CN1194556A

CN1194556A - 用于检测和减小互调失真的装置和方法

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Publication number: CN1194556A
Application number: CN98103776A
Authority: CN
Inventors: T·J·肯莱; I·尼瓦; S·D·格莱; J·道宁
Original assignee: Nokia Mobile Phones Ltd
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1997-02-28
Filing date: 1998-02-27
Publication date: 1998-09-30
Anticipated expiration: 2018-02-27
Also published as: CN1105472C; US6009129A; JPH10327091A; JP3955672B2; EP0862280B1; KR100398767B1; KR19980071390A; EP0862280A2; ATE256937T1; EP0862280A3; DE69820507D1

Abstract

在CDMA移动电话接收机前端,提供旁路连接以旁路低噪声放大器并传送接收信号。旁路连接可包括衰减器。旁路由控制信号启动。数字信号处理器(DSP)分析接收信号,当IMD干扰超过预定电平时发送控制信号。通过频谱估值识别IMD干扰的存在。频谱估值藉助于:收集数据样本,使用DSP,计算离散富立叶变换,使数据通过滤波器组,然后采用判决算法。若IMD电平足够高,则DSP将提供信号给自动增益控制块,以控制可变增益放大器来补偿增益损失。

Description

用于检测和减小互调失真的装置和方法

本发明总的涉及在码分多址(CDMA)移动电话系统中用于检测互调失真(IMD)和减小互调失真的方法和装置。

蜂窝移动电话用户的快速增长速率、对蜂窝电话不单用于话音还用于数据传输的需要、以及模拟蜂窝系统的有限容量，正在驱使数字蜂窝系统的实现，以提供增加的容量和更高质量的信号。在有些方面，可能出现从模拟系统到数字系统的全面转变。然而，直到那时，两种系统必须共存，以及由于将没有额外的频谱分配给数字蜂窝，所以数字和模拟的蜂窝系统必须共用相同的频谱—869-894MHZ用于接收信号和824-849MHZ用于发送信号。

使用CDMA(码分多址)技术的数字蜂窝系统比起其它提出的数字技术，即TDMA和FDMA(分别为时分多址和频分多址)有几个优点，包括易于频率规划，增加的容量(至少是在理论上)和改善的越区切换，等等。CDMA系统已被引入高密度的市场，即大城市，其中使用AMPS(即高级移动电话系统)的模拟蜂窝系统已被建好。在这些区域中，CDMA基站被稀疏地散布在大量现有的AMPS基站之间。取决于在CDMA移动台(CDMA蜂窝用户)和CDMA基站之间的距离和AMPS基站的相对靠近程度，来自AMPS发射机的信号会造成重大的干扰，它会使CDMA电话过载。这种现象的发生是因为，当在接收机前端的灵敏的放大器以AMPS信号的高电平被驱动时，它就工作在放大器传输函数的非线性区。在非线性工作区时，频率分量混频，会产生除了接收频谱中的信号以外的新的频率项。当CDMA电话实际上离CDMA基站很远，而靠近只有AMPS的(不是共同放置的)基站时，会出现这样的干扰，它的一个重要分量是互调失真(IMD)。在这种情况下出现的IMD已被标为“移动台产生的IMD”。

当“移动台产生的IMD”(以后简称为“IMD”)出现时，两个或多个信号由于当以过载功率电平作用在器件时所造成的非线性而在接收机内进行混频，产生在一些频率上的IMD产物的信号，这些频率有时落在接收机通带内。如果在通带内的IMD产物相对于CDMA信号强度有足够的电平，那么它可干扰想要的接收信号。由于CDMA频带具有的接收机带宽比AMPS频带宽四十一倍，所以IMD产物落在CDMA频带内的概率相当高。这产生一个机制，其中窄频带系统，包括AMPS，NAMPS(窄带AMPS)，或基于IS-136的TDMA，造成了对于宽频带系统，例如基于IS-95的DS-CDMA(直接序列CDMA)的脉冲干扰型干扰。

IMD通常出现在移动电话接收机前端的有源级中，在天线和信道选择性滤波器之间。图1，被标以“现有技术”，是CDMA电话接收机前端的典型的有源级的方框图。有源级100典型地包括RF(射频)低噪声放大器(“RF LNA”)102，混频器104(它被连接到本地振荡器)和IF(中频)放大器106，它通过双工器108接收信号。干扰的信号能通过前端RF滤波器110，并且它们在到达信道选择性IF滤波器112之前不会被阻塞。在此之前，IMD产物已被产生，并处于DS-CDMA信号的通带之内。

对于标准的符合IS-95的移动电话的实际的互调杂散响应衰减约为58dB。这个衰减水平以与大众化市场为目标的蜂窝电话要求相协调的成本提供合理的功率消耗。然而，在试验性CDMA/AMPS双模网络上进行的现场测试已证明58dB的衰减是不够的。图2显示了在AMPS信号功率电平(沿水平轴)和想要的CDMA功率电平(沿垂直轴)之间的示例性关系，线20表示58dB的互调干扰容限边界。58dB线相应于当网络为高负荷时为保持可接受的话音质量所需的最小载波与干扰的比值(Ci/I)。在该线以下的点表示恶化的话音质量与增加的呼叫丢失率，在该线以上Ci/I增加。实际现场测试的测量点被显示为处在由参考数字22所标示的区域中，所有测量点都在该线以下，表明对于基于IS-95的CDMA电话的重要的问题。

在具有高的干扰电平的地区内提供CDMA业务的一个可能解决办法是共同安置CDMA小区和AMPS小区或其它窄带小区。这种补救方法是不实际的，特别是对于把CDMA初始引入到已建立的AMPS区域，因为基站一一对应的匹配会是造价昂贵的。因为有许多AMPS基站，所以，由于当CDMA用户处在其它非共同安置的AMPS台址附近时的近-远效应，CDMA系统仍是易受系统干扰的。另一个可能的解决办法是藉助于提高LNA的动态范围能力，特别是提高最大功率处理能力来改进接收机的抗干扰性。然而，这种解决办法也不实际，因为它需要增加给接收机的供电电流，抹杀了CDMA的一个重要优点，即增加电池寿命和蜂窝电话中更长的谈话和待机时间的优点。因为这些解决办法在不作出重大妥协时不能去除干扰问题，因此所作的努力是针对使IMD干扰最小化。

IMD可藉助于由注入到接收机的两个或多个单音所产生的峰值杂散电平来定义。使IMD影响最小化的解决办法是衰减在移动台前端，即在天线和有源元件之间的最强的IMD(IIP₃(三阶截断点))信号。三阶截断点对于接收机典型地被定义为对于产生等于输入的两个单音功率的三阶失真产物所需要的输入功率(以两个单音的形式)。IIP₃越高，则对于给定电平的输入单音所产生的IMD产物的电平越低。因为低噪声放大器(LNA)具有低的IIP₃，以及因为当接收弱的想要的信号时需要提供目标的噪声系数，所以，这是对选择性的点，即切换的旁路和/或衰减的逻辑选择。LNA是宽频带步进放大器，其步进量典型地可在15和22dB之间改变，取决于设计分隔，虽然步进量可含从0dB往上的任何步进量的范围。

已经提出了各种不同的方法来减小IMD产物的电平，包括由Bain在他的题目为“Reducing IM distortion in CDMA cellelar telephones(减小在CDMA蜂窝电话中的IM失真)”的文章中所描述的方法，发表在RF Design，Dec.1996，pp46-53，此文章在此引用，以供参考。Bain描述了用于确定给定信号的RF输入电平以及如果该电平超过预定门限值，则在LNA之前切换入一个衰减器的方法。LNA未被旁路，而在接收机前端内保持工作。衰减器可以是固定的或可变的。由于门限值和检测值都是基于总的接收信号电平而不是相对于AMPS信号电平，因此信号对噪声比值(SNR)被牺牲了，且如果AMPS信号电平比CDMA信号电平大得多，则通话被中断的风险很高。在这种情况下，组合的信号足够大而能切换入衰减器，但相当弱的CDMA信号是这样的低电平，以致于没有放大，它就不能检测到，导致通话的丢失。

在Wheatley等的国际专利申请(国际公布号No.WO 96/19048，题目为“Method and Apparatus for Increasing Receiver Immunity toInterference(用于提高接收机的抗干扰性的方法和设备)”的国际专利申请No.PCT/95 US/16002)中描述了另一种方法，该专利在此引用，以供参考。此方法使用一对开关，用于把接收信号在第一开关位置耦合到放大器输入端，或者在第二开关位置直接耦合到带通滤波器，旁路放大器。微控制器监视接收信号功率，响应于超过预定门限的总的接收信号功率；在第一和第二位置之间进行切换。一个替换的实施例根据另一个预定功率门限和来自所包括的接收信号强度指示器(RSSI)的信息连续地调整前端增益。就像在由Bain提出的方法中那样，启动衰减是基于总的接收信号电平，而不参考不想要的AMPS信号(或其它干扰源)的相对贡献。因此，仍旧有低功率电平的CDMA信号因为衰减器设置太高或接收信号的放大太低而被丢失的风险。

为提供对IM干扰的更特殊的反应以避免不必要地将放大器进行旁路而作的努力受到了阻碍，受到阻碍的原因在于IM干扰是一个随机过程，它使得检测移动信道环境下的干扰成为困难的任务。图8给出了由FFT处理器的输出所确定在CDMA带宽内存在IMD的例子。这张图是通过沿AMPS基站方向行进时进行现场测量而产生的，它说明干扰是如何出现在总的带宽内的各小带宽上的，以及干扰是如何随机地散布在该带宽内的。当整个带宽被用来检测IMD功率电平时，就不能正确地考虑到窄带干扰的影响。

在宽带PCS1900(个人通信业务)无线电话中可能遭受到由于在接收机前端使用低噪声放大器和需要同时接收所有蜂窝信道引起的来自IMD的类似的干扰。PCS频段对于接收信号为1930-1990MHz和对于发送信号为1850-1910MHz，因此，在相同的输入频谱内没有AMPS信号重迭。然而，由于IMD是两上或多个输入信号在低噪声放大器内进行混频的产物，所以来自附近AMPS基站或其它源的高功率电平的相对窄带的信号，仍然会在PCS1900移动电话内造成IM产物，造成信号恶化和呼叫丢失。

由于上述原因，为了使基于CDMA和其它宽带的移动电话系统有效地并入AMPS服务区域，仍旧需要一种用于检测由AMPS引起的IMD干扰的方法和系统，以便有选择地进行减少IMD产物的操作，这样可减少由于IMD滤波机制的过补偿或缺少灵敏性而造成的基于宽带的通话被丢失的现象到最小。用于判决IMD干扰是否存在的成功的方法要求考虑干扰的真实性质。现有技术的解决办法未能进行这样的考虑。

发明概要

本发明的一个优点是提供用于检测在基于CDMA或其它宽带的系统中的互调失真的方法和装置，它允许识别由处在宽带频谱内的窄带信号，例如来自基于AMPS系统的信号，引起的IMD干扰分量。

本发明的另一个优点是提供用于当在CDMA或其它的宽频带内检测到窄带引起的互调产物时控制用来减小IMD干扰的滤波功能的方法和设备。

在示例性实施例中，在宽带移动蜂窝电话接收机的前端中，提供了能切换的旁路连接，以便旁路低噪声放大器，把接收信号传送到低噪声放大器的输出端处的一个点。在旁路连接内可以包括一个衰减器。切换的旁路被由数字信号处理器产生的控制信号来启动。数字信号处理器分析接收的信号，以检测和确定IMD干扰对总的接收信号功率(RSSI)的相对贡献，以及当IMD干扰超过预定电平时，发送控制信号来旁路低噪声放大器。

识别IMD干扰的存在是通过实行频谱估算来达到的，以便辨别IS-95CDMA蜂窝电话或PCS1900移动电话何时存在有引起带内IMD的大的附近频带的信号。在示例性实施例中，频谱估算是在接收信号通过接收机前端的有源级后通过在模-数(A/D)变换器收集一系列来自接收信号的数据样本而实现的。藉使用收集的样本，数字信号处理器(DSP)计算离散富立叶(Fourier)变换(DFT)以产生多个频点(bin)的数据。然后，对于每个频点计算幅度值。藉助于使数据通过滤波器组，在频域上每个频点一个滤波器，对于收集的样本的每个频点计算平均幅度，然后由判决算法进行运算，它确定在接收信号中是否存在有足够的IMD以便旁路LNA。如果IMD电平高到足以保证旁路LNA，则DSP将提供一个信号给用于控制可变增益放大器(VGA)的自动增益控制(AGC)块，以便补偿由于旁路LNA引起的增益损失。

数据收集发生在短时长的中断程序期间，其时间周期是基于在硬件复杂性，电池寿命，和检测强壮性，即检测器可靠性之间的平衡而确定的。在优选实施例中，检测器在每一帧起始时被更新，按照IS-95标准，每帧是20毫秒。中断具有短的时长，约为1毫秒或更小，只耗费总的处理资源的很小量，因此，它对终端用户是透明的。

因为对带内IMD存在的判决是基于频谱估值，所以可以使用其它的统计方法，包括自相关，加窗的FFT(快速富立叶变换)，Burg法，以及其它参量方法。

虽然本发明方法被描述为用于滤除在移动蜂窝电话内所产生的IMD的方法，但本发明方法也可被用来滤除可以被CDMA的或其它宽带的移动电话接收的非移动台产生的IMD干扰，例如窄带共信道干扰和基站发射机产生的IMD。总的来说，本发明的方法和装置提供用于使移动蜂窝电话适应于小区业务负载量的装置，而不牺牲在IMD不是关键因素的区域中的蜂窝电话噪声基底，也不增加功耗或增加成本。

附图简述

通过结合附图考虑对本发明优选实施例所作的以下的详细描述，将很容易了解本发明，附图中相同的数字是指相同的部件，其中：

图1是蜂窝电话接收机前端的传统的有源级的方框图；

图2是CDMA信号强度对AMPS信号强度的图；

图3是按照本发明的蜂窝电话接收机前端连同其它接收机的功能的方框图；

图4是表示用于检测IMD的过程的流程图；

图5是频率对幅度的图，它表示当存在IMD时样本信号的DFT的假设的例子；

图6是当不存在IMD时，使用现场数据计算的干扰对噪声的比值与时间的图；

图7是当存在IMD时，使用现场数据计算的干扰对噪声的比值与时间的图；

图8是表示CDMA频带内的IMD的快速富立叶变换(FFT)的输出的图。

优选实施例详细描述

以下的对优选实施例的详细描述说明了本发明方法和装置对CDMA移动电话的应用。应当指出，因为互调失真在许多RF系统中产生干扰，并且它是移动电话中的重要问题，所以此处所描述的方法同样能应用到其它基于宽带的移动电话，包括PCS1900移动电话。

以下的详细描述利用了多个首字母缩略词，它们在技术上通常是熟知的。以下的表1给出了首字母缩略词表和它们的各自定义，尽管这些定义，为方便起见只给出每个缩略词的首用的例子。

首字母缩略词定义

A/D 模拟到数字(变换器)

AGC 自动增益控制

AMPS 高级移动电话系统

ASIC 专用集成电路

BPF 带通滤波器

CDMA 码分多址

Ci/I 载波干扰比

DFT 离散富立叶变换

DS 直接序列

FDMA 频分多址

FFT 快速富立叶变换

IF 中频

IIP₃ 三阶截断点

IIR 无限冲激响应

IM 互调

IMD 互调失真

INR 干扰对噪声的比值

IS 中间标准

LNA 低噪声放大器

LO 本地振荡器

LPC 线性预测编码

LPF 低通滤波器

MS 移动台

PCS 个人通信业务

PSF 点扩展功能

RF 射频

RSSI 接收信号强度

RX 接收

SAW 声表面波

SNR 信噪比

TDMA 时分多址表1

图3给出用于实现本发明的检测和滤波方法的优选实施例的结构的方框图。发送的信号在天线301处被接收，并通过宽带带通滤波器302，该滤波器只让被考虑由接收机解调的从869到894MHz的接收频道通过(对于PCS1900是从1930到1990MHz)。如果开关303闭合，它把宽带滤波的信号耦合到低噪声放大器(LNA)305，并输出到节点324。如果开关303打开，它把宽带滤波的信号耦合到开关304，如果开关304闭合，它使信号通过衰减器306，然后接到节点324。当接收机开始启动时，LNA305被设置为高增益，以易于找到信号，其中高增益一直保持直到执行IMD检测功能，并给出一个表明存在有IMD的信号。

取决于信号路由，或是被衰减的、放大的或是不改变的(如果未提供衰减器)信号从节点324被耦合到混频器/本地振荡器(LO)307，它把接收的信号下变频为第一中频(IF)信号。第一IF信号通过带通滤波器308被滤波，并且由可变增益放大器(VGA)309按照由自动增益控制器(AGC)315提供的控制信号进行放大。第一IF信号从VGA309的输出端被分路，并在混频器/LO310，311被变换为第二IF信号，它通过低通滤波器(LPF)312，313被耦合到模-数变换器(A/D)318。LPF312，313优选地是CDMA声表面波(SAW)滤波器，在技术上是熟知的(例如，参看图1)。频率合成器314典型地包括用于频率基准的晶体振荡器和相位检波器，它产生控制电压信号来调整被耦合到混频器307，310和311的LO(本地振荡器)的频率。

从A/D318的数字输出被耦合到自动增益控制(AGC)块315、PN搜索器317和RAKE解调器319，RAKE解调器319具有三个并行分支，每个分支包括一个本地PN发生器。CDMA信号的单边的带宽是0.6144MHz，这样来自A/D318的数字信号以1.2288MHz的最小数据速率被采样，以满足采样定理的要求。

从RAKE解调器319的各分支的输出在最大比值组合器320中进行相加，并被传送到信道译码器块321。数据从信道译码器块321以50Hz的帧速率被传送到数字信号处理器(DSP)330。为了易于移动电话的实现和移动电话总体尺寸的减小，AGC块315，样本缓存器316，搜索器块317，RAKE解调器319，组合器320和信道译码器321以及在各个不同单元之间的连接(例如：322，323)优选地被集成在一个专用集成电路(ASIC)中。

从接收的信号(RX)获取I(同相)和Q(正交)信号是在搜索器块317中由其中的集成的相位解调器(图上未示出)来实现。搜索器块也包括一个RAM，被分开显示为样本缓存器316，其中存储了I和Q样本。样本缓存器316包含64×9比特字，其中每个字的最低4比特(0，1，2，3)相应于Q样本，接着的4比特(4，5，6，7)相应于I样本。最高有效位(MSB)，比特8，在RX IQ获取模式期间应当被置为零。64个复数数据样本的选取是基于为获得分辨率的足够大的样本大小和为缩短计算时间的足够小的样本大小之间要求的平衡。从64个数据样本计算64点的DFT，产生以19.2KHz间隔的64个频率点。因为AMPS信号带宽是30KHz，所以这种分辨度提供了足够的覆盖。显然，可以选择更小的或更大的样本大小，以得到可接受的结果，尽管应当指出，会出现某些性能恶化。例如，如果使用32点FFT，则频点间隔将是38.4KHz，造成丢失处在单个频点间距内的AMPS信号的风险。搜索器块317也包括RSSI检测器(图上未示出)，它测量并提供给DSP330一个表示接收信号功率的信号。

在RX IQ获取期间，搜索器块的搜索功能被短暂地中断，约为1毫秒或更小的量级。被存储在样本缓存器316(它虽然被分开图示，但它是搜索器块317的一部分)中的I和Q样本被传送到DSP330，在其中每20毫秒运行一次64点复数快速富立叶变换(FFT)。这种重复速率是基于按照IS-95标准的帧速率，然而，其它重复速率也可以被使用。

AGC块315通过连接323接收来自DSP330的用于设置VGA309增益的控制信号。(应当指出，这种连接的实现是通过DSP330写到一个寄存器，然后它把信号传送到AGC块，这在技术上是熟知的。为简单起见，该功能性连接由参考数字323表示)响应于DSP的关于存在有IMD的判决，提供了这个控制信号，这样AGC块315可补偿当LNA305被旁路时的增益损失。因为DSP330确定噪声估值和RSSI以及IMD电平，所以AGC块315把VGA309的增益设置到适合于接收信号的水平。

在RX信号内检测IMD的方法作了这样的假设，即出现两种不同的情况。第一种情况是只有CDMA信号存在于想要的频带内(869-894MHz)。第二种情况假定CDMA信号和IM干扰都存在于想要的频谱内。按照本发明的优选实施例，用于检测IMD的测试是：(1)收集在电话内的DSP处理器的FFT输出；(2)构成测试统计值；以及(3)把统计值与门限值比较。在每次测试后，结果就是存在或是不存在IMD的决定。

现在参考图4，从把来自A/D318的接收的下变频的信号传送到搜索器块317开始，20毫秒的中断发生，在步骤401开始，以及在步骤420结束，在此期间，RXIQ样本被获取，被存储在样本缓存器316中(步骤402)，以及被运算以测定是否存在IMD(步骤403-406)。在传送样本到DSP330后，FFT把接收的时域信号变换到频域，以提供在频谱内的N个离散样本(步骤403)。在优选实施例的情况下，N＝64。N频点的每一频点具有一幅度，它被加以计算(步骤404)和通过N个数字滤波器中的一个相应的滤波器被处理(步骤405)，在这种情况下，此滤波器是无限冲激响应(IIR)滤波器，它在技术上是熟知的。(例如参看：Marven和Ewers著：“A Simple Approach toDigital Signal Processing(数字信号处理的简单方法)”1996，WileyInterscience，New York)。结果的数值被存储在DSP330中的存储器内，而来自另一帧的数据被收集。当FFT计算和滤波步骤(404，405)已被完成了四帧时，就对每个单独的频点计算平均幅度。结果是对于每个DFT频点的平均功率。

在N个频点中，M个最大值被识别为具有最大平均功率。除了具有M个最大值的频点以外，计算了在整个样本频带内其余的(N-M)个频点的平均功率。这个值代表“噪声估值”。

图5给出了由FFT处理器产生的记录的假设的例子。此处，显示了DFT频点1号到8号，每个频点具有不同的幅度r_k。设置M为3，频点2，3和5具有最大值，留下频点1，4和6-8用来计算噪声估值。

因为干扰信号的数目和它们各自的频率事先不知道，所以M的值最好是通过使用现场测量来选择，由于它是具体网络结构的函数。M值应当足够低，以使它不减损噪声估值，但也应当足够高，以使干扰信号不会偏移噪声估值。M值的选取将随移动电话的前端结构而改变，取决于RF接收链。

M个最大值频点的平均功率被计算来给出平均干扰信号，即“干扰估值”，以及在步骤406计算了干扰对噪声的比值(INR)。简略参考图5，平均干扰信号幅度将从频点2，3和5的平均来确定。

在步骤407，DSP320进行检验以确定LNA305的现有增益设置是高还是低。在开始加电源期间，LNA增益被设置为高，以便易于可靠地找到想要的信号。在当前样本收集和处理顺序(步骤401-406)以后，如果增益被设置为高，这是因为在开始后的首次测试或因为先前不曾存在IMD，那么在步骤409把INR和预定的门限值进行比较。门限值取决于网络结构，并且可通过现场测试最容易地被确定。用于确定门限值的一个可能的方法是当得知IMD存在时把门限值t设置为等于INR的期待值。

如果INR超过门限值，则在步骤411，发送一个命令以旁路LNA305，把接收信号转移通过衰减器306。如果LNA增益是低的，或如果INR小于门限值，则接收信号被估值以确定其信号强度(RSSI)是否太低而没有LNA的高增益就不能检测出来(步骤408)。如果RSSI是低的，则旁路被关断，及LNA305的增益被设置为高(步骤410)。如果在步骤409，INR小于门限值以及在步骤408，接收信号并不是低到不能检测出，则结束采样中断(步骤420)。

把LNA305切换到接收机链以外，导致较少的总增益和IM产物的功率中三阶的减少。然而，从接收机链中消除LNA也提高了噪声基底，它以低的信噪比对性能带来有害的影响。因此，必须出现一个平衡，其中并不是通过旁路LNA来响应所有的IM产物，而只是响应那些对CDMA呼叫发生很大恶化的IM产物电平才旁路LNA。

在用于估算IMD的存在的优选实施例中使用的算法包括以下步骤：

1)通过利用FFT算法计算使用复数值输入数据的DFT：

X_{l} (k) = Σ_{n = 0}^{N - 1} x_{l} (n) e^{- J 2 πkn / N} \overset{k = 0,1, . . ., N - 1}{l = 1,2, . . ., L} . . . (1)

其中：

N是FFT长度(因为先前描述的理由，N＝64)；以及

x_l(n)是由A/D以1.2288MHz速率采样的对于第l帧的第n个样本的复数输入数据。

2)计算能量频域样本：

Z_l(k)＝|X_l(k)|² (2)

3)把输出传送到N个独立的IIR滤波器组：

R_l+1(k)＝c₁R_l(k)+(1-c₁)Z_l(k)， (3)其中：

R_l+1(k)是第K个DFT频点在时间l+1处的输出；以及

C₁是IIR滤波器系数。

4)把N个DFT频点的R_l(k)排序，从最小的R_l ¹到最大的R_l ^P+M：

{R_{l}^{1}, R_{l}^{2}, \cdot \cdot \cdot, R_{l}^{P}, R_{l}^{P + 1}

\cdot \cdot \cdot,

R_{l}^{P + M}}, . . .

(4)

其中N＝P+M

R_{\min} = {R_{l}^{1}, R_{l}^{2}, \cdot \cdot \cdot, R_{l}^{P}} . . . . (6)

5)定义对R_max的IMD估值为：

\hat{S_{1}} = \frac{1}{M} Σ_{p = p - 1}^{P + M} R_{1}^{p} (k) . . . (7)

6)定义对R_min的背景噪声估值为：

\hat{N_{l}} = \frac{1}{p} Σ_{p = 1}^{p} R_{1}^{p} (k) . . . (8)

7)计算干扰对背景信号功率的比值(INR)并与预定的门限进行比较：

\frac{{\hat{S}}_{1}}{{\hat{N}}_{1}} {\overset{>}{<}}_{H_{2}}^{H_{1}} t . . . (9)

其中：

t是门限；

H₁是当存在有干扰信号时为真的假定；以及

H₂是当不存在干扰信号时为真的假定。

如前面所述，门限t通常被设置为满足具体网络的性能准则，可能加以考虑AMPS和CDMA基站的相对密度以及在AMPS和CDMA基站之间的距离。用于确定门限的一个可能的方法是把门限值t设置为等于当存在IMD时的预期的SNR。

由于干扰信号不一定被限制在一个频率点内，所以能量会存在在相邻的频率点中，噪声估值也会被偏移。减小这种偏移的一个方法是使用不同于矩形的窗函数，这样增加了计算的复杂性。另一个可能的方法是舍弃与M个最大值频点相邻的频点。虽然这后一种方法对噪声估值可能有些影响，因为可供用来估值的将是较少的样本，但是这样的折衷由于其消除IMD信号泄漏的有效性而被证明是正确的。

图6和7分别表示当不存在IMD时和当存在IMD时的INR计算步骤(图4的步骤406)的输出。这些图是通过使用原型CDMA移动峰窝电话搜集的现场测量值而产生的。当没有IMD存在时，测试电话具有10dB的预期测试统计值(INR)，如图6所示。对于40dB的门限，该INR显然大大低于门限值，显然没有错误启动旁路开关的风险。

当测试电话向已知的IMD区行进时，测试统计值(INR)随着AMPS基站的接近而增加，如图7所示，表明实际上存在IMD。再次和40dB的门限值进行比较，如图所示，有些IMD，但不是全部，在减少错误启动到最小的折衷情况下，会启动切换旁路LNA。

因为上述方法使用频谱估计来确定是否存在IMD，所以本领域技术人员将会看到，其它统计方法可以以类似方式被用来估算频谱。在可被使用的其它方法中有自相关，加窗的FFT，Burg法和参量法，包括被用于线性预测编码(LPC)的算法。(例如，参看Therrein，C.W.，Discrete Random Signals and Statistical Signal Processing(离散随机信号和统计信号处理)，Prentice-Hall，Ingelwood Cliffs，NJ；Marvenand Ewers，Supra.)LPC方法特别适用于移动电话，因为该算法已被用于声码器，允许复用适当的算法和不带有或很少的附加硬件或软件的DSP处理能力。通常，用于实现检测IMD的方法的装置可用硬件部件完成，其中的许多部件已存在于移动电话结构内，允许以最小的成本而得以实现，即使诸如LPC那样的多用途算法不用于声码器和IMD检测功能。

用于检测和滤除IMD的本发明方法和装置由于CDMA频谱总的是平坦的所以对于CDMA特别有效。识别CDMA频带内的IMD的能力允许引用根据IMD的实际存在进行选择性滤波，这与现有技术方法中所使用的只依靠总的接收信号功率不同，因此使本发明方法和装置很适合于解决在已建立的AMPS内或类似业务区域引入CDMA蜂窝网络的问题。本发明方法和技术的应用对于其它宽带移动电话系统，包括PCS1900移动电话，也是有利的。

本领域技术人员将会看到，在本发明的系统中可作出各种不同的修改和变化而不背离本发明的精神和范围。因此，如果本发明的修改和变化属于所附权利要求及其等价内容的范围以内，就打算使本发明包括本发明的修改和变化。

Claims

1.在基于宽带的移动电话中用于检测和减小带内互调失真的装置，包括：

用于接收在宽带频谱内的信号的接收机，接收机具有低噪声放大器，用于响应于控制信号旁路低噪声放大器的可切换装置，以及用于把接收信号变换为数字信号的变换器；

数字信号处理器，用于接收数字信号，以预定采样间隔从这些数字信号中提取多个样本，对多个样本的每个样本实行频谱估值，频谱估值包括多个频率值，每个频率值具有在一个幅度范围内的幅度，在该幅度范围内辨别第一组幅度和第二组幅度，第一组包括在幅度范围高端的预定数目的幅度，对于第一组幅度计算第一平均幅度以确定干扰估值，对于第二组幅度计算第二平均幅度以确定接收信号的噪声估值，从第一平均幅度和第二平均幅度计算干扰统计值，把干扰统计值与预定门限值进行比较，以及如果干扰统计值超过门限值，则提供旁路命令给可切换装置以便旁路低噪声放大器。

2.如权利要求1中的装置，其特征在于，其中频谱估值是在数字信号处理器内藉使用离散富立叶变换实现的。

3.如权利要求2中的装置，其特征在于，其中多个频率值包括离散富立叶变换的N个频点，以及数字信号处理器还从多个样本对于每一频点计算平均频点幅度以给出N个平均频点幅度，其中从N个平均频点幅度计算第一平均幅度和第二平均幅度。

4.如权利要求3中的装置，其特征在于，其中多个样本的每个样本被一个N滤波器组滤波，一个滤波器相应于每一频点。

5.如权利要求2中的装置，其特征在于，其中数字信号处理器籍使用快速富立叶变换计算离散富立叶变换。

6.如权利要求1中的装置，其特征在于，其中干扰统计值包括第一平均幅度与第二平均幅度的比值。

7.如权利要求1的装置，其特征在于，其中当得知带内互调噪声存在时，把门限值设置为等于干扰统计值。

8.如权利要求1的装置，其特征在于，其中数字信号处理器结合旁路命令产生增益控制信号，以及还包括可变增益放大器和响应于增益控制信号的增益控制块，其中当数字信号处理器产生增益控制信号时，增益控制块提高可变增益放大器的增益。

9.如权利要求1的装置，其特征在于，还包括连接到可切换装置的衰减器，当低噪声放大器被旁路时用于衰减接收的信号。

10.用于检测在宽带接收信号内的带内干扰信号的方法，包括：

接收模拟接收信号；

把模拟接收信号变换成数字信号；

以预定采样间隔从数字信号中提取多个样本；

对多个样本的每个样本实行频谱估值，频谱估值包括多个频率值，每个频率值具有在一个幅度范围内的幅度；

在该幅度范围内辨别代表具有高电平带内干扰信号的多个数值的频率值的第一组幅度；

比较在幅度范围内的第一组幅度和第二组幅度，以确定干扰统计值；

把干扰统计值与表示带内互调失真的预定门限值进行比较。

11.权利要求10的方法，其特征在于，其中实行频谱估值的步骤包括计算离散富立叶变换。

12.权利要求11的方法，其特征在于，其中多个频率值包括离散富立叶变换的N个频点，及实行频谱估值还包括从多个样本对每一频点计算平均频点幅度以提供N个平均频点幅度，其中第一组幅度和第二组幅度被取自N个平均频点幅度。

13.权利要求12的方法，其特征在于，其中频谱估值步骤还包括通过N滤波器组滤波多个样本的每个样本，一个滤波器相应于每一频点。

14.权利要求13的方法，其特征在于，其中滤波步骤包括使用无限冲激响应滤波。

15.权利要求11的方法，其特征在于，其中计算离散富立叶变换的步骤包括快速富立叶变换。

16.权利要求11的方法，其特征在于，其中离散富立叶变换具有64点。

17.权利要求10的方法，其特征在于，其中干扰统计值包括第一平均幅度与第二平均幅度的比值。

18.权利要求12的方法，其特征在于，其中第一组幅度包括M个平均频点幅度，其中M是具有高电平带内干扰信号的频点数，M小于N，及第二组幅度包括(N-M)个平均频点幅度。

19.权利要求12的方法，其特征在于，其中第一组幅度包括M个平均频点幅度，其中M是具有高电平带内干扰信号的N个频点的子集，以及第二组幅度包括(N-(M+A))个平均频点幅度，其中A是与具有高电平带内干扰信号的频点相邻的N个频点的子集。

20.权利要求10的方法，其特征在于，其中当得知存在有高电平窄带干扰信号时，把门限值设置为等于干扰统计值。

21.在具有低噪声放大器和数字信号处理器的移动电话接收机中，用于检测和减小由高电平窄带干扰信号生成的失真产物的方法，这些高电平窄带干扰信号在宽带接收信号内产生带内干扰，该方法包括：

接收模拟接收信号；

把模拟接收信号变换成数字信号；

以预定采样间隔从数字信号中提取多个样本；

在数字信号处理器中，对多个样本的每个样本实行频谱估值，频谱估值包括多个频率值，每个频率值具有在一个幅度范围内的幅度；

在该幅度范围内辨别代表高电平窄带干扰信号的第一组幅度，和辨别代表对于宽带接收信号的基本噪声电平的第二组幅度，第一组幅度包括在幅度范围高端的预定数目的幅度；

对于第一组幅度计算第一平均幅度，以确定带内干扰的干扰估值；

对于第二组幅度计算第二平均幅度，以确定对于接收信号的噪声估值，

从第一平均幅度和第二平均幅度计算干扰统计值；

把干扰统计值与预定门限值进行比较，如果干扰统计值超过门限值，则提供旁路命令给开关，用于旁路低噪声放大器。

22.权利要求21的方法，其特征在于，其中数字信号处理器结合旁路命令产生增益控制信号，以及还包括可变增益放大器和响应于增益控制信号的增益控制块，其中当数字信号处理器产生增益控制信号时，增益控制块提高可变增益放大器的增益。

23.权利要求21的方法，其特征在于，其中实行频谱估值的步骤包括计算离散富立叶变换。

24.权利要求23的方法，其特征在于，其中多个频率值包括离散富立叶变换的N个频点，以及实行频谱估值还包括从多个样本对每一频点计算平均频点幅度以提供N个平均频点幅度，其中第一组幅度和第二组幅度被取自N个平均频点幅度。

25.权利要求24的方法，其特征在于，其中频谱估值步骤还包括通过N滤波器组滤波多个样本的每个样本，一个滤波器相应于每一频点。

26.权利要求24的方法，其特征在于，其中滤波步骤包括使用无限冲激响应滤波。

27.权利要求22的方法，其特征在于，其中计算离散富立叶变换步骤包括实行复数快速富立叶变换。

28.权利要求22的方法，其特征在于，其中离散富立叶变换具有64点。

29.权利要求21的方法，其特征在于，其中干扰统计值包括第一平均幅度和第二平均幅度的比值。

30.权利要求23的方法，其特征在于，其中第一组幅度包括M个平均频点幅度，其中M是具有高电平带内干扰信号的频点数，M小于N，及第二组幅度包括(N-M)个平均频点幅度。

31.权利要求23的方法，其特征在于，其中第一组幅度包括M个平均频点幅度，其中M是具有高电平带内干扰信号的N个频点的子集，以及第二组幅度包括(N-(M+A))平均频点幅度，其中A是与具有高电平带内干扰信号的频点相邻的N频点的子集。

32.权利要求21的方法，其特征在于，其中当得知存在有高电平窄带干扰信号时，把门限值设置为等于干扰统计值。

33.在具有低噪声放大器和至少一个模-数变换器的传统CDMA移动电话接收机前端中，该模-数变换器用来把在CDMA带宽内的模拟接收信号变换为数字信号，该数字信号被传送到数字信号处理器，一种用于检测带内互调失真的方法，包括：

在数字信号处理器内实行频谱估值，以便计算CDMA带宽内各个频率上的离散信号幅度的估值，以基本上区分开可归因于带内互调失真的信号幅度和可归因于噪声信号的信号幅度，以给出干扰统计值；以及

把干扰统计值与预定干扰门限值进行比较。

34.权利要求33的方法，其特征在于，其中实行频谱估值的步骤包括：

以预定采样间隔从数字信号中得出多个样本；

对多个样本的每个样本实行离散富立叶变换以给出在频域内的N个频点，每个频点具有一个离散信号幅度；

对于多个样本对N频点的每一频点的离散信号幅度进行平均，以得出N个平均的信号幅度；

对N频点的每一频点进行数字滤波；

辨别在N个平均的信号幅度内具有M个最高幅度的一组的N个频点中的M个频点；

平均M个最高幅度以给出干扰估值；

平均(N-M)个平均的信号幅度以给出噪声估值；

从干扰估值和噪声估值计算干扰对噪声的比值；以及

把干扰对噪声的比值与表示带内互调失真的预定门限值进行比较。