JP5512410B2 - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ロータの回転角度に応じてモータの駆動相を切り替え、ＰＷＭ制御により所定の制御周期でモータの駆動相の駆動電流を目標電流に通電制御するモータ駆動制御装置に関し、詳しくは、駆動相の通電制御の終了タイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とのずれの対策に関する。

従来、電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとして、ロータに永久磁石や巻線が不要で安価かつ構造が簡単なスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）が注目されている。

図４は３相駆動のラジアルギャップ型のＳＲモータの一例の概略の構造を示し、図４のＳＲモータ１００は、モータ軸１０１に取り付けられたロータ２００と、その外側に同軸状に設けれたステータ３００とを備える。そして、ロータ２００は外周面側に複数の突極２０１が等間隔に配設される。ステータ３００は内周面側にステータ磁極としての各相の突極３０１が突極２０１に対向する向きに等間隔に相順に配設され、さらに、各突極３０１には各相の巻線３０２が集中巻される。なお、ロータ２００の突極２０１の個数（図４では４極）と、ステータ３００の突極３０１の個数（図４では６極）とは異なる。

そして、ＳＲモータ１００は、いわゆるインバータ構成のモータ駆動制御装置により、ロータ２００に非対向の状態になるステータ３００の磁極が切り替わる毎、すなわち、ロータ２００の所定回転角度毎に駆動相が切り替わり、インバータ構成のモータ駆動制御装置の周知のＰＷＭ制御により、アクセル開度等から演算したトルク指令値に応じた目標電流Ｉｒｅｆに制御された駆動電流が駆動相の巻線３０２に流れ、ロータ２００とステータ３００の電磁作用でロータ２００が回転し、この回転によってステータ３００のつぎの相の磁極が非対向状態になると、駆動相が切り替わり、このくり返しでモータ軸１０１が回転して駆動される（例えば、特許文献１（段落［００２５］−［００４１］、図２等）参照）。

特開２００９−２４００４０号公報

特許文献１に記載のモータ駆動制御装置の場合、フィードバック制御であるＰＭＷ制御にフィードフォワード制御を組み合わせて制御の追従性の向上が図られているが、以下に説明するように、駆動相の通電制御の終了タイミングにおいて駆動電流（実電流）と目標電流とに差が生じ、駆動制御されるＳＲモータ１００のトルクの低下や変動が発生する。

すなわち、前記ＰＷＭ制御では図５（ａ）のように三角波のキャリア波形と閾値との大小関係によってＰＷＭ波形を生成している。例えば図５（ｂ）では、キャリア波形が閾値より大きい場合には電流を増加させる動作をする「ＯＮ」、キャリア波形が閾値より大きい場合には電流を減少させる動作をする「ＯＦＦ」の状態とするＰＷＭ波形であり、この時の駆動電流波形を図５（ｃ）に示す。図５のＴｃはキャリア周期である。

図５から明らかなように、同図（ｃ）の駆動電流の実線とその平均値の一点破線が一致するタイミングは、同図（ａ）のキャリア波形が最大（ｍａｘ）または最小（ｍｉｎ）となる時であり、このタイミングで駆動電流をサンプリングし、公知のフィードバック制御を実施することで目標電流値と駆動電流の平均値を一致させている。

また、前記ＰＷＭ制御の制御周期（キャリア周期）Ｔｃは、通常、制御の基準クロック等に基づいてＳＲモータ１００の回転と無関係に設定される。

そのため、ロータ２００の回転角度に応じたＳＲモータ１００の駆動相の切り替えがＰＷＭ制御の制御周期Ｔｃと非同期に発生し、ＳＲモータ１００の駆動相の通電開始角θｏｎだけでなく、駆動相の通電終了角θｏｆｆのタイミングが制御周期Ｔｃのタイミングからずれ、ＳＲモータ１００の駆動電流ひいてはトルクが大きく変動する。なお、「制御周期Ｔｃのタイミング」は、制御周期Ｔｃ内の図５（ｃ）に示した駆動電流の実線とその平均値の一点破線が一致するタイミングである。

そして、前記の駆動相の通電終了角θｏｆｆのタイミングと制御周期Ｔｃのタイミングとのずれをさらに具体的に説明すると、駆動相の通電制御の終了（換言すれば、駆動相の切り替え）のタイミングをロータの回転に対して精度よく設定するため、駆動相の通電終了角のタイミング（通電終了タイミング）は、ＰＷＭ制御の制御周期（キャリア周期）Ｔｃとは関係なく、トルクが最大となるように設定される。

そして、制御対象のＳＲモータ１００の駆動相の通電終了角のタイミングとＰＷＭ制御の制御周期（キャリア周期）Ｔｃのタイミングとがずれると、そのずれの時間差に基づいて駆動相の通電終了角のタイミングにはＰＷＭ制御に基づく駆動電流が目標電流Ｉｒｅｆより大きくなったり小さくなったりする。そのため、通電終了角のタイミングで通電が停止して駆動電流が０になる実際の駆動電流波形と、目標電流Ｉｒｅｆの大きさから通電が停止して駆動電流が０になる基本の駆動電流波形とに差が生じる。その結果、ＳＲモータ１００のトルクの低下や変動が発生する。

図６（ａ）は通電終了角θｏｆｆのときの駆動電流（実際の電流）が目標電流Ｉｒｅｆより大きい場合に、実際の駆動電流が通電の停止で０に減少する駆動電流波形ｉａと、目標電流Ｉｒｅｆから通電の停止で０に減少する基本の駆動電流波形ｉｒとの差の一例を示す。

図６（ｂ）は通電終了角θｏｆｆのときの駆動電流（実際の電流）が目標電流Ｉｒｅｆより小さい場合に、実際の駆動電流が通電の停止で０に減少する駆動電流波形ｉｂと、目標電流Ｉｒｅｆから通電の停止で０に減少する基本の駆動電流波形ｉｒとの差の一例を示す。

そして、図６（ａ）、（ｂ）の比較からも明らかなように、基本の駆動電流波形ｉｒで駆動電流が０になるタイミングに対して、駆動電流波形ｉａ、ｉｂで駆動電流が０になるタイミングが個々にずれる。このずれにより、駆動相を切り替えた際のＳＲモータ１００のトルクが低下したり変動する。

この問題は、種々のモータの同様の駆動制御を行なう場合も生じる。

本発明は、ロータの回転角度に応じてモータの駆動相を切り替え、ＰＷＭ制御により所定の制御周期でモータの駆動電流値を目標電流値に通電制御する際に、駆動相の通電制御の終了タイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とを一致させることを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明のモータ駆動制御装置は、ロータの回転角度に応じてモータの駆動相を切り替え、ＰＷＭ制御により所定の制御周期で前記モータの駆動相の駆動電流を前記目標電流に制御するモータ駆動制御装置であって、駆動相の通電終了角とロータの回転数とから前記通電終了角に到達するタイミングを算出し、前記通電終了角に到達するタイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とを一致するように前記制御周期を補正する補正手段を備えたことを特徴としている（請求項１）。

そして、前記補正手段は、前記制御周期を短くして補正することが好ましく（請求項２）、前記通電終了角のタイミングに近づく程短くなるように前記制御周期を補正することが望ましい（請求項３）。

請求項１に係る本発明のモータ駆動制御装置の場合、前記通電終了角に到達するタイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とが一致し、ＰＷＭ制御の制御周期のタイミングに対する駆動相の通電終了タイミング（駆動電流が０になるタイミング）がずれることがなく、モータのトルクの低下や変動を防止することができる。

請求項２に係る本発明のモータ駆動制御装置の場合、前記補正手段により、ＰＷＭ制御の制御周期を短くして、この制御周期のタイミングを通電終了角に到達するタイミングに一致させるため、駆動相の通電制御終了付近ではＰＷＭ制御の周期が短くなって駆動電流が小刻みに制御され、駆動電流の電流リップルを抑制することができる利点も生じる。

請求項３に係る本発明のモータ駆動制御装置の場合、前記補正手段の補正により、ＰＷＭ制御の制御周期が通電終了角のタイミングに近づく程短くなるため、回転により通電終了角付近で次第に磁気飽和の状態になり、そのインダクタンスが次第に小さくなるＳＲモータ等を駆動制御する場合に、前記インダクタンスが小さくなって次第に増加する駆動電流の電流リップルをその増加に合わせて良好に抑制することができる。そのため、モータ駆動制御装置の素子に電流容量の小さなものを使用することができ、モータ駆動制御装置の低コスト・小型化を図ることができる。

本発明の一実施形態の回路構成の説明図である。 図１のＰＷＭ制御の制御周期の補正の説明図である。 図１の動作説明用のフローチャートである。 ＳＲモータの構成例の説明図である。 ＰＷＭ制御におけるＰＷＭ波形および駆動電流波形の説明図である。 従来のＰＷＭ制御による通電終了角付近の駆動電流波形の説明図である。

つぎに、本発明をより詳細に説明するため、一実施形態について、図１〜図３を参照して詳述する。

図１は本実施形態のモータ駆動制御装置の構成を示し、このモータ駆動制御装置の駆動制御対象は、例えば電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとしての３相駆動のＳＲモータ１であり、ＳＲモータ１は例えば図４のＳＲモータ１００と同じ構成である。ＳＲモータ１の回転位置は周知のレゾルバやエンコーダ等の位置センサ２により検出される。

そして、本実施形態のモータ駆動制御装置は、概略、ＳＲモータ１を駆動する３相のインバータ３およびその制御部４を備える。

インバータ３の入力電源は、車載のバッテリ等の電源５と、電源５に並列に接続されたキャパシタ６とからなり、その電源電圧は電圧センサ７により検出される。

インバータ３においては、電源５の正負の電源端子ｐ、ｎ間に、ＳＲモータ１のＵ相のステータ巻線Ｌｕを挟んでＵ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂが直列に設けられ、同様に、ＳＲモータ１のＶ相のステータ巻線Ｌｖを挟んでＶ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂが直列に設けられ、ＳＲモータ１のＷ相のステータ巻線Ｌｗを挟んでＷ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂが直列に設けられる。各スイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂは、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等で形成され、図１ではＩＧＢＴからなる。また、ステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、図５の各相それぞれの巻線３０２を直列又は並列に接続したものである。

さらに、正の電源端子ｐと、各相のステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの下アーム側の端部との間に、カソードが電源端子ｐに接続された還流・回生用のダイオードＤｕａ、Ｄｖａ、Ｄｗａが設けられ、負の電源端子ｎと各相のステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの上アーム側の端部との間に、アノードが電源端子ｎに接続された還流・回生用のダイオードＤｕｂ、Ｄｖｂ、Ｄｗｂが設けられる。

また、ＳＲモータ１の各相の電流は、各相の電流センサ８ｕ、８ｖ、８ｗにより検出される。

制御部４は、マイクロコンピュータ構成の演算処理部４１と、この演算処理部４１の制御にしたがってインバータ３の各相のスイッチングＳｕａ〜Ｓｗｂに制御信号を供給する駆動制御部４２を有し、演算処理部４１は、概略、ＣＰＵからなる駆動演算部４１ａ、補正処理部４１ｂおよび、各種データ等を記憶する不揮発性のメモリや演算の作業メモリ等を有する記憶部４１ｃを備え、補正処理部４１ｂが本発明の補正手段を形成する。

そして、位置センサ２の位置検出信号、電圧センサ７の検出電圧信号および、電流センサ８ｕ〜８ｗの検出電流信号が演算処理部４１に入力され、駆動演算部４１ａは、記憶部４１ｂの駆動制御のプログラムに基づき、位置センサ２の位置検出信号からＳＲモータ１の駆動相のステータとロータの非対向、対向の状態を検出監視し、この検出監視に基づき、ＳＲモータ１のロータの回転角度に応じてＳＲモータ１の駆動相の切り替えタイミングを把握する。

また、駆動演算部４１ａは、電圧センサ７の検出電圧信号からインバータ３の入力電源の電圧（電源電圧）を監視し、電流センサ８ｕ〜８ｗの検出電流信号からＳＲモータ１の駆動相の駆動電流を検出する。

そして、駆動演算部４１ａの各相の制御出力を演算処理部４１から駆動制御部４２の電力増幅処理等を介してインバータ３の各相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂのゲートに供給し、インバータ３の駆動相のスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）をオン・オフしてＳＲモータ１の駆動電圧を制御し、ＳＲモータ１の駆動電流を、電源電圧、前記位置検出信号から検出したＳＲモータ１の回転数、アクセル開度に応じたトルク指令値等をパラメータとして記憶部４１ｃの目標電流マップから読み出した目標電流ＩｒｅｆにＰＷＭ制御する。

そのため、駆動演算部４１ａは、検出した駆動電流と目標電流Ｉｒｅｆの差に応じてパルス幅（オンデューティ）が変化する所定の制御周期ＴｃのＰＷＭ信号を形成し、このＰＷＭ信号をＰＷＭ制御の制御出力として出力する。

なお、前記ＰＷＭ制御においては、詳しくは、駆動相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ，Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）がともにオンする力行モードと、上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ，Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）のいずれか一方がオンする環流モードとに交互に制御する。

また、駆動相が切り替わったときには速やかに駆動電流を０から目標電流Ｉｒｅｆに制御し、その後、ＰＷＭ制御で駆動電流を目標電流Ｉｒｅｆに維持することが望ましい。そのため、記憶部４１ｃに、ＳＲモータ１の回転数、電源電圧、トルク指令値等をパラメータとして、目標電流Ｉｒｅｆに到達する起動の通電時間マップが保持される。

そして、駆動演算部４１ａは、前記パラメータの現在値に基づき、記憶部４１ｃの前記通電時間マップから、目標電流Ｉｒｅｆに到達する起動通電時間の指令値を読み出し、駆動相が切り替わる際には、通電開始角θｏｎに対応する起動通電の開始タイミングから前記起動通電時間、駆動相のスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）をオンして起動通電し、駆動電流を速やかに目標電流Ｉｒｅｆに到達させる。

その後、ＰＷＭ制御に移行し、駆動演算部４１ａの各相の前記ＰＷＭ信号の制御出力に基づき、制御周期ＴｃでＳＲモータ１の駆動電流を目標電流ＩｒｅｆにＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御により、駆動電流は制御周期Ｔｃのタイミングに目標電流Ｉｒｅｆになる。

そして、このＰＷＭ制御でＳＲモータ１のロータが通電終了角θｏｆｆまで回転すると、ステータの駆動相の突極（磁極）がロータに対向状態になり、通電中のステータの駆動相の突極（磁極）が磁気飽和の状態になってＳＲモータ１のインダクタンスが小さくなる。このとき、ステータのつぎの相の突極（磁極）がロータに非対向状態になるので、制御演算部４１ａは、現在の駆動相の通電を終了して駆動相を切り替える。このくり返しでＳＲモータ１が駆動される。

各相の通電開始角θｏｎ、通電終了角θｏｆｆは電源電圧、駆動電流等をパラメータとして記憶部４１ｃに書き込まれて保持される。

そして、通電終了角θｏｆｆは、目標電流Ｉｒｅｆで通電を停止した時にＳＲモータ１で最大トルクが得られるように設定されるので、通電終了角θｏｆｆのタイミングと制御周期Ｔｃのタイミングとがずれていると、通電終了角θｏｆｆのタイミングによっては、駆動電流が目標電流Ｉｒｅｆより大小にずれた状態で通電が停止し、前記したように駆動相を切り替えた際にトルクの低下や変動が発生する。

そこで、本実施形態においては、補正処理部４１ｂにより、駆動相の通電終了角θｏｆｆとロータの回転数ωとから通電終了角θｏｆｆに到達するタイミングを算出し、通電終了角θｏｆｆに到達するタイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とが一致するように各相の制御周期Ｔｃを短くする方向に補正し、駆動相を切り替えた際にＳＲモータ１のトルクの低下や変動を防止する。

制御周期Ｔｃを短くするのは、通電終了角θｏｆｆの付近ではステータの駆動相の突極（磁極）とロータの突極とが対向状態になって磁気飽和でＳＲモータ１のインダクタンスが小さくなり、駆動電流の電流リップルが大きくなるので、制御周期Ｔｃを短くして前記電流リップルを抑制し、トルク変動の防止を図り、かつ、過大な電流リップルによるインバータ３のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂ等の素子の過熱を防止してそれらの素子の電流容量を小さくして小型化・コストダウン等を図るためである。

図２は制御周期Ｔｃの補正例を示し、同図（ａ）の補正前の一定の制御周期Ｔｃを、通電終了角θｏｆｆのタイミングに基づき、補正後は同図（ｂ）に示すように制御周期Ｔｃを短くして通電終了角θｏｆｆのタイミングに一致させる。なお、図２のｔｃは制御周期Ｔｃの切り替えのタイミングである。

図３は補正処理部４１ｂの上記の補正処理を示し、補正処理部４１ｂは、制御周期Ｔｃ毎に、位置センサ２の位置検出信号等に基づいてＳＲモータ１の現在の回転の角度θおよび回転数ωを検出する。また、目標電流Ｉｒｅｆの指令値やトルク指令値等に基づき、記憶部４１ｃから通電終了角θｏｆｆを読み出す（ステップＳ１）。そして、現在の角度θから通電終了角θｏｆｆまでの角度差△θを算出する（ステップＳ２）。また、ＳＲモータ１の回転数ωから通電終了角θｏｆｆに到達するまでの時間△Ｔ＝△θ／ωを算出する（ステップＳ３）。さらに、現在の制御周期Ｔｃで時間△Ｔになる周期数（回数）Ｆを、ΔＴ／Ｔｃの除算から四捨五入で算出する（ステップＳ４）。また、時間ΔＴが過不足なくＦ周期分になるあらたな制御周期ＴｃをΔＴ／Ｆの除算から算出する（ステップＳ５）。

そして、ステップＳ６に移行し、ＰＷＭ制御の制御周期を算出したあらたな制御周期Ｔｃに変更し、変更した制御周期Ｔｃで駆動電流を目標電流ＩｒｅｆにＰＷＭ制御する。

このようにすれば、通電終了角θｏｆｆのタイミングと制御周期Ｔｃのタイミングとが一致し、通電終了角θｏｆｆに到達するタイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とが一致して駆動電流が必ず目標電流Ｉｒｅｆになった状態で通電が停止し、トルクの低下や変動が発生しないようにすることができる。また、補正しない場合と略同じ周期数の制御周期Ｔｃで駆動相が切り替わるので、インバータ３のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｐのスイッチング回数等が変わらず、インバータ３等での損失を増加させることもない。さらに、制御周期Ｔｃ毎に上記の補正処理を行なって制御周期Ｔｃを更新するので、制御周期Ｔｃが時間的に変化し、インバータ３のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｐのスイッチング周波数のノイズが拡散されて騒音が少なくなる利点もある。

そして、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能であり、例えば、補正演算部４１ｂの上記補正はＰＷＭ制御の毎制御周期Ｔｃに行なわなくてもよく、例えば奇数周期や偶数周期に行うようにしてもよい。

また、図３のステップＳ４、Ｓ５では、時間ΔＴの中に整数個の新たな制御周期が入るように処理していたが、図５から明らかなようにキャリア周期Ｔｃの中に駆動電流とその平均値が一致するタイミングが２回あり、さらにその間隔はＴｃ／２であるため、ステップＳ４で周期数（回数）ＦをΔＴ／（Ｆ＋２）の除算から四捨五入で算出し、ステップＳ５で新たな制御周期ＴｃをΔＴ／（Ｆ＋２）で算出してもよい。

つぎに、図３のステップＳ５において、補正後の制御周期Ｔｃが補正前より短くなることを条件とし、長くなる時には例えば周期数Ｆを＋１して制御周期Ｔｃを再計算してあらたな制御周期Ｔｃを算出するようにし、制御周期Ｔｃを必ず短くなるように補正して設定すれば、駆動相の通電制御終了付近では磁気飽和により前記したようにＳＲモータ１のインダクタンスが低下して駆動電流の電流リップルが増加傾向を示すが、ＰＷＭ制御の制御周期Ｔｃが必ず短くなって駆動電流が小刻みに制御されることで駆動電流の電流リップルが良好に抑制される利点も生じる。

さらに、ＰＷＭ制御の制御周期Ｔｃが通電終了角θｏｆｆのタイミングに近づくにしたがって、例えば周期数Ｆを図３のステップＳ４で算出する周期数Ｆより多くし、あらたな制御周期Ｔｃを短くするようにしてもよい。この場合、通電終了角θｏｆｆのタイミングに近づいてＳＲモータ１のインダクタンスが小さくなるにしたがって、換言すれば、駆動電流の電流リップルが増加傾向になるにしたがって制御周期Ｔｃが短くなり、駆動電流の電流リップルをその増加に合わせて一層良好に抑制することができる。

つぎに、インバータ３や制御部４の構成等は前記実施形態と異なっていてもよい。

また、ＳＲモータ１が４相以上の多相の場合にも、インバータ３のアーム数、スイッチング素子数が３相の場合より多くなるだけであり、本発明を同様に適用できる。

さらに、本発明は、例えばアキシャルギャップ型のＳＲモータのモータ駆動制御装置にも同様に適用することができ、さらには、ＳＲモータ以外のモータのモータ駆動制御装置にも適用できる。

そして、本発明は、電気自動車、ハイブリッド車の駆動モータだけでなく、種々の用途のモータのモータ駆動制御装置に適用することができる。

１ ＳＲモータ
３ インバータ
４ 制御部
４１ 演算処理部
４１ａ 駆動演算部
４１ｂ 補正処理部

Claims (3)

1. ロータの回転角度に応じてモータの駆動相を切り替え、ＰＷＭ制御により所定の制御周期で前記モータの駆動相の駆動電流を前記目標電流に制御するモータ駆動制御装置であって、
   駆動相の通電終了角とロータの回転数とから前記通電終了角に到達するタイミングを算出し、前記通電終了角に到達するタイミングにおいて駆動電流値と目標電流値とを一致するように前記制御周期を補正する補正手段を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記補正手段は、前記制御周期を短くして補正することを特徴とするモータ駆動制御装置。
3. 請求項１または２に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記補正手段は、前記通電終了角のタイミングに近づく程短くなるように前記制御周期を補正することを特徴とするモータ駆動制御装置。

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