JP5532798B2 - 水晶発振回路 - Google Patents

Description

この発明は、水晶振動子を用いて所定周波数の基準信号を発振させる水晶発振回路に関するものである。

従来、水晶振動子を用いた発振回路すなわち水晶発振回路が、基準周波数信号発生回路として、各種の分野で利用されている。

水晶発振回路の基本の回路構成としては、例えば非特許文献１に示すように、インバータと、インバータの入力端と出力端との間に接続された水晶振動子と、インバータの入力端と出力端との間に、水晶振動子に対して並列に接続された抵抗器と、インバータの入力端及び出力端のそれぞれとグランドとの間に接続されたキャパシタと、を備える。

このような水晶発振回路を用いて、受信系の基準周波数信号発生器を構成する場合、水晶振動子の励振強度が強すぎると、基準周波数信号に対する高調波が受信系の他の回路に伝搬されることがある。そして、このような高調波の伝搬により、受信特性が劣化してしまう。

このような問題を解決するために、水晶発振回路から出力される所定周波数の基準周波数信号の振幅制限を行うことが考えられている。例えば、特許文献１では、上述の水晶発振回路の基本回路構成において、互いに極性の方向が逆になる二つのダイオードを、インバータ及び水晶振動子に対して並列接続させている。

特公昭６２−５３９６１号公報

鈴木雅臣著、「定本 続トランジスタ回路の設計」、ＣＱ出版社、１９９２年１２月２０日初版発行、２００３年７月１日１４版発行、ｐ．３２８−ｐ．３３１

しかしながら、特許文献１の水晶発振回路では、出力される基準周波数信号の振幅が基準レベルから極大方向に振れる場合も、基準レベルから極小方向へ振れる場合も、いずれの場合でも、ダイオードに電流が流れる。このため、定常的にいずれかのダイオードに電流が流れ、水晶発振回路としての消費電流量が多くなってしまう。

本発明の目的は、振幅制限を行いながらも消費電流量を低減することができる水晶発振回路を実現することにある。

この発明の水晶発振回路は、入力信号に対して出力信号の位相が反転する反転増幅回路と、該反転増幅回路の入力端に一方端が接続され、反転増幅回路の出力端に他方端が接続された水晶振動子と、該水晶振動子に他の素子を介することなく並列接続されたダイオードと、を備える。ダイオードは、前記反転増幅回路が遷移状態にあるときに順方向の閾値電圧レベル以上となってＯＮ状態となる特性を有する。ダイオードは、反転増幅回路の入力端にアノード側が接続され、反転増幅回路の出力端にカソード側が接続されるダイオードのみによって構成されていることを特徴としている。

この構成では、反転増幅回路の入力端と出力端との間に水晶振動子を接続する水晶発振回路において、水晶振動子にさらにダイオードのみを直接並列接続している。この構成により、反転増幅回路の入力端と出力端との間に、ダイオードの順方向における閾値電位以上の電位差が生じると、当該ダイオードに電流が流れ、反転増幅回路の入力信号のレベルが低下する。これにより、反転増幅回路の出力信号すなわち水晶発振回路が発振する基準周波数信号の振幅が抑圧され、振幅制限される。一方、反転増幅回路の入力端と出力端との間に、ダイオードの逆方向の電位差が生じると、当該ダイオードは回路的に開放状態となる。したがって、反転増幅回路の入力信号のレベル変化には寄与せず、通常の発振による基準周波数信号の振幅レベルが得られる。このように、本構成を用いれば、ダイオードに順方向バイアスが掛かる期間は振幅制限され、ダイオードに逆方向バイアスが掛かる期間は通常の発振動作が行われ、全体として基準周波数信号が振幅制限される。この際、上述の従来例のようなダイオードを互いに異なる方向に二個並列接続した構成のように、反転増幅回路が常時遷移状態にならず、電流が常時流れないので、消費電流量が低下する。

また、この発明の水晶発振回路の水晶振動子に並列接続されるダイオードは、単一のダイオードである。

この構成では、上述の水晶発振回路の具体的構成を示すものである。これは、例えば携帯電話の受信系のように電圧レベルが低い系であれば、ダイオードが１個であれば、十分に耐圧が得られることも考慮し、ダイオードを１個のみとすることで、回路が簡素化され、小型化される。

この構成では、上述の水晶発振回路の具体的構成を示すものである。反転増幅回路は、通常、入力インピーダンスが非常に高い。したがって、反転増幅回路の入力端側がアノードとなり、出力端側がカソードとなるように、ダイオードを反転増幅回路へ接続すれば、ダイオードに電流が流れて、反転増幅回路が遷移状態で動作しても、反転増幅回路へ流れる電流量は低い。これにより、水晶発振回路としての消費電流量をさらに低減することができる。

また、この発明の水晶発振回路の反転増幅回路は矩形波発振用のインバータ回路である。

この構成では、上述の水晶発振回路の具体的構成を示すものである。反転増幅回路として矩形波発振用のインバータ回路とした場合、上述のように反転増幅回路にダイオードのみを直接に並列接続すれば、矩形波であっても、インバータ回路への入力バイアスの低下効果が確実に得られる。

また、この発明の水晶発振回路の水晶振動子は、固有の輪郭振動モードを有する水晶振動子である。

この構成では、上述の水晶振動子の具体例を示すものであり、輪郭振動モードの水晶振動子を用いれば、低背化することができる。これにより、水晶発振回路を低背化することができる。

また、この発明の水晶発振回路のダイオードは、反転増幅回路が形成された半導体基板に一体形成されている。

この構成では、ダイオードと反転増幅回路とが同じ半導体基板に一体形成されることで、水晶発振回路を低背化、小型化することができる。

この発明によれば、振幅制限を行いながら、消費電力を低減した水晶発振回路を実現することができる。さらに、この発明によれば、振幅制限用の回路構成要素を従来よりも少なくすることができ、従来よりも振幅制限付きの水晶発振回路を小型に形成することができる。

第１実施形態に係る水晶発振回路１の回路図である。 第１実施形態に係る水晶発振回路１の波形図および従来回路の波形図である。 従来の２個の逆特性のダイオードを並列接続した水晶発振回路の波形図である。 第２実施形態に係る水晶発振回路１’の回路図である。 第２実施形態に係る水晶発振回路１’の波形図である。

本発明の第１の実施形態に係る水晶発振回路について、図を参照して説明する。
図１は本実施形態の水晶発振回路１の回路図であり、図１（Ａ）が水晶発振回路１の主要構成を示す回路図であり、図１（Ｂ）がインバータＩＮＶの内部回路をも示した状態での回路図である。

また、図２（Ａ）は、本実施形態の水晶発振回路１のインバータＩＮＶの入力信号Ｖｉｎの波形図および出力信号Ｖｏｕｔの波形図であり、図２（Ｂ）は、従来回路のインバータＩＮＶの入力信号Ｖｉｎ’の波形図および出力信号Ｖｏｕｔ’の波形図である。なお、本実施形態で示す従来回路とは、非特許文献１に示すような、インバータＩＮＶ、水晶振動子ＸＤおよび抵抗器Ｒが並列接続され、インバータＩＮＶの入力端と出力端とが、キャパシタＣでグランドへ接続された回路を示す。

図３は本実施形態の水晶発振回路１の比較対象である従来の２個の逆特性のダイオードを並列接続した水晶発振回路の波形図である。

図１に示すように、本実施形態の水晶発振回路１は、インバータＩＮＶ、水晶振動子ＸＤ、ダイオードＤ、抵抗器Ｒ、２個のキャパシタＣを備える。

インバータＩＮＶの出力端は、水晶発振回路１としての信号出力端子ＯＵＴである。
インバータＩＮＶは、駆動電源端子Ｖｄｄ，Ｖｅｅを備える。駆動電源端子Ｖｄｄには所定の駆動電圧が印加され、駆動電源端子Ｖｅｅはグランドに接続されている。インバータＩＮＶは、図１（Ｂ）に示すように、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとが縦列接続された増幅段を奇数個備える。各増幅段は、駆動電源端子Ｖｄｄを介して所定レベルの駆動電圧が印加されるともに、駆動電源端子Ｖｅｅを介してグランドに接続されている。また、各増幅段には、駆動電圧を抵抗分圧した入力バイアス電圧が印加されている。この複数段の増幅段の初段のゲートがインバータＩＮＶの入力端になり、最終段のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとの接続点がインバータＩＮＶの出力端となる。なお、本実施形態では、増幅段が複数で且つ奇数の場合を例に示したが、増幅段が１個であっても、本実施形態の構成を実現することができる。

このようなインバータＩＮＶは、半導体基板に形成された集積回路により実現される。

水晶振動子ＸＤは、インバータＩＮＶに並列接続している。すなわち、水晶振動子ＸＤの一方端はインバータＩＮＶの入力端に接続し、水晶振動子ＸＤの他方端はインバータＩＮＶの出力端に接続している。水晶振動子ＸＤは、輪郭振動モードにより基準周波数で共振する水晶を用いている。なお、ＡＴカットの水晶を用いても、本願の構成を実現することはできるが、輪郭振動モードの水晶を用いることが望ましい。そして、このように、輪郭振動モードの水晶を用いることで、水晶振動子ＸＤの形状を、ＡＴカットの水晶を用いた場合よりも、低背化することができる。

このような水晶振動子ＸＤは、例えば、上述の半導体基板上に実装されることで、インバータＩＮＶと回路的に接続する。

抵抗器Ｒは、インバータＩＮＶおよび水晶振動子ＸＤに並列接続している。すなわち、抵抗器Ｒの一方端はインバータＩＮＶの入力端に接続し、抵抗器Ｒの他方端はインバータＩＮＶの出力端に接続している。抵抗器Ｒは、所謂、このような水晶発振回路において発振を安定化させる抵抗であり、所定の抵抗値に設定されている。

このような抵抗器Ｒは、例えばディスクリート型の抵抗素子により実現され、上述の半導体基板上に実装されることで、インバータＩＮＶや水晶振動子ＸＤと回路的に接続する。なお、抵抗値によっては、抵抗器Ｒを半導体基板内に形成してもよい。

ダイオードＤは、インバータＩＮＶ、水晶振動子ＸＤ、および抵抗器Ｒに並列接続している。この際、ダイオードＤのアノードは、インバータＩＮＶの入力端に接続し、ダイオードＤのカソードは、インバータＩＮＶの出力端に接続している。

このようなダイオードＤは、上述の半導体基板内に形成したｐｎ接合を利用している。また、このダイオードＤを、ディスクリート型の素子として、半導体基板上に実装してもよい。ただし、ダイオードＤを半導体基板内に形成することで、水晶発振回路１を低背化することができる。

２個のキャパシタＣは、所謂コルピッツ発振用のキャパシタであり、インバータＩＮＶの入力端と出力端とをそれぞれグランドへ接続している。このキャパシタＣも、ディスクリート型の素子であっても、半導体基板内に形成してもよい。そして、キャパシタＣを半導体基板内に形成することで、水晶発振回路１を低背化することができる。

以上のような構成とすることで、所謂コルピッツ型の水晶発振回路を構成することができる。そして、単一のダイオードＤをインバータＩＮＶや水晶振動子ＸＤに並列接続することで、次のような作用効果が得られる。

ダイオードＤは、上述のように、アノードがインバータＩＮＶの入力端に接続し、カソードがインバータＩＮＶの出力端に接続している。

ここで、発振の開始直後には、インバータＩＮＶの入力信号のレベルが低いため、ダイオードＤの順方向の閾値電圧レベル未満であり、ダイオードＤはＯＦＦ状態となる。このため、ダイオードＤは、回路的には抵抗器として機能し、抵抗器Ｒとともに安定的な励振に寄与し、回路的に他の機能は生じない。なお、ここでいう閾値電圧レベルとは、ダイオードの順方向に電圧を印加した際に、急激に電流量が増加する閾値の電圧レベルを意味している。

励振が進んでいき、インバータＩＮＶが遷移状態にある間は、水晶振動子ＸＤに応じた励振信号の振幅レベルすなわちインバータＩＮＶの入力信号および出力信号が徐々に大きくなっていく。この際、励振信号は、基準バイアス電位に対して正電圧方向と負電圧方向とに交互に振れる信号となる。そして、ダイオードＤが無いものとして、所定レベル以上に励振が進行して、インバータＩＮＶが飽和状態動作になると、基準バイアス電位に対して正電圧側のＨｉレベル電位と、負電圧側のＬｏｗレベル電位とを繰り返す矩形波の信号となる。

このような発振の過程において、本実施形態のダイオードＤが存在し、発振信号（厳密には励振信号）の正電圧側に振れる期間での電位が、ダイオードＤの順方向の閾値電圧レベル以上になると、ダイオードＤがＯＮ状態となる。これにより、インバータＩＮＶの入力端からダイオードＤを介して電流が流れ、インバータＩＮＶの入力バイアス電圧が低下する。これにより、インバータＩＮＶに入力信号が入力されても増幅されず、励振信号の正電圧側に振れる期間が増幅されないままで出力される。

一方、発振信号が負電圧側に振れる期間では、ダイオードＤはＯＦＦ状態のままであり、インバータＩＮＶの入力バイアス電圧は低下しない。これにより、インバータＩＮＶは通常通りに機能して飽和状態となり、入力信号が負電圧側のＬｏｗレベル電位まで増幅されて出力される。このように、本実施形態の構成を用いれば、入力信号が基準電位に対して正電圧側に振れる期間では増幅されず、入力信号が基準電位に対して負電圧側に振れる期間では増幅された発振信号が得られる。

これにより、図２（Ａ）に示すような波形の入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔとが得られる。すなわち、水晶発振回路１としての発振信号（基準周波数信号）である出力信号Ｖｏｕｔは、入力信号Ｖｉｎが基準電位に対して正電圧側に振れた場合には増幅されず、基準電位に対して負電圧側に振れた場合には増幅された波形となる。

一方、図２（Ｂ）に示すように、従来のダイオードを用いない水晶発振回路の入力信号Ｖｉｎ’と出力信号Ｖｏｕｔ’とは、インバータＩＮＶの増幅能力に応じて、基準電位に対して正電圧側も負電圧側も最大振幅レベルまで電圧レベルが振れる波形となる。なお、図２（Ｂ）は、ＡＴカット水晶を用いたものであり、上述の輪郭振動モードの水晶を用いて、ダイオードＤを用いないと、振幅レベルが或程度以上になった時点で、発振停止してしまい、発振信号が得られない。

このように、本実施形態の構成を用いることで、安定的に発振させながら、且つ発振信号の振幅制限を行うことができる。

さらに、従来技術に示した特許文献１の水晶発振回路では、互いに特性方向が逆となるダイオードを、インバータＩＮＶへ並列に接続している。このような構成では、入力信号が基準電位に対して正に振れている期間も負に振れている期間も振幅制限されて図３に示すような波形となる。この際、インバータＩＮＶは、入力信号が基準電位に対して正に振れている期間も負に振れている期間も遷移状態となり、電流が常時流れてしまう。

しかしながら、本実施形態の構成を用いれば、入力信号が基準電位に対して正に振れている期間は遷移状態であるが、入力信号が基準電位に対して負に振れている期間は飽和状態となる。このため、入力信号が基準電位に対して正に振れている期間しか電流が流れず、水晶発振回路としての消費電流量を低減することができる。

また、本実施形態の構成ではダイオードを１個だけ用いればよいので、水晶発振回路としての構成要素を少なくでき、小型化できる。

次に、第２の実施形態に係る水晶発振回路について、図を参照して説明する。
図４は本実施形態の水晶発振回路１’の回路図である。図５は本実施形態の水晶発振回路１’のインバータＩＮＶの入力信号Ｖｉｎの波形図および出力信号Ｖｏｕｔの波形図である。

本実施形態の水晶発振回路１’は、第１の実施形態に示した水晶発振回路１に対して、ダイオードＤの接続方向を異ならせたものであり、他の構成は同じである。本実施形態のダイオードＤのアノードは、インバータＩＮＶの出力端に接続し、ダイオードＤのアノードは、インバータＩＮＶの入力端に接続している。

このような構成とすると、図５に示すように、入力信号が基準電位に対して正電圧側に振れる期間では、インバータＩＮＶが飽和状態となり、通常の発振が行われる。一方、入力信号が基準電位に対して負電圧側に振れる期間では、インバータＩＮＶが遷移状態のままであり、振幅制限される。これにより、全体として振幅制限された発振信号を得ることができる。

そして、本実施形態の場合、入力信号が基準電位に対して正電圧側に振れる期間では、インバータＩＮＶが飽和状態であるので、インバータＩＮＶの消費電流量がほとんど無く、第１の実施形態と同様に、水晶発振回路としての消費電流量を低減することができる。

なお、第２の実施形態に示すように、ダイオードＤのカソードをインバータＩＮＶの入力端に接続し、アノードをインバータＩＮＶの出力端に接続する構成でも、上述のように振幅制限を行いながら、消費電流量を低減し、安定に発振信号を出力することができる。しかしながら、上述の第１の実施形態の構成を用いれば、水晶発振回路としての消費電流量をより低減することができる。これは、通常インバータＩＮＶの入力インピーダンスが高いので、第１の実施形態のように、ダイオードＤのアノードをインバータＩＮＶの入力端に接続し、カソードをインバータＩＮＶの出力端に接続する構成にすれば、ダイオードＤに電流が流れて、インバータＩＮＶが遷移状態で動作しても、インバータＩＮＶに流れる電流量は低くなる。これにより、インバータＩＮＶの消費電流量が低減し、水晶発振回路としての消費電流量を、より低減することができる。

また、上述の各実施形態では、インバータＩＮＶおよび水晶振動子ＸＤに対して、ダイオードＤを１個だけ並列接続する例を示した。しかしながら、特性方向を一致させた複数のダイオードＤを直列接続したダイオード回路を構成し、当該ダイオード回路をインバータＩＮＶおよび水晶振動子ＸＤに対して並列接続させる構成を用いてもよい。ただし、上述の各実施形態に示したように、ダイオードを１個だけ並列接続する構造とすれば、回路構成要素を低減でき、水晶発振回路を、より小型化することができる。そして、通常の携帯端末の受信系回路であれば、ダイオードを１個とする構成にしても、十分な耐圧が得られる。したがって、上述の各実施形態の構成とすれば、実用的に十分な発振機能を有し、より小型の水晶発振回路を実現することができる。

また、上述のダイオードＤのみを、インバータＩＮＶおよび水晶振動子ＸＤに対して並列接続する構成を用いれば、上述のような矩形波の発振信号を得るような場合であっても、確実に振幅制限することができる。これは、例えば、ダイオードＤ以外に他のインピーダンス成分を有するキャパシタ等の回路素子がダイオードＤに直列接続されていると、矩形波の波形が歪み、確実に振幅制限できないからである。そして、このような余分な回路素子を備える必要がないことにより、水晶発振回路をより小型に構成することができる。

また、上述の各実施形態では、インバータＩＮＶを例に説明したが、入力信号と出力信号との位相が逆（１８０°位相差）であり、所定の増幅率を有する反転増幅回路であれば、上述の構成を適用でき、上述の作用効果が得られる。

１，１’−水晶発振回路、ＩＮＶ−インバータ、Ｄ−ダイオード、ＸＤ−水晶振動子、Ｒ−抵抗器、Ｃ−キャパシタ

Claims (5)

1. 入力信号に対して出力信号の位相が反転する反転増幅回路と、
   該反転増幅回路の入力端に一方端が接続され、前記反転増幅回路の出力端に他方端が接続された水晶振動子と、
   該水晶振動子に他の素子を介することなく並列接続されたダイオードと、
   を備え、
   前記ダイオードは、前記反転増幅回路が遷移状態にあるときに順方向の閾値電圧レベル以上になってＯＮ状態となる特性を有し、
   前記ダイオードは、前記反転増幅回路の入力端にアノード側が接続され、前記反転増幅回路の出力端にカソード側が接続されるダイオードのみによって構成されている、
   水晶発振回路。
2. 前記水晶振動子に並列接続されるダイオードは、単一のダイオードである、請求項１に記載の水晶発振回路。
3. 前記反転増幅回路は矩形波発振用のインバータ回路である、請求項１または請求項２に記載の水晶発振回路。
4. 前記水晶振動子は、固有の輪郭振動モードを有する水晶振動子である、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の水晶発振回路。
5. 前記ダイオードは、前記反転増幅回路が形成された半導体基板に一体形成されている、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の水晶発振回路。

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