TWI491182B - 二階交越調變失真之校正裝置、系統與校正方法 - Google Patents

二階交越調變失真之校正裝置、系統與校正方法 Download PDF

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Description

二階交越調變失真之校正裝置、系統與校正方法
本發明係大致相關於無線通訊，尤其是針對無線通訊中交越調變失真(intermodulation distortion，IMD)的校正方法與裝置。
在無線通訊系統中，特別是射頻前端電路，往往有著非線性的非理想性。當無線通訊系統的輸入端接收到外界的干擾，特別是同時間存在兩種不同頻率或以上的干擾信號。此二干擾信號受到系統本身非線性的作用後，產生了交越成分，如果此交越成分之頻率和目標信號相近，將會干擾目標信號，造成解調變(demodulate)困難，同時降低了系統的靈敏度(Sensitivity)。舉例來說，如果輸入信號的頻率為(fRF +f1 )、(fRF +f2 )、(fRF +f3 )，其中fRF 為射頻載波頻率，二階(second order)交越成分的頻率為兩兩目標頻率的和或差，所以可能是(f1 +f2 )、(f1 -f2 )、(f1 +f3 )、(f1 -f3 )等等，三階交越成分的頻率為三個目標頻率的組合，所以可能是(f1 +f2 +f3 )、(f1 +f2 -f3 )等等。
一般而言，對於使用一中頻(intermediate frequency)的超外差式(superheterodyne)架構的通訊系統來說，三階交越成分的影響比較明顯。使用超外差式架構的接收器先把射頻信號降頻成中頻信號，然後才降到基頻信號。只要中頻的頻率位置被恰當的選擇，搭配濾波器的使用，二階交越成分通常不會造成傷害。
另一方面，對於沒有使用中頻信號的零中頻(homodyne)(亦稱為直接轉換式(direct conversion))架構或是選擇頻率極低的低中頻(Low IF)架構，此類架構受到二階交越成分的影響比較大。在零中頻架構，接收器把射頻信號直接降頻成基頻信號；而發送器把基頻信號直接升頻成射頻信號。零中頻架構省去了中頻以及相關的電路，在電路成本上比較有競爭力，因而廣泛地被一些側重成本考量的3C通訊產品所採用。然而，因為調變過程中只有經歷一次升降頻，二階交越成分較容易出現在目標信號頻率附近。因此，就有需要對於二階交越調變失真的進行校正，使所產生的二階交越成分盡量減少，提高無線通訊系統的信號敏感度。
第1圖顯示了一種具有二階交越調變失真校正功能的直接轉換式接收器10。接收器10可以一積體電路實現。低雜訊放大器(low noise amplifier，LNA)14放大天線12中所接收到的射頻信號。本地振盪器20提供相位差90度的本地震盪信號，分別給予混波器16與18，對射頻信號進行降頻，以產生基頻信號。接收器處理核心(receiver core)22則處理基頻信號，譬如說解調變(demodulate)，以得到其中所帶的資訊。
校正器26於接收器10製作完成封裝後，進行最終測試(final test)時，執行二階交越調變失真校正。測試機台提供兩個不同頻率(fRF +ft1 )、(fRF +ft2 )之已知射頻測試信號至低雜訊放大器14的RF輸入端。混波器16與18會產生可預期的目標信號(其頻率為ft1 與ft2 )以及可能的二階交越 成分(其頻率為ft1 -ft2 與ft1 +ft2 )，如同第1圖所示。校正器26依據二階交越成分的信號強度調整混波器16與18，以最小化二階交越成分的信號強度。
二階交越成分的主要產生原因之一是兩個理想上完全匹配的差動信號接收路徑，因為積體電路製程的變異或是電路佈局(layout)上無法避免的差異等，所導致的不匹配(mismatching)。第2圖顯示一個可配合二階交越調變失真校正的混波器30。混波器30從兩個差動輸入端RF+與RF-接收射頻信號，從另兩個差動輸入端LO+與LO-接收本地震盪信號，然後從兩個差動輸出端輸出信號VOUT 。電阻RP 與RN 作為混波器30的輸出負載。一校正器可以偵測輸出信號VOUT 中二階交越成分的信號強度，來調整校正電阻RCALI ，微調改變電阻RP 與RN 所在的二差動信號路徑之匹配。
然而，以上所述在最終測試所採用的校正方法，需要耗費相當的時間來達成所希望的校正結果，連帶的產生相當可觀的測試成本。對於產品競爭力有負面的影響。
本發明之實施例提供一種二階交越調變失真校正裝置，用於一射頻收發器。該射頻收發器包含一發送器以及一接收器。該校正裝置包含一校正器。該校正器利用該發送器原有之一邏輯電路產生頻率互異之二調變信號以及二發射路徑升頻並合併該二調變信號為一射頻發射信號，並將之導引至該接收器，據以調整接收器之二階非線 性之行為，以及偵測射頻接收器因為二階非線性所產生之二階交越成分信號強度。在校正結束後，校正器提供一控制訊號使得接收器產生之二階交越成分信號強度達到最小。
本發明之實施例提供一種具有二階交越調變失真(second order intermodulation distortion)校正功能之射頻收發系統，包含一發送器、一接收器以及一校正器。該發送器包含一邏輯電路以及二發送路徑。該邏輯電路用以提供二調變信號，當操作於一校正模式時，該二調變信號係頻率互異；該二發送路徑用以升頻並合併該二調變信號為一射頻發射信號。該接收器包含一接收路徑以及一基頻信號處理器。該接收路徑，用以降頻一射頻接收信號為一基頻接收信號，當操作於該校正模式時，以該射頻發射信號作為該射頻接收信號；該基頻信號處理器，用以處理該基頻接收信號。該校正器，用以於該校正模式時調整該接收路徑以最小化該基頻接收信號之一二階交越成分信號強度。
本發明之實施例提供一種二階交越調變失真(second order intermodulation distortion)校正裝置，用於一射頻收發器。該射頻收發器包含一發送器以及一接收器。該發送器包含一邏輯電路以及二發送路徑。該邏輯電路用以提供二調變信號；該二發送路徑用以升頻並合併該二調變信號為一射頻發射信號。該接收器包含一接收路徑以及一基頻信號處理器。該接收路徑，用以降頻一射頻接收信號為一基頻接收信號；該基頻信號處理器，用以處理該基頻接收信號。該校正裝置包含一校正器，當操作於一校正模式 時，該校正器控制該邏輯電路提供頻率互異之該二調變信號，以該射頻發射信號作為該射頻接收信號被提供至該接收路徑，並調整該接收路徑以最小化該基頻接收信號之一二階交越成分信號強度。
本發明之實施例提供一種二階交越調變失真(second order intermodulation distortion)校正方法，用於一射頻收發器。該射頻收發器包含一發送器以及一接收器。該發送器包含一邏輯電路以及二發送路徑。該校正方法包含利用該邏輯電路產生頻率互異之二調變信號，利用該二發射路徑升頻並合併該二調變信號為一射頻發射信號，導引該射頻發射信號至該接收器，作為一射頻接收信號，降頻該射頻接收信號以產生一基頻接收信號，以及偵測該基頻接收信號之一二階交越成分信號強度，據以調整該接收器。
為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
第3圖顯示根據本發明一實施例之一校正系統60，其採用零中頻架構。校正系統60包含直接轉換式收發器62以及校正器64。直接轉換式收發器62以及校正器64可以以一積體電路實現。直接轉換式收發器62包含有發送器72以及接收器76。校正系統60可以在數個模式中切換，譬如說，校正系統60可以操作在一發送模式、一接收模式、或是一校正模式。
為了效率和成本考量，收發器62僅有一個頻率合成 器74，其提供同相/正交(in-phase/quadrature)之本地震盪信號LOI 與LOQ ，讓發送器72與接收器76中的混波器所共享，分別提供升頻與降頻的功能。於另一實施例中，發送器72與接收器76分別具有一頻率合成器。
當校正系統60操作於一發送模式時，訊息SINFO 以數位位元信號的形式，送至數位邏輯電路78。數位邏輯電路78可能具有複數功能，譬如多增加一些數位位元來提供通訊訊號之除錯運算。當操作在一發送模式時，數位邏輯電路78至少具有依據所接收到的數位位元信號，來產生相互正交的調變信號(quadrature modulation signals)A(n)cos(θ(n))與A(n)cos(θ(n)+π/2)的功能。其中，A(n)與θ(n)是依據發送器72所要執行的調變形式(舉例來說：移相鍵控(PSK)、移頻鍵控(FSK)、移幅鍵控(ASK)等)來決定。兩個信號相互正交指的是兩個信號有π/2弧度(即90度相位)的差異。這兩個調變信號享有一樣的基頻頻率。兩個調變信號其中之一送到一同相發送路徑(in-phase transmit path)，而另一調變信號送到一正交發送路徑(quadrature-phase transmit path)。從第3圖中可以看出，數位邏輯電路78確保送到兩個路徑上的數位信號有π/2弧度(或是90度相位)的差異。在每個發送路徑上，數位類比轉換器(digital-to-analog convertor，DAC)80把數位邏輯電路78所送來，以數位位元形式表示之調變信號，轉換成以類比形式表示。DAC 80所產生的類比調變信號，經過低通濾波器LPF 82濾波後，就準備用來和頻率合成器74所提供的本地震盪信號(LOI 或LOQ )，分別透過混波器 (mixer)84以及混波器86混成，升頻到射頻，成為射頻發射信號。加法器88合併混波器(mixer)84與86輸出的射頻發射信號，並提供給功率放大器100來增加其中的信號強度後，透過天線90發射。
當校正系統60操作於一接收模式時，低雜訊放大器94可以放大天線90中所接收到的射頻信號。本地震盪信號LOI 與LOQ ，分別送至予混波器96與98，對射頻信號進行降頻，產生基頻信號。混波器96與98分別隸屬於同相接收路徑(in-phase receive path)與正交接收路徑(quadrature-phase receive path)。基頻信號處理器具有類比信號處理電路104與數位信號處理電路102。針對每一個接收路徑，類比信號處理電路104具有一低通濾波器(Low-pass filter)105以及一類比數位轉換器(analog-to-digital converter，ADC)108，用以去除混波器96或98所輸出的基頻接收信號中的高頻成分，並將其轉換成以數位位元形式表示。數位信號處理電路102的其中一個功能，是依據接收器76所要執行的解調變形式(demodulation)，從數位位元形式的基頻接收信號中得到其所攜帶的資訊。
耦合開關106耦接於加法器88之輸出與低雜訊放大器94之輸出之間。當操作於接收模式或發送模式時，耦合開關106為斷路狀態，使得運作中的兩端其中之一之射頻信號無法到達另一端。換言之，接收模式或發送模式時，發送器72中的發送路徑上的信號與接收路徑上的信號並不會互相互通而干擾。但是，當操作於一校正模式 時，耦合開關106為通路狀態，可以導引加法器88的輸出至接收器76的接收路徑。於一實施例中，耦合開關106可以具有一電感、一電容以及一開關。該開關藉由控制該電感是否並聯於該電容，控制耦合開關106對射頻信號所呈現的一等效阻抗。另一實施例耦合開關106亦可為單由電晶體所組成的開關，藉由電壓的控制來改變開關的等效阻抗。
校正器64控制了耦合開關106、混波器96與98、以及數位邏輯電路78。當通路的耦合開關106將射頻測試信號分別導引至混波器96以及混波器98後，與操作於接收模式時相同，混波器96以及混波器98對射頻測試信號提供了降頻的功能。校正器64分別偵測混波器96以及混波器98之輸出之二階交越成分的信號強度，據以調整混波器96以及混波器98之可調整參數，使二階交越成分的信號強度最小化。
第4A圖顯示依據本發明之一實施例的校正方法200，可用於校正系統60。第4B圖顯示執行第4A圖之校正方法時，所採用的信號與相關元件。當然，接收器76其他的混波器也可以用一樣的方法，在混波器96校正完畢之後依序校正。如果校正所耗費的時間想要更為縮短的話，校正器64可以同時校正混波器96與其他的混波器。
當操作於一校正模式時，混波器96的二階交越調變失真校正從第4A圖之步驟207開始。校正器64在步驟208先開啟耦合開關106，使其呈短路狀態，所以加法器88的輸出耦接到混波器96的一輸入。在校正模式時，功 率放大器100與低雜訊放大器94可以選擇性地關閉，用以節省功耗，且可以並避免從天線90來的信號干擾校正程序。在步驟210中，校正器64使數位邏輯電路78對兩個發送路徑分別提供兩個不同頻率的測試信號。譬如說測試信號的頻率分別是ft1 與ft2 。兩個發送路徑中的數位類比轉換器80、低通濾波器82、混波器84、混波器86以及加法器88，如同它們在發送模式時所動作的，對二測試信號提供了數位至類比的形式轉換(步驟212)、低通濾波(步驟214)、升頻(步驟216)、以及合併(步驟218)的功能。如同第4B圖所示，此時加法器88所產生的射頻測試信號中就具有了四個測試成分，頻率分別為ft1 +fLO, flo-ft1與ft2 +fLO, flo-ft2，fLO 為本地震盪信號LOI 與LOQ 的震盪頻率。在另一實施例中，亦可透過濾波器等額外硬體架構濾除部分測試成分。短路的耦合開關106將射頻測試信號導引至混波器96(步驟220)。此時，與接收模式時相同，混波器96對射頻測試信號提供了降頻的功能(步驟222)。在降頻的同時，因為混波器96中可能的非線性特性，所以混波器96所輸出的測試結果信號中，除了具有降頻結果的二目標信號(其頻率分別是ft1 與ft2 )之外，也同時具有二階交越成分(其頻率分別是(ft1 +ft2 )、(ft1 -ft2 ))，如同第4B圖所示。校正器64偵測混波器96之輸出(步驟224)，據以調整混波器96(步驟226)。在一實施例中，混波器96具有以第2圖中的混波器架構，而校正器64偵測二階交越成分的信號強度，來調整混波器96中的校正電阻RCALI 之電阻值，或其他可調整之元件參數，例如混波器內的開 關用電晶體的偏壓點。當二階交越成分的信號強度達到最小後，校正器64使混波器96中可調整的元件參數固定不再改變(步驟230)。譬如說，混波器96的校正結果可以紀錄於類似栓鎖器(latch)或熔線(trim fuse)所構成的紀錄器中，而紀錄器控制了混波器96中的元件參數。如此，步驟232完成了混波器96的二階交越調變失真校正。之後，在接收模式時，混波器96就以此固定的元件參數來執行降頻的功能，且混波器96所導致的二階交越調變失真可以最小化。
在第3圖與第4B圖中，耦合開關106耦接於發送器72之加法器88與接收器的混波器96之間。但本發明並不限於此。在其他一實施例中，耦合開關106耦接於加法器88的輸出與低雜訊放大器94之輸入之間；在另一實施例中，耦合開關106耦接於功率放大器100的輸出與低雜訊放大器94之輸入之間。
有別於在最終測試階段執行之先前技術，第4A圖與第4B圖中的校正方法可以隨設計者喜好，選擇在各樣的產品階段執行。在一實施例中，混波器96的二階交越調變失真校正在積體電路的最終測試(final test)執行，而使用收發器62來傳輸信號的使用者並不會經歷混波器96的校正動作。在另一實施例中，具有校正器64之一積體電路在最終測試(final test)時，並不會校正混波器96，但是收發器62每次使用者使用時的正常開機程序中，會執行一次混波器96的二階交越調變失真校正，但本發明不限於開機時機作校正，而其他一實施例中，校正的時機可以為 每次收信號前都做一次校正。因為所有的信號都在積體電路內部產生，所以依據本發明所實施的一校正方法，幾乎不需要任何的外部裝置，校正所需要的經歷時間也可以相當地縮短。
從第4A圖、第4B圖以及相關的說明也可以得知，本發明之一實施例中的校正系統60廣泛的採用接收模式與發送模式中原本就需要使用而存在的裝置，所以，從電路製造成本角度來看，校正系統60幾乎無須多花費電路成本。更進一步來說，校正器64、耦合開關106以及紀錄器可被視為一校正裝置，校正系統60則可被視為包含該校正裝置以及收發器62。收發器62僅僅需要具有可調整信號頻率之數位邏輯電路18，當其操作於發送模式時，提供通訊系統所需的調變信號；當其操作於校正模式時，提供不同頻率的兩個測試信號。這樣的數位邏輯電路18可以簡單地修改一傳統數位邏輯電路來達成。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
10‧‧‧接收器
12‧‧‧天線
14‧‧‧低雜訊放大器
16、18‧‧‧混波器
20‧‧‧本地振盪器
22‧‧‧接收器處理核心
26‧‧‧校正器
30‧‧‧混波器
60‧‧‧校正系統
62‧‧‧收發器
64‧‧‧校正器
72‧‧‧發送器
74‧‧‧頻率合成器
76‧‧‧接收器
78‧‧‧數位邏輯電路
80‧‧‧數位類比轉換器
82‧‧‧低通濾波器
84‧‧‧混波器
86‧‧‧混波器
88‧‧‧加法器
90‧‧‧天線
94‧‧‧低雜訊放大器
96、98‧‧‧混波器
100‧‧‧功率放大器
102‧‧‧數位信號處理電路
104‧‧‧類比信號處理電路
105‧‧‧高通濾波器
106‧‧‧耦合開關
108‧‧‧類比數位轉換器
200‧‧‧校正方法
207、208、210、212、214、216、218、220、222、224、226、228、230、232‧‧‧步驟
LO+、LO-‧‧‧差動輸入端
LOI 、LOQ ‧‧‧本地震盪信號
RCALI ‧‧‧校正電阻
RF+、RF-‧‧‧差動輸入端
RP 、RN ‧‧‧電阻
SINF ‧‧‧訊息
VOUT ‧‧‧輸出信號
第1圖顯示了一種可以校正的直接轉換式接收器；第2圖顯示一個可以校正的混波器；第3圖顯示依據本發明之實施例的一校正系統；第4A圖顯示依據本發明之一實施例的校正方法；以及 第4B圖顯示執行第4A圖之校正方法時，所採用的一些信號與相關元件。
200‧‧‧校正方法
207、208、210、212、214、216、218、220、222、224、226、228、230、232‧‧‧步驟

Claims (17)

  1. 一種具有二階交越調變失真(second order intermodulation distortion)校正功能之射頻收發系統，該射頻收發系統包含有：一發送器，包含有：一邏輯電路，用以提供二調變信號，當操作於一校正模式時，該二調變信號係頻率互異；以及二發送路徑，用以升頻並合併該二調變信號為一射頻發射信號；以及一接收器，包含有：一接收路徑，用以降頻一射頻接收信號為一基頻接收信號，當操作於該校正模式時，以該射頻發射信號作為該射頻接收信號；以及一基頻信號處理器，用以處理該基頻接收信號；以及一校正器，用以於該校正模式時調整該接收路徑以最小化該基頻接收信號之一二階交越成分信號強度。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之射頻收發系統，更包含：一耦合開關，耦接於該發送器、該接收器以及該校正器，選擇性地提供一通路，以使該射頻發射信號作為該射頻接收信號而被提供至該接收器；其中，該校正器更控制該耦合開關以選擇性地提供 該通路。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之射頻收發系統，其中，當操作於該校正模式時，該耦合開關被控制而提供該通路，使該射頻發射信號作為該射頻接收信號被提供至該接收器，當操作於一發送模式時，該耦合開關被控制而提供一斷路，使該射頻發射信號被隔絕於該接收器。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之射頻收發系統，該控制器藉由控制該耦合開關對該射頻信號之一等效阻抗而使該耦合開關提供該通路或該斷路。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之射頻收發系統，該接收路徑包含一混波器，用以降頻該射頻接收信號以產生該基頻接收信號；當操作於該校正模式時，該校正器調整該混波器之一元件參數以最小化該基頻接收信號之該二階交越成分信號強度。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之射頻收發系統，更包含一紀錄器，用以記錄被調整後之該元件參數；其中，當操作於一接收模式時，該混波器採用該被調整後之該元件參數。
  7. 一種二階交越調變失真(second order intermodulation distortion)校正裝置，用於一射頻收發器，該射頻收發器 包含：一發送器，包含有：一邏輯電路，用以提供二調變信號；以及二發送路徑，用以升頻並合併該二調變信號為一射頻發射信號；以及一接收器，包含有：一接收路徑，用以降頻一射頻接收信號為一基頻接收信號；以及一基頻信號處理器，用以處理該基頻接收信號；該校正裝置包含一校正器，當操作於一校正模式時，該校正器控制該邏輯電路以提供頻率互異之該二調變信號，以該射頻發射信號作為該射頻接收信號被提供至該接收路徑，並調整該接收路徑以最小化該基頻接收信號之一二階交越成分信號強度。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之校正裝置，更包含：一耦合開關，耦接於該發送器、該接收器以及該校正器，選擇性地提供一通路，以使該射頻發射信號作為該射頻接收信號而被提供至該接收器；其中，該校正器更控制該耦合開關以選擇性地提供該通路。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之校正裝置，其中，當操作於該校正模式時，該耦合開關被控制而提供該通路，使該射頻發射信號作為該射頻接收信號被提供至該接收 器，當操作於一發送模式時，該耦合開關被控制而提供一斷路，使該射頻發射信號被隔絕於該接收器。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之校正裝置，該控制器藉由控制該耦合開關對該射頻信號之一等效阻抗而使該耦合開關提供該通路或該斷路。
  11. 如申請專利範圍第7項所述之校正裝置，該接收路徑包含一混波器，用以降頻該射頻接收信號以產生該基頻接收信號；當操作於該校正模式時，該校正器調整該混波器之一元件參數以最小化該基頻接收信號之該二階交越成分信號強度。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之校正裝置，更包含一紀錄器，用以記錄被調整後之該元件參數；其中，當操作於一接收模式時，該混波器採用該被調整後之該元件參數。
  13. 一種二階交越調變失真(second order intermodulation distortion)校正方法，用於一射頻收發器，該射頻收發器包含一發送器以及一接收器，該發送器包含一邏輯電路以及二發送路徑，該校正方法包含有：利用該邏輯電路產生頻率互異之二調變信號；利用該二發射路徑升頻並合併該二調變信號為 一射頻發射信號；導引該射頻發射信號至該接收器，作為一射頻接收信號；降頻該射頻接收信號以產生一基頻接收信號；以及偵測該基頻接收信號之一二階交越成分信號強度，據以調整該接收器。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之校正方法，其中，該接收器包含一混波器，用以降頻該射頻接收信號；該調整步驟係依據該基頻信號之該二階交越成分信號強度調整該混波器之一元件參數。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之校正方法，更包含：記錄該元件參數，於該接收器透過一天線接收該射頻接收信號時，使該混波器採用該元件參數。
  16. 如申請專利範圍第13項所述之校正方法，其中，一耦合開關被耦接於該發送路徑與該接收路徑之間選擇性地提供一通路，以導引該射頻測試信號至該接收器作為該射頻接收信號。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之校正方法，其中，當該射頻發射信號係用以作為該射頻接收信號時，該耦合開關被控制而提供該通路；當該射頻發射信號係用以透過 一天線發射時，該耦合開關被控制而提供一斷路，使該射頻發射信號被隔絕於該接收器。
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