘ＿ｒｘ}が比例的に減少され、且つコントローラ１７４の適応（または更新）レートＦ_Ｃが減少されて、ループ安定性を維持する。送信電力が所定レベルより低い場合、および受信信号強度が所定レベルを超える場合の少なくとも一方では、適応は基本的に停止する。

送受切換器１０８の送信−受信アイソレーションが、特定の最低値を超えて増加するほど、Ｇ_{ｔｘ＿ｒｘ}が２：１の比で比例的に減少する。送受切換器１０８によって供給される送信−受信アイソレーションにおいて１ｄＢ上昇する毎に、Ｇ_{ｔｘ＿ｒｘ}は２ｄＢずつ減少する。アイソレーションの減少を検知しない場合、このような減少は、推定器１７２のより遅い収束とａ_２の推定量における２：１の比例的な減少を付与する。コントローラ１７４は、ゲイン項を持たないように設計されて、いかなるゲイン変化に対する感度を悪くする。ミキサ１４０，１４１の前において、ゲインが１ｄＢ上昇する毎に、ＩＭＤ２が２ｄＢずつ上昇する。

校正システム１７０は、いかなるＳＮＲでも有効である。しかしながら、受信器１０６の感度が良好であり、送信器１０４が最大出力電力Ｐ_ＯＵＴを有する場合、校正システムは、最も有効な状態である。受信器１０６の感度が良好であり（すなわち約−１０６．７ｄＢｍの信号受信を試みる状態）、送信器１０４が最大Poutを有する場合、且つ送信信号が受信器に有害的にリークして送受切換器による減衰後に約−２５ｄＢｍ（受信信号より数オーダー強い）である場合、校正システム１７０がＩＩＰ２性能を最大にする。推定器１７２のＳＮＲが最大ＩＩＰ２で十分である場合、校正システムは、それまで調整する。従って、送信器１０４は最大電量ではない場合にＳＮＲは最もよい状態でないが、構成システム１７０は依然として最適ＩＩＰ２に調整することができる。

受信器１０６が第三世代（third generation : 3G）の移動通信システム（Universal Mobile Telecommunications System : UMTS）の受信器の線形性条件を満たすように、校正システム１７０は、ＩＩＰ２性能を最適化する。

校正システム１７０は、推定器１７２及びコントローラ１７４に動作可能に接続されたプロセッサ（図示せず）を有することは可能であり、該プロセッサは、校正システム１７０の動作の一部あるいは全てを制御する。ここで記述されたすべての回路機構は、シリコンまたは他の半導体性質で実施され、または別の方法として、シリコンあるいは他の半導体性質のソフトウェアコード表現で実施されることを注意されたい。

一つの実施例で、送受信１０２及び校正システム１７０は、ディープデュアル酸化（deep dual-oxide）処理、相補型金属酸化半導体(Complementary Metal Oxide Semiconductor : CMOS)処理を用いて製造可能な集積回路機構に配置される。

本発明は上述の実施例で説明したが、様々な変更と変化を実行しても本発明の範囲を超えない。例えば、代表的な実施例は本発明を、ＬＮＡとＳＡＷフィルタを有さないダイレクトコンバージョン３Ｇ受信器に用いることを示しているが、ＬＮＡ及びＳＡＷフィルタの少なくとも一方を含むダイレクトコンバージョン３Ｇ受信器に用いても良い。さらに、本発明はダイレクトコンバージョン３Ｇ受信器で使用することに限定されておらず、いかなる種類の受信器でも使用可能である。代表的な実施例として校正システム１７０は、拡散スペクトルＲＦ変調を用いる送受信とともに使用されることが示されるが、本発明において、受信器１０５が受信すると同時に送信器１０４が送信すれば、送受信はいかなるＲＦ変調をも使用することができる。代表的な実施例として校正システム１７０がＷＣＤＭＡプロトコルを使用するが、本発明は他のプロトコルタイプにも使用できる。代表的な実施例の送受信１０２は、一つあるいはそれ以上の周波数帯域、その範囲は約８００ＭＨｚ〜２ＧＨｚで動作するが、本発明はその範囲外で動作する送受信１０２にも使用できる。代表的な実施例では、校正システム１７０は、二次インタセプトポイント(second-order intercept point : ＩＰ２)を調整するように構成され、二次相互変調歪（second-order intermodulation distortion : IMD2）を減少するが、本発明は、如何なる高次インタセプトポイント（any higher order intercept point : ＩＰｎ）ならびに対応する高次変調歪積（higher order intermodulation distortion product : IMDSn）に適用ができる。なおｎは整数である。代表的な実施例において、送受信１０２及び校正システム１７０は、ＣＭＯＳ技術から製造した集積回路に配置されるが、本発明では他の技術から製造された集積回路に使用しても良い。

上記の明細書により、本発明は、特定の実施形態に基づいて記載してきた。しかし、当業者は、様々な変更や変形を添付した本発明の特許請求の範囲に反することなく行う。従って、明細書と図は説明上のもので制約的なものでない、またこれら全ての変更は本発明の範囲に内包されるものである。

尚、国際出願の英文明細書中にＪＩＳコードで表記できない箇所があったため、この翻訳文では代替表記を使用した。具体的には、

を＃aとして使用した。

Claims (3)

1. 送信器を含む送受信機の受信器の入力に関する二次インターセプトポイント（ＩＩＰ２）校正システムであって、
   前記送受信機の送信器及び受信器に接続され、前記受信器のミキサで生じた二次相互変調歪を含む受信信号と、前記送信器からのライブ送信信号と、適応レート係数とに基づいてＩＩＰ２係数の推定値を推定する推定器と、
   前記推定器に接続され、前記ＩＩＰ２係数の推定値とコントローラの動作レートの更新レートとに基づいて前記ミキサのＩＩＰ２調整ポートを調整するための調整電圧を調整して二次相互変調歪を減少させるコントローラと、
   前記推定器及び前記コントローラを設定する状態機械と
   を備え、
   前記状態機械は、前記受信器の検出された受信信号強度に対する前記送信器の送信電力の比に基づいて、前記推定器の適応レート係数と前記コントローラの動作レートの更新レートとを設定する、校正システム。
2. 前記推定器は、前記ＩＩＰ２係数の推定値の推定において、ベースバンド受信信号から直流電流を推定する、請求項１に記載のＩＩＰ２校正システム。
3. 送信器を含む送受信機の受信器におけるミキサの入力に関する二次インターセプトポイント（ＩＩＰ２）を調整する方法であって、
   電力出力が所定電力出力レベルＦより大きいかどうかを判定するステップと、
   前記受信器の受信信号強度指示が予め設定された受信信号強度の指示レベルＨより小さいかどうかを判定するステップと、
   ＩＩＰ２推定器の適応レート係数の数値とＩＩＰ２コントローラの動作レートの更新レートの数値とを提供するステップと、
   前記ＩＩＰ２の推定器の前記適応レート係数、前記受信器のミキサで生じる二次相互変調歪を含む受信信号、および前記送信器からのライブ送信信号を用いて最適化アルゴリズムを実施し、前記ミキサに生じた二次相互変調歪に比例するＩＩＰ２係数の推定値を推定するステップと、
   前記ＩＩＰ２コントローラの前記更新レートと前記ＩＩＰ２係数の前記推定値とを用いて、前記ミキサの調整電圧を変更する前記最適化アルゴリズムを実施するステップと、
   前記受信器の受信信号強度指示及び送信器の電力出力レベルの少なくとも一方の変化が発生する期間だけ待機するステップと、
   前記待機するステップの後に、ＩＩＰ２の前記適応レート係数及びＩＩＰ２コントローラの前記更新レートの少なくとも一方の変化が発生したかどうかを判定するステップと、
   前記受信器の受信信号強度指示及び前記送信器の電力出力レベルの少なくとも一方に基づいて、前記ＩＩＰ２推定器の前記適応レート係数及び前記ＩＩＰ２コントローラの前記更新レートの少なくとも一方の変化が必要かどうかを判定するステップと、
   このような変化が必要な場合、ルックアップテーブルに基づいて、前記ＩＩＰ２推定器の前記適応レート係数及び前記ＩＩＰ２コントローラの前記更新レートの少なくとも一方を変更させるステップとを備える、方法。