CN102217202A - 自适应的输入相关的二阶截点的校准 - Google Patents

Abstract

一种射频收发器(102)，其包括发射器(104)、双工器(108)以及包括混频器(140和141)的直接转换接收器(106)。耦合到收发器的IIP2校准系统(170)包括：IIP2系数估计器(171)，用于计算二阶失真互调失真的估计；和IIP2控制器(174)，用于对接收器中的混频器的IIP2调谐端口进行调整，以使得可能由接收器接收泄漏过双工器的发射RF信号引起的接收器中的二阶失真互调失真最小化。

Description

自适应的输入相关的二阶截点的校准

技术领域

本发明一般涉及射频接收器，并且更具体地，涉及减小直接转换接收器中的二阶互调失真。

背景技术

射频(RF)接收器使用低噪声放大器(LNA)、表面声波(SAW)滤波器和双工器的频率响应，来将远离该接收器的中心频率的信号充分衰减以不会破坏期望的信号。如果从接收器的模拟队列(line-up)移除LNA和SAW滤波器，则会产生可能不利地影响接收器性能的问题。在包括发射器和接收器的收发器中，一个这样的问题是发射器发射的信号泄漏入接收器中。在仅具有用于将接收器与发射器隔离的双工器的收发器中，在接收器中处于发射频率的信号存在相当小的衰减。没有SAW滤波器的接收器要求附加的和/或更严格的对混频器的二阶截点(IP2)的限制。在混频器没有足够高的IP2的情况下，二阶互调失真(IMD2)的存在实质性地降低了接收器的灵敏度。IMD2是由所发射的信号在接收器的混频器处的不希望的平方而产生的。

大部分蜂窝无线收发器使用直接转换接收器，这是因为可以获得高水平的集成。然而，直接转换接收器需要高的输入相关的二阶截点(IIP2)，该输入相关的二阶截点(IIP2)是IMD2产物的功率在功率上等于期望信号的功率的理论输入水平。

当接收器灵敏并且发射器在最大输出功率时，发射器的自阻断(self-blocking)效应可以通过混频器的二阶非线性而使得接收器不灵敏。在这样的接收器中，所发射的信号经由双工器被衰减大约50dB；尽管如此，衰减后的发射信号仍泄漏到前端放大器之前的接收信号路径。例如，在接收器中，双工器将收发器的发射器发射的、位于距中心频率190MHz的、+25dBm(316毫瓦)的强信号仅衰减50dB，从而在前端放大器的输入处导致-25dBm(3.16微瓦)的信号。该-25dBm的信号产生落于期望信号上的强IMD2产物，从而产生干扰。

没有SAW的直接转换接收器中的混频器的IP2可以由于制造过程中和/或温度改变而变化。混频器中的差分信号之间的任何失配导致IP2从最优IP2开始下降。失配可以是由于制造过程中的变化或者由于接收器操作期间的温度改变，或者由于这两个原因。失配也可以由于直流(DC)偏移、局部振荡器泄露、或者其它因素而发生。当混频器中的差分信号之间存在较大的失配时，可能会出现大约为25dBm的最坏情况IP2。以下示例使用来自已知的3G接收器的测得数据的25dBm的最坏情况IP2。

IMD2＝P_in-(IP₂-(P_in))＝-25-(25-(-25))＝-75dBm＝3.16微瓦

当发射信号处于最大功率25dBm时，被称为跨导放大器(未示出)的输入的IMD2为-75dBm。按照在第三代合作伙伴项目(3GPP)标准中提出的灵敏度规范，接收功率谱密度Ior应该为或者低于-106.7dBm以实现0.1％的误码率。热噪声kTBF在该示例中是大约-99dBm。由于IMD2在期望信号的带宽上的功率远大于kTBF，因此灵敏度上升到-82.7dB，即在所需灵敏度以上24dB。因此，接收器(特别地包括没有SAW的直接转换接收器)应该具有足够大的IP2，以满足3GPP标准的规范。

附图说明

本发明是通过示例来说明的并且不受附图的限制，在附图中，相同的附图标记指示相似的元件。图中的元件是为了简单和清楚而示出的，并不必然按比例绘制。

图1示出了直接转换收发器的诸部分的简化功能框图和包括估计器和控制器的IIP2校准系统的简化功能框图；

图2是估计器的功能框图；

图3是控制器的功能框图；

图4是示出IIP2校准系统的操作的流程图；

图5是所接收的信号的实分量的IIP2系数与I通道数字模拟转换器的电压的关系的图；

图6是所接收的信号的虚分量的IIP2系数与Q通道数字模拟转换器的电压的关系的图；

图7是IIP2系数与由I通道和Q通道数字模拟转换器之一输出的码的关系的图；以及

图8是步长与IIP2的关系的图。

具体实施方式

图1示出了包括发射器104的一部分和接收器106的一部分的直接转换收发器102的诸部分的简化功能框图。发射器104和接收器106共用双工器108和天线110。发射器104包括基准发射基带信号，该基准发射基带信号包括从发射器的另一部分(未示出)输出的I通道基准信号I_ref和Q通道基准信号Q_ref。I通道基准信号I_ref和Q通道基准信号Q_ref被馈入相应的数字模拟(D/A)转换器120。为了简化图示，在图1中对于D/A转换器120以及对于在发射器104和接收器106的I通道和Q通道信号路径中成对出现的若干其它部件仅示出了一个示意符号。来自D/A转换器120的输出被馈入模拟低通滤波器124。发射器包括发射振荡器126。来自低通滤波器124的处于基带的输出在混频器128处与来自发射振荡器126的输出相乘。来自混频器128的输出被功率放大器130放大。来自功率放大器130的输出是所发射的射频(RF)信号，该射频信号通过双工器108被馈入天线110中。

接收器106通过双工器108耦合到天线110。在有限的程度上，双工器108将接收器106与发射器104隔离。在示例性实施例中，双工器108提供大约50dB的隔离。所接收的RF信号被馈入I通道混频器140和Q通道混频器141中。所接收的RF信号处于与所发射的RF频率不同的频率。在示例性实施例中，取决于频带，所接收的RF信号的频率和所发射的RF信号的频率相隔大约45至180MHz。在示例性实施例中，收发器102工作在大约800MHz和大约2GHz之间的一个或更多个频带中。在示例性实施例中，收发器102发射和接收扩展频谱调制后的RF信号，诸如与宽带码分多址(WCDMA)协议兼容的信号。接收器106包括直接耦合到I通道混频器140并且经由相移器146耦合到Q通道混频器141的接收振荡器144，相移器146将去往Q通道混频器141的信号移动90°。从每个混频器140和141输出的信号处于基带，并且来自每个混频器的输出耦合到相应的模拟低通滤波器148。

除了从期望的接收RF信号下变频到基带的期望分量之外，由于混频器中的非线性，因此I通道混频器140和Q通道混频器141输出的信号也可具有处于其它频率的分量，诸如从发射器104所发射的RF信号下变频到基带并且通过双工器108泄漏入接收器106中的不期望的问题分量。除从期望的接收信号下变频的分量之外的任何处于基带的分量不利地提高了接收器106的噪声指数(noise figure)。

一般而言，非线性装置的输出z(t)可以被表示为如下：

z(t)＝a₁s(t)-a₂s²(t)-a₃s³(t)-a₄s⁴(t)-a₅s⁵(t)...(1)

其中，s(t)是非线性装置的输入处的信号，并且a_N是与该非线性装置相关联的无量纲增益项。如果忽略所有高于二阶的非线性，则上式变为：

z(t)＝a₁s(t)-a₂s²(t)             (2)

其中，a₂s²(t)表示二阶互调失真产物。

I通道混频器140的输出y_I(t)和Q通道混频器141的输出y_Q(t)可包括由混频器中的二阶非线性引起的二阶互调失真产物。因此，I通道混频器140是非线性装置，并且其输出y_I(t)可以被表示为如下(如果忽略所有高于二阶的非线性的话)：

y_I(t)＝a_1Is_I(t)-a_2Is_I ²(t)        (3)

作为非线性装置的实际I通道混频器141可以被建模为接收与接收振荡器信号cosω_rxt相乘的输入信号I_refcosω_txt的理想混频器。理想混频器的输出没有二阶或更高的非线性；因此，理想混频器的输出是(I_refcosω_txt)(cosω_rxt)。该模型还包括将二阶互调失真产物a_2Is_I ²(t)与理想混频器的输出相加，以使得实际混频器的输出变为(I_refcosω_txt)(cosω_rxt)+a_2Is_I ²(t)。

还可以得到，I通道混频器的二阶互调失真产物为：

y_2I(t)＝a_2Is_I ²(t)＝|x(t)cos(ω_rxt+φ₀)|²＝|A_refcos(ω_txt+φ_ref)cos(ω_rxt+φ₀)|²(4)

发射器104发射的、可通过双工器108泄漏入接收器106中的信号x(t)可以被表示为：

x(t)＝I_refcos(ω_txt)+Q_refsin(ω_txt)                (5)

替选地，其可以被表示：

x(t)＝A_refcos(ω_txt+φ_ref)                         (6)

在接收器106中的I通道混频器140处，x(t)与来自接收振荡器144的信号cos(ω_rxt+φ₀)相乘；因此，对于I通道混频器：

s_I＝x(t)cos(ω_rxt+φ₀)                             (7)

将式(5)代入式(7)中之后，得到：

s_I＝(I_refcos(ω_txt)+Q_refsin(ω_txt))cos(ω_rxt+φ₀)  (8)

执行式(8)中指示的乘法，得到下式(9)：

$s_I\left(t\right)=\frac{I_{\mathrm{ref}}}{2}\cos (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t-{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{I_{\mathrm{ref}}}{2}\cos (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{Q_{\mathrm{ref}}}{2}\sin (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)-\frac{Q_{\mathrm{ref}}}{2}\sin (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$

如果在I通道混频器140中没有产生二阶互调失真产物，则混频器的输出将为：

y_1I(t)＝a_1Is_I(t)                                   (10)

然而，可能在I通道混频器140中产生二阶互调失真产物，在此情况下，混频器的输出将包括二阶互调失真产物。仅来自I通道混频器140的二阶互调失真产物的输出可以被表示如下：

y_2I(t)＝a_2Is_I ²(t)                        (11)

将式(9)代入式(11)中得到下式(12)：

$y_{2I}\left(t\right)=a_{2I}{(\frac{I_{\mathrm{ref}}}{2}\cos (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t-{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{I_{\mathrm{ref}}}{2}\cos (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{Q_{\mathrm{ref}}}{2}\sin (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)-\frac{Q_{\mathrm{ref}}}{2}\sin (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}})t+{\mathrm{\φ}}_0))}^2$

执行上式中指示的平方运算，并且去除所有交叉项(cross term)(因为它们导致将被模拟滤波器148滤除的高频项)，得到下式(13)：

$y_{2I}\left(t\right)=a_{2I}{\left(\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}}{2}\right(\cos (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t-{\mathrm{\φ}}_0))}^2+\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}}{4}{\left(\cos (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)\right)}^2+\frac{{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{4}{\left(\sin (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)\right)}^2-\frac{{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{4}\left(\sin (({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rx}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{tx}})t+{\mathrm{\φ}}_0)\right)$

在平方之后从式(13)去除二倍角(double-angel)项，并且仅保留位于DC处或邻近DC的项，得到：

$y_{2I}\left(t\right)=a_{2I}(\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}}{8}+\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}}{8}+\frac{{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{8}+\frac{{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{8})=a_{2I}(\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}}{4}+\frac{{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{4})---\left(14\right)$

$y_{2I}\left(t\right)=a_{2I}\left(\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}+{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{4}\right)=\frac{a_{2I}}{4}{A^2}_{\mathrm{ref}}---\left(15\right)$

以类似方式，可以得到：

$y_{2Q}\left(t\right)=a_{2Q}\left(\frac{{I^2}_{\mathrm{ref}}+{Q^2}_{\mathrm{ref}}}{4}\right)=\frac{a_{2Q}}{4}{A^2}_{\mathrm{ref}}---\left(16\right)$

因此，接收器106的总带内二阶失真产物y₂(t)可以被书写为如下：

${\mathrm{IMD}2}_I=y_2\left(t\right)=y_{2I}\left(t\right)+{\mathrm{jy}}_{2Q}\left(t\right)=\frac{(a_{2I}+{\mathrm{ja}}_{2Q})}{4}(I_{\mathrm{ref}}^2+Q_{\mathrm{ref}}^2)=\frac{a_{2I}+{\mathrm{ja}}_{2Q}}{4}{A^2}_{\mathrm{ref}}=\frac{a_2}{4}{A^2}_{\mathrm{ref}}---\left(17\right)$

其中，a₂＝a_2I+a_2Q。

在IIP2交点处，s(t)＝V_iip2，并且下式成立：

$y_{1I}\left(t\right)=a_{1I}{s}_I\left(t\right)=y_{2I}\left(t\right)=a_{2I}{s}_I^2\left(t\right)---\left(18\right)$

a_1I＝a_2IA_{iip2I_v}                                (19)

如果IIP2以V_rms来测量，则下式成立(其中a_1I为I通道混频器140的线性增益)。

$a_{2I}=\frac{a_{1I}}{\sqrt{2}{A}_{\mathrm{iip}2I\_\mathrm{vrms}}}---\left(20\right)$

如果IIP2以分贝V_rms来测量，则a_2I可以被表示如下：

$a_{2I}=\frac{a_{1I}}{\sqrt{2}}{10}^{-\frac{{\mathrm{IIP}2}_I}{20}}---\left(21\right)$

以类似方式，可以得到，a_2Q可以被表示如下：

$a_{2Q}=\frac{a_{1Q}}{\sqrt{2}}{10}^{-\frac{{\mathrm{IIP}2}_Q}{20}}---\left(22\right)$

因此，在接收器106中，使得a_2I和a_2Q的值最小化相当于分别使得IIP2_I和IIP2_Q的值最大化。IIP2最大化使得IMD2最小化。

来自每个低通滤波器148的输出被馈入西格玛-德尔塔(sigma-delta，∑-Δ)数字模拟(D/A)转换器150中。来自每个D/A转换器150的输出被馈入用作低通滤波器的抽选滤波器(decimation filter)152中。在一个实施例中，抽选滤波器152是sinc滤波器或一系列多速率滤波器。在另一实施例中，抽选滤波器152是根升余弦滤波器。来自每个抽选滤波器152的输出分别是I_o(n)和Q_o(n)信号。I_o(n)信号和Q_o(n)信号分别包括I_dc信号160和Q_dc信号161。I_dc信号160和Q_dc信号161是由于接收器中的非线性而在接收器106中在该接收器中的不同点处产生的直流(DC)偏移。I_dc信号160和Q_dc信号161可包括由诸如共模效应的效应产生的残留DC偏移，该残留DC偏移与由于混频器140和141中的二阶非线性产生的DC无关。在图1中，作为简化的理想化，I_dc信号160和Q_dc信号161被示出为在单个点处被插入到接收路径中。尽管大部分DC贡献发生在接收器106的模拟部分中，因此可以在A/D转换器150之前提取DC；不过，在A/D转换器之后施加DC在数学上是准确的，其中，I_dc＝I_{dc_analog}(潜在量化的)。在抽选滤波器152之后的、接收器106中的基带信号可以被表示I_o(n)+jQ_o(n)，并且该信号被馈入解调器(未示出)中。

在抽选滤波器152之后的、接收器106中的基带信号还可以被表示如下：

I_o(n)+jQ_o(n)＝{a_2I+ja_2Q}G_{tx_rx}|A_ref(n-D)|²+I_dc+jQ_dc+w_I(n)+jw_Q(n)(23)

其中，{a_2I+ja_2Q}表示IIP2系数；G_{tx_rx}表示从发射器104中的基带到接收器106中的基带的线性增益；|A_ref(n-D)|²表示基准发射基带信号的幅度平方；D表示信号从发射器104中的基带到接收器106中的基带的传播延迟；项I_dc+jQ_dc表示DC偏移；并且项w_I(n)+jw_Q(n)表示包括期望的接收信号、阻断器(blocker)、电路噪声以及数值噪声的残留噪声。然而，在前句中所使用的术语“阻断器”不包括在3.84MHz的发射信号自阻断器。对于3GPP标准的技术规范25.101中规定的基准灵敏度水平，最坏情况的阻断器(在3.25MHz处-49dBm)出现在当CDMA信号(例如，具有每秒1.2288M码片的暂定标准95)干扰接收器106接收的3GPP信号时。阻断器的其它示例包括相邻通道干扰和共通道(co-channel)干扰。可以示出，IIP2系数a_2I和a_2Q与所接收的信号与发射信号的幅度平方之间的互相关成比例。还可以示出，IIP2系数a_2I和a_2Q分别与发生在混频器140和141中的二阶互调失真成比例。针对收发器102的每个不同的设计确定D的值，然后针对每个这样不同设计的所有副本保持不变。G_{tx_rx}的值取决于发射器104的发射功率输出P_OUT、双工器108提供的隔离量、以及接收器106的自动增益控制(AGC)的设置。更准确地，G_{tx_rx}是从发射器104的基带部分通过发射器、通过双工器108到接收器106(从其前端到其基带部分)的线性增益的估计。此外，其可以被示出为：

G_{tx_rx}＝G² _txG² _dxG_rx                  (24)

其中，G_tx是从发射器104的基带部分到双工器108的增益，G_dx是由双工器108的增益或其所给予的隔离程度，并且G_rx是从接收器106的前端到其基带部分的增益。

图1还示出了自适应IIP2校准系统170(在下文中称为“校准系统”)的简化功能框图，自适应IIP2校准系统170包括IIP2估计器(在下文中称为“估计器”)172、操作耦合到估计器的IIP2非线性控制器(在下文中称为“控制器”)174、以及分别操作耦合到混频器140和141并且操作耦合到控制器的D/A转换器176和178。到估计器172的输入信号包括：来自发射器104的基带部分的I_ref和Q_ref信号；来自接收器106的基带部分的I_o和Q_o信号；从发射器104的自动输出控制器(AOC)获得的TX_POWER信号，其值指示发射器104发射的信号的功率；以及从接收器的AGC获得的接收信号强度指示(RSSI)或者RX_POWER，其值指示在任何基带放大器之前在基带处测量的、接收器接收的信号的强度。RSSI可仅包含与期望的接收信号所需的带宽相关联的功率，或者RSSI可包含与较宽的带宽相关联的功率以允许估计相邻的通道。在一个实施例中，RSSI包含与在抽选滤波器152的输出处所看到的相同带宽上的功率的估计。估计器172将

信号和

信号输出到控制器174，信号和

信号分别是I通道和Q通道中的IIP2的估计。控制器174输出调谐信号v_2I和调谐信号v_2Q(其值在D/A转换器176和178处转换为分别用于调谐混频器140和141的模拟电压)，以抵消否则可能发生在混频器中的任何二阶互调失真。控制器174调整IIP2调谐电压v_2I和v_2Q，以分别使得IIP2系数a_2I和a_2Q最小化。在示例性实施例中，D/A转换器176和178工作在大约96MHz。有利地，校准系统170在接收器106的正常接收操作期间可用。

校准系统170是用于最优地调谐IIP2设置以使得接收器106的二阶非线性最小化的闭环的、数字、自适应、自校准、在线(on-line)方法。校准系统170将原始发射的信号(如其在发射器102中的基带处所呈现的)与所接收的信号(如其随后在接收器106中的基带处所呈现的)进行比较。用发射信号的幅度的平方作为基准源，来估计所接收的信号(如其在接收器中的基带处所呈现的)与原始发射的信号(如其在发射器中的基带处所呈现的)之间的相关性水平，该原始发射的信号然后被发射器104作为RF信号发射并且由于二阶混频而阻断或阻塞接收器106。用原始发射信号的幅度的平方作为基准源，这是因为由于二阶混频而落入接收器106的接收带中(基带处)的发射信号与原始发射信号的幅度的平方成比例。相关性水平是由于二阶混频而落入接收器106中的接收带中(基带处)的发射信号量的度量。用相关性水平作为接收器106的二阶非线性的度量。期望的接收信号也落入接收器106中的接收带中(基带处)；然而，这是由于一阶混频而发生的。控制器174调整接收器106的IIP2设置，以驱使

和

尽可能接近零。校准系统170使用发射器104发射的“实时(live)”信号或者自阻断器作为用于驱动校准算法的训练信号。在存在温度漂移的情况下，校准系统170对接收器106进行调谐以得到最大的IIP2。由于校准系统170在线地工作，因此其可以动态地追踪出收发器102的正常操作期间(包括接收器106的正常操作期间)的IIP2温度变化。

图2是估计器172的功能框图。估计器172在可能由于二阶混频而落入接收器106中的接收带中(基带处)的发射信号的量与接收带中的其它信号(诸如由于一阶混频而落入接收带中的期望的接收信号)的量之间进行区分。估计器172主动地(actively)基于发射器104发射的幅度平方信号和接收器106接收的检测到的带内信号，估计IIP2系数a_2I和a_2Q。估计器172包括状态机204，状态机204使用TX_POWER信号和RSSI信号的值，确定估计器的自适应增益(或步长)μ_a、DC估计器260的增益μ_dc、控制器174的自适应(或更新)速率F_C、以及线性增益G_{tx_rx}。状态机204被配置、启动和触发，并且然后它们自发地运行。估计器172包括估计器增益查询表206、DC估计器增益查询表207、控制器速率查询表208以及线性增益查询表209。估计器172的自适应速率系数μ_a、DC估计器260的增益μ_dc、控制器174的更新速率F_C以及收发器102的线性增益G_{tx_rx}的值是预先确定的(在实验室评定阶段期间)并且以固件形式被存储在查询表206、207、208以及209中。在一个实施例中，估计器172的操作速率是码片速率的十六(16)倍。在一个实施例中，码片速率是3.84MHz。估计器172使用同步的、缩放的、幅度平方的信号发射信号作为IIP2估计的基准。

估计器172包括量值元件212，量值元件212接收来自发射器104的基带部分的信号I_ref和Q_ref并且确定发射基准信号的量值A_ref。信号A_ref在延迟元件214处引起延迟D，然后在乘法器216处对被延迟了的量值进行平方或者乘以其自身。所得到的信号|A_ref(n-D)|²由抽选滤波器218进行滤波。使用抽选滤波器218是因为尽管WCDMA信号具有5MHz的带宽，但是信号|A_ref(n-D)|²具有比5MHz宽得多的带宽。抽选滤波器218将信号A² _ref(n-D)的带宽减小回到大约5MHz。在一个实施例中，抽选滤波器218是sinc滤波器。在另一实施例中，抽选滤波器218是根升余弦滤波器。在任何情况下，抽选滤波器218是与接收器106中的抽选滤波器152相同类型的滤波器。另外，如果接收器106中的模拟滤波器148或任何其它滤波器成形|A_ref(n-D)|²，即发射信号的平方版本，则抽选滤波器218应具有作为接收器中影响信号|A_ref(n-D)|²的带宽的所有滤波器的合成的响应。仅根据其等待时间对抽选滤波器152进行建模是不够的。当估计器172用于包括sinc滤波器作为抽选滤波器152的接收器106的实施例时，需要在估计器中就对发射基准信号的幅度平方的sinc效果进行建模；因此，在这样的情况下，估计器172包括sinc滤波器218作为其抽选滤波器218。抽选滤波器218输出的信号|A_ref(n-D)|²被馈入更新式240中，在更新式240中，信号|A_ref(n-D)|²与ε_I和ε_Q相乘。分开地，信号|A_ref(n-D)|²还被馈入乘法器230中，在乘法器230中，信号|A_ref(n-D)|²与状态机204之一输出的线性增益G_{tx_rx}相乘。因此，乘法器230的输出是G_{tx_rx}|A_ref(n-D)|²。

估计器172通过使用更新式240估计a₂的值，来确定接收器106中的二阶互调失真的量，如下：

${\hat{a}}_{2Q}\left(n\right)={\hat{a}}_{2Q}(n-1)+{\mathrm{\μ}}_a{A}_{\mathrm{ref}}^2(n-D){\mathrm{\ϵ}}_Q\left(n\right)---\left(26\right)$

更新式240可以以估计的

和估计的的任意初始值而盲目地开始。替选地，更新式240可以以估计的

和估计的

的、基于要调谐的混频器的IIP2值的范围的先验知识的更好的初始值开始。例如，如果已知给定混频器的IIP2在30至60dBm的范围内，则可以将

的初始值设置为与30dBm的IIP2对应的值。到更新式240的输入包括信号|A_ref(n-D)|、误差信号ε_I和ε_Q、以及信号μ_a。误差信号ε_I是期望的信号I_o与估计的信号

之间的差。误差信号ε_Q是期望的信号Q_o与估计的信号之间的差。在每次更新发生时，每个更新式240输出a₂的估计值

和

估计器172包括乘法器250和251，乘法器250和251分别将和与信号G_{tx_rx}|A_ref(n-D)|²相乘。可以示出，I通道IMD2与

成比例，而Q通道IMD2与

成比例。

在一个实施例中，在估计器170中使用基于最小均方(LMS)的优化算法来估计IIP2系数。在另一实施例中，在估计器172中使用基于符号-符号(sign-sign)LMS的算法，在该情况下，更新式240中的项μ_aA² _ref(n-D)ε_I(n)的值由它们的符号来取代。在又一实施例中，在估计器172中使用梯度搜索算法、带符号误差(signed error)算法、以及递归最小平方算法中的一个。在又一实施例中，在估计器172中使用互相关器。在控制器174中使用修改后的基于符号-符号LMS的算法。

收发器102的发射到接收增益可以随不同的收发器以及随不同的频带而改变多个分贝。因此，在控制器174中所使用的基于符号-符号LMS的算法的版本使用取决于

的量值的可变步长。该可变步长有利地使控制器174的瞬态性能对发射到接收增益的变化不灵敏。如果控制器174对这样的增益变化灵敏，则环(loop)的瞬态或建立(settling)时间将高度可变。

控制器174的步长的选择基于IIP2估计，以使得控制器的瞬态或收敛行为对系统环增益变化不灵敏。否则，双工器108的隔离变化例如可能妨碍校准系统170的追踪性能。估计器172的增益和控制器174的更新速率是基于发射器104的P_OUT和接收器106的接收信号强度而自动调整的，以使得信噪比(SNR)和校准算法的追踪性能最大化。取决于实施例，利用硬件、固件或软件来实现更新式240。

估计器172包括在线的、自适应DC估计器260(在下文中称为“DC估计器”)，估计器260从估计器172估计的信号中去除非IIP2DC分量，从而减轻由这样的非IIP2DC分量导致的IIP2系数a_2I和a_2Q的估计的任何劣化。在另一实施例中，IIP2估计算法运行以使得I_dc和Q_dc包含I_o和Q_o中的所有DC(包括由于IIP2产物而导致的DC)，从而允许估计器172从所估计的信号中去除所有DC分量。在该其它实施例中，利用高通滤波器(未示出)对抽选滤波器218的输出处的信号|A_ref(n-D)|²进行进一步滤波，以便去除信号|A_ref(n-D)|²的DC分量。该进一步滤波允许DC估计器260使用I_dc和Q_dc来估计I_o和Q_o中的所有DC贡献。

在一个实施例中，DC估计器260使用基于LMS的算法，并且执行以下I_dc和Q_dc更新式：

${\hat{I}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)={\hat{I}}_{\mathrm{dc}}(n-1)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ϵ}}_I\left(n\right)---\left(27\right)$

${\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)={\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}(n-1)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ϵ}}_Q\left(n\right)---\left(28\right)$

取决于实施例，利用硬件、固件或软件来实现前述I_dc和Q_dc更新式。采用自适应DC校正来去除任何非IIP2DC分量以更准确地测量IIP2。

接收器106包括DC偏移校正电路(未示出)、或者对所有DC偏移进行校正的粗略DC偏移校正电路和精细DC偏移校正电路(未示出)。粗略DC偏移校正算法测量由于接收器106的模拟部分而导致的DC偏移的粗略估计，这是由于这通常是在没有发射信号存在的冷校准期间运行的。精细DC偏移校准电路在正常接收操作期间运行，以对所有另外的DC(在粗略DC偏移校正电路之后剩余的残留DC偏移以及由于IMD2效应而导致的DC)进行校正。当发射器功率在特定阈值以下时，精细DC偏移所测得的DC将仅是模拟部分的残留DC。精细DC偏移可以用于辅助DC估计器260中的I_dc和Q_dc的初始值的估计。

DC估计器260可以以估计的I_dc和估计的Q_dc的任意初始值而盲目地开始。替选地，DC估计器260可以以估计的I_dc和估计的Q_dc的、基于接收器106的模拟部分的DC偏移的先验知识的更好的初始值开始。“更好的”意思是估计的I_dc和估计的Q_dc的初始值在值方面比所述任意初始值更接近I_dc和Q_dc的值。在一个实施例中，在粗略DC偏移被施加在模拟部分中的情况下，可以使用残留DC偏移作为起始点(其中，残留DC偏移是由于粗略DC步的DAC大小而产生的)。因为模拟部分的DC偏移作为AGC增益的函数而改变，因此该信息可以用于启动新的DC偏移测量，而不用等待X微秒(参见图4的步骤401)。到DC估计器260的输入包括误差信号ε_I和ε_Q以及作为DC估计更新式的增益的信号μ_dc。变量μ_dc定义了DC估计的步长。步长μ_dc的量值是可变地改变的。替选地，对于初始I_dc(n)和Q_dc(n)，步长μ_dc的量值被加载到DC估计更新式中，这是因为残留的非IMD2 DC项的值将很可能从粗略DC偏移校正设置和精细DC偏移校正设置中已知。可以在用于若干次更新(m)的AGC步骤之后使步长μ_dc更大，这是因为AGC改变将导致接收器106中更大的残留DC。当AGC改变时，DC估计器260看到的DC量可以改变，由此最初具有较粗略的步长μ_dc然后将其调整为较精细的步长μ_dc将是有益的。这改进了DC估计算法的总体追踪性能。来自DC估计器260的输出包括分别被馈入加法器270和271中的信号

和在加法器270和271处，信号

和

分别与信号和

相加。因此，来自加法器270的输出信号是

并且来自加法器271的输出信号是

信号

和

分别是I_o(n)和Q_o(n)的非IIP2DC分量的估计。来自加法器270和271中的每一个的输出信号分别被馈入加法器280和281中，在加法器280和281处，分别从I_o(n)和Q_o(n)减去该输出信号，以分别获得误差信号ε_I和ε_Q。

基于固件的监管算法(参见图4)基于发射功率水平和接收信号强度，对估计器172和控制器174进行配置，以获得最优的收敛。发射功率相对于接收信号强度越大，则校准系统170的性能越准确并且越快，并且反之亦然。估计器172具有增益或自适应速率系数μ_a，μ_a可以被设置为使收敛相对于噪声抑制(noise rejection)进行折中。发射功率相对于接收信号强度越大，则μ_a可以被设置得越大，并且反之亦然。至于所涉及的估计器172，发射信号作为信号，而期望的接收信号作为噪声。因此，发射P_out的减小使得算法的SNR劣化，并且接收信号强度的增加也使得算法的SNR劣化。当SNR增加时，μ_a被增大以加速收敛。相反地，当SNR减小时，μ_a被减小以使增加的噪声对估计器172的影响最终得到平衡。类似地，就SNR对控制器174的更新速率F_C进行编程。当SNR减小时，更新速率F_C减小(即，控制器运行减慢)，并且反之亦然。状态机204之一基于发射功率水平和接收信号强度来设置G_{tx_rx}。

估计器172的校准算法对与发射信号的幅度平方相关的接收信号的基带分量进行估计。该估计与接收带内信号和发射信号的幅度平方之间的互相关成比例。所有其它源(例如，接收信号、阻断器、...)作为非相关的噪声出现。控制器174的校准算法调整D/A转换器176和178，以使得由发射器104发射的信号引起的接收器106中的IIP2分量最小化。

控制器174对混频器140和141的IIP2端口进行调谐，以使得接收器106的IIP2最大化。步长基于IIP2估计。控制器174实现了如下搜索算法：该搜索算法找到了使得a₂最小化的v₂的最佳设置。在一个实施例中，控制器174所采用的搜索算法是LMS算法的近似。在另一实施例中，控制器174所采用的搜索算法是最速下降算法。

用于相对于v₂使得a₂最小化的LMS算法可以被描述为如下：

$v_2\left(n\right)=v_2(n-1)-{\mathrm{\μ}}_c\frac{{\∂a}_2}{{\∂v}_2}{a}_2---\left(29\right)$

其中，μ_c是控制器174的增益。图8是步长与IIP2的关系的图。

在用

的估计替代实际的a₂时，式(29)变为：

$v_2\left(n\right)=v_2(n-1)-{\mathrm{\μ}}_c\frac{{\∂\hat{a}}_2}{{\∂v}_2}{\hat{a}}_2---\left(30\right)$

LMS梯度的第一阶数值近似可以被表示如下，其中k为v₂和a₂之间的等待时间(latency)：

$\frac{{\∂\hat{a}}_2}{{\∂v}_2}\≅\frac{{\hat{a}}_2\left(n\right)-{\hat{a}}_2(n-1)}{v_2(n-k)-v_2(n-1-k)}---\left(31\right)$

在控制器174中可以仅使用梯度的符号，而非使用梯度的符号和值，这避免了除法并且降低了复杂度，但是保留了梯度的方向信息。如果仅使用梯度的符号，则式(31)可以进一步被近似为如下：

$\frac{\∂{\hat{a}}_2}{{\∂v}_2}\≈\mathrm{sgn}\{{\hat{a}}_2\left(n\right)-{\hat{a}}_2(n-1)\}\mathrm{sgn}\{v_2(n-k)-v_2(n-1-k)\}---\left(32\right)$

式(32)可以被代入式(30)中。式(30)于是变为：

$v_2\left(n\right)=v_2(n-1)-{\mathrm{\μ}}_c\left\{\mathrm{sgn}\right\{{\hat{a}}_2\left(n\right)-{\hat{a}}_2(n-1)\left\}\mathrm{sgn}\right\{v_2(n-k)-v_2(n-1-k)\left\}\right\}{\hat{a}}_2---\left(33\right)$

图5是所接收的信号的实分量的IIP2系数与I通道D/A转换器176的电压的关系的图。

图6是所接收的信号的虚分量的IIP2系数与Q通道D/A转换器178的电压的关系的图。一般而言，图5中的曲线的形状与图6中的曲线的形状不同。相应地，图5中所示的I通道的最小的及其相应的v_2I与图6中所示的Q通道的最小的

及其相应的v_2Q不同。

图7是成本函数或者IIP2系数与I通道D/A转换器176和Q通道D/A转换器178之一输出的码的关系的图。控制器174选择产生最低的a₂的码。

图8是步长与IIP2的关系的示例性实施例的图。对于图8中所示的示例性实施例，取决于a₂的值，式(33)中得到的a₂的估计(即

)可以具有值1/2、1以及2中的一个，其中a₂的值与IIP2成比例。例如，如果IIP2的值小于-60dBm，则步长是1/2；如果IIP2的值大于-50dBm，则步长是2；否则，步长是1。替选地，10dB的误差裕量可以与IIP2的值相加，以保证对于温度变化的足够裕量。当TX_POWER弱并且RSSI强或者干扰较强时，运行校准算法可能不是有益的。具有另外的裕量保证了在校准算法没有运行的时期期间接收器106仍然具有良好的IIP2。在控制器174中使用LMS算法的非线性、符号-符号变型有利地使得闭环动态对增益变化较不灵敏。

替选地，式(33)中得到的a₂的估计(即，

)可以由其符号(即，

)来取代。该取代意味着控制器174没有增益。

${\mathrm{\μ}}_c{\hat{a}}_2\→\mathrm{sgn}\left\{{\mathrm{\μ}}_c{\hat{a}}_2\right\}=1---\left(34\right)$

该取代允许算法对线性增益Gtx_rx的变化，尤其对于双工器108给予的发射器-接收器隔离量的变化不灵敏。利用该取代，在控制器174中不需要乘法器或增益级。

替选地，

${\mathrm{\μ}}_c{\hat{a}}_2\→\mathrm{sgn}\left\{{\mathrm{\μ}}_c{\hat{a}}_2\right\}=C---\left(34a\right)$

其中，增益C可以从步长查找表342中得到，在步长查找表342中，C的值是

的当前值的函数。

式(34a)可以被代入式(33)中。式(33)于是变为：

$v_2\left(n\right)=v_2(n-1)-\mathrm{Csgn}\{{\hat{a}}_2\left(n\right)-{\hat{a}}_2(n-1)\}\mathrm{sgn}\{v_2(n-k)-v_2(n-1-k)\}---\left(35\right)$

其中，k表示以样本数测量的、对分别在v_2I和v_2Q的改变之后在

和

中发生的反应的延迟。K项的存在保证了v_2I和v_2Q分别与

和

适当地对准。在改变v_2I和v_2Q之后，花了一定量的时间来更新D/A转换器176和178，以用于新IMD2通过接收器106的模拟和数字部分并且进入估计器172中，估计器172更新

和

并且最终将这些估计传递到控制器174的IIP2算法中。如果I通道中的延迟不同于Q通道中的延迟，则值k可以分别用k_I和k_Q来取代。该延迟失配可以是模拟滤波器148的I/Q失配的结果。如果这些延迟不同，则必须保证v_2I和v_2Q总是在相同的时刻被更新而不管

和

的新估计是否准备好。替选地，为了保证v_2I和v_2Q在相同的时刻被更新，可以选择k_I和k_Q中较大的一个并且将其用于v_2I和v_2Q两者。

控制器174包括I通道控制器300和Q通道控制器。I通道控制器300和Q通道控制器彼此独立地工作。图3示出了I通道控制器300的功能框图。由于Q通道控制器与I通道控制器300基本上类似，因此未示出Q通道控制器的功能框图。

I通道控制器300以F_C的速率的工作。I通道控制器300以等于估计器操作速率的速率来从估计器172接收

的值。通常，控制器174的操作速率F_C小于或等于估计器172的操作速率。在3G收发器的一个实施例中，控制器174的操作速率F_C是码片速率的二(2)到三十二(32)倍。F_C是数据速率的函数，并且对于长期演进(LTE)标准，数据速率可以更小或更大，即，数据速率是符号/比特/码片速率的函数。的值被馈入微分器304中，在微分器304处，执行

的当前值与

的先前的值之间的差，即，替选地，在微分器304处执行真正的微商(true derivative)。来自微分器304的输出被馈入符号元件308中，符号元件308的输出被定义为：

sgn{a_2I(n)-a_2I(n-1)}                                    (36)

符号元件308的输出理论上可以是-1、0以及+1之一。然而，符号元件308的输出几乎确定是+1或-1。由于噪声总是存在，因此符号元件308的输出不太不可能为零。

输出v₂(n)被反馈回到微分器330中，在微分器330处，执行v_2I的当前值和v_2I的先前值之间的差，即，v_2I(n)-v_2I(n-1)。来自微分器330的输出被馈入符号元件334中，符号元件334的输出被定义为：

sgn{v_2I(n)-v_2I(n-1)}                    (37)

然而，对于符号元件334，运算sgn{0}被定义为等于值1，以避免停止(stall)在控制器174的启动上。因此，符号元件334的输出总是+1或-1.符号元件334的输出被馈入延迟元件338中，延迟元件338使信号延迟k个样本。延迟元件338的输出被定义为：

sgn{v₂(n-k)-v₂(n-1-k)}                  (38)

式(36)和(38)在梯度方向元件312处相乘。梯度方向元件312的输出被定义为：

sgn{a_2I(n)-a_2I(n-1)}*sgn{v₂(n-k)-v₂(n-1-k)} (39)

梯度方向元件312的输出是a₂的改变相对于v₂的改变的梯度方向。梯度方向是-1、0以及+1之一。梯度方向基于组合

组合

包括

的导数的符号以及v_2I的导数的符号。梯度方向元件312的输出为如下：

如果{-1，-1}或{1，1}，则梯度方向是-1。

或者如果{+1，-1}或者{-1，+1}，则梯度方向是+1。

否则，梯度方向是0，即，

梯度方向元件312的输出(其是+1或-1)被馈入动态步长限制器316中。动态步长限制器316保证了稳定性。控制器包括步长查找表342，在步长查找表342中存储有a_2I的多个值以及相关联的步长C(例如，-2、-1、-0.5、+0.5、1、2)。步长C随着

减小而减小。同样，可以作为梯度方向元件312的输出的函数来控制步长。一旦梯度方向元件312的输出在连续的更新中在+1和-1之间切换，则控制器174的算法变得更接近极小值(或者，更可能已通过了极小值)。当这发生时，可以减小步长。步长可以是梯度方向元件312的输出的积分的函数。当梯度方向元件312的输出的积分趋于零时，可以减小步长。在动态步长限制器316处，对来自步长查找表342的步长C和来自梯度方向元件312的梯度方向进行组合并将其输出到加法器320。来自动态步长限制器316的输出的值和符号确定要使v₂的下一设置改变或步变(step)的方向和量。在加法器320处，由来自动态步长限制器316的输出更新v₂(n)的先前值，以产生v₂(n+1)，即，v₂(n+1)＝v₂(n)±C。在延迟元件324处，v₂(n+1)被延迟了一个样本，从而变为v₂(n)。到加法器320的最后输入(即，延迟元件324的输出)是v_2I(n)。加法器320的输出是v_2I(n+1)。到延迟元件324的输入是v_2I(n+1)。

图4是示出校准系统170的操作的流程图400。校准系统170的操作方法估计IIP2系数并且使IIP2估计最小化。校准系统170的操作方法开始于步骤401。在步骤403，确定TX_POWER是否大于预定水平F。如果不大于预定水平F，则方法返回到步骤401。如果大于预定水平F，则方法前进到步骤405。在步骤405，确定RSSI是否小于预定水平H。如果小于预定水平H，则方法前进到步骤407。如果不小于预定水平H，则方法返回到步骤401并且等待X微秒的预定时期，以等待TX_POWER和RSSI中的一个或两者的水平发生改变。另外，AGC设置、RSSI、或者TX_POWER的任何改变可以启动估计器172的更新。在步骤407，状态机204基于TX_POWER和RSSI的当前水平确定是否需要G_{tx_rx}、μ_a、F_C以及μ_dc中的一个或多个的改变，并且进行任何这样所需的改变。在步骤409，估计器172工作，其对

和

的值进行估计。在步骤411，控制器174工作，其使得V_2I(n)和V_2Q(n)最小化，从而使得接收器106中的IIP2最小化。在步骤413，流程返回到步骤401。

最大的SNR意味着发射器P_OUT在接收灵敏时是24dBm，并且不存在带内阻断器。当SNR减小时，估计器172的自适应增益μ_a成比例地被降低，并且控制器174的自适应(或更新)速率F_C成比例地减小。当SNR减小时，IIP2变得较不关键；然而，仍然期望能够追踪出IIP2的温度漂移。

当发射功率减小时，校准系统170的性能变得较不关键。估计器172的增益μ_a经由G_{tx_rx}隔离增益设置而自动地根据P_OUT被缩放调节(即，作为P_OUT和接收信号强度的函数而经由固件设置)。估计器172的较低增益μ_a增加了估计器的建立或等待时间，这在极限情况下导致了不稳定性。控制器174的自适应(或更新)速率F_C被减小，以助于估计器172的增益μ_a的减小。

当接收信号强度增加到灵敏度以上时，校准系统170的性能变得较不关键。当接收信号强度增加时，自适应增益μ_a和自适应(或更新)速率F_C被降低。控制器174的自适应(或更新)速率F_C随着接收信号强度增加而逐渐变慢。对于足够高的接收信号强度，校准算法基本上被停止或关闭。

期望的接收信号和带内阻断器用作不相关的“噪声”源。期望的接收信号加上带内阻断器的功率越大，则估计算法识别的SNR越小。“线性”残留基带分量支配估计算法识别的SNR。

当期望的接收信号加上任何带内阻断器的信号强度增加时，估计器172的增益μ_a被减小以维持所需水平的噪声抑制。控制器174的速率F_C被减小以维持校准算法的总体稳定性。当发射功率减小时，校准算法的G_{tx_rx}成比例地减小，并且控制器174的自适应(或更新)速率F_C(校准算法的速率)降低，以维持环稳定性。当发射功率减小到预定水平以下时和/或当接收信号强度增加到预定水平以上时，自适应基本关闭。

当双工器108的发射-接收隔离增加到其指定的最小值以上时，G_{tx_rx}以2∶1的速率成比例地降低。对于双工器108提供的发射-接收隔离的每1dB的增加，G_{tx_rx}降低2dB。在不知道隔离减小多少的情况下，任何这样的减小导致估计器172的收敛减慢以及a₂估计的2∶1的成比例减小。控制器174被设计为没有任何增益项，以使其对这样的增益变化不灵敏。对于混频器140和141之前的增益的每1dB的增加，IMD2将增加2dB。

校准系统170对任何SNR都是有效的；然而，校准系统在接收器106灵敏并且发射器104在最大功率输出P_OUT时最有效。当接收器106灵敏(即，试图接收大约-106.7dBm的信号)时，以及当发射器104在最大P_OUT并且发射信号不利地泄漏入接收器中时，校准系统170使得IIP2性能最大化，该发射信号在双工器108的衰减之后是大约-25dBm(即，比接收信号强若干量级)。如果估计器172处的SNR在最大IIP2处是足够的，则校准系统170调谐至该点。因此，尽管SNR在发射器104不在最大功率时将不是最佳的，但是校准系统170仍然可以调谐至最优的IIP2。

校准系统170优化IIP2性能，以允许接收器106满足第三代(3G)通用移动电信系统(UMTS)接收器的线性度要求。

校准系统170可以包括操作耦合到估计器172并且操作耦合到控制器174的处理器(未示出)，其控制校准系统170的一些或所有操作。应理解，本文所描述的所有电路都可利用硅或另一半导体材料或者替选地通过硅或另一半导体材料的软件代码表示来实现。

在一个实施例中，收发器102和校准系统170布置在使用深度双氧化物互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺制造的集成电路上。

尽管本文参考具体实施例描述了本发明，但是可以进行各种修改和改变而不背离所附权利要求中所阐述的本发明的范围。例如，尽管示例性实施例示出了本发明用于没有LNA和SAW滤波器的直接转换3G接收器106，但是本发明可用在包括LNA和SAW滤波器中的一个或两者的直接转换3G接收器中。此外，本发明不限于用于直接转换3G接收器；本发明可用在任何类型的接收器中。尽管示例性实施例示出了校准系统170用于使用扩展频谱RF调制的收发器102，但是本发明可用于使用多种其它RF调制的任何一个的收发器，在该收发器中，发射器104在与接收器106进行接收相同的时刻进行发射。尽管示例性实施例示出了校准系统170用于WCDMA协议，但是本发明可用在其它类型的协议中。尽管收发器102的示例性实施例工作在大约800MHz和大约2GHz之间的范围中的一个或多个频带中，但是本发明也可用于工作在该范围之外的一个或多个频带中的收发器102。尽管示例性实施例示出了校准系统170用于对二阶截点(IP2)进行调谐以减小二阶互调失真(IMD2)，但是本发明也可适用于任何更高阶的截点(IPn)和相应的更高阶的互调失真产物(IMDn)，其中n是偶数。尽管在一个示例性实施例中，收发器102和校准系统170布置在使用CMOS技术制造的集成电路上；但是本发明也可以用于使用其它技术制造的集成电路。

因此，说明书和附图被视为是说明性的而非限制意义，并且意图将所有这样的修改包括在本发明的范围内。本文关于特定实施例描述的任何益处、优点或对问题的解决方案并不意图被理解为任何或所有权利要求的关键的、需要的或基本的特征或要素。

除非另外声明，否则诸如“第一”和“第二”的术语用于任意地在这样的术语所描述的元件之间进行区分。因此，这些术语并不必然意图表明这些元件的时间上的或其它的优先级。

Claims (20)

1.一种用于收发器的接收器的输入相关的二阶截点IIP2校准系统，所述收发器包括发射器，所述IIP2校准系统包括：

估计器，耦合到收发器的发射器并且耦合到所述收发器的接收器，用于计算由于在所述接收器的混频器中发生的二阶互调失真而导致的所述接收器中的二阶互调失真的估计，其中所述估计器使用来自所述发射器的实时发射信号作为基准信号；以及

控制器，耦合到所述估计器，用于基于所述接收器中的所述二阶互调失真的估计，调整所述混频器的IIP2调谐端口，以减小所述接收器中的二阶互调失真。

2.根据权利要求1所述的IIP2校准系统，其中，所述估计器从基带接收信号消除直流，同时计算所述二阶互调失真的估计。

3.根据权利要求2所述的IIP2校准系统，包括用于配置所述估计器和所述控制器的状态机，所述配置基于所述发射器的功率输出和所述接收器的接收信号强度。

4.根据权利要求3所述的IIP2校准系统，其中，状态机基于所述发射器的发射功率与所述接收器的检测到的接收信号强度的比率，设置所述估计器的增益和所述控制器的速率。

5.根据权利要求4所述的IIP2校准系统，其中，所述控制器使用符号-符号最小均方优化算法来估计IIP2系数。

6.根据权利要求5所述的IIP2校准系统，其中，所述符号-符号最小均方优化算法具有可变步长，所述可变步长取决于IIP2系数估计的量值。

7.根据权利要求6所述的IIP2校准系统，其中，所述接收器是直接转换接收器。

8.根据权利要求7所述的IIP2校准系统，其中，所述发射器与所述直接转换接收器的接收同时地进行发射。

9.一种射频收发器，包括：

双工器；

耦合到所述双工器的发射器；

包括混频器的直接转换接收器，所述直接转换接收器耦合到所述双工器，其中所述接收器接收泄漏的信号，所述泄漏的信号包括泄漏通过所述双工器的发射射频信号；

确定所述发射器的发射功率输出的电路；

确定所述接收器的接收信号强度指示的电路；

确定所述发射器的基带和所述接收器的基带之间的线性增益的电路；以及

校准系统，包括：

耦合到所述发射器的基带的电路，该电路确定基带发射信号的滤波后的、延迟的、幅度平方的版本，

将基带发射信号的所述滤波后的、延迟的、幅度平方的版本与所述线性增益相乘以产生第一信号的电路；

将所述第一信号与基带接收信号进行比较的电路，所述基带接收信号包括从所述泄漏的信号在所述混频器中产生的二阶互调失真产物，其中进行比较的所述电路使用一个版本的符号-符号最小均方优化算法以用于估计IIP2系数的值，所述IIP2系数的值与在所述混频器中产生的所述二阶互调失真产物成比例，以及

响应于来自所述优化算法的结果产生调谐电压的电路，所述调谐电压用于对所述混频器的IIP2端口进行调谐，以减小发生在所述混频器中的二阶互调失真。

10.根据权利要求9所述的射频收发器，其中，所述发射器与所述直接转换接收器的接收同时地进行发射。

11.根据权利要求10所述的射频收发器，其中，所述校准系统包括对所述基带接收信号中的任何直流偏移进行补偿的电路，同时所述校准系统将所述第一信号与基带接收信号进行比较，以减小由于所述直流偏移的存在而导致的所述估计的劣化。

12.根据权利要求11所述的射频收发器，其中，进行补偿的所述电路使用符号-符号最小均方优化算法来估计所述IIP2系数。

13.根据权利要求12所述的射频收发器，其中，所述符号-符号最小均方优化算法具有可变步长，所述可变步长取决于IIP2系数估计的量值。

14.根据权利要求10所述的射频收发器，其中，所述校准系统包括如下的电路：所述电路仅对所述基带接收信号中的特定直流偏移类型进行补偿，同时将所述第一信号与基带接收信号进行比较以减小由于所述直流偏移的存在而导致的所述估计的劣化，所述特定直流偏移类型是由除所述混频器中的二阶互调失真之外的效应引起的直流偏移类型。

15.根据权利要求10所述的射频收发器，其中，所述射频收发器以集成电路来实现。

16.一种对收发器的接收器中的混频器的输入相关的二阶截点IIP2进行调谐的方法，所述收发器包括发射器，所述方法包括以下步骤：

确定所述发射器的功率输出是否大于预定功率输出水平F；

确定所述接收器的接收信号强度指示是否小于预定的接收信号强度指示水平H；

提供IIP2估计器的增益和IIP2控制器的更新速率的值；

使用所述IIP2估计器的所述增益，执行用于估计IIP2系数的估计值的优化算法，所述IIP2系数的估计值与所述混频器中发生的二阶互调失真成比例；

使用所述IIP2控制器的所述更新速率和所述IIP2系数的所述估计值，执行用于改变所述混频器的调谐电压的优化算法；

等待一段时期以等待所述发射器的所述功率输出水平和所述接收器的接收信号强度指示中的一个或两者发生改变；

在等待所述时期之后，确定所述IIP2估计器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率中的一个或两者是否发生了改变；

基于所述接收信号强度指示和所述功率输出水平中的一个或两者的改变，确定是否需要所述IIP2估计器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率中的一个或两者的改变；以及

如果需要任何这样的改变，则基于存储在查找表中的信息，在所述IIP2估计器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率中的一个或两者中进行改变。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，执行用于估计所述IIP2系数的估计值的优化算法的步骤包括如下的步骤：对所述接收器中的直流偏移进行补偿，从而减小由于所述直流偏移的存在而导致的所述估计的劣化。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述IIP2估计器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率的值是基于所述发射器的所述功率输出和所述接收器的所述接收器信号强度指示而从相应的查找表得到的。

19.根据权利要求16所述的方法，其中，所述优化算法是符号-符号最小均方优化算法。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述符号-符号最小均方优化算法具有可变步长，所述可变步长取决于IIP2系数估计的量值。

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