JP5523466B2 - アンテナ - Google Patents

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関連出願の相互参照

本国際出願は、２００９年８月２８日に日本国特許庁に出願した日本国特許出願第２００９−１９８２４４号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２００９−１９８２４４号の全内容を本国際出願に援用する。

本発明は、電波を送受信するアンテナに関する。

現在、実用に供されている送信用のアンテナは、基本的には、半波長ダイポールアンテナ、又はその変形か、それらを組み合わせたものが殆どである。従って、アンテナのサイズは、使用周波数帯における電波の半波長程度の大きさが必要となり、例えば、ＵＨＦ用のアンテナであれば数十ｃｍ程度、長波帯用のアンテナであれば本来ならば数ｋｍもの大きさが必要となる。実際、大電力を必要とし効率の良い輻射が要求される中長波帯の送信用施設では、図１３に示すように、高さｈａが２００ｍ程度の巨大な鉄塔が用いられる等、莫大な建設費と維持費とが費やされている。

これに対して、例えば、放射エレメントをコイル状に形成したり（例えば、特許文献１参照）、放射エレメントをメアンダ形状に形成したり（例えば、特許文献２参照）、或いは、放射エレメントに誘電体材料を装荷したり（例えば、特許文献３参照）する等、放射エレメントを小型化する様々な手法が提案されている。

特開２０００−１３８５１６号公報 特開２００２−１４１７２７号公報 特開２００２−２２２３９８号公報

ところで、アンテナは、線状アンテナとスロットアンテナとに大別することができ、また、スロットアンテナは、これと相補（Complementary） 構造の線状アンテナに置き換えて考えることができることが知られている。結局、すべてのアンテナは線状アンテナの理論で解析することができる。

代表的な線状アンテナである半波長ダイポールアンテナでは、図１４Ａに示すように、電波の輻射部分である線状のエレメント上に正弦波状の電流定在波が生じ、その面積に比例した強さの電波がエレメントの軸に対して直交する方向に輻射される。それ以外の方向への輻射は、エレメントの軸に対する輻射方向の角度をθとすると、ｓｉｎθ倍となり、エレメント上の各部に流れる電流からの寄与が位相合成されたものとなる。このため、その輻射特性（指向性）Ｄ１（θ）は（１）式で求められ、図１４Ｂに実線で示すように８の字状になる。

なお、（２）式は、ダイポールアンテナのエレメント長を、波長に対して極端に短くした微小ダイポールアンテナの輻射特性Ｄ２（θ）（微小エレメントに均一電流が流れると仮定した場合の理論値）を求める式であり、図１４Ｂに点線で示すような特性となる。

半波長ダイポールアンテナの絶対利得が２．１５ｄＢｉであるのに対し、微小アンテナの絶対利得は１．７６ｄＢｉであり、その差はわずか−０．４ｄＢでしかない。つまりアンテナを極端に小型化しても、アンテナの利得は殆ど損なわれることはない。

ところが、微小アンテナの輻射抵抗（アンテナインピーダンスの実数部）Ｒａは、輻射する電波の波長をλ、エレメント長をｈａ（但し、ｈａ＜＜λ）とすると、（３）式で与えられ、非常に小さな値となる。例えば、ｈａ＝λ／２０ではＲａ≒２Ω、ｈａ＝λ／３０ではＲａ≒０．９Ω、ｈａ＝λ／４０ではＲａ≒０．５Ωである。

また、輻射に寄与する電力（即ち、放射電力）Ｐａは、アンテナに流す電流をＩａとすると、（４）式で表される。

つまり、エレメント長ｈａを短くするほど、その二乗に比例してエレメントの輻射抵抗Ｒａが低下するため、必要な輻射を得るためにはアンテナに大電流を流す必要が生じる。その場合、整合回路や給電線の電気抵抗も輻射抵抗Ｒａと大差がなくなるため、整合回路や給電線を含めたアンテナシステム全体の伝送効率が極端に低下する（つまり、供給したエネルギーの殆どが内部の熱損失となる）。なお、伝送効率（η）は、輻射抵抗Ｒａ、アンテナシステムにおける伝送路の損失抵抗Ｒ_LOSSを用いて、η＝Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒ_LOSS）で表すことができる。

更に、輻射抵抗Ｒａとは反対に、微小アンテナのリアクタンス（アンテナインピーダンスの虚数部）は巨大なものとなるため、アンテナのＱ値（Ｑ＝２ω₀・（Ｗ_e／Ｐａ）≒ｆ₀ ／Ｂ）が極端に高くなり、狭帯域のアンテナになってしまう。なお、ω₀は２πｆ₀、Ｗ_eは１サイクルの間にアンテナに蓄積される電力の平均値、ｆ₀ は共振周波数、Ｂは共振周波数とのゲイン差が３ｄＢ以内となる帯域幅である。

このように、アンテナの小型化と輻射効率や広帯域化とはトレードオフの関係にあるため、従来技術では、出力が大きく輻射効率や伝送効率が重視される送信アンテナを大幅に小型化することは非常に困難であった。

そこで、本発明は、アンテナシステムとしての輻射効率を著しく低下させることなく大幅な小型化が可能なアンテナを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた本発明のアンテナは、リアクタンス素子を用いて柱状に形成された一対の輻射体を含む輻射手段と、信号の給電点にて分岐し、前記輻射手段に含まれる各輻射体に個別に給電する一対の分岐給電線を含む個別給電手段とを備える。そして、前記各輻射体のインピーダンス、及び前記各分岐給電線の線路長が、予め設定された周波数（波長λ）の信号に対して、前記給電点から前記各輻射体を見たインピーダンスが互いに共役となるように設定されている。

このように構成された本発明のアンテナでは、給電点から見て一対の輻射体が並列共振状態となるため、この一対の輻射体には、給電点に供給される給電電流より遙かに大きい共振電流が流れ、その共振電流が電波の輻射に寄与することになる。

その結果、輻射抵抗の低い輻射体とこれに給電するための分岐給電線には大きな電流を流して輻射に寄与させるが、主給電線と整合回路には大きな電流が流れないため、伝送効率の低下を回避することができる。換言すれば、アンテナシステムとしての輻射効率を従来装置と同程度に維持しつつ、輻射体として輻射抵抗の低い微小アンテナを用いることが可能となる。

従って、本発明のアンテナによれば、アンテナシステムとしての輻射効率を著しく低下させることなく、大幅な小型化を実現することができる。
例えば、輻射体の全長（即ち、アンテナのエレメント長）をｈａ＝λ／３０、両分岐給電線の合計長をλ／２πにする場合、前述したように輻射抵抗はＲａ≒０．９Ωであり、これに対して、半波長ダイポールアンテナの輻射抵抗が７３．１３Ωであることから、輻射体から半波長ダイポールアンテナと同じ電力を発射するには、約９倍（≒（７３．１３／０．９）^1/2 ）の電流を流さなければならない。また、給電電流Ｉｓと共振電流（輻射体に流れる電流）Ｉａとの関係は、共振回路のＱ値を用いて、（５）式で表されるため、Ｑ値が９以上となるように、輻射体のリアクタンス分を設定すれば、給電電流に対する輻射効率を著しく低下させることがない。また、前述のとおり、アンテナの小型化と引き換えに狭帯域となるが、所望の帯域幅からＱ値を設定することもできる。

本発明のアンテナにおいて、前記分岐給電線に接続される前記輻射体の両端間の長さである輻射体全長はλ／１０以下の小型アンテナであることを想定したものである。

この場合、例えば、輻射体を地面に対して立設させる場合（図１３参照）、輻射体の高さが大幅に低くなるため、アンテナ施設の設置や維持に要するコストを大幅に削減することができる。

本発明のアンテナにおいて、前記輻射手段に含まれる一対の輻射体のリアクタンスは、前記給電電流に対する当該アンテナの輻射効率の向上と、当該アンテナの広帯域化との間にあるトレードオフの関係に基づき、予め設定された最低限の輻射効率及び最低限の帯域幅がいずれも確保される大きさに設定されているとよい。

即ち、輻射手段と個別給電手段とで形成される共振回路のＱ値は、輻射体の輻射抵抗と輻射体のリアクタンスによって決まる。そして、アンテナの輻射効率を向上させるにはＱ値を大きくして、給電電流に対する共振電流の比を増大させる必要があり、一方、アンテナを広帯域化させるにはＱ値は小さくする必要がある。そして、輻射体の輻射抵抗は輻射体の全長と、輻射体間の間隔とで決まるため、輻射体のリアクタンスは、上記関係を考慮して設定することになる。

ところで、本発明のアンテナの水平指向性は、輻射体からの輻射（ひいては輻射体に流れる共振電流）と、給電点からの輻射（ひいては給電点に流れる給電電流）と、これら輻射体と給電線との位置関係により決まる。

なお、本発明のアンテナでは、給電電流は共振電流と比較して十分に小さいため、実質的には、両輻射体から放射される電波の位相差、ひいては、両輻射体に流れる共振電流の位相差と、両輻射体の配置によってアンテナの指向性が決まる。また、分岐給電線からの輻射は、給電点から輻射体までの往路と復路とで電流方向が逆向きとなるため互いに打ち消し合うことになり、アンテナの垂直指向性に寄与する。

従って、輻射手段に含まれる一対の輻射体は、所望の指向性が得られるように任意に配置すればよい。
但し、アンテナを小型化するにあたって、輻射体の全長だけでなく、両輻射体の配置間隔も短くする場合、両輻射体の電流はほぼ逆相になっていると、遠方における電磁界が相殺されるため、配置間隔を短くすればするほど輻射特性が損なわれてしまう。即ち、輻射抵抗の極端な低下を招く。

そして、各輻射体の電流位相が１８０［ｄｅｇ］のとき、配置間隔をλ／３以下（位相差１２０［ｄｅｇ］以上）にすると、この輻射特性の低下は、輻射体が単一のときのそれより下回ることになる。

具体的には、輻射手段と個別給電手段とを含む回路が共振状態にある場合、輻射手段に含まれる一対の輻射体に流れる電流の位相差は、１８０［ｄｅｇ］に分岐給電線間の位相差を加えたものとなるため、輻射体の配置間隔をｄ＝λ／２とすれば、各輻射体からの輻射が、輻射体の位置で同相となり、両輻射体の配列方向に沿って進む電波の位相差を０［ｄｅｇ］とすることができる。ここから輻射体の配置間隔ｄを狭めるに従って、位相差は大きくなるが、位相差が１２０［ｄｅｇ］となるのは配置間隔ｄ＝λ／３の場合であり、輻射効率を著しく低下させることなく一対の輻射体を接近させることができるのは、この範囲（λ／３≦ｄ≦λ／２）となる。

ところが、本発明のアンテナでは、両輻射体の電流位相差が同相に近づくように、両輻射体の配置間隔とは別にそれぞれ分岐給電線の長さに必要な差を持たせることによって、輻射効率を著しく低下させることなく、配置間隔をλ／３より短くすることができる。

この場合、本発明のアンテナは、輻射体の全長が短いだけでなく、輻射体の配置間隔も狭くなるため、アンテナをより小型化することができる。
但し、両分岐給電線の長さを決定するにあたっては、給電点において並列共振状態にするというもう一つの優先的要件が必要となる。

しかるに、両分岐給電線の長さは給電点から見た両輻射体のインピーダンスが共役関係にさえあれば良く、インピーダンスの値そのものにはある程度自由度がある。
換言すれば、輻射体のリアクタンス次第で、インピーダンスの共役条件を満たす分岐給電線の長さを自在に変えられることを意味している。

従って、インピーダンスの共役条件を満たしつつ、両分岐給電線の長さに差を持たせて、両輻射体の電流位相差をできる限り同相に近づけることが可能となる。
かくして、「輻射体のリアクタンス」と「分岐給電線の長さ」の両者を合理的に設定することによって、給電点において並列共振状態とし、かつ、各輻射体の電流位相差を最小限とすることができる。

ところで、輻射体のリアクタンスを変えるとＱ値が変わることから、ひいては帯域幅に影響を与えることになる。
従って、「輻射体のリアクタンス設定」は、完全に自由である訳ではない。

詰まるところ、（１）輻射体のリアクタンスと（２）分岐給電線の長さ、という二つの設定要素により、（ａ）並列共振状態と（ｂ）各輻射体の電流位相差最小限（即ち、輻射指向性及び利得）と（ｃ）帯域幅、という三つの関係を目的に応じて合理的に設定することになる。

ここで、並列共振条件は優先的要件であるから、各輻射体の電流位相差最小限と帯域幅にうまく折り合いをつければ良い。
但し、輻射体を接近させて配置した場合、輻射体間に生じる相互インピーダンスが大きくなり、輻射体のインピーダンスの設定と電流位相の設定にも影響が現れるので、これを考慮しなければならない。厳密には、輻射体のインピーダンスは、両輻射体から輻射されるベクトルポテンシャルの相互の関係から決まる。

ここで図１２は、波長λ＝３．７５ｍ（周波数ｆ＝８０ＭＨｚ）、輻射体の全長ｈａ＝０．１４ｍとして、輻射体の配置間隔ｄを変化させて、輻射体間に生じる相互インピーダンスＺｍ（実数部ｒｍ（ｄ），虚数部ｘｍ（ｄ））を計算によって求めた結果を示すグラフである。図１２に示すように、相互インピーダンスＺｍは、輻射体間の配置間隔がλ／１０（０．３７５ｍ）より小さくなると急激に大きくなることがわかる。

従って、本発明のアンテナにおいて、前記輻射手段に含まれる一対の輻射体の配置間隔をλ／１０以下とする場合は、相互インピーダンスの影響を考慮しなければならない。そして、両輻射体が接近すればするほど、両輻射体のインピーダンスの設定及び両輻射体の電流位相の設定の自由度が狭まるため、極端な小型化は自ずと限界がある。

一方、一対の輻射体の配置間隔がλ／１０以上である場合は、相互インピーダンスの影響が少ないため、アンテナの設計が比較的簡単になる。

本発明のアンテナは、例えば、前記輻射手段に含まれる一対の輻射体のうち、一方の輻射体を、容量性リアクタンス素子、他方の輻射体を、該容量性リアクタンス素子とはリアクタンスが共役となる誘導性リアクタンス素子を用いて構成し、前記個別給電手段に含まれる一対の分岐給電線の線路長がいずれもλ／４に設定することで実現されていてもよい。

なお、分岐給電線の長さを任意に設定するためには、一対の輻射体として、いずれの輻射体も容量性リアクタンス素子で構成したり、いずれの輻射体も誘導性リアクタンス素子で構成してもよい。また、一対の輻射体のうちの一方の輻射体を容量性リアクタンス素子，他方の輻射体を誘導性リアクタンス素子とする場合、必ずしもリアクタンスを共役にする必要はない。但し、これらの場合、双方の輻射体の分岐給電線路長が同じ長さとなるとは限らない。

本発明のアンテナは、例えば、前記輻射手段と前記個別給電手段とを含む２つの部分アンテナを備え、前記２つの部分アンテナに含まれる４つの輻射体は、予め設定された中心点の周囲に等角度間隔に配置されると共に、同一の前記部分アンテナに含まれる一対の輻射体は、前記中心点に対して点対称な位置に配置され、更に、給電位相調整手段が、前記各部分アンテナの給電点間に９０［ｄｅｇ］の位相差を持たせて給電するように構成されていてもよい。

また、本発明のアンテナは、例えば、前記輻射手段と前記個別給電手段とを含む３つの部分アンテナを備え、前記３つの部分アンテナに含まれる６つの輻射体は、予め設定された中心点の周囲に等角度間隔に配置されると共に、同一の前記部分アンテナに含まれる一対の輻射体は、前記中心点に対して点対称な位置に配置され、更に、給電位相調整手段が、前記各部分アンテナの給電点間に１２０［ｄｅｇ］の位相差を持たせて給電するように構成されていてもよい。

これらの場合、アンテナの輻射特性は、部分アンテナの輻射特性を合成したものとなり、全方位に渡ってほぼ均一な指向性にすることができる。
本発明のアンテナにおいて、例えば、前記給電点から給電される信号の周波数帯がＶＨＦ帯以下（周波数３００ＭＨｚ以下，波長１ｍ以上）とした場合、輻射体の全長を例えばλ／１０程度にすれば、λ／２ダイポールアンテナの全長（即ち、λ／２）と比較して、数十ｃｍ〜数十ｍ単位の大きな短縮効果を得ることができる。なお、アンテナの小型化の効果は、通常、波長が長くなるほど絶大になる。

本発明が適用されたアンテナシステムの構成を示す図面であって、図１Ａは、概略構成図であり、図１Ｂは、電気的な接続関係を示す回路図である。 第１実施形態のアンテナの外観を示す図面であって、図２Ａは、平面図であり、図２Ｂは、正面図である。 図３Ａは、第１実施形態のアンテナの電気的な接続関係を示す回路図であり、図３Ｂは、アンテナの作用を説明するためのスミスチャートである。 個別給電部を構成する導体板の他の形状、及び導体板の他の配置方法を示す説明図。 個別給電部を構成する導体板の他の形状、及び導体板の他の配置方法を示す説明図。 図６Ａは、第２実施形態のアンテナの電気的な接続関係を示す回路図であり、図６Ｂは、アンテナの作用やパラメータの設定方法を説明するためのスミスチャートである。 図７Ａは、第３実施形態のアンテナの電気的な接続関係を示す回路図であり、図７Ｂは、アンテナの作用やパラメータの設定方法を説明するためのスミスチャートである。 図８Ａは、第４実施形態のアンテナの電気的な接続関係を示す回路図であり、図８Ｂは、アンテナの作用やパラメータの設定方法を説明するためのスミスチャートである。 他の実施形態の構成を示す説明図。 輻射体の配置間隔と分岐給電線の合計線路長に相当する変位量とがアンテナの輻射特性に与える影響を例示したグラフ。 輻射体の配置間隔と分岐給電線の合計線路長に相当する変位量とがアンテナの輻射特性に与える影響を例示したグラフ。 輻射体の配置間隔と輻射体間の相互インピーダンスとの関係を示すグラフ。 中長波帯における従来のアンテナ施設の概略を示す説明図。 半波長モノポールアンテナ、及び微小アンテナの特性を説明するための説明図。 図９に示すアンテナの輻射特性を例示したグラフ。

１…アンテナシステム ３…発振器 ５…主給電線 ７…整合回路 １０，１０ａ，１０ｂ…アンテナ １１…輻射部 １３…個別給電部 １３ａ，１３ｂ…導体板 １５…λ／４迂回線路 １１１，１１２…輻射体 １３１，１３２…分岐給電線

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［共通構成］
図１Ａ−１Ｂに示すように、アンテナシステム１は、予め設定された所定周波数帯の信号（周波数ｆ，波長λとする）を発生させる発振器３と、発振器３から給電を受けて電波を送信するアンテナ１０と、発振器３からアンテナ１０への給電を行う同軸ケーブルを含む主給電線５とを備えており、主給電線５は、λ／４の分布定数回路型の整合回路７を介してアンテナ１０の接続端（給電点）ｐ，ｐ’に接続されている。

なお、整合回路７は、分布定数回路型に限らず、集中定数回路なども含んだ整合回路を用いてもよい。
アンテナ１０は、リアクタンス素子を用いて構成された第１及び第２の輻射体１１１，１１２を含む輻射部１１と、給電点ｐ，ｐ’と各輻射体１１１，１１２との間を接続し各輻射体１１１，１１２に対してそれぞれが個別に給電を行う第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２を含む個別給電部１３とを備えている。

［第１実施形態］
図２Ａ−２Ｂに示すように、本実施形態のアンテナ１０では、第１の輻射体１１１が容量性のリアクタンス素子であるコンデンサ（容量Ｃ）を用いて構成され、第２の輻射体１１２として誘導性のリアクタンス素子であるインダクタ（インダクタンスＬ）を用いて構成されている。

なお、第１及び第２の輻射体１１１，１１２は、いずれも円柱形状をしており、その高さは、例えばｈａ＝λ／２０に設定されている。即ち、第１及び第２の輻射体１１１，１１２は微小アンテナとして作用し、その輻射抵抗がＲａ≒２Ωとなる。

更に、第１の輻射体１１１と第２の輻射体１１２とでは、リアクタンスが共役（符号が反対で値が同じ：１／（ωＣ）＝ωＬ，ω＝２πｆ）となるように設定されている。
また、本実施形態のアンテナ１０では、個別給電部１３は、該個別給電部１３の一端で第１の輻射体１１１を挟持すると共に、該個別給電部１３の他端で第２の輻射体１１２を狭持するように平行に配置された一対の導体板１３ａ，１３ｂを含んでいる。つまり、導体板１３ａ，１３ｂのうち、給電点ｐ，ｐ’から第１の輻射体１１１を挟持する端部までの部分が第１の分岐給電線１３１に相当し、給電点ｐ，ｐ’から第２の輻射体１１２を挟持する端部までの部分が第２の分岐給電線１３２に相当する。

なお、各導体板１３ａ，１３ｂの幅は一定に形成され、分岐給電線１３１，１３２上の位置によらず一定の特性インピーダンスを呈するように構成されている。
＜作用＞
図３Ａ−３Ｂに示すように、アンテナ１０では、上述した第１の輻射体１１１，１１２の輻射抵抗Ｒａと、リアクタンス１／（ｊωＣ），ｊωＬとにより、スミスチャート上では、第１の輻射体１１１のインピーダンスはＺ_1S、第２の輻射体１１２のインピーダンスはＺ_2Sにより表される。

また、給電点ｐ，ｐ’は、第１及び第２の輻射体１１１，１１２からそれぞれ電気的にλ／４だけ離れた所に位置するため、給電点ｐ，ｐ’から第１及び第２の輻射体１１１，１１２を見たインピーダンスは、スミスチャート上では、それぞれＺ_1S，Ｚ_2Sを時計回りに１８０°回転させたＺ_1E，Ｚ_2Eにより表される。なお、図３Ｂ中の太線は、この回転の際の経路を示す（以下、図６Ｂ，図７Ｂ，図８Ｂでも同様である）。

この給電点ｐ，ｐ’から見たインピーダンスＺ_1E，Ｚ_2Eは共役関係にあり、換言すれば、輻射部１１及び個別給電部１３を含む回路は共振状態となる。
なお、第１及び第２の輻射体１１１，１１２に含まれるコンデンサの容量Ｃ、インダクタのインダクタンスＬは、（４）式に（５）式を代入することで得られる（６）式に基づき、給電電流Ｉｓに対して十分な放射電力Ｐａが得られるようなＱ値が得られるように設定する。

なお、Ｑ値を必要最小限の大きさに設定すれば、必要な放射電力Ｐａが得られる範囲内でアンテナの帯域を最大限に広げることができる。

＜効果＞
以上説明したように、本実施形態のアンテナ１０は、輻射部１１及び個別給電部１３を含む回路が給電点ｐ，ｐ’から見て共振状態となるように設定されており、給電電流ＩｓのＱ倍の共振電流Ｉａを輻射部１１に流すことができる。このため、輻射部１１に含まれる第１及び第２の輻射体１１１，１１２の輻射抵抗Ｒａが小さく（即ち、輻射体単体の輻射効率が低く）ても、従来の半波長ダイポールアンテナと比較して、給電電流Ｉｓに対する輻射効率を著しく低下させることがない。つまり、発振器３，主給電線５，整合回路７を含んだアンテナシステム１全体としての輻射効率を著しく低下させることなく、輻射体１１１，１１２を大幅に小型化（λ／２→例えば、λ／２０）することができる。

特に、輻射体１１１，１１２を、地上に対して垂直に立設させる場合には、その高さが大幅に低減されることになり、例えば２００ｍの高さが必要であったものを十ｍ程度の高さとすることができるため、アンテナ施設の設置や維持に要するコストを大幅に削減することができる。

＜変形例＞
本実施形態では、個別給電部１３を形成する導体板１３ａ，１３ｂとして、一定幅を有するものを用いているが、例えば、図４Ａに示すように、給電点ｐ，ｐ’での幅が最も広く、輻射体を挟持する挟持端での幅が最も狭くなる形状（菱形）のものや、図４Ｂに示すように、逆に、給電点ｐ，ｐ’での幅が最も狭く、挟持端での幅が最も広くなる形状（鼓形）のものを用いてもよい。

また、本実施形態では、導体板１３ａ，１３ｂを平行に配置しているが、例えば、図４Ｃに示すように、給電点ｐ，ｐ’に近づくほど間隔が狭くなるように配置したり、図４Ｄに示すように、逆に、給電点ｐ，ｐ’に近づくほど間隔が広くなるように配置したりしてもよい。即ち、分岐給電線の単位長当たりのインダクタンスと静電容量を連続的に変化させることにより、（７）式で表される分岐給電線の特性インピーダンスを連続的に変化させて整合をより有利に導くことができる。

なお、導体板１３ａ，１３ｂの幅の変化のさせ方、及び導体板１３ａ，１３ｂの間隔の変化のさせ方は、図４Ａ−４Ｄに示した直線的な変化に限らず、二次関数又は指数関数的な変化であってもよい。更に、これら導体板１３ａ，１３ｂの形状と、導体板１３ａ，１３ｂ間の間隔を任意に組み合わせて使用してもよい。

これらの場合、第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２の特性インピーダンスを連続的に変化させることができ、給電点ｐ，ｐ’でのインピーダンスと、各輻射体１１１，１１２のインピーダンスとが異なっていても、その両者に対してインピーダンスの整合を有利に導くことができる。特に分岐給電線１３１，１３２の特性インピーダンスが指数関数的に変化するように設定した場合には、分岐給電線１３１，１３２での反射を最小限に抑えることができる。

また、上記実施形態や変形例では、導体板１３ａ，１３ｂを、同じ形状のものを用いて構成したが、図５Ａに示すように、接地側の導体板１３ｂを、他方の導体板１３ａより大きくしてもよい。なお、図５Ａでは、円板状に形成された導体板１３ｂを示したが、楕円板状、矩形状であってもよい。この場合、導体板１３ａは、図５Ｂに示すように、導体板１３ｂに対して平行に配置してもよいし、図５Ｃに示すように、給電点ｐ，ｐ’に近づくほど間隔が狭くなるように配置したり、図５Ｄに示すように、逆に、給電点ｐ，ｐ’に近づくほど間隔が広くなるように配置したりしてもよい。更に、導体板１３ａは、図４Ａ−４Ｂに示した形状のものを用いてもよい。

また、導体板１３ｂは、図１３に示すように、カウンターポイズやラジアルアース、又は大地に置き換えることもできる。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。

なお、本実施形態では、第１実施形態とは、アンテナ１０の輻射部１１及び個別給電部１３の構成が一部異なるだけであるため、この相違点を中心に説明する。
図６Ａ−６Ｂに示すように、本実施形態のアンテナ１０では、第１及び第２の輻射体１１１，１１２がいずれもコンデンサ（容量Ｃ₁ ，Ｃ₂ ）を用いて構成されている。

そして、第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２の長さｄ１，ｄ２が、ｄ１＝ｄ２＝λ／６に設定されている。
＜リアクタンスの設定方法＞
ここで、輻射体１１１，１１２に含まれるコンデンサの容量Ｃ₁ ，Ｃ₂ の設定方法について説明する。

まず、並列共振回路において所望のＱ値が得られるような共役インピーダンス対（但し、実数部はＲａ）を設定する。これをスミスチャート上では、Ｚ_1E，Ｚ_2Eで表す。
所望のアンテナ指向性が得られるように輻射体間隔ｄを設定し、第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２の線路長ｄ１，ｄ２を、ｄ１＝ｄ２＝ｄ／２に設定する。なお、ここでは、ｄ＝λ／３，ｄ１＝ｄ２＝λ／６とする。

Ｚ_1E，Ｚ_2Eの点を、線路長ｄ１，ｄ２に相当する量（ここでは６０°）だけ、スミスチャート上で反時計回りに回転させることで得られる点を、Ｚ_1S，Ｚ_2Sとする。なお、図６Ｂでは、上述した具体的な数値に対応するものではなく、操作のイメージを表すものである（以下、図７Ｂ，図８Ｂも同様）。

このＺ_1S，Ｚ_2Sに対応するリアクタンス１／（ωＣ₁ ），１／（ωＣ₂ ）を求め、そのリアクタンスから求められる容量Ｃ₁ ，Ｃ₂ を、それぞれ、第１及び第２輻射体１１１，１１２に含まれるコンデンサの容量とする。

＜効果＞
本実施形態のアンテナ１０によれば、第１実施形態の場合と比較して、輻射体間隔をｄ＝λ／２に限らず任意に設定することができ、設計の自由度を高めることができる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。
なお、本実施形態では、第１実施形態とは、アンテナ１０の輻射部１１及び個別給電部１３の構成が一部異なるだけであるため、この相違点を中心に説明する。

図７Ａ−７Ｂに示すように、本実施形態のアンテナ１０では、第１及び第２の輻射体１１１，１１２がいずれもインダクタ（インダクタンスＬ₁ ，Ｌ₂ ）を用いて構成されている。

そして、第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２の長さｄ１，ｄ２が、ｄ１＝ｄ２＝λ／６に設定されている。
＜リアクタンスの設定方法＞
ここで、輻射体１１１，１１２に含まれるインダクタのインダクタンスＬ₁ ，Ｌ₂ の設定方法について説明する。

まず、並列共振回路において所望のＱ値が得られるような共役インピーダンス対（但し、実数部はＲａ）を設定する。これをスミスチャート上では、Ｚ_1E，Ｚ_2Eで表す。
所望のアンテナ指向性が得られるように輻射体間隔ｄを設定し、第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２の線路長ｄ１，ｄ２を、ｄ１＝ｄ２＝ｄ／２に設定する。なお、ここでは、ｄ＝λ／３，ｄ１＝ｄ２＝λ／６とする。

Ｚ_1E，Ｚ_2Eの点を、線路長ｄ１，ｄ２に相当する量（ここでは６０°）だけ、スミスチャート上で反時計回りに回転させることで得られる点を、Ｚ_1S，Ｚ_2Sとする。
このＺ_1S，Ｚ_2Sに対応するリアクタンスωＬ₁ ，ωＬ₂ を求め、そのリアクタンスから求められるインダクタンスＬ₁ ，Ｌ₂ を、それぞれ、第１及び第２輻射体１１１，１１２に含まれるインダクタのインダクタンスとする。

＜効果＞
本実施形態のアンテナ１０によれば、第２実施形態の場合と同様に、輻射体間隔をｄ＝λ／２に限らず任意に設定することができ、設計の自由度を高めることができる。

［第４実施形態］
次に第４実施形態について説明する。
図８Ａ−８Ｂに示すように、本実施形態のアンテナ１０は、個別給電部１３に含まれる第１及び第２の分岐給電線１３１，１３２の線路長ｄ１，ｄ２が異なっている（ｄ１≠ｄ２）以外は、第２実施形態の場合と同様に構成されている。

＜リアクタンスの設定方法＞
ここで、輻射体１１１，１１２に含まれるコンデンサの容量Ｃ₁ ，Ｃ₂ （但し、Ｃ₁ ＝Ｃ₂ ＝Ｃ）の設定方法について説明する。

まず、並列共振回路において所望のＱ値が得られるような共役インピーダンス対（但し、実数部はＲａ）を設定する。これをスミスチャート上では、Ｚ_1E，Ｚ_2Eで表す。
所望の指向性が得られるように輻射体間隔ｄを設定し、スミスチャート上で反時計回りに回転させた時に、ほぼ同じ点となるように、線路長ｄ１，ｄ２を分配する（ｄ１≠ｄ２、ｄ１＋ｄ２＝ｄ）。

Ｚ_1E，Ｚ_2Eの点を、それぞれ線路長ｄ１，ｄ２に相当する量だけ、スミスチャート上で反時計回りに回転させることで得られる点をＺｓ（＝Ｚ_1S＝Ｚ_2S）とする。
このＺｓに対応するリアクタンス１／（ωＣ）を求め、そのリアクタンスから求められる容量Ｃを、第１及び第２輻射体１１１，１１２に含まれるコンデンサの容量とする。

＜効果＞
本実施形態のアンテナ１０によれば、第１及び第２輻射体１１１，１１２を構成する部品を共通化することができるため、製造コストを低減することができる。

また、本実施形態のアンテナ１０によれば、分岐給電線１３１，１３２の長さを異ならせることができるため、設計の自由度をより高めることができる。
なお、本実施形態では、両輻射体１１１，１１２のリアクタンス（容量Ｃ）を同じ大きさとしたが、これらが異なっていてもよい。

また、本実施形態では、第１及び第２の輻射体１１１，１１２をいずれもコンデンサを用いて構成したが、その一方又は両方をインダクタを用いて構成してもよい。
［他の実施形態］
上記実施形態では、給電点ｐ，ｐ’から共振状態となるように接続された一対の輻射体１１１，１１２によりアンテナ１０を構成したが、図９に示すように、アンテナ１０と同様に構成された２つの部分アンテナ１０ａ，１０ｂを組み合わせて構成してもよい。この場合、部分アンテナ１０ａ，１０ｂに含まれる４つの輻射体を、ある中心点の周囲に等角度（ここでは９０°）間隔に配置する。但し、同一の部分アンテナ１０ａ（又は１０ｂ）に含まれる一対の輻射体は、前記中心点に対して点対称となるように配置する。

このように、２つの部分アンテナ１０ａ，１０ｂを９０°の角度差で交差する配置にすると同時に、電気的に９０［ｄｅｇ］の位相差となるよう、部分アンテナ１０ａの給電点ｐ，ｐ’と、部分アンテナ１０ｂの給電点ｑ，ｑ’の間に９０［ｄｅｇ］の位相差を持たせて給電する。ここでは、この位相差を持たせるために、部分アンテナ１０ａの給電点ｐ，ｐ’と部分アンテナ１０ｂの給電点ｑ，ｑ’との間にλ／４迂回線路１５（給電位相調整手段の一例）を接続し、部分アンテナ１０ａは、主給電線５の給電端（整合回路７が接続された端部）から直接給電され、部分アンテナ１０ｂは、その給電端からλ／４迂回線路１５を介して給電されるようにしている。

ここで、図１５は、直線的に配置された一対の輻射体を含むアンテナと、部分アンテナ１０ａ，１０ｂを互いに直交するように配置することで構成された、二対の輻射体を含むアンテナの輻射特性を計算によって求めた結果を示すグラフである。

但し、周波数ｆ＝８０ＭＨｚ（波長λ＝３．７５ｍ）、輻射体の高さｈａ＝３７５ｍｍ（＝λ／１０）、対になる輻射体の配置間隔ｄ＝１８７５ｍｍ（＝λ／２）、分岐給電線の長さＬ＝９３８ｍｍ（＝ｄ／２）とした。

図１５に示すように、一対の輻射体を含むアンテナ１０は、８の字状の指向性が得られ、部分アンテナ１０ａ，１０ｂを組み合わせたアンテナは、全方位に渡ってほぼ均一な指向性が得られることがわかる。

ここでは、２つの部分アンテナ１０ａ，１０ｂを組み合わせたものを例示したが、３つ以上の部分アンテナを組み合わせてもよい。特に３つの部分アンテナを組み合わせる場合は、３つの部分アンテナを１２０°の角度差で交差する配置にすると同時に、各部分アンテナを流れる共振電流のそれぞれの給電点での位相が、電気的に１２０［ｄｅｇ］の位相差となるよう、各部分アンテナの給電点間に１２０［ｄｅｇ］の位相差を持たせて給電すればよい。この位相差を持たせるために、３つの部分アンテナを第１〜第３の部分アンテナと呼ぶものとして、例えば、第１の部分アンテナの給電点と第２の部分アンテナの給電点との間、及び第２の給電点と第３の部分アンテナの給電点との間に、それぞれ第１及び第２のλ／３迂回線路（給電位相調整手段の一例）を接続し、第１の部分アンテナは、主給電線５の給電端（整合回路７が接続された端部）から直接給電され、第２の部分アンテナは、その給電端から第１のλ／３迂回線路を介して給電され、第３の部分アンテナは、その給電端から第１及び第２のλ／３迂回線路を介して給電されるようにすればよい。

上記実施形態では、第１及び第２の輻射体１１１，１１２及び給電点ｐ，ｐ’が１列に並ぶ場合について説明したが、これらが三角形の頂点を形成する配置となっていてもよい。この場合、輻射体間隔ｄを、分岐給電線１３１，１３２の合計線路長ｄ１＋ｄ２以下の範囲内で任意に設定することができる。

また、上記実施形態では、個別給電部１３が導体板１３ａ，１３ｂを含み、分岐給電線１３１，１３２の線路長ｄ１，ｄ２が、各輻射体１１１，１１２と給電点ｐ，ｐ’との間隔に等しい場合について説明したが、個別給電部１３を柔軟な信号線で構成してもよい。この場合、分岐給電線の線路長ｄ１，ｄ２を、各輻射体１１１，１１２と給電点ｐ，ｐ’との間隔以上の任意の長さに設定することができる。

これらのように、分岐給電線の線路長ｄ１，ｄ２と、輻射体１１１，１１２間の間隔とを独立して設定可能に構成した場合、アンテナの指向性を、他の部分（輻射体のリアクタンスや線路長ｄ１，ｄ２等）とは独立に設計することが可能となるため、設計の自由度を更に高めることができる。

但し、輻射体間隔ｄを接近させ過ぎると、これら輻射体１１１，１１２間の相互インピーダンスの影響を無視することができなくなる。
ここで、図１０，図１１は、輻射体間隔ｄと合計線路長ｄ１＋ｄ２に相当する変位量φ（＝２π・（ｄ１＋ｄ２）／λ）とがアンテナの輻射特性に与える影響を例示したグラフである。

具体的には、図１０は、輻射体間隔をｄ＝λ／３０に固定し、合計線路長ｄ１＋ｄ２に変位量φを変化させてアンテナの輻射特性を計算によって求めた結果を示すグラフであり、図１１は、両輻射体１１１，１１２に流れる電流が逆相となるように、即ち、両電流の位相差が１８０［ｄｅｇ］となるように固定し、輻射体間隔ｄを変化させてアンテナの輻射特性を計算によって求めた結果を示すグラフである。

図１０からは、給電点ｐ，ｐ’から見て並列共振状態にある両輻射体１１１，１１２には、互いに逆相の電流が流れるため、変位量をφ＝１８０［ｄｅｇ］にして、両輻射体１１１，１１２から輻射される電波の位相が同相となるようにした場合に最大の輻射特性が得られ、変位量をφ＝０に近づけるほど、輻射特性が劣化することがわかる。

また、図１１からは、両輻射体１１１，１１２に流れる電流が逆相である場合には、輻射特性は８の字形となる。そして、輻射体間隔をｄ＝λ／２とすると、両輻射体１１１，１１２から輻射された電波が各輻射体の位置でそれぞれ同相となるため、最大の輻射特性が得られ、輻射体間隔ｄを０に近づけるほど、輻射された電波が互いに相殺し合う割合が増大し、輻射特性が劣化することがわかる。

上記実施形態では、使用周波数帯をＶＨＦ帯としたが、輻射体１１１，１１２の全長（アンテナのエレメント長）ｈａの短縮効果は、周波数が低いほど絶大なものとなる。

Claims (8)

1. リアクタンス素子を用いて柱状に形成された一対の輻射体を含む輻射手段と、
   信号の給電点にて分岐し、前記輻射手段に含まれる各輻射体に個別に給電する一対の分岐給電線を含む個別給電手段と、
   を備え、前記各輻射体のインピーダンス、及び前記各分岐給電線の線路長が、予め設定された周波数（波長λ）の信号に対して、前記給電点から前記各輻射体を見たインピーダンスが互いに共役となるように設定されていることを特徴とするアンテナ。
2. 前記分岐給電線に接続される前記輻射体の両端間の長さである輻射体全長が、λ／１０以下であることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
3. 前記輻射手段に含まれる一対の輻射体のリアクタンスは、前記給電電流に対する当該アンテナの輻射効率の向上と、当該アンテナの広帯域化との間にあるトレードオフの関係に基づき、予め設定された最低限の輻射効率及び最低限の帯域幅がいずれも確保される大きさに設定されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアンテナ。
4. 前記輻射手段に含まれる一対の輻射体の配置間隔が、λ／３以下であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のアンテナ。
5. 前記輻射手段に含まれる一対の輻射体の配置間隔が、λ／１０以上であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のアンテナ。
6. 前記輻射手段と前記個別給電手段とを含む２つの部分アンテナを備え、
   前記２つの部分アンテナに含まれる４つの輻射体は、予め設定された中心点の周囲に等角度間隔に配置されると共に、同一の前記部分アンテナに含まれる一対の輻射体は、前記中心点に対して点対称な位置に配置され、
   前記各部分アンテナの給電点間に９０［ｄｅｇ］の位相差を持たせて給電するための給電位相調整手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のアンテナ。
7. 前記輻射手段と前記個別給電手段とを含む３つの部分アンテナを備え、
   前記３つの部分アンテナに含まれる６つの輻射体は、予め設定された中心点の周囲に等角度間隔に配置されると共に、同一の前記部分アンテナに含まれる一対の輻射体は、前記中心点に対して点対称な位置に配置され、
   前記各部分アンテナの給電点間に１２０［ｄｅｇ］の位相差を持たせて給電するための給電位相調整手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のアンテナ。
8. 前記給電点から給電される信号の周波数帯がＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯以下であることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載のアンテナ。

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