CN103858355B - 降低互调干扰的方法和设备 - Google Patents

降低互调干扰的方法和设备 Download PDF

Info

Publication number
CN103858355B
CN103858355B CN201380002210.8A CN201380002210A CN103858355B CN 103858355 B CN103858355 B CN 103858355B CN 201380002210 A CN201380002210 A CN 201380002210A CN 103858355 B CN103858355 B CN 103858355B
Authority
CN
China
Prior art keywords
intermodulation
component
signal
uplink receiving
intermodulation interference
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201380002210.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103858355A (zh
Inventor
邹志强
乔晖
柴洪林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN103858355A publication Critical patent/CN103858355A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103858355B publication Critical patent/CN103858355B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1461—Suppression of signals in the return path, i.e. bidirectional control circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明实施例提供一种降低互调干扰的方法和设备，该方法包括：根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号；根据所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰；其中，M为大于或等于2的整数，所述M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号。基于上述方案，采用M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰接近该M个下行发射信号在上行接收信号中实际产生的互调干扰，因此，能够有效地抵消实际产生的互调干扰，从而降低互调干扰，提升系统性能。

Description

降低互调干扰的方法和设备
技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域，并且更具体地，涉及一种降低互调干扰的方法及设备。
背景技术
在无线通信系统中，无线通信基站系统是由基带处理单元（Base Band Unit，BBU）执行基带算法，可以通过通用公共无线接口（Common Public Radio Interface，CPRI）接口与射频拉远单元（Radio Remote Unit，RRU）交互基带信号，再由RRU通过馈线将下行发射信号传送到天线。
但是，由于一些模拟器件，如线缆、双工器或天馈等的非理想因素，导致多个下行发射信号之间会产生互调，如无源互调（Passive Inter-Modulation，PIM）。在某些频点配置下，互调的频率可能与有用信号的频率相同或相近，下行发射信号产生的低阶互调会击中上行接收频带，即产生的互调干扰的频率与上行接收的频率全部或部分重叠，因此，对通信系统造成一种干扰。
发明内容
本发明实施例提供一种降低互调干扰的方法及设备，能够有效地降低互调干扰。
第一方面，提供了一种降低互调干扰的方法，该方法包括：根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号；根据所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰；其中，M为大于或等于2的整数，所述M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号。
结合第一方面，在另一种可能的实现方式中，所述根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号，包括：获取在第一时刻与所述M个下行发射信号分别对应的M个采样点；根据所述M个采样点确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述M个采样点和所述M个采样点的共轭；根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积，所述N为正整数；根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；根据所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号，包括：获取T个延时项，所述延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，所述T为正整数；根据所述T个延时项确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述T个延时项和所述T个延时项的共轭；根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积；根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；根据所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数，包括：
对矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，所述矩阵Y’中的各个分量为所述N个系数；
其中所述所述所述cor表示相关函数，所述y表示所述上行接收信号，si表示所述N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N。
所述根据所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号，包括：
所述第一互调干扰信号为：
其中，所述pi为所述N个系数中的第i个互调系数，所述si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，所述i为正整数且取值从1到N。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，在所述根据所述N个互调分量和所述N个系数的多项式得到所述第一互调干扰信号之前，所述方法还包括：根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，在所述根据所述N个互调分量和所述N个系数的多项式得到所述第一互调干扰信号之前，所述方法还包括：根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐，，包括：
根据确定在cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示所述上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N；根据所述定时误差对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述根据所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰包括：当所述第一互调干扰信号满足对消条件时，将所述第一互调干扰信号对消所述上行接收信号中的互调干扰：其中，所述对消条件包括至少下列之一：所述第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，所述第一互调干扰信号的频率在所述上行接收信号的频带范围内，以及所述第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，在所述根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个互调系数之前，所述方法还包括：根据所述N个互调分量中每个互调分量与所述上行接收信号的频率差，对所述N个互调分量中的每个互调分量进行调频。
结合第一方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述方法的执行设备为基站。
第二方面，提供了一种降低互调干扰的设备，该设备包括：估计单元，用于根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号；对消单元，用于根据所述估计单元估计的所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰；其中，M为大于或等于2的整数，所述M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号。
结合第二方面，在另一种可能的实现方式中，所述估计单元具体用于：获取在第一时刻与所述M个下行发射信号分别对应的M个采样点；根据所述获取的所述M个采样点确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述M个采样点和所述M个采样点的共轭；根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积，所述N为正整数；根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；根据确定的所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述估计单元具体用于：获取T个延时项，所述延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，所述T为正整数；根据所述T个延时项确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述T个延时项和所述T个延时项的共轭；根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积；根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；根据确定的所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述估计单元具体用于：
对矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，所述矩阵Y’中的各个分量为所述N个系数；
其中所述所述所述cor表示相关函数，所述y表示所述上行接收信号，si表示所述N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N；
估计的所述第一互调干扰信号为：
其中，所述pi为所述N个系数中的第i个互调系数，所述si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，所述i为正整数且取值从1到N。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述设备还包括对齐单元，所述对齐单元，用于根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述对齐单元具体用于：根据确定在cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示所述上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N；根据所述定时误差对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述对消单元具体用于：
当所述第一互调干扰信号满足对消条件时，将所述第一互调干扰信号对消所述上行接收信号中的互调干扰：其中，所述对消条件包括至少下列之一：所述第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，所述第一互调干扰信号的频率在所述上行接收信号的频带范围内，以及所述第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述设备还包括调频单元，所述调频单元，用于根据所述N个互调分量中每个互调分量与所述上行接收信号的频率差，对所述N个互调分量中的每个互调分量进行调频。
结合第二方面及其上述实现方式中的任一种实现方式，在另一种实现方式中，所述设备为基站。
本发明实施例通过对M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰来对消该M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰。基于上述方案，采用M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰接近该M个下行发射信号在上行接收信号中实际产生的互调干扰，因此，能够有效地抵消实际产生的互调干扰，从而降低互调干扰，提升系统性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是可应用于本发明实施例的互调干扰的频谱示意图。
图2是本发明一个实施例的降低互调干扰的方法的流程图。
图3是本发明一个实施例的估计互调干扰的方法的示意性流程图。
图4是本发明另一个实施例的估计互调干扰的方法的示意性流程图。
图5是可应用于本发明实施例的产生互调干扰的场景示意图。
图6是本发明实施例的降低互调干扰的设备的位置示意图。
图7是本发明一个实施例的降低互调干扰的设备的结构框图。
图8是本发明另一个实施例的降低互调干扰的设备的结构框图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例的技术方案可以应用于各种通信系统，例如：全球移动通信（GlobalSystem for Mobile Communications，GSM）系统、码分多址（Code Division MultipleAccess，CDMA）系统、宽带码分多址（Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA）系统、通用分组无线业务（General Packet Radio Service，GPRS）、LTE系统、LTE频分双工（Frequency Division Duplex，FDD）系统、LTE时分双工（Time Division Duplex，TDD）、通用移动通信系统（Universal Mobile Telecommunications System，UMTS）等。应理解，本发明对此并不限定。
图1是可应用于本发明实施例的互调干扰的频谱示意图。图1的示意图描述了两个下行发射信号，分别是Cell（小区）0的下行发射（Tx）信号和Cell1的下行发射（Tx）信号之间产生PIM干扰，当PIM干扰的频率部分或全部落到上行接收信号的频率，例如Cell0的上行接收（Rx）信号的带宽之内时，即多个下行发射信号产生的互调击中上行接收频带，将会对上行接收频带造成干扰。
应理解，图1的示意图仅仅是为了帮助理解，而非要限制本发明的范围。本发明实施例产生互调干扰的下行发射信号的数目可以是两个或多个。还应理解，可以是同一个小区的多个下行发射信号之间产生互调干扰，也可以是不同小区的下行发射信号之间产生互调干扰，本发明实施例对此并不限定。
本发明实施例提供一种降低互调干扰的方法及设备，能够有效地降低互调干扰。
图2是本发明一个实施例的降低互调干扰的方法的流程图。
201，根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号。
202，根据第一互调干扰信号对消上行接收信号中M个下行发射信号产生的互调干扰。
其中，M为大于或等于2的整数，M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号。
本发明实施例通过对M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰来对消该M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰。基于上述方案，采用M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰接近该M个下行发射信号在上行接收信号中实际产生的互调干扰，因此，能够有效地抵消实际产生的互调干扰，从而降低互调干扰，提升系统性能。
可选地，作为一个实施例，在一种可能的实现方式下，如图3所示，步骤201可以包括：
301，获取在第一时刻与M个下行发射信号分别对应的M个采样点。
可选地，可以在第一时刻分别对该M个下行发射信号进行采样来获取M个采样点，可以是上采样，也可以是下采样。
302，根据M个采样点确定分量元素集合，分量元素集合包括的分量元素为M个采样点和M个采样点的共轭。
303，根据分量元素集合确定估计第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，互调分量可以为至少两个分量元素之积，N为正整数。
应理解，M和N的取值可以相同或不同，本发明实施例对此并不限定。还应注意的是，可以从分量元素集合中选择一个分量元素确定为一个互调分量。优选地，可以从分量元素集合中选择至少两个分量元素，将至少两个分量元素之积确定为一个互调分量。
304，根据N个互调分量和上行接收信号确定与N个互调分量分别对应的N个系数。
305，根据N个互调分量和N个互调分量对应的系数组成的多项式得到第一互调干扰信号。
具体地，以两个下行发射信号，确定两个互调分量为例进行说明，假设两个采样点a[n]和b[n]，分别取共轭获得的两个第一共轭值为a*[n]和b*[n]，分量元素集合为{a[n],b[n],a*[n],b*[n]}，可以选择两个分量元素a[n]和b[n]，a[n]和b[n]的乘积a[n]b[n]将作为两个互调分量中的第一个互调分量；选择两个分量元素b[n]和a*[n]，将b[n]与a*[n]的乘积b[n]a*[n]作为两个互调分量中的第二个互调分量。
应理解，上述例子仅仅是示例性地，而非要限制本发明的范围，互调分量的个数可以是1个或多个。
在另一种可能的实现方式下，如图4所示，步骤201可以包括：
401，获取T个延时项，延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，T为正整数。
可选地，可以分别对上述M个采样点中的部分或全部采样点进行时延，获取上述T个延时项；或者在第一时刻经过时延后的时刻分别对该M个下行发射信号中的部分或全部下行发射信号进行采样来获取T个延时项。
402，根据T个延时项确定分量元素集合，分量元素集合包括的分量元素为T个延时项和T个延时项的共轭。
403，根据分量元素集合确定估计第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，互调分量为至少两个分量元素之积。
404，根据N个互调分量和上行接收信号确定与N个互调分量分别对应的N个系数。
405，根据N个互调分量和N个互调分量对应的系数组成的多项式得到第一互调干扰信号。
具体地，以两个下行发射信号，第一下行发射信号和第二下行发射信号为例，在第n时刻，对第一下行发射信号进行采样获得采样点a[n]，对第二下行发射信号进行采样获得采样点b[n]，如时延后时刻为第n+1时刻，对采样点a[n]和b[n]分别进行时延获得时延项a[n+1]和b[n+1]，确定的分量元素集合为{a[n+1],b[n+1],a*[n+1],b*[n+1]}。又如时延后时刻为第n-1时刻，对采样点a[n]和b[n]分别进行时延获得时延项a[n-1]和b[n-1]，确定的分量元素集合为{a[n-1],b[n-1],a*[n-1],b*[n-1]}，其中n为正整数。
当然，不同下行发射信号的采样点的时延可以不同，例如，对采样点a[n]和b[n]分别进行时延获得时延项a[n+1]和b[n-1]。等等。可选地，也可以通过该M个下行发射信号在第n时刻时延后的时刻的采样点来获取时延项。例如，在第n-1时刻，对第一下行发射信号进行采样获得采样点a[n-1]，即采样点a[n]时延为-1的时延项。
应理解，本发明实施例对时延项的获取方式不作限定。还应注意的是，上述例子仅仅是示例性的，例如，时延还可以为±2、±3、……；下行发射信号的数目可以是两个或两个以上。等等。
通过上述方案，基于在同一个时刻与M个下行发射信号分别对应的M个采样点，在无线多径信道的场景下，例如不同的下行发射信号的物理通道不同，到达的时间可能不同，或者不同频率的下行发射信号在相同通道传播速度不同，会导致信号散布在多个不同的时间内，所以要对不同时间间隔的信号加权才能更好的恢复出原有的源信号。因此，考虑该T个延时项，即下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，进一步提高第一互调干扰信号估计的准确性，采用该第一互调干扰信号来对消M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰信号，进一步降低互调干扰。
还需要说明的是，可以结合图3和图4的实施例，如根据M个采样点和T个延时项确定分量元素集合，分量元素集合包括M个采样点、T个延时项、M个采样点的共轭和T个延时项的共轭。具体地，可以根据从分量元素集合中选择的Li个分量元素确定N个互调分量中的第i个互调分量，Li为大于或等于2的整数，并表示用于确定第i个互调分量的元素个数，i为正整数且取值从1到N。可选地，将Li个分量元素的乘积确定为N个互调分量中的第i个互调分量。
为了便于理解，以两个下行发射信号，两个互调分量为例，假设两个采样点a[n]和b[n]，分别取共轭获得的共轭值为a*[n]和b*[n]，获取两个延时项分别为a[n+1]和b[n+1]，分别取共轭获得的共轭值为a*[n+1]和b*[n+1]。分量元素集合为{a[n],b[n],a*[n],b*[n],a[n+1],b[n+1],a*[n+1],b*[n+1]}，从分量元素集合中选择L1个，如2个元素a[n]和b*[n+1]的乘积a[n]b*[n+1]确定为两个互调分量中的第一个互调分量s1，从分量元素集合中选择L2个，如3个元素a*[n]、a[n]和b*[n+1]的乘积a*[n]a[n]b*[n+1]确定为两个互调分量中的第二个互调分量s2，即两个互调分量分别为a[n]b*[n+1]和a*[n]a[n]b*[n+1]。
又例如，假设两个采样点a[n]和b[n]，分别取共轭获得的共轭值为a*[n]和b*[n]，获取三个延时项分别为a[n-1]，a[n+1]和b[n+1]，分别取共轭获得共轭值为a*[n-1]，a*[n+1]和b*[n+1]。分量元素集合为{a[n],b[n],a*[n],b*[n],a[n+1],b[n+1],a*[n+1],a*[n-1],a[n-1]，b*[n+1]}，假设确定三个互调分量，从分量元素集合中选择L2个，如3个元素a*[n]、a[n]和b*[n+1]的乘积a*[n]a[n]b*[n+1]确定为三个互调分量中的第一个互调分量s2，从分量元素集合中选择L3个，如2个元素a*[n-1]和a[n]的乘积a*[n-1]a[n]确定为三个互调分量中的第二个互调分量s3，从分量元素集合中选择L4个，如2个元素a[n]和b*[n+1]的乘积a[n]b*[n+1]确定为三个互调分量中的第三个互调分量s4，即三个互调分量分别为a[n]，a*[n]a[n]b*[n+1]，a*[n-1]a[n]和a[n]b*[n+1]。
应理解，本发明实施例对确定互调分量的元素个数、互调分量的个数和时延项的个数均不作限定，互调分量可以是分量元素集合中的某1个分量元素，或者多个分量元素的乘积，不同的互调分量采用的元素的数目可以相同或不同，不同的互调分量也可以相同或不同。
还需要说明的是，本发明实施例可以是实时获取采样点，实时对消。
可选地，作为另一个实施例，在上述步骤304或步骤404中，可以对N行N+1列的矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，将N行1列的矩阵Y’中的各个行分量确定为N个系数，其中，A为N行N列的矩阵，Y为N行1列的矩阵，表示如下：
cor表示相关函数，如cor（x1，x2）表示同样长度的向量x1和x2做内积，且cor（x1，x2）=cor（x2，x1），si为N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N，即N个互调分量分别是s1、s2、……、sN，y表示上述上行接收信号。
假设消去得到矩阵[A’Y’]中即N个互调系数分别是p1、p2、……、pN。本发明实施例的消去法可以采用高斯消去法，或其它等效消去法，应理解，本发明实施例对此并不限定。
相应地，在步骤305或405中，N个互调分量中的第i个互调分量si与相应的N个互调系数中的第i个互调系数pi的乘积确定为估计的第一互调干扰信号中的第i个分量估计的第一互调干扰信号为：
可选地，作为另一个实施例，可以对上行接收信号和下行发射信号进行时间对齐，也称为定时同步。可选地，根据N个互调分量和上行接收信号对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
具体而言，可以根据式子确定在相关峰cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中，cort(s,y,Δt)表示同样长度的向量s和在时间上偏移Δt的向量y做内积，或者cort(s,y,Δt)表示同样长度的在时间偏移Δt的向量s和向量y做内积。可选地，可以通过相关搜索，在一定范围内遍历Δt的取值，将使得相关峰cort(s,y,Δt)为最大值的Δt确定为定时误差。其中，si为N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N。根据定时误差对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
可选地，作为另一个实施例，可以在第一互调干扰信号满足对消条件的情况下，将第一互调干扰信号和上行接收信号中的互调干扰信号进行对消。对消条件可以包括至少下列之一：第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，第一互调干扰信号的频率在上行接收信号的频带范围内，即第一互调干扰信号的频谱部分或全部落到上行接收信号的带宽内，以及第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值（即第一互调干扰信号稳定）。在第一互调干扰信号满足对消条件的情况，即估计多个下行发射信号之间产生的互调在上行接收信号造成了较严重的干扰情况下，将第一互调干扰信号与上行接收信号中的互调干扰信号进行对消，降低干扰。
具体地，当第一互调干扰信号的频率击中上行接收信号的奇数阶互调的频率时，即第一互调干扰信号的频率与上行接收信号的奇数阶互调的频率部分或全部重叠，将第一互调干扰信号和上行接收信号中的互调干扰信号进行对消。以两个下行发射信号为例进行说明，假设两个下行发射信号（如发射信号）中第一个下行发射信号a的频域带宽为Ba，中心频率记为fa，第二个下行发射信号b的频域带宽记为Bb，中心频率记为fb。m1+n1阶互调的击中频率为m1fa-n1fb和m1fb-n1fa，带宽为m1Ba+n1Bb和m1Bb+n1Ba，其中m1和n1为正整数。优选地，m1和n1的取值尽量接近，即m1和n1的差值的绝对值小于某个数值。例如，三阶互调的击中（中心）频率为2fa-fb和2fb-fa，带宽为2Ba+Bb和2Bb+Ba；五阶互调的击中频率为3fa-2fb和3fb-2fa，带宽为3Ba+2Bb和3Bb+2Ba；以此类推。可选地，由于阶数比较高的互调功率较小，因此可以忽略掉，即可以只考虑m1+n1的取值小于某个阶数的情况。
可选地，作为另一个实施例，在步骤203之前，可以分别对N个互调分量进行调频，可选地，可以根据N个互调分量中每个互调分量与上行接收信号的频率差，对N个互调分量中的每个互调分量进行调频。例如，某个互调分量si为a*[n]a[n]b[n]，进行调频后该互调分量为si=a[n]a*[n]b[n]×ejΔωt，其中Δω表示该互调分量与上行接收信号存在的角频率差（即2πΔf，f表示频率），t表示时间。
可选地，作为另一个实施例，多个下行发射信号可以来自于相同或不同的发射通道，以两个下行发射信号为例，示意性地如图5所示，来自通道1的下行发射信号Tx1和来自通道2的下行发射信号Tx2之间在通道2的上行接收信号Rx2中产生PIM干扰。采用估计的第一互调干扰信号对消接收信号中的PIM干扰，能够提升信噪比，提高接收机灵敏度。
可选地，可以对下行发射信号进行信号处理，还可以对上行接收信号进行信号处理，信号处理的方式包括但不限于调幅、调相或滤波等。例如，可以对下行发射信号进行变采样滤波，这样，当采样带宽（也称为观测带宽）不足时，可以增加上采样滤波扩大观测带宽以避免混叠。
可选地，进行信号处理时可以采用数字滤波器，如模拟中射频（IntermediateRadio Frequency，IRF）处理的滤波器。在基带（0频）采用数字处理方法对消IRF的互调干扰，信号通过中射频等效于通过一个滤波器，因此，在基带采用数字滤波器进行模拟，能够提高对消的准确性。
可选地，作为另一个实施例，本发明实施例可以通过数字域的方式估计第一互调干扰信号，这样，无需设计模拟电路，且不需要增加数模转换器件和印刷电路板（PrintedCircuit Board，PCB）空间等，从而简化设计，降低成本。上述方法的执行设备可以是基站，具体地，可以位于RRU，即由RRU来执行，也可以由BBU来执行；还可以作为独立的装置位于RRU和BBU之间，可选地，装置之间可以通过CPRI接口连接，例如，当上述方法的执行设备位于RRU时，RRU通过CPRI接口从BBU中获取采样点或延时项。示意性地如图6所示，应理解，本发明实施例对此并不限定。
图7是本发明一个实施例的降低互调干扰的设备的结构框图。图7的降低互调干扰的设备700包括估计单元701和对消单元702。
估计单元701用于根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号。
对消单元702用于根据估计单元701估计的第一互调干扰信号对消上行接收信号中M个下行发射信号产生的互调干扰。
其中，M为大于或等于2的整数，M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号。
本发明实施例通过对M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰来对消该M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰。基于上述方案，采用M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰接近该M个下行发射信号在上行接收信号中实际产生的互调干扰，因此，能够有效地抵消实际产生的互调干扰，从而降低互调干扰，提升系统性能。
降低互调干扰的设备700可实现图2-图4的实施例，因此为避免重复，不再详细描述。
可选地，作为一个实施例，在一种可能的实现方式下，估计单元701可以具体用于：获取在第一时刻与所述M个下行发射信号分别对应的M个采样点；根据获取的M个采样点确定分量元素集合，分量元素集合包括的分量元素为M个采样点和M个采样点的共轭；根据分量元素集合确定估计第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，互调分量为至少两个所述分量元素之积，所述N为正整数；根据所述N个互调分量和上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；根据确定的所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
应理解，M和N的取值可以相同或不同，本发明实施例对此并不限定。还应注意的是，可以从分量元素集合中选择一个分量元素确定为一个互调分量。优选地，可以从分量元素集合中选择至少两个分量元素，将至少两个分量元素之积确定为一个互调分量。
在另一种可能的实现方式下，估计单元701可以具体用于：获取T个延时项，延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，T为正整数；根据T个延时项确定分量元素集合，分量元素集合包括的分量元素为所述T个延时项和所述T个延时项的共轭；根据分量元素集合确定估计第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，互调分量为至少两个分量元素之积；根据N个互调分量和上行接收信号确定与N个互调分量分别对应的N个系数；根据确定的N个互调分量和N个互调分量对应的系数组成的多项式得到第一互调干扰信号。
应理解，本发明实施例对时延项的获取方式不作限定。还应注意的是，上述例子仅仅是示例性的，例如，时延还可以为±2、±3、……；下行发射信号的数目可以是两个或两个以上。等等。
通过上述方案，基于在同一个时刻与M个下行发射信号分别对应的M个采样点，在无线多径信道的场景下，例如不同的下行发射信号的物理通道不同，到达的时间可能不同，或者不同频率的下行发射信号在相同通道传播速度不同，会导致信号散布在多个不同的时间内，所以要对不同时间间隔的信号加权才能更好的恢复出原有的源信号。因此，考虑该T个延时项，即下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，进一步提高第一互调干扰信号估计的准确性，采用该第一互调干扰信号来对消M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰信号，进一步降低互调干扰。
还需要说明的是，还可以根据M个采样点和T个延时项来确定分量元素集合。具体的例子可以参考上述，此处不再赘述。
进一步地，估计单元可以具体用于：对N行N+1列的矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，将N行1列的矩阵Y’中的各个行分量确定为N个系数，其中，A为N行N列的矩阵，Y为N行1列的矩阵，表示如下：
cor表示相关函数，如cor（x1，x2）表示同样长度的向量x1和x2做内积，且cor（x1，x2）=cor（x2，x1），si为N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N，即N个互调分量分别是s1、s2、……、sN，y表示上述上行接收信号。
假设消去得到矩阵[A’Y’]中即N个互调系数分别是p1、p2、……、pN。本发明实施例的消去法可以采用高斯消去法，或其它等效消去法，应理解，本发明实施例对此并不限定。
相应地，N个互调分量中的第i个互调分量si与相应的N个互调系数中的第i个互调系数pi的乘积确定为估计的第一互调干扰信号中的第i个分量估计的第一互调干扰信号为：
可选地，作为另一个实施例，降低互调干扰的设备700还可以包括对齐单元703，对齐单元703用于根据N个互调分量和上行接收信号对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
进一步地，对齐单元703可以具体用于：根据式子确定在相关峰cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中，cort(s,y,Δt)表示同样长度的向量s和在时间上偏移Δt的向量y做内积，或者cort(s,y,Δt)表示同样长度的在时间偏移Δt的向量s和向量y做内积。可选地，可以通过相关搜索，在一定范围内遍历Δt的取值，将使得相关峰cort(s,y,Δt)为最大值的Δt确定为定时误差。其中，si为N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N。根据定时误差对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
可选地，作为另一个实施例，对消单元702具体用于：在第一互调干扰信号满足对消条件的情况下，将第一互调干扰信号和上行接收信号中的互调干扰信号进行对消。对消条件可以包括至少下列之一：第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，第一互调干扰信号的频率在上行接收信号的频带范围内，即第一互调干扰信号的频谱部分或全部落到上行接收信号的带宽内，以及第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值（即第一互调干扰信号稳定）。在第一互调干扰信号满足对消条件的情况，即估计多个下行发射信号之间产生的互调在上行接收信号造成了较严重的干扰情况下，将第一互调干扰信号与上行接收信号中的互调干扰信号进行对消，降低干扰。具体的例子可以参考上述，此处不再赘述。
可选地，作为另一个实施例，本发明实施例的多个下行发射信号可以来自于相同或不同的发射通道。以两个下行发射信号为例，示意性地上述图5所示，来自通道1的下行发射信号Tx1和来自通道2的下行发射信号Tx2之间在通道2的上行接收信号Rx2中产生PIM干扰。采用估计的第一互调干扰信号对消接收信号中的PIM干扰，能够提升信噪比，提高接收机灵敏度。
可选地，作为另一个实施例，降低互调干扰的设备700还可以包括调频单元704，调频单元704用于分别对N个互调分量进行调频，可选地，可以根据N个互调分量中每个互调分量与上行接收信号的频率差，对N个互调分量中的每个互调分量进行调频。
可选地，作为另一个实施例，调频单元704还可以用于对下行发射信号进行信号处理，也可以用于对上行接收信号进行信号处理，信号处理的方式包括但不限于调幅、调相或滤波等。例如，调频单元704可以用于对下行发射信号进行变采样滤波，这样，当采样带宽（也称为观测带宽）不足时，可以增加上采样滤波扩大观测带宽以避免混叠。
可选地，进行信号处理时可以采用数字滤波器，如模拟IRF处理的滤波器。在基带（0频）采用数字处理方法对消IRF的互调干扰，信号通过中射频等效于通过一个滤波器，因此，在基带采用数字滤波器进行模拟，能够提高对消的准确性。
可选地，作为另一个实施例，本发明实施例降低互调干扰的设备700可以通过数字域的方式估计第一互调干扰信号，这样，无需设计模拟电路，且不需要增加数模转换器件和PCB空间等，从而简化设计，降低成本。降低互调干扰的设备700可以为基站，具体地，可以位于RRU，即由RRU来实现，也可以由BBU来实现，还可以作为独立的装置位于RRU和BBU之间，可选地，装置之间可以通过CPRI接口连接，例如，当上述方法的执行设备位于RRU时，RRU通过CPRI接口从BBU中获取采样点或延时项。应理解，本发明实施例对此并不限定。
图8是本发明另一个实施例的降低互调干扰的设备的结构框图。图8是本发明另一个实施例的存储系统的空间分配设备的结构框图。在该实施例中，设备800包括处理器801和存储器802。处理器801控制存储系统的空间分配设备800的操作，处理器801还可以称为CPU。存储器802可以包括只读存储器和随机存取存储器，并向处理器801提供指令和数据。存储器802的一部分还可以包括非易失性随机存取存储器（NVRAM）。处理器801和存储器802通过总线系统810耦合在一起，其中总线系统810除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。但是为了清楚说明起见，在图中将各种总线都标为总线系统810。
上述本发明实施例揭示的方法可以应用上述的存储系统的空间分配设备800。其中，处理器801可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器801中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。
在本发明实施例中，存储芯片根据处理器801通过调用存储器802存储的操作指令（该操作指令可存储在操作系统中），执行如下操作：
根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号；根据估计的第一互调干扰信号对消上行接收信号中M个下行发射信号产生的互调干扰。其中，M为大于或等于2的整数，M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号。
本发明实施例通过对M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰来对消该M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰。基于上述方案，采用M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到的第一互调干扰接近该M个下行发射信号在上行接收信号中实际产生的互调干扰，因此，能够有效地抵消实际产生的互调干扰，从而降低互调干扰，提升系统性能。
降低互调干扰的设备800可实现图2-图4的实施例，因此为避免重复，不再详细描述。
可选地，作为一个实施例，在一种可能的实现方式下，处理器801可以具体用于：获取在第一时刻与所述M个下行发射信号分别对应的M个采样点；根据获取的M个采样点确定分量元素集合，分量元素集合包括的分量元素为M个采样点和M个采样点的共轭；根据分量元素集合确定估计第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，互调分量为至少两个所述分量元素之积，所述N为正整数；根据所述N个互调分量和上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；根据确定的所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
应理解，M和N的取值可以相同或不同，本发明实施例对此并不限定。还应注意的是，可以从分量元素集合中选择一个分量元素确定为一个互调分量。优选地，可以从分量元素集合中选择至少两个分量元素，将至少两个分量元素之积确定为一个互调分量。
在另一种可能的实现方式下，处理器801可以具体用于：获取T个延时项，延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，T为正整数；根据T个延时项确定分量元素集合，分量元素集合包括的分量元素为所述T个延时项和所述T个延时项的共轭；根据分量元素集合确定估计第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，互调分量为至少两个分量元素之积；根据N个互调分量和上行接收信号确定与N个互调分量分别对应的N个系数；根据确定的N个互调分量和N个互调分量对应的系数组成的多项式得到第一互调干扰信号。
应理解，本发明实施例对时延项的获取方式不作限定。还应注意的是，上述例子仅仅是示例性的，例如，时延还可以为±2、±3、……；下行发射信号的数目可以是两个或两个以上。等等。
通过上述方案，基于在同一个时刻与M个下行发射信号分别对应的M个采样点，在无线多径信道的场景下，例如不同的下行发射信号的物理通道不同，到达的时间可能不同，或者不同频率的下行发射信号在相同通道传播速度不同，会导致信号散布在多个不同的时间内，所以要对不同时间间隔的信号加权才能更好的恢复出原有的源信号。因此，考虑该T个延时项，即下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，进一步提高第一互调干扰信号估计的准确性，采用该第一互调干扰信号来对消M个下行发射信号在上行接收信号中产生的互调干扰信号，进一步降低互调干扰。
还需要说明的是，还可以根据M个采样点和T个延时项来确定分量元素集合。具体的例子可以参考上述，此处不再赘述。
进一步地，处理器801可以具体用于：对N行N+1列的矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，将N行1列的矩阵Y’中的各个行分量确定为N个系数，其中，A为N行N列的矩阵，Y为N行1列的矩阵，表示如下：
cor表示相关函数，如cor（x1，x2）表示同样长度的向量x1和x2做内积，且cor（x1，x2）=cor（x2，x1），si为N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N，即N个互调分量分别是s1、s2、……、sN，y表示上述上行接收信号。
假设消去得到矩阵[A’Y’]中即N个互调系数分别是p1、p2、……、pN。本发明实施例的消去法可以采用高斯消去法，或其它等效消去法，应理解，本发明实施例对此并不限定。
相应地，N个互调分量中的第i个互调分量si与相应的N个互调系数中的第i个互调系数pi的乘积确定为估计的第一互调干扰信号中的第i个分量估计的第一互调干扰信号为：
可选地，作为另一个实施例，处理器801还可以用于根据N个互调分量和上行接收信号对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
可选地，作为另一个实施例，处理器801还可以用于：对上行接收信号和下行发射信号进行时间对齐，也称为定时同步。可选地，根据N个互调分量和上行接收信号对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
进一步地，处理器801可以具体用于：根据式子确定在相关峰cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中，cort(s,y,Δt)表示同样长度的向量s和在时间上偏移Δt的向量y做内积，或者cort(s,y,Δt)表示同样长度的在时间偏移Δt的向量s和向量y做内积。可选地，可以通过相关搜索，在一定范围内遍历Δt的取值，将使得相关峰cort(s,y,Δt)为最大值的Δt确定为定时误差。其中，si为N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N。根据定时误差对上行接收信号和M个下行发射信号进行时间对齐。
可选地，作为另一个实施例，处理器801可以具体用于：在第一互调干扰信号满足对消条件的情况下，将第一互调干扰信号和上行接收信号中的互调干扰信号进行对消。对消条件可以包括至少下列之一：第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，第一互调干扰信号的频率在上行接收信号的频带范围内，即第一互调干扰信号的频谱部分或全部落到上行接收信号的带宽内，以及第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值（即第一互调干扰信号稳定）。在第一互调干扰信号满足对消条件的情况，即估计多个下行发射信号之间产生的互调在上行接收信号造成了较严重的干扰情况下，将第一互调干扰信号与上行接收信号中的互调干扰信号进行对消，降低干扰。具体的例子可以参考上述，此处不再赘述。
可选地，作为另一个实施例，本发明实施例的多个下行发射信号可以来自于相同或不同的发射通道。以两个下行发射信号为例，示意性地上述图5所示，来自通道1的下行发射信号Tx1和来自通道2的下行发射信号Tx2之间在通道2的上行接收信号Rx2中产生PIM干扰。采用估计的第一互调干扰信号对消接收信号中的PIM干扰，能够提升信噪比，提高接收机灵敏度。
可选地，作为另一个实施例，
可选地，作为另一个实施例，处理器801还可以用于分别对N个互调分量进行调频，可选地，可以根据N个互调分量中每个互调分量与上行接收信号的频率差，对N个互调分量中的每个互调分量进行调频。
可选地，作为另一个实施例，处理器801还可以用于对下行发射信号进行信号处理，也可以用于对上行接收信号进行信号处理，信号处理的方式包括但不限于调幅、调相或滤波等。例如，处理器801可以用于对下行发射信号进行变采样滤波，这样，当采样带宽（也称为观测带宽）不足时，可以增加上采样滤波扩大观测带宽以避免混叠。
可选地，进行信号处理时可以采用数字滤波器，如模拟IRF处理的滤波器。在基带（0频）采用数字处理方法对消IRF的互调干扰，信号通过中射频等效于通过一个滤波器，因此，在基带采用数字滤波器进行模拟，能够提高对消的准确性。
可选地，作为另一个实施例，本发明实施例降低互调干扰的设备800可以通过数字域的方式估计第一互调干扰信号，这样，无需设计模拟电路，且不需要增加数模转换器件和PCB空间等，从而简化设计，降低成本。降低互调干扰的设备800可以为基站，具体地，可以位于RRU，即由RRU来实现，也可以由BBU来实现，还可以作为独立的装置位于RRU和BBU之间，例如，当上述方法的执行设备位于RRU时，RRU通过CPRI接口从BBU中获取采样点或延时项。可选地，装置之间可以通过CPRI接口连接，应理解，本发明实施例对此并不限定。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（ROM，Read-Only Memory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (14)

1.一种降低互调干扰的方法，其特征在于，包括：
根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号；
根据所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰；
其中，M为大于或等于2的整数，所述M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号，
所述根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号，包括：
获取在第一时刻与所述M个下行发射信号分别对应的M个采样点；
根据所述M个采样点确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述M个采样点和所述M个采样点的共轭；
根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积，所述N为正整数；
根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；
根据所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号；
或者，所述根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号，包括：
获取T个延时项，所述延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，所述T为正整数；
根据所述T个延时项确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述T个延时项和所述T个延时项的共轭；
根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积；
根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；
根据所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数，包括：
对矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，矩阵Y’中的各个分量为所述N个系数；
其中所述所述所述cor表示相关函数，所述y表示所述上行接收信号，si表示所述N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N；
所述根据所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号，包括：
所述第一互调干扰信号为：
其中，所述pi为所述N个系数中的第i个互调系数，所述si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，所述i为正整数且取值从1到N。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述根据所述N个互调分量和所述N个系数的多项式得到所述第一互调干扰信号之前，所述方法还包括：
根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐，包括：
根据确定在cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示所述上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N；
根据所述定时误差对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰包括：
当所述第一互调干扰信号满足对消条件时，将所述第一互调干扰信号对消所述上行接收信号中的互调干扰：
其中，所述对消条件包括至少下列之一：所述第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，所述第一互调干扰信号的频率在所述上行接收信号的频带范围内，以及所述第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个互调系数之前，所述方法还包括：
根据所述N个互调分量中每个互调分量与所述上行接收信号的频率差，对所述N个互调分量中的每个互调分量进行调频。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法的执行设备为基站。
8.一种降低互调干扰的设备，其特征在于，包括：
估计单元，用于根据M个下行发射信号的时域信息进行实时估计得到第一互调干扰信号；
对消单元，用于根据所述估计单元估计的所述第一互调干扰信号对消上行接收信号中所述M个下行发射信号产生的互调干扰；
其中，M为大于或等于2的整数，所述M个下行发射信号为M个载波上发射的未经合路处理的基带信号，
所述估计单元具体用于：
获取在第一时刻与所述M个下行发射信号分别对应的M个采样点；
根据所述获取的所述M个采样点确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述M个采样点和所述M个采样点的共轭；
根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积，所述N为正整数；
根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；
根据确定的所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号；
或者，所述估计单元具体用于：
获取T个延时项，所述延时项表示一个下行发射信号在第一时刻经过时延后的采样值，所述T为正整数；
根据所述T个延时项确定分量元素集合，所述分量元素集合包括的分量元素为所述T个延时项和所述T个延时项的共轭；
根据所述分量元素集合确定估计所述第一互调干扰信号的多项式中的N个互调分量，所述互调分量为至少两个所述分量元素之积；
根据所述N个互调分量和所述上行接收信号确定与所述N个互调分量分别对应的N个系数；
根据确定的所述N个互调分量和所述N个互调分量对应的系数组成的多项式得到所述第一互调干扰信号。
9.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，所述估计单元具体用于：
对矩阵[A Y]进行消去得到矩阵[A’Y’]，矩阵Y’中的各个分量为所述N个系数；
其中所述所述所述cor表示相关函数，所述y表示所述上行接收信号，si表示所述N个互调分量中的第i个互调分量，i为正整数且取值从1到N；
估计的所述第一互调干扰信号为：
其中，所述pi为所述N个系数中的第i个互调系数，所述si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，所述i为正整数且取值从1到N。
10.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，所述设备还包括对齐单元，
所述对齐单元，用于根据所述N个互调分量和所述上行接收信号对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
11.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，所述对齐单元具体用于：
根据确定在cort(s,y,Δt)为最大时Δt的取值为定时误差，其中si为所述N个互调分量中的第i个互调分量，y*[i+Δt]表示所述上行接收信号y的第i个分量时延Δt后的共轭，i为正整数且取值从1到N；
根据所述定时误差对所述上行接收信号和所述M个下行发射信号进行时间对齐。
12.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，所述对消单元具体用于：
当所述第一互调干扰信号满足对消条件时，将所述第一互调干扰信号对消所述上行接收信号中的互调干扰：
其中，所述对消条件包括至少下列之一：所述第一互调干扰信号的幅值大于第一阈值，所述第一互调干扰信号的频率在所述上行接收信号的频带范围内，以及所述第一互调干扰信号的波动范围小于第二阈值。
13.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，所述设备还包括调频单元，
所述调频单元，用于根据所述N个互调分量中每个互调分量与所述上行接收信号的频率差，对所述N个互调分量中的每个互调分量进行调频。
14.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，所述设备为基站。
CN201380002210.8A 2013-12-17 2013-12-17 降低互调干扰的方法和设备 Active CN103858355B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2013/089620 WO2015089719A1 (zh) 2013-12-17 2013-12-17 降低互调干扰的方法和设备

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103858355A CN103858355A (zh) 2014-06-11
CN103858355B true CN103858355B (zh) 2017-04-12

Family

ID=50864342

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380002210.8A Active CN103858355B (zh) 2013-12-17 2013-12-17 降低互调干扰的方法和设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10305524B2 (zh)
EP (1) EP3076558B1 (zh)
CN (1) CN103858355B (zh)
WO (1) WO2015089719A1 (zh)

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2508383B (en) * 2012-11-29 2014-12-17 Aceaxis Ltd Processing interference due to non-linear products in a wireless network
US9247543B2 (en) 2013-07-23 2016-01-26 Corning Optical Communications Wireless Ltd Monitoring non-supported wireless spectrum within coverage areas of distributed antenna systems (DASs)
US9356632B2 (en) * 2014-10-07 2016-05-31 Qualcomm Incorporated Intermodulation distortion canceller for use in multi-carrier transmitters
DE102014116338A1 (de) * 2014-11-10 2016-05-12 Intel IP Corporation Verfahren und vorrichtungen zum bestimmen von intermodulationsverzerrungen
US9432131B2 (en) 2014-11-28 2016-08-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for handling inter-modulation interference in a network node capable of FDD communications
WO2016124247A1 (en) 2015-02-06 2016-08-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method, computer program and controller for detecting interference caused by inter-modulation
US20160249365A1 (en) 2015-02-19 2016-08-25 Corning Optical Communications Wireless Ltd. Offsetting unwanted downlink interference signals in an uplink path in a distributed antenna system (das)
EP3275082B1 (en) 2015-03-25 2019-02-20 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Methods, computer programs and network node for detecting interference caused by intermodulation
US10389476B2 (en) * 2015-12-01 2019-08-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and devices for addressing passive intermodulation in wireless communication
US10236924B2 (en) 2016-03-31 2019-03-19 Corning Optical Communications Wireless Ltd Reducing out-of-channel noise in a wireless distribution system (WDS)
EP3509223B1 (en) * 2016-09-30 2023-02-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Passive intermodulation (pim) cancellation method and device, and base station
CN106301417B (zh) * 2016-11-01 2018-10-26 北京理工大学 一种基于稀疏分数阶傅立叶变换的无源互调干扰对消方法
WO2019245533A1 (en) * 2018-06-19 2019-12-26 Nokia Solutions And Networks Oy Estmating a delay
CN109347498B (zh) * 2018-09-30 2021-04-20 中国人民解放军海军工程大学 甚高频无线电台干扰对消装置
WO2020132893A1 (zh) * 2018-12-25 2020-07-02 华为技术有限公司 Pim对消方法和装置
CN112586056B (zh) * 2018-12-28 2023-11-21 Oppo广东移动通信有限公司 用于自干扰消除的方法、终端设备和网络设备
WO2020133132A1 (zh) * 2018-12-28 2020-07-02 Oppo广东移动通信有限公司 无线通信方法、终端设备和网络设备
GB2583065B (en) * 2019-02-25 2021-08-18 Aceaxis Ltd Detection and characterisation of Passive Intermodulation at a MIMO Antenna Array
CA3153478A1 (en) 2019-09-06 2021-03-11 Nextivity, Inc. Hybrid radio frequency combining system with signal cancellation
US11363536B2 (en) * 2019-10-18 2022-06-14 Qualcomm Incorporated Intermodulation mitigation for inter-radio access technology (RAT) communications
CN112751630B (zh) * 2019-10-31 2023-01-13 上海华为技术有限公司 一种信号处理的方法和相关装置
US11025464B1 (en) * 2020-05-09 2021-06-01 Analog Devices International Unlimited Company Passive intermodulation reduction with frequency shifting
CN113676196B (zh) * 2020-05-13 2023-02-03 华为技术有限公司 一种通信方法及装置
US11658697B2 (en) * 2020-11-06 2023-05-23 At&T Intellectual Property I, L.P. Port reconfiguration for passive intermodulation interference mitigation
CN112672416A (zh) * 2020-12-28 2021-04-16 芯翼信息科技(上海)有限公司 一种无源互调干扰对消中定时同步方法和装置
CN113038591B (zh) * 2021-05-25 2021-09-17 南京典格通信科技有限公司 基于时延校准算法的通信系统中无源互调干扰消除方法
CN116155318A (zh) * 2021-11-23 2023-05-23 中兴通讯股份有限公司 无源互调pim抵消方法、装置及计算机设备
CN114710172B (zh) * 2022-04-01 2023-06-16 芯河半导体科技(无锡)有限公司 一种基于自动探测配置的无线系统无源互调干扰消除方法
CN115811320B (zh) * 2023-02-08 2023-05-23 北京智联安科技有限公司 消除零中频发射机的cim3互调干扰信号的方法、装置及介质

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102611651A (zh) * 2010-12-01 2012-07-25 英特尔移动通信有限公司 消除tx引发的偶数阶互调产物的简化自适应滤波算法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004320185A (ja) * 2003-04-14 2004-11-11 Hitachi Kokusai Electric Inc 前置歪補償電力増幅装置
CN101110630B (zh) * 2006-07-19 2011-06-29 鼎桥通信技术有限公司 消除下行导频时隙信号干扰的方法及装置
CN101651485A (zh) * 2008-08-15 2010-02-17 百一电子股份有限公司 降低交互调变干扰的方法及其所应用的信号接收器
US8060043B2 (en) 2008-10-09 2011-11-15 Freescale Semiconductor Adaptive IIP2 calibration
US9509543B2 (en) 2009-06-26 2016-11-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus that facilitates interference reduction in wireless systems
US20110256857A1 (en) * 2010-04-20 2011-10-20 Intersil Americas Inc. Systems and Methods for Improving Antenna Isolation Using Signal Cancellation
US9026064B2 (en) 2011-05-20 2015-05-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Dynamic cancellation of passive intermodulation interference
GB2502281B (en) * 2012-05-21 2014-11-26 Aceaxis Ltd Detection of intermodulation products
GB2502279B (en) * 2012-05-21 2014-07-09 Aceaxis Ltd Reduction of intermodulation products
CN102811069B (zh) 2012-07-25 2014-10-08 华为技术有限公司 一种收发信机和干扰对消方法
CN103199808B (zh) * 2013-02-07 2016-05-04 武汉凡谷电子技术股份有限公司 一种用于无源器件的互调抵消装置
GB201313066D0 (en) * 2013-07-22 2013-09-04 Aceaxis Ltd Processing interference in a wireless network

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102611651A (zh) * 2010-12-01 2012-07-25 英特尔移动通信有限公司 消除tx引发的偶数阶互调产物的简化自适应滤波算法

Also Published As

Publication number Publication date
CN103858355A (zh) 2014-06-11
US20160301436A1 (en) 2016-10-13
EP3076558B1 (en) 2019-05-08
WO2015089719A1 (zh) 2015-06-25
EP3076558A4 (en) 2017-01-04
EP3076558A1 (en) 2016-10-05
US10305524B2 (en) 2019-05-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103858355B (zh) 降低互调干扰的方法和设备
CN105979537A (zh) 无线终端及其射频干扰的检测方法、干扰源的确定方法
CN101371452A (zh) 具有对于无线通信的功率估计和追踪的干扰消除
EP2876837B1 (en) Method and device of frame synchronization of wireless system and wireless system
CN102342027A (zh) 用于具有时间交织采样器阵列和基于场景的动态资源分配的射频（rf）采样装置的方法
KR20190123442A (ko) 통신 시스템에서 자기 간섭 신호의 제거 방법 및 장치
CN105306150A (zh) 一种信道仿真装置及方法
Liu et al. A highly efficient channel sounding method based on cellular communications for high-speed railway scenarios
CN114073012A (zh) 互调干扰信号的重构方法和装置
CN105099588A (zh) 航空通信系统干扰传播信道模拟装置及方法
US9026069B2 (en) Method and device for sending signals between a radio frequency circuit and a baseband circuit
US10601455B2 (en) Mitigating passive intermodulation interference in a MIMO wireless network
CN106161305B (zh) 一种降低干扰的方法和设备
CN105379345B (zh) 物理层数据的传输方法及数据传输设备
CN101272157B (zh) 基于分数傅立叶变换域的超宽带时分信道复用方法
CN106664107A (zh) 处理多带信号的装置及方法
CN104509051B (zh) 信道估计方法及接收机
CN102710314B (zh) 用于数字直放站的自激预测与快速恢复的方法
CN101257323B (zh) 脉冲超宽带信号检测中分离多径和多址干扰的方法
El-Hadidy et al. Impact of ultra wide-band antennas on communications in a spatial cannel
Yao et al. Comparative Study on Modulation Modes of UWB communication
Bozed et al. Modeling and Performance Analysis of the Transceiver Duplex Filter using SIMULINK
Chafale et al. Review on different new radio signals for precise indoor signaling and carrier phase reception using OFDM in 5G network
CN101909026B (zh) 采样偏差的检测方法和装置
Woracheewan et al. Measurement and characterization of ultra-wideband wireless interconnects within active computing systems

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant