JP2009060568A - 複共振アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】小型で狭い周波数間隔で共振する複共振アンテナを実現すること。
【解決手段】ダイポールアンテナＡ１は、平行な２本の金属配線ｐ１、ｑ１を基本構造とし、その金属配線ｐ１、ｑ１の方向に単位回路Ｕ１が６つ接続した構成である。単位回路Ｕ１は金属配線ｐ１の一部の線上に２個の直列に接続されたキャパシタＣＳＥ１と、金属配線ｑ１の一部の線上に２個の直列に接続されたインダクタＬＳＥ１と、金属配線ｐ１と金属配線ｑ１との間をインダクタＬＳＨ１を介して連絡する連絡部とで構成されている。また、ダイポールアンテナＡ１は９０度の屈曲部を２つ有するコの字型の形状であり、両端から２つの単位回路Ｕ１はそれぞれｙ軸方向に、２つの屈曲部間の２つの単位回路Ｕ１はｚ軸方向に配置されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、平行な複数の金属配線を基本構造として、同一または類似の複数の単位回路をその金属配線の方向に１列に配列して互いに接続することによって構成された、小型の複共振アンテナに関するもので、特に、ダイポールアンテナや逆Ｌ型アンテナに関する。

非特許文献６に示すように、左手系媒質が実現されて以来、その研究が盛んに行われており、アンテナに応用されている。ここで、左手系媒質とは、誘電率と透磁率がともに負となる材料のことで、この左手系媒質中を電磁波が伝搬すると、群速度と位相速度が逆向きとなる。また、左手系媒質中では、電磁波の周波数が低くなるほどその波長が短くなるという特性がある。

左手系で動作するアンテナとして、非特許文献１には漏れ波アンテナ、非特許文献２〜４にはグランド上に形成された小型のアンテナ、特許文献１にはダイポールアンテナが開示されている。

図２１は、特許文献１に示された左手系で動作する直線状のダイポールアンテナＡ１０である。平行な２本の金属配線ｐ１０、ｑ１０を基本構造とし、長さａの単位回路Ｕ１０をｘ軸方向（金属配線ｐ１０、ｑ１０の方向）に６つ接続した構成である。単位回路Ｕ１０は、金属配線ｐ１０の一部の線上に２個の直列に接続されたキャパシタＣＳＥ１０と、金属配線ｐ１０と金属配線ｑ１０との間をインダクタＬＳＨ１０を介して連絡する連絡部とで構成されている。２点ＦＬ、ＦＲからなる給電点Ｆは、金属配線ｐ１０の中央に位置している。

このダイポールアンテナＡ１０は、キャパシタＣＳＥ１０とインダクタＬＳＨ１０が周期的に配列された構成となるため、左手系で動作させることが可能である。左手系では、上記のように周波数が低くなるほどその波長を短くできる。そのため、キャパシタＣＳＥ１０のキャパシタンス値とインダクタＬＳＨ１０のインダクタンス値を制御することにより、ダイポールアンテナＡ１０のアンテナ長Ｌ１０を動作波長の１／１０程度まで小さくすることができる。

また、非特許文献５には、右手系と左手系で動作させた、２共振アンテナが示されている。
特開２００６−２９５８７３ L. Liu, C. Caloz, and T. Itoh, "Dominant mode leaky-wave antena with backfire-to-endfire scanning capability", Electron. Lett., vol.38, no.23, pp.1414-1416, Nov.2002 M. Schuessler, J. Freese, and R. Jakoby, "Design of compact planar antennas using LH-transmission lines", 2004 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., vol.1, pp.209-212, Fort Worth, TX, jun. 2004 C. J. Lee, K. M. H. Leong, and T. Itoh, "Design of resonant small antenna using composite right/left-handed transmission line", IEEE Int. Antennas Propagat. Symp. Dig., vol.2B, pp.218-221, Washington DC, Jul.2005 F. Qureshi, M. A. Antoniades, and G. V. Eleftheriades, "A compact and low-profile metamaterial ring antenna with vertical polarization", IEEE Antennas and Wireless Propagat. Lett., vol.4, pp.333-336, 2005 S. Otto, A. Rennings, C. Caloz, P. Waldow, and T. Itoh, "Composite Right/Left-Handedλ-Resonator Ring Antenna for Dual-Frequency Operation", IEEE Int. Antennas Propagat. Symp. Dig., vol.1A, pp.684-687, Washington DC, Jul.2005 R. A. Shelby, D. R. Smith, and S. Schultz,"Experimental verification of a negative index of refraction," Science, vol.292, pp.77-79, Apr. 2001.

車載アプリケーションであるタイヤ空気圧警報システムやスマートエントリシステムでは、欧州は４００ＭＨｚ帯、北米や日本は３００ＭＨｚ帯が割り当てられている。これらに用いるアンテナは、その搭載場所が限られているので、小型で３００ＭＨｚ帯と４００ＭＨｚ帯の２周波数を共用できるアンテナが望まれる。

しかし、通常の右手系アンテナでは、たとえば、３００ＭＨｚで第１の共振が生じた場合、その約３倍の９００ＭＨｚ付近で第２の共振が生じる。ダイポール長は、第１の共振においては動作波長の１／２倍、第２の共振においては動作波長の３／２倍に相当する。このように、右手系で動作するアンテナでは第１の共振と第２の共振との周波数間隔が広く、上記のような用途に用いることができない。

一方、左手系では、周波数が低くなるとともに波長が短くなり、かつ、その周波数間隔を短くすることができる。すなわち、第１の共振を４００ＭＨｚ付近（１／２波長）、第２の共振を３００ＭＨｚ付近（３／２波長）で生じさせることができる。しかしながら、アンテナ長が動作波長に比べて小さいときには、従来のダイポールアンテナＡ１０では、第２の共振で電流が逆方向を向いて打ち消しあうため、アンテナとして動作しない。

また、非特許文献５のように左手系と右手系で動作させることにより２共振アンテナを実現する方法では、共振周波数の間隔を狭くすることができない。また、給電点におけるインピーダンス整合を図り、放射効率を向上することが必要となっている。

そこで本発明の目的は、小型で狭い周波数間隔で共振する複共振アンテナを実現することである。また、給電点でのインピーダンス整合を図ることが容易な構造を提供することである。

第１の発明は、平行な複数の金属配線を基本構造として、同一または類似の複数の単位回路を金属配線の方向に１列に配列して互いに接続することによって構成されたダイポールアンテナであって、単位回路は、金属配線同士を少なくとも１つの第１のインダクタを介して互いに接続する連絡部と、金属配線のうちの少なくともいずれか１本の金属配線上に挿入された少なくとも１つの第１のキャパシタと、を有し、各前記金属配線は、基部と、この基部に対して９０度の方向に屈曲された延長部とを有することを特徴とするダイポールアンテナである。

基部は、放射源、受信源となる部分である。すなわち、送信アンテナであれば、送信電波の偏波方向、受信アンテナであれば、受信電波を最も効率良く受信できる偏波方向に形成された部分である。延長部は、この基部に対して、９０度方向に屈曲して、基部に連続して形成されている部分である。

類似の単位回路には、線対称、点対称、回転対称等の対称変換によって得られる互いに対称的な回路を含む。また、給電部を含む単位回路や端に配置される単位回路では、他の単位回路に対して、入出力の境界条件が異なってくる場合がある。その境界条件の特異性を調整のために若干の変形や素子の容量調整などを施した回路もまた、類似の単位回路に含むものとする。基部と延長部とが成す角は、厳密に９０度である必要はなく、励振に関して等価的に平行と見做せるものであれば良い。

第２の発明は、第１の発明において、延長部は、基部を構成する複数の金属配線の中央部を通り、それぞれに垂直な対称軸に対して線対称な一対で形成されていることを特徴とする。この場合には、基部の両端において、９０度の方向に、相互に平行な延長部が形成される。この平行は、厳密に平行なものだけでなく、励振に関して等価的に平行と見做せるものであれば良い。

また、第３の発明は、第２の発明において、基部と延長部との連続体は、コの字型の形状を成すことを特徴とする。
また、第４の発明は、第２又は第３の発明において、対称軸は、基部を構成する複数の金属配線により構成される配設面に垂直であることを特徴とする。すなわち、複数の金属配線が構成する平面が、９０度に折り曲げられた、基部と延長部とが構成されたものである。

また、第５の発明は、第２又は第３の発明において、対称軸は、基部を構成する複数の金属配線により構成される配設面内に位置することを特徴とする。この場合には、複数の金属配線が、それらの複数の金属配線が構成する平面上において、各金属配線が９０度に屈曲されて、基部と延長部とが形成される。
これらの発明においても、本発明のダイポールアンテナが厳密に線対称な形状である必要はない。また、複数の金属配線は厳密に平行である必要もない。

第６の発明は、第１乃至第５の何れかの発明において、基部は、グランド導体の上に立設され、延長部は、該グランド導体に平行に配設されていることを特徴とする。グランド導体上に逆Ｌ型アンテナを立設したものとなる。このアンテナでは、グランド導体を鏡面として、グランド導体上に立設された基部と延長部と、それらの鏡像とにより、グランド導体に垂直な上下一対の基部と、グランド導体に平行な一対の平行な延長部とが形成されている。

第７の発明は、第１乃至第５の何れかの発明において、一つ又は複数の前記単位回路から成り、基部に平行に配設され、延長部に接続される接続線路を有することを特徴とする。すなわち、接続線路は、基部や延長部と同様な単位回路で構成されいる。そして、接続線路は、基部に平行に、基部に対して、延長部の端部がある側に設けられている。この接続線路と基部との間隔は、単位回路の長さ、又は、その１／２が望ましい。

また、第８の発明は、第７の発明において、基部及び接続線路は、グランド導体の上に立設され、延長部は、該グランド導体に平行に配設されていることを特徴とする。この発明は、接続線路を有するアンテナで、すなわち、グランド導体上に逆Ｆ型アンテナを立設したものとなる。このアンテナでは、グランド導体を鏡面として、グランド導体上に立設された基部、接続線路及び延長部と、それらの鏡像とにより、グランド導体に垂直な上下一対の基部及び接続線路、グランド導体に平行な一対の平行な延長部とが形成されている。

また、第９の発明は、第１乃至第８の発明において、給電点は、基部に設けられていることを特徴とする。また、第１０の発明は、第７又は第８の発明において、給電点は、接続線路に設けられていることを特徴とする。

また、第１１の発明は、第１乃至第１０の何れかの発明において、基部と延長部との長さとの比が、１：ｎ（ｎは正の整数）であることを特徴とする。

第１２の発明は、第１乃至第１１の何れかの発明において、各単位回路は同一回路からなり、各単位回路はそれぞれいずれも、金属配線の方向に周期的に配列されて互いに接続されていることを特徴とするダイポールアンテナである。

第１３の発明は、第１乃至第１２の何れかの発明において、各金属配線の両端が、それぞれ開放端となっていることを特徴とするダイポールアンテナである。

第１４の発明は、第１乃至第１３の何れかの発明において、単位回路は、第１のキャパシタが配設されている金属配線とは異なる他の金属配線上に直列に挿入された第２のインダクタを有することを特徴とするダイポールアンテナである。

第１５の発明は、第１乃至第１４の何れかの発明において、単位回路の連絡部は、第１のインダクタに対して並列に接続された第２のキャパシタを有することを特徴とするダイポールアンテナである。

第１６の発明は、第１乃至第１５の何れかの発明において、インダクタは、メアンダ状のインダクタパターンで構成されていることを特徴とするダイポールアンテナである。

第１７の発明は、第１乃至第１６の何れかの発明において、キャパシタは、櫛形状のインタデジタルキャパシタパターンで構成されていることを特徴とするダイポールアンテナである。

第１８の発明は、第１乃至第１７の何れかの発明において、キャパシタおよびインダクタは、集中定数素子から構成されていることを特徴とするダイポールアンテナである。

第１９の発明は、第１乃至第１７の何れかの発明において、導体パターンを積層したフレキシブル基板を有し、インダクタは、導体パターンからなるメアンダ状のインダクタパターンで構成されており、キャパシタは、導体パターンからなる櫛形状のインタデジタルキャパシタパターンで構成されている、ことを特徴とするダイポールアンテナである。

第１〜第６の本発明によるダイポールアンテナは、第１のキャパシタと第１のインダクタからなる単位回路を周期的に配列した構成のため、左手系の動作をさせることができる。また、屈曲部を設けて線対称な構造とすることで、対称軸方向の延長部の電流成分を互いに逆方向にして打ち消すことができ、対称軸と直交する方向の基部の電流成分には逆方向の成分が生じないようにすることができる。その結果、本発明のダイポールアンテナの構成によると、複共振特性を得ることができる。また、左手系で動作するため、共振の周波数間隔を狭くすることができ、かつ小型のアンテナを実現することができる。

また、第７及び第８の発明によると、基部に平行に、延長部に接続する接続線路が設けられているので、給電点からアンテナ側を見たインピーダンスを大きくすることができ、給電点でのインピーダンス整合を実現することができる。この結果、電力効率を向上させることができる。
また、第６又は第８の発明によると、対称に配置される部分を、グランド導体を鏡面とする鏡像により形成しているので、アンテナの寸法を他の発明のダイポールアンテナの約半分の大きさとすることができる。
第１１の発明によると、ｎ＋１共振特性を有するダイポールアンテナを実現することができる。

また、第１２の発明によると、アンテナの設計、構成、製造を簡単にすることができる。

また、第１３の発明によると、アンテナの給電部付近の電流が強くなる、すなわち、中央の給電部付近に共振の腹が生成されるため、給電部における反射波の発生や増大を制御することができる。

また、第１４、１５の発明によると、左手系の回路を構成するにあたり、その設計が容易となる。

また、金属配線を導体パターンで形成し、第１６の発明のようにその回路上のインダクタをメアンダ状のインダクタパターンで形成すれば、このような構成によっても、小型で複共振特性を有するアンテナを実現できる。なお、第１６の発明は、次の第１７の発明と組み合わせて用いることが望ましい。

また、金属配線を導体パターンで形成し、第１７の発明のようにその回路上のキャパシタをインタデジタルキャパシタパターンで形成すれば、このような構成によっても、小型で複共振特性を有するアンテナを実現できる。

また、第１６、１７の発明によれば、安価な基板上に本発明のダイポールアンテナを形成することもできる。

また、第１８の発明によると、金属配線と集中定数素子（チップ素子）でアンテナを構成することができるため、短期に所望の特性をもつダイポールアンテナを製造することができる。
また、第１９の発明によると、導体パターンのみで本発明のダイポールアンテナを形成でき、また、フレキシブル基板を用いることで屈曲部を容易に設けることができる。

以下、本発明の具体的な実施例について図を参照しながら説明するが、本発明は実施例に限定されるものではない。

図１は、実施例１のダイポールアンテナＡ１の斜視図である。ダイポールアンテナＡ１は、平行な２本の金属配線ｐ１、ｑ１を基本構造とし、長さ（金属配線ｐ１、ｑ１の平行方向の長さ）ａ、幅（金属配線ｐ１、ｑ１の間隔）ｄの単位回路Ｕ１を、その長さ方向に６つ接続することによって構成されている。

単位回路Ｕ１は、金属配線ｐ１の一部の線上に２個の直列に接続されたキャパシタＣＳＥ１（本発明の第１のキャパシタ）と、金属配線ｑ１の一部の線上に２個の直列に接続されたインダクタＬＳＥ１（本発明の第２のインダクタ）と、金属配線ｐ１と金属配線ｑ１との間をインダクタＬＳＨ１（本発明の第１のインダクタ）を介して連絡する連絡部とで構成されている。インダクタＬＳＥ１は、２つの共振周波数とインピーダンスを調整するために設けられている。

ダイポールアンテナＡ１は、放射電波の偏波方向に形成された金属配線ｐ１ｂとｑ１ｂとから成る基部１０と、基部１０に対して、屈曲部１１、１３で９０度に曲げられた一対の金属配線ｐ１ａと屈曲部１２、１４で９０度に曲げられた一対の金属配線ｑ１ａから成る一対の延長部３０、３１とを有している。基部１０の中央部において、インダクタＬＳＥ１が直列に配線に挿入されている金属配線ｑ１ｂの中点には、点ＦＴ、ＦＢからなる給電点Ｆが設けられている。

金属配線ｐ１、ｑ１を含む平面、すなわち金属配線の中央部である基部１０の配設面（図１のｘｚ平面）に対して９０度の屈曲部（１１，１２）と（１３，１４）を２ヶ所有し、金属配線ｑ１は給電点Ｆを通るｙ軸方向の直線、すなわち対称軸Ｌ１に対して線対称で、金属配線ｐ１は金属配線の中点を通るｙ軸方向の直線、すなわち対称軸Ｌ２に対して線対称な形状（コの字型の形状）である。コの字型の形状のうち、平行となっている金属配線ｐ１、ｑ１の２つの線分（つまり、図においてｙ軸方向に沿うｐ１、ｑ１の線分）ｐ１ａ、ｑ１ａから成る延長部３０、３１は、それぞれ２つの単位回路Ｕ１から成る。また、線分ｐ１ａ、ｑ１ａに垂直に接続する金属配線ｐ１、ｑ１の線分（つまり、図においてｚ軸方向に沿うｐ１、ｑ１の線分）ｐ１ｂ、ｑ１ｂから成る基部１０は、２つの単位回路Ｕ１から成る。そのため、延長部３０、３１の線分ｐ１ａ、ｑ１ａの長さＬと、基部１０の線分ｐ１ｂ、ｑ１ｂの長さ２ｈは、１：１となっている。なお、Ｌと２ｈは６０ｍｍに設定している。また、ダイポールアンテナＡ１の両端（金属配線ｐ１、ｑ１の両端）は開放端となっている。

このダイポールアンテナＡ１は、金属配線ｐ１上に挿入されたキャパシタＣＳＥ１と、金属配線ｐ１と金属配線ｑ１の間に挿入されたインダクタＬＳＨ１が周期的に配列されていることにより左手系で動作させることができる。金属配線ｑ１、ｐ１に流れる電流Ｉ１とＩ２は逆相であり、振幅は異なる。したがって、｜Ｉ１｜−｜Ｉ２｜が放射に寄与する電流成分となる。

次に、ダイポールアンテナＡ１が２共振アンテナとして左手系で動作することを、電流分布と励振モードの関係を示す図２ａ〜ｅを参照に説明する。ここで、共振の次数ｎ、励振電流波長λａ、アンテナ長２（ｈ＋Ｌ）は、２（ｈ＋Ｌ）＝｜ｎ｜λａ／２の関係を有している。

図２（ａ）〜（ｅ）は、それぞれｎ＝−１〜−５の時の電流（｜Ｉ１｜−｜Ｉ２｜）の分布を示している。この図２ａ〜ｅでは、電流｜Ｉ１｜−｜Ｉ２｜の分布図を示すので、ダイポールアンテナＡ１の形状を、金属配線ｐ１とｑ１をまとめて１本で表したｙｚ平面でのコの字型図形として表している。したがって、図１におけるｚ軸方向上側の延長部３０の線分ｐ１ａ、ｑ１ａは、図２における線分ａ、ｚ軸方向下側の延長部３１の線分ｐ１ａ、ｑ１ａは、図２における線分ｂ、図１における基部１０の線分ｐ１ｂ、ｑ１ｂは、図２における線分ｃに、それぞれ対応している。また、線分ｃの丸印は給電点Ｆの位置を示している。

図２（ａ）〜（ｅ）のように、２つの平行な線分ａと線分ｂの電流は互いに逆方向を向いている。したがって、線分ｃの長さ２ｈが自由空間波長に比べて十分に小さい場合は互いに打ち消しあい、放射に寄与しない。また、図２（ｂ）、（ｄ）に示すように、ｎが偶数では給電点Ｆの位置では電流が最小となり、入力インピーダンスはきわめて大きな値となってしまう。一方で、図２（ａ）、（ｃ）、（ｅ）のように、ｎが奇数の場合には、給電点Ｆの位置では電流が最大となり、インピーダンス整合をとることができる。また、ｎ＝−１、ｎ＝−３では基部１０である線分ｃを流れる電流が放射波源となり、ｎ＝−５では基部１０の線分ｃを流れる電流に逆方向の成分があり、放射量はきわめて小さくなる。以上のように、ダイポールアンテナＡ１はｎ＝−１、ｎ＝−３の２つのモードで動作する２共振アンテナである。

図３（ａ）〜（ｃ）は、ｎ＝−１、−３、−５の時の電流分布についてのシミュレーション結果を示している。線路上に示した円錐のマークは、その円錐の頂点方向が電流の向き、円錐の大きさが電流の強さを表している。それぞれ図２（ａ）、（ｃ）、（ｅ）に示すように電流が流れていることが確認できる。共振周波数は、ｎ＝−１のとき３１５ＭＨｚ、ｎ＝−３のとき４３６ＭＨｚ、ｎ＝−５のとき３９８ＭＨｚであった。一般に左手系では｜ｎ｜が大きくなるとともに共振周波数は低くなるが、ダイポールアンテナＡ１ではｎ＝−３、ｎ＝−５、ｎ＝−１の順に共振周波数が低くなった。これは、共振周波数とインピーダンスの調整を容易にするために設けたインダクタＬＳＥ１によるものである。

図４（ａ）、（ｂ）は、反射振幅および反射位相と周波数の関係について示した図である。図４（ａ）より、ｎ＝−１（３１５ＭＨｚ）、ｎ＝−３（４３６ＭＨｚ）の２周波数で共振がとれていることが確認できる。一方図４（ｂ）からは、ｎ＝−１、−３、−５で共振が現れていることが確認できる。しかし、上述のようにｎ＝−５では基部１０の線分ｃを流れる電流にも逆方向の成分があるため、放射がきわめて小さく、図４（ａ）にはｎ＝−５の共振が現れていない。

図５（ａ）〜（ｄ）は、ｎ＝−１（３１５ＭＨｚ）、ｎ＝−３（４３６ＭＨｚ）におけるｘｙ平面、ｘｚ平面での指向性を示した図である。図５（ａ）、（ｃ）はｘｙ平面での指向性を示しており、ｎ＝−１、ｎ＝−３ともに無指向性となっていることがわかる。また、図５ｂ、ｄはｘｚ平面での指向性を示しており、ｎ＝−１、ｎ＝−３でともにｘ軸方向に最大放射方向をもつ８の字指向性となっていることがわかる。このことから、線分ｃ（線分ｑ１ｂ、ｐ１ｂ）を流れる電流が放射波源となっていることが確認できる。

図６は、実施例２のダイポールアンテナＡ２の平面図である。ダイポールアンテナＡ２は、平行な２本の金属配線ｐ２、ｑ２を基本構造とし、金属配線ｐ２、ｑ２はｘｙ平面内に配設されている。ダイポールアンテナＡ２は、金属配線ｐ２、ｑ２の放射電波の偏波方向（ｙ軸方向）に伸びた基部２０と、基部２０の配設面上にあって、基部２０に対して９０度方向に屈曲して形成された延長部４０、４１とを有している。金属配線ｑ２の基部２の中央には、点ＦＴ、ＦＢからなる給電点Ｆが設けられている。金属配線ｑ２は金属配線ｑ１と同一の形状である。つまり、給電点Ｆを通るｙ軸に垂直な対称軸Ｌ３に対して対称となるように、９０度の屈曲部（２１，２３）を２つ有した形状（コの字型の形状）である。金属配線ｐ２は、金属配線ｑ２の内側に間隔ｄ隔てて配置され、９０度の屈曲部（２２、２４）を２つ有した対称軸Ｌ３に対して対称なコの字型形状である。したがって、金属配線ｑ２は、金属配線ｐ２よりも長くなっている。

ダイポールアンテナＡ２は、略同形の単位回路を６つ接続することによって構成されている。単位回路は、ダイポールアンテナＡ１の場合と同様に、金属配線ｐ２の一部の線上に２個の直列に接続されたキャパシタＣＳＥ１と、金属配線ｑ２の一部の線上に２個の直列に接続されたインダクタＬＳＥ１と、金属配線ｐ１と金属配線ｑ１との間をインダクタＬＳＨ１を介して連絡する連絡部とで構成されている。

このダイポールアンテナＡ２も、金属配線ｐ２上に挿入されたキャパシタＣＳＥ１と、金属配線ｐ２と金属配線ｑ２の間に挿入されたインダクタＬＳＨ１が周期的に配列されていることにより左手系で動作させることができる。また、金属配線ｐ２、ｑ２のコの字型形状によって、ｘ軸方向の電流成分を打ち消し、ｙ軸方向の電流成分に逆方向の成分が生じないようにすることができるため、複共振特性を得ることができる。

上記の実施例１、２において、ダイポールアンテナＡ１、Ａ２では、共振周波数とインピーダンスの調整を容易にするためにインダクタＬＳＥ１を設けたが、インダクタＬＳＥ１がなくても左手系で２共振アンテナとして動作させることができる。

また、単位回路は実施例１、２の構成に限るものではなく、特許文献１などに示された構成を用いることができる。たとえば、図７に示す単位回路Ｕ２のように、金属配線ｐ３上にキャパシタＣＳＥ２と直列に接続されたインダクタＬＳＥ２や、金属配線ｐ３、ｑ３の間にインダクタＬＳＨ２と並列に接続されたキャパシタＣＳＨ２（本発明の第２のキャパシタ）を有していてもよい。インダクタＬＳＥ２やキャパシタＣＳＨ２を設けることにより、左手系回路の回路設計が容易となる。

また、ダイポールアンテナＡ１、Ａ２では、集中定数素子を用いてキャパシタＣＳＥ１、インダクタＬＳＥ１、ＬＳＨ１を構成したが、金属配線ｐ１、ｑ１を導体パターン、キャパシタＣＳＥ１を図８に示す櫛形状のインタデジタルキャパシタパターンＣｐ１、Ｃｐ２、インダクタＬＳＥ１、ＬＳＨ１を図９に示すメアンダ状のインダクタパターンＬｐとし、フレキシブル基板上に積層することでダイポールアンテナを構成してもよい。フレキシブル基板のため９０度の屈曲部を容易に形成でき、数ＧＨｚ帯で利用する小型の２共振アンテナを低コストに実現することができる。

本実施例のダイポールアンテナＡ１は、多層プリント配線基板を用いて形成したものである。すなわち、図１０のように、金属配線ｐ１やキャパシタＣＳＥ１を厚さｄの基板１０の表面、金属配線ｑ１やインダクタＬＳＥ１を基板の裏面に形成し、スルーホール１１中にインダクタＬＳＨ１を形成することで、ダイポールアンテナＡ１を構成することができる。

図１１のように、方形状の基板２０の側面にダイポールアンテナＡ１を構成するようにしてもよい。

また、ダイポールアンテナＡ１を対称軸に対して２分したうちの半分をグランド上に形成した図１２に示す逆Ｌ型アンテナＡ３とすれば、さらに小型の２共振アンテナとすることができる。これは、グランド面を鏡面とする鏡像アンテナをグランド中に仮想形成して上記ダイポールアンテナＡ１を得ることができるからである。

実施例１のダイポールアンテナＡ１では、２ｈとＬの比を１：１として２共振特性を得たが、２ｈ：Ｌ＝１：２とすれば３共振特性が得られ、一般に２ｈ：Ｌ＝１：ｎとすれば、ｎ＋１共振特性が得られる。実施例２のダイポールアンテナＡ２についても同様である。

また、本発明は実施例１のようなコの字型に限るものではなく、各金属配線が、金属配線に垂直な対称軸に対して線対称となるように９０度の屈曲部が形成されていればよい。そのような形状であれば、実施例１のようにｚ軸方向の電流以外は打ち消し、複共振特性を得ることが可能となる。たとえば、図１３に示すダイポールアンテナＡ４では、コの字型形状で同じ長さの金属配線ｐ４、ｑ４が、互いに間隔ｄ隔ててｘｙ平面上に配設されている。金属配線ｐ４と金属配線ｑ４はＢ部で交差するが、絶縁されている。このダイポールアンテナＡ４の形状は、全体としては対称ではないが、金属配線ｐ４、ｑ４それぞれは線対称な形状となっている。このような形状でも、金属配線ｐ４、ｑ４を流れるｘ軸方向の電流成分は互いに打ち消しあい、ｙ軸方向の電流成分に逆方向成分を生じないようにできるため、複共振特性を得ることができる。

また、実施例１、２において、金属配線の数を２本としているが、３本以上の金属配線により構成してもよい。

本発明の実施例７のダイポールアンテナＡ５の斜視図を図１４に示す。本実施例は、実施例１のダイポールアンテナＡ１に対して、基部１０に平行に、延長部３０、３１の側に、金属配線ｒ１、ｓ１から成る接続線路５０を設けたことが特徴である。ただし、図１と異なり、接続線路５０を構成する金属配線ｒ１、ｓ１のうち、キャパシタＣＳＥ１が直列に挿入されている金属配線ｒ１の中点に点ＦＴ、ＦＢからなる給電点Ｆが設けられている。

本ダイポールアンテナＡ５は、長さａ、幅ｄの単位回路を８個使ってダイポールアンテナを構成している。単位回路は、金属配線ｐ１の一部に2 個の直列キャパシタＣＳＥ１、金属配線ｑ１の一部に2 個の直列インダクタＬＳＥ１、および金属配線ｐ１と金属配線ｑ１の間に1 個の並列インダクタＬＳＨ１を有している。同様に、接続線路５０を構成する金属配線ｒ１の一部に２個の直列キャパシタＣＳＥ１、接続線路５０を構成する金属配線Ｓ１の一部に２個の直列インダクタＬＳＥ１、および金属配線ｒ１と金属配線ｓ１との間に１個の並列インダクタＬＳＨ１を有している。

２点ＦＴ、ＦＢからなる給電点Ｆは、金属配線ｒ１の略中央に位置している。全長６ａの金属配線ｐ１、ｑ１は、９０度の屈曲部（１１，１２）と（１３，１４）を２箇所もつ、“コ”の字の形をしている。“コ”の字型の金属配線ｐ１，ｑ１の両端から長さ２ａ（単位回路の２倍）の平行な一対の延長部３０と延長部３１の金属配線は、ｙ軸方向に配置されている。また、延長部３０と延長部３１との間にある長さ２ａの基部１０の金属配線は、放射電波の偏波方向であるｚ軸方向に配置されている。長さ２ａの接続線路５０を構成する金属配線ｒ１、ｓ１は、基部１０に平行に、ｚ軸方向に配置されており、基部１０との間隔は、ａ／２である。アンテナＡ５のｘ、ｙ、ｚ方向の長さについて、それぞれ、ｄ＝２０ｍｍ、Ｌ＝２ａ＝６０ｍｍ、２ｈ＝２ａ＝６０ｍｍに設定した。

このアンテナは、実施例１と同様に、直列キャパシタＣＳＥ１と並列インダクタＬＳＨ１により、左手系で動作する。直列インダクタＬＳＥ１は、2 つの共振周波数とインピーダンスを調整するために設けられている。金属配線ｑ１とｐ１に流れる電流Ｉ１とＩ２は逆位相であり、その振幅は異なる値をもつ。従って、電流の振幅差｜Ｉ１｜- ｜Ｉ２｜が放射に寄与する電流成分となる。

図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に、周波数３３５ＭＨｚ、４０７ＭＨｚ、および４５１ＭＨｚのときの電流分布を示す。金属配線上の矢印の向きは電流の向きを示し、大きさは電流の強さを表している。アンテナの高さ２ｈが自由空間波長に比べて十分小さい場合、ｘ、およびｙ軸成分の電流は、お互いにキャンセルするため、放射に寄与しない。放射に寄与する電流は、ｚ軸成分となる。基部１０の金属配線ｑ１とｐ１に流れる電流は逆方向を向く。同様に、接続線路５０の金属配線ｓ１とｒ１に流れる電流も逆方向を向く。図１５では、さらに、ｚ軸方向の基部１０の金属配線ｑ１と、接続線路５０の金属配線ｓ１に流れる電流を矢印で示している。３３５ＭＨｚと４５１ＭＨｚでは、金属配線ｑ１とｓ１に流れる電流は同方向を向いている。従って強い放射が生じ、放射抵抗が高くなる。一方、４０７ＭＨｚでは、金属配線ｑ１とｓ１に流れる電流は逆方向を向いている。従って放射は極めて小さくなる。

インピーダンスの振幅と位相を図１６（ａ）、（ｂ）にそれぞれ示す。図１６（ａ）の２０Ωで規格化した振幅分布より、３３５ＭＨｚと４５１ＭＨｚの２周波数で共振がとれていることが確認できる。放射抵抗は、それぞれ１４Ωと２５Ωである。一方、図１６（ｂ）の位相分布からは、周波数３３５ＭＨｚ、４０７ＭＨｚ、および４５１ＭＨｚで共振が現れていることが確認できる。４０７ＭＨｚで振幅分布に共振が現れないのは、前述したように、ｚ方向の電流成分がキャンセルされて、放射が極めて小さくなるためである。

図１７（ａ）−（ｄ）に、周波数３３５ＭＨｚと４５１ＭＨｚにおける、ｘｙ面とｙｚ面の指向性を示す。図１７（ａ）、（ｃ）により、ｘｙ面では、両周波数ともに無指向性となっていることがわかる。また、図１７（ｂ）、（ｄ）により、ｙｚ面では、両周波数ともにｙ軸方向に最大放射方向をもつ８の字指向性となっていることがわかる。また、ｚｘ面での指向性は、図５（ｂ）、（ｄ）に示す特性と同様な特性が得られた。このことより、z 軸方向の金属配線（基部１０と接続線路５０）に流れる電流が放射波源となっていることが確認できる。

本発明の実施例８のダイポールアンテナＡ６の斜視図を図１８に示す。実施例７のダイポールアンテナＡ５では、給電部Ｆは接続線路５０のキャパシタＣＳＥ１が挿入されている側の金属配線ｒ１の略中央に設けていた。実施例８のダイポールアンテナＡ６では、給電点Ｆを基部１の金属配線ｐ１の略中央に設けている。その他の構成は、実施例７と同一である。

本発明の実施例９のダイポールアンテナＡ７の斜視図を図１９に示す。実施例９のダイポールアンテナＡ７では、ｚ軸方向に配置された基部１０の金属配線ｒ１、ｓ１と、z 軸方向に配置された接続線路５０の金属配線ｐ１、ｑ１との間隔は、それぞれ、距離ａとなっている点が、実施例７と異なる。その他の構成は、実施例７と同一である。

上記の実施例７、８、９のように、基部１０に対して平行に接続線路５０を設けたので、給電部Ｆにおいてアンテナ側を見たインピーダンスを大きくすることができ、給電部Ｆでのインピーダンス整合を図ることができる。この結果、電力効率が向上する。

図２０に示すように、また、ダイポールアンテナＡ５、Ａ６およびＡ７を、図１２に示す実施例５と、同様なに、片側半分をグランド導体上に構成して、グランド導体により電磁気的に鏡像を形成して、グランド導体に対して対称なモノポールアンテナＡ８としても良い。この構成によれば、さらに小型なアンテナが構成できる。すなわち、接続線路５０も基部１０と平行にグランド導体に立設することになる。

〔変形例〕
なお、ダイポールアンテナＡ５、Ａ６およびＡ７では、共振周波数とインピーダンスの調整を容易にするために直列インダクタＬＳＥ１を装荷したが、それを装荷しなくても左手系で２共振アンテナとして動作させることができる。

また、ダイポールアンテナＡ５、Ａ６およびＡ７では、金属配線に集中定数であるキャパシタＣＳＥ１とインダクタＬＳＨ１、ＬＳＥ１を装荷したが、図８、９に示すように、金属配線を導体パターン、キャパシタＣＳＥ１を櫛形のインタデジタルキャパシタパターン、インダクタＬＳＨ１、ＬＳＥ１をメアンダ状のインダクタパターンとして、フレキシブル基板等に積層してもよい。図７に示すように、金属配線ｐ１と接続線路５０の線路ｒ１にキャパシタＣＳＥ２とインダクタＬＳＥ２との直列接続、金属線路ｑ１、ｓ１は導体線路だけとし、金属線路ｐ１とｑ１との接続部と金属線路ｒ１とｓ１との接続部には、キャパシタＣＳＨ２とインダクタＬＳＨ２との並列接続回路を設けても良い。

また、実施例１において、給電部Ｆは、インダクタＬＳＥ１が挿入されている側の金属配線ｑ１に設けたが、キャパシタＣＳＥ１が挿入されている側の金属配線ｐ１側に設けても良い。

また、ダイポールアンテナＡ５、Ａ６およびＡ７では、２ｈとL の比を１：１として２共振特性を得たが、基部１０の長さ２ｈに比べて延長部３０、３１の長さＬの値を大きくすることにより、3 共振以上の特性を得ることができる。これを満たすためには、ｚ方向の電流に逆位相成分がでないようにすれば良い。

なお、ダイポールアンテナＡ５、Ａ６およびＡ７は２共振アンテナとして説明してきたが、１共振アンテナとして利用できることは言うまでもない。

さらに、実施例７、９のダイポールアンテナＡ５、Ａ６およびＡ７について、図１０に示す実施例３のよう基板１０の表面に金属配線ｐ１、金属配線ｒ１やキャパシタＣＳＥ１を配設し、基板の裏面に金属配線ｑ１、金属配線ｓ１やインダクタＬＳＥ１を配設し、スルーホール１１中にインダクタＬＳＨ１を形成することで、ダイポールアンテナを構成しても良い。

また、図６、図１３の構成において、基部１０に平行に接続線路５０を設けたアンテナであっても良い。

本発明は、車載アプリケーションであるスマートエントリシステムなどに用いるアンテナに適用することができる。

実施例１のダイポールアンテナＡ１の構成を示す斜視図。 実施例１のダイポールアンテナＡ１の各共振次数における電流分布を示す図。 実施例１のダイポールアンテナＡ１のｎ＝−１、−３、−５における電流分布を示す図。 実施例１のダイポールアンテナＡ１の反射振幅および反射位相と周波数の関係について示した図。 実施例１のダイポールアンテナＡ１のｎ＝−１、−３における指向性を示す図。 実施例２のダイポールアンテナＡ２の構成を示す平面図。 単位回路Ｕ２の構成を示す図。 櫛形状のインタデジタルキャパシタパターンを示す図。 メアンダ状のインダクタパターンを示す図。 実施例３のダイポールアンテナを基板に形成した例を示す斜視図。 実施例４のダイポールアンテナを基板側面に形成した例を示す斜視図。 実施例５のダイポールアンテナＡ３に係る逆Ｌ型アンテナを示す図。 実施例６のダイポールアンテナＡ４の構成を示す平面図。 実施例７のダイポールアンテナＡ５の構成を示す斜視図。 実施例７のダイポールアンテナＡ５の各共振次数における電流分布を示す図。 実施例７のダイポールアンテナＡ５の反射振幅および反射位相と周波数の関係について示した図。 実施例７のダイポールアンテナＡ５のｎ＝−１、−３における指向性を示す図。 実施例８のダイポールアンテナＡ６の構成を示す平面図。 実施例９のダイポールアンテナＡ７の構成を示す平面図。 実施例１０のダイポールアンテナＡ７の構成を示す平面図。 従来の左手系で動作するダイポールアンテナＡ１０の構成を示す平面図。

符号の説明

Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４：ダイポールアンテナ
ｐ１、ｑ１、ｐ２、ｑ２、ｒ１、ｓ１：金属配線
Ｆ：給電点
ＣＳＥ１、ＣＳＨ１：キャパシタ
ＬＳＨ１：インダクタ
１０：基部
３０，３１：延長部
５０：接続線路

Claims (19)

1. 平行な複数の金属配線を基本構造として、同一または類似の複数の単位回路を前記金属配線の方向に１列に配列して互いに接続することによって構成されたダイポールアンテナであって、
   前記単位回路は、
   前記金属配線同士を少なくとも１つの第１のインダクタを介して互いに接続する連絡部と、
   前記金属配線のうちの少なくともいずれか１本の金属配線上に挿入された少なくとも１つの第１のキャパシタと、を有し、
   各前記金属配線は、
   基部と、この基部に対して９０度の方向に屈曲された延長部とを有することを特徴とするダイポールアンテナ。
2. 前記延長部は、前記基部を構成する前記複数の金属配線の中央部を通り、それぞれに垂直な対称軸に対して線対称な一対で形成されていることを特徴とする請求項１に記載のダイポールアンテナ。
3. 前記基部と前記延長部との連続体は、コの字型の形状を成すことを特徴とする請求項２に記載のダイポールアンテナ。
4. 前記対称軸は、前記基部を構成する前記複数の金属配線により構成される配設面に垂直であることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のダイポールアンテナ。
5. 前記対称軸は、前記基部を構成する前記複数の金属配線により構成される配設面内に位置することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のダイポールアンテナ。
6. 前記基部は、グランド導体の上に立設され、前記延長部は、該グランド導体に平行に配設されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載のフォールデッドアンテナ。
7. 一つ又は複数の前記単位回路から成り、前記基部に平行に配設され、前記延長部に接続される接続線路を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
8. 前記基部及び前記接続線路は、グランド導体の上に立設され、前記延長部は、該グランド導体に平行に配設されていることを特徴とする請求項７に記載のフォールデッドアンテナ。
9. 給電点は、前記基部に設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
10. 給電点は、前記接続線路に設けられていることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のダイポールアンテナ。
11. 前記基部と前記延長部との長さとの比が、１：ｎ（ｎは正の整数）であることを特徴とする請求項１乃至請求項１０の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
12. 各前記単位回路は同一回路からなり、各前記単位回路はそれぞれいずれも、前記金属配線の方向に周期的に配列されて互いに接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１１の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
13. 各前記金属配線の両端が、それぞれ開放端となっていることを特徴とする請求項１乃至請求項１２の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
14. 前記単位回路は、前記第１のキャパシタが配設されている金属配線とは異なる他の金属配線上に直列に挿入された第２のインダクタを有することを特徴とする請求項１乃至請求項１３の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
15. 前記単位回路の前記連絡部は、前記第１のインダクタに対して並列に接続された第２のキャパシタを有することを特徴とする請求項１乃至請求項１４の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
16. 前記インダクタは、メアンダ状のインダクタパターンで構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１５の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
17. 前記キャパシタは、櫛形状のインタデジタルキャパシタパターンで構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１６の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
18. 前記キャパシタおよび前記インダクタは、集中定数素子から構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１７の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
19. 導体パターンを積層したフレキシブル基板を有し、
    前記インダクタは、
    前記導体パターンからなるメアンダ状のインダクタパターンで構成されており、
    前記キャパシタは、
    前記導体パターンからなる櫛形状のインタデジタルキャパシタパターンで構成されている、
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項１８の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。

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