JP5496998B2 - Ｓａｗフィルタ - Google Patents

Description

本願発明は、増強された帯域外除去特性を有するＲＳＰＵＤＴ（Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｕｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：内部共振型単相一方向性変換器）型、又はＤＡＲＴ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ａｃｏｕｓｔｉｃａｌ ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：分布音響反射型変換器）型の再帰特性を持つトランスバーサルフィルタに関する。

ＲＳＰＵＤＴ型のトランスデューサは、例えば非特許文献１から知られている。ＲＳＰＵＤＴトランスデューサは、トランスバーサルフィルタに使用される。このようなトランスデューサを使用したフィルタは挿入損失が小さい。

Ｊ．Ｍ． Ｈｏｄｅ等、"ＳＰＵＤＴ−Ｂａｓｅｄ Ｆｉｌｔｅｒｓ：Ｄｅｓｉｇｎ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ"、１９９５ ＩＥＥＥ ＵＬＴＲＡＳＯＮＩＣＳ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ、ｐ．３９−５０

所望の伝達関数を持つＲＳＰＵＤＴフィルタの設計にはトランスデューサの長さにわたって励振源と反射体の配置についての最適化が必要である。材料の結合係数に依存する所望の帯域幅を達成するために、圧電基板材料が選択される。トリプルトランジット信号を抑制し、且つ高い帯域外除去特性を得るということは、十分な共振特性を有する構造とトランスデューサの長さの問題である。

発明の目的は、ＲＳＰＵＤ構造で離散的励振源配置についてより高い精度を持ち、それによって相対的帯域外除去レベルを増強し、所望の伝達関数をモデル化するフィルタを供給することである。

この問題は、請求項１によるトランスバーサルフィルタにより解決される。トランスデューサの具体例は従属請求項に与えられている。

発明者は、どのようなものであれアポダイズされたトランスデューサを反射体なしで使用すると、トリプルトランジット信号が十分に抑制されないために挿入損失が高くなりすぎることを見いだした。トリプルトランジット信号を十分に抑制し、挿入損失を小さくするための唯一の方法は音響反射を利用することである。

使用されるもう一つの解は、ＳＡＷＴＥＫ社が扇形をした重み付けを近似するために使用する部分トランスデューサを直列接続するというものである。しかし、この解決手段は、高い帯域外除去特性、及び通過帯域と除去帯域との間の急峻な遷移特性を得るためにこの種のフィルタに必要とされる非常に長いトランスデューサのためには、明らかに好ましくない。

発明の目的は、狭帯域フィルタ（分離度の高いフィルタ）に、より適している、高反射構造（音響キャビティ）を使用して製作することはできない、比較的大きな帯域のフィルタにより引き起こされる問題を解決することである。

もう一つの目的は、通過帯域から大きく離れたところで良好な除去レベルを達成するために、挿入損失が小さく、間引き容易なフィルタを供給することである。

もう一つの目的は、トランスバーサルフィルタにより与えられる除去性能と協働して低損失フィルタを提供することである。

トランスバーサルフィルタは、
圧電基板と、
該基板上に形成された少なくとも１つの音響トラックと、
各トラックに配置された少なくとも１つのＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ；表面弾性波）入力トランスデューサ、及び少なくとも１つのＳＡＷ出力トランスデューサと、を含んで供給される。少なくとも１つの入力トランスデューサ、及び出力トランスデューサは、トランスデューサの長さにわたり励振源を配置することにより形成された分布励振を有する。励振源の配置により主ローブと、主ローブよりも低い励振強度を持つ少なくとも１つのテールローブとを有する連続する励振関数が形成される。励振の分布は、主ローブの励振強度Ｓを考慮してテールローブの励振強度Ｇを低減することにより限定される。Ｓ＝Ｇ・ｘで、ｘは８≧ｘ≧２の実数であることが好ましい。

テールローブの励振強度Ｇを低減することにより、伝達関数に完全に適合させるために好適な、小さい励振加重値が得られる。

好ましい実施例において、少なくとも各トラックの入力トランスデューサは、２つの部分に分割され、主ローブサブトランスデューサとテールローブサブトランスデューサを供給する。これは、入力トランスデューサの少なくとも１つのバスバーを電気的に２つの部分に分けることによりなされる。互いに隣接する２つのサブトランスデューサは音響波の伝搬方向に平行な長手方向の軸に沿って配置される。部分トランスデューサ又はサブトランスデューサへの分割は、励振の主ローブが主ローブサブトランスデューサに割り当てられ、少なくとも１つのテールローブがテールローブサブトランスデューサに割り当てられるように実行される。これで、サブトランスデューサを異なる電圧、又は異なる信号振幅で駆動することができ、異なる励振強度という結果が得られる。それ故に、トランスデューサのアポダイゼーションと、従って、トランスデューサの音響開口の減少とが避けられる。従って、そのようなトランスデューサは、全開口にわたり適用する反射構造の使用に良く適合する。これにより、フィルタは、例えば１０ｄＢよりもずっと低い、非常な低損失となる。

少なくとも１つのトランスデューサは再帰的であり、そのために好ましい音響波伝搬方向を有する。そのようなトランスデューサはＳＰＵＤＴセル、及び／又はＲＳＰＵＤＴセルを使って構成され得る。この少なくとも１つの再帰的なトランスデューサは正、負、又は零の励振を有するセルから構成され得る。各セルは反射特性を有しても、有していなくても良く、反射係数は正、負、又は零である。反射は、トランスデューサ内に共振空洞を形成して、応答を引き延ばし、非常に小さな遷移帯域を持つ急峻な信号を得るために使用される。

好ましい実施例において、入力、及び出力トランスデューサは同じタイプである。両方とも、間引きにより重み付けされ得る。両トランスデューサにおいて、励振源は、トランスデューサ当たり、１つの主ローブと少なくとも１つのテールローブを含むローブを形成するように配置される。

フィルタは音響波の伝搬に対して横断する方向に互いに直接隣接する２つのトラックを有しうる。この２つのトラックでは、電極指配置は同一である。電極指配置と２つのトラックの回路接続により、２つのトラックの開口の合計であるフィルタの全開口にわたり連続した波面を有する励振された音響波が供給される。

好ましい実施例によれば、２つのサブトランスデューサを電気的に直列に回路接続することにより、トランスデューサに印加される電圧は低減する。第１と第２のトラックの２つのテールローブ・サブトランスデューサを直列接続することにより、テールローブトランスデューサと主ローブトランスデューサの静電容量が同じであれば、テールローブの励振強度Ｇは元の値の１／４にまで減少する。この場合、各サブトランスデューサに印加される電圧は半分に低減する。フィルタの第１、及び第２のトラック内の主ローブ・サブトランスデューサが、電気的に並列に回路接続されれば、テールローブの励振強度Ｇは主ローブの励振強度Ｓを考慮して低減される。これは、両トラックの主ローブサブトランスデューサが一緒になって、第１と第２のトラックの開口Ａ_１とＡ_２の合計に等しい開口Ａ_０の特有のトランスデューサを形成する配置と等価である。好ましい実施例において、２つのトラックは同一の開口を持ち、Ａ_１＝Ａ_２である。

２つの入力端子、及び／又は２つの出力端子の間でサブトランスデューサをそれぞれ直列に回路接続することにより、入力トランスデューサ、及び／又は出力トランスデューサにおいて、テールローブサブトランスデューサを直列接続することができる。好ましい実施例において、更に、入力、及び出力トランスデューサのサブトランスデューサは、それぞれ直列に回路接続される。

主ローブサブトランスデューサ、及びテールローブサブトランスデューサの静電容量が各トラックで等しければ、主ローブ（並列サブトランスデューサ）の励振源強度は、テールローブ（直列サブトランスデューサ）の励振源強度より４倍高い。

主ローブサブトランスデューサ、及びテールローブサブトランスデューサの静電容量が各トラックで異なれば、少なくとも第１のトラックの主ローブサブトランスデューサとテールローブサブトランスデューサとの間に、コンデンサを直列に回路接続することができる。第２のトラックもそのようなコンデンサを含んでよい。テールローブでのトランスデューサの加重値をより精度良くモデル化するために、これらのコンデンサにより、テールローブサブトランスデューサに印加される電圧を調整することができる。

コンデンサの静電容量を調整することにより、励振強度の関係Ｓ／Ｇの微調整ができ、従って、トランスデューサの構造を変えることなくフィルタ伝達関数のより正確なモデル化ができる。好ましくは、ＳはＧ・ｘで、３≦ｘ≦５である。ｘは、好ましくは約４である。

この実施例でも、入力、及び出力トランスデューサの各サブトランスデューサ間に、同様に、コンデンサを含めても良い。

ある実施例に依れば、コンデンサは櫛形指構造を持つ金属被覆で形成される。好ましくは、櫛形指構造の指はトランスデューサの電極指に対して回転している。このように、コンデンサはフィルタに容易に組み込むことができ、音響構造と相互作用しない。

もう一つの実施例は、第１から第４までのトラックを含む。第１と第２のトラックは、第１のフィルタユニットを形成し、第３と第４のトラックは第２のフィルタユニットを形成している。２つのフィルタユニットは互いに直接隣接し、電気的に直列、又は並列に接続される。

第１と第２のフィルタユニットの構成は同一であって良い。２つのフィルタユニットは長さ方向に２πの倍数だけ互いに対して移動させて良い。

これらの４つのトラックにより得られる新規な利点として、通過帯域から大きく離れたところでの除去レベルの改善が観察できる。

フィルタは、その長さにわたり一定の開口を有することができる。フィルタの長さは入力トランスデューサの長さと出力トランスデューサの長さを加えた長さで構成される。一定開口はトランスデューサをアポダイズしないときの結果である。

発明のある実施例は、各トラックが入力トランスデューサ、及び出力トランスデューサを含むフィルタを構成する。入力、及び出力トランスデューサのテールローブサブトランスデューサが互いに直接隣接するように、入力トランスデューサ、及び出力トランスデューサは、同様に、サブトランスデューサに分割される。出力トランスデューサのサブトランスデューサは、２つの出力端子間で回路接続される。２つの入力端子間でのサブトランスデューサの電気的接続は、トラックに直交する鏡平面に関して、２つの出力端子間でのサブトランスデューサの電気的接続と対称である。

フィルタ用に高いカップリングの基板材料を用いることにより、例えば３％以上の高い相対通過帯域幅を持つフィルタを実現することができる。この目的のために、基板材料はニオブ酸リチウム１７又は１２８、及びｒｏｔ ｘｙ １１２カットを有するタンタル酸リチウムから選択することができる。タンタル酸塩は温度特性が良く、周波数の温度係数が小さいという点で好適である。

本発明は、実施例と関連図を参照してより詳細に記載されている。フィルタ構成が示されている限り、図は概略図であり一定の縮尺で描かれてはいない。

各励振源が等しい励振源強度を持つ場合の、トランスデューサの長さ方向の励振源の分布を示す。 主ローブとテールローブが異なる励振源強度を有する場合の、トランスデューサの長さ方向の励振源の分布を示す。 異なる励振源強度で重み付けするための２つの実施例を示す。 異なる励振源強度で重み付けするための２つの実施例を示す。 異なる励振源強度で重み付けするための２つの実施例を示す。 発明に係るトランスデューサ配置のブロック図を示す。 テールローブサブトランスデューサの励振源強度を調整するためにコンデンサを使用する、発明の更なる実施例のブロック図を示す。 ４トラックを有するフィルタのある実施例をブロック図で示す。 もう一つの４トラックの実施例を示す。 好ましい４トラックの実施例を示す。 ４トラック実施例のフィルタの伝達関数を示す。

ある励振源分布を有するフィルタの設計は、通常コンピュータプログラムにより実行される最適化を含む。図１は、その結果得られた、トランスデューサの長さＬ_Ｔに沿った励振源強度の図を示す。図１の連続関数はトランスデューサの長さにわたって励振源が連続して広がっているとして最適化した結果である。この関数に関して、高い強度レベル、すなわち多数の励振源（励振センタ）を有する主ローブＭＬが１つと、テール関数ＴＦと呼ばれる、より低いレベルでの、いくつかの二次的ローブとがあることがわかる。この種の音響強度分布は、（トランスバーサルフィルタに近い）この種のフィルタに対する最適化ツールによりしばしば見いだされる。励振源は励振セルによって実現され、各セルは、それぞれ、トランスデューサ、又はフィルタの中心周波数での音響波の波長λの長さを有することができる。

好ましくは、セルはＳＰＵＤＴ構造を有し、従って音響波の放射と伝搬に関して一方向性を有する。隣接するローブ間で、すなわち、隣接するテールローブ間だけでなく主ローブと最初のテールローブ間でも、励振の符号が変化する。２つの隣接するローブ間には、多数の非励振セルを配置してもよい。これらのセルは反射特性を有しても有していなくてもよい。トランスデューサは長い過渡応答を有するように設計される。しかし、良好なフィルタ伝達関数を生じる離散的励振源分布を得ることは非常に難しい。結果として得られる伝達関数は、所望の伝達関数にそれほど良く一致していない。この間引きサンプリングの結果として得られる伝達関数は連続関数を使った伝達関数に比べて大きなダメージを受ける。これは、特に、離散的な励振源がほとんど配置されていないテール領域の近似が貧弱であることによる。

所望の伝達関数と得られた伝達関数との間の主な相違は、帯域外減衰にある。所望のフィルタの具体的な要件を満たすであろう、若しくは所望のフィルタ特性を有するフィルタに帰着するであろう離散的励振源分布を見いだすことは、これまで不可能であった。

本発明のアイデアは主ローブとテール関数との間で、励振強度の違いを実現することである。これにより、離散的励振源分布において良好な励振源飽和レベルに達することが可能である。離散的励振源分布の応答は、連続分布の応答に非常に良く類似する。

図２は、この実施例で、テール関数での励振源強度が約１／４に低減されるときの発明に係る励振源分布を示す。アイデアは、まさに、高い飽和レベルで主ローブを良く記述する強度Ｓの励振源を、主ローブに対して使用することである。テールローブ（二次的ローブ）でも良好な飽和レベルを達成するために、もう一つの励振源強度レベルＧが使用される。ここではＧ≒Ｓ／４である。こうすることにより、連続励振源分布の離散化による間引き誤差は最も小さくなり、離散的分布の伝達関数は所望の顧客要請を満たす。

１つのトランスデューサ内で２つの個別の励振源強度を示す２つの領域を生成することが提案されている。それぞれの励振源振幅の比Ｓ／Ｇの大きいことが好ましい。トランスデューサはその長さＬ_Ｔに沿って一定の開口を持つことができる。従って、開口アポダイゼーションの技術は排除される。

１つのトランスデューサ内に異なる励振源強度の２つの領域という結果になるために、トランスデューサは、その長さの途中でカットされテール関数から主ローブを分離する。２つの部分に異なる電圧、又は異なる信号振幅が印加され得る。

図３ａはカット前のフィルタの入力トランスデューサであり得るトランスデューサを示す。トランスデューは開口Ａ_０を有する。図３ｂは、主ローブサブトランスデューサＭＬＴとテールローブサブトランスデューサＴＬＴとを備える垂直方向分離の後のトランスデューサを示す。元の入力電圧（信号振幅）Ｕ_０とは異なる電圧Ｕ_１をテールローブサブトランスデューサＴＬＴに印加することができる。低減電圧は元の電圧Ｕ_０の電圧低減による。

図３ｃからわかるように、少なくともテールローブサブトランスデューサＴＬＴにおいて、開口に沿って更にカットがなされる。このカットはトランスデューサの開口Ａ_０の２分割であり、例えば、分離は中央部で行われる。しかし、トランスデューサを、Ａ_１≠Ａ_２の異なる開口Ａ_１、Ａ_２を持つ２つのトラックに分割することも可能である。このようにして作られた２つの部分トランスデューサは電気的に直列接続できる。こうすることにより、有効な電圧は、Ａ_１＝Ａ_２の場合には、Ｕ_１＝０．５・Ｕ_０に減少する。Ａ_１≠Ａ_２であれば部分トランスデューサの有効電圧も異なるが、その合計は常に元の電圧Ｕ_０になる。

主ローブサブトランスデューサＭＬＴにおいても第２のカットを行なえば、その結果生じた主ローブサブトランスデューサの上部、下部に対応する２つの部分トランスデューサは電気的に並列接続される。この並列接続は開口に沿って水平カットしていない主ローブサブトランスデューサと等価である。従って、部分トランスデューサの励振源強度を２倍にすることに相当する。

テールローブサブトランスデューサに対しては、テールローブサブトランスデューサの上方部、及び下方部に対応する２つの部分トランスデューサＴＬ１とＴＬ２という結果になる。この実施例では、部分トランスデューサＴＬ１とＴＬ２は電気的に直列接続される。この直列接続は励振源強度を１／２にすることと等価である。

図４はフィルタの部分トランスデューサの電気的接続の概略ブロック図を示す。水平方向のカットによって、フィルタは２つの音響トラックＴ１、Ｔ２を有する。各トラックは入力トランスデューサ、及び出力トランスデューサを含み、両者は主ローブサブトランスデューサとテールローブサブトランスデューサとに分割される。主ローブトランスデューサの部分トランスデューサ、例えばトランスデューサＭＬＴ_ＩＮ１とＭＬＴ_ＩＮ２とは並列接続される。テールローブトランスデューサの部分トランスデューサ、例えばトランスデューサＴＬＴ_ＩＮ１とＴＬＴ_ＩＮ２とは直列接続される。出力ランスデューサで、それに合わせて部分トランスデューサとサブトランスデューサとを同様に接続し、その結果、４つの部分トランスデューサＴＬＴ_ＯＵＴ１、ＴＬＴ_ＯＵＴ２、ＭＬＴ_ＯＵＴ１、及びＭＬＴ_ＯＵＴ２ができる。

トランスデューサＭＬＴ_ＩＮ１（又はＭＬＴ_ＩＮ２）とＴＬＴ_ＩＮ１（又はＴＬＴ_ＩＮ２）の静電容量が等しければ、並列のＭＬＴ_ＩＮ１／ＭＬＴ_ＩＮ２の励振源強度は直列のＴＬＴ_ＩＮ１／ＴＬＴ_ＩＮ２の励振源強度より４倍大きい。テールローブトランスデューサの加重値を小さくしたことによりテール関数をより容易に、且つ精度良く離散化できる。そのため、伝達関数は改善された除去特性を示す。

トランスデューサの静電容量が、主ローブとテールローブの部分で等しくなければ、入力端子ＩＮＴ１とテールローブサブトランスデューサＴＬＴ_ＩＮ１との間に直列にコンデンサＣ１_ＩＮを加えることによって、所望の励振源強度比（Ｓ／Ｇ比：主ローブトランスデューサの励振源振幅をテールトランスデューサの励振源振幅で除したもの）を調整することができる。図５はそのような配置を示す。テールローブサブトランスデューサの励振源強度は、Ｃ１_ＩＮの静電容量を大きくすることにより低減するので、この選択肢によりもう一つの自由度が与えられる。出力端子ＯＵＴ１とテールローブサブトランスデューサＴＬＴ_ＯＵＴ１との間にコンデンサＣ１_ＯＵＴを回路接続しても良い。間引き重み付けを実行する際に、励振源強度をより小さくすることにより、より精度良く励振源強度連続分布を近似できるようになり、伝達関数に関して除去レベルを改善することができる。

図６は、４つのトラックＴ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、Ｔ_４からなるフィルタのある実施例を図示している。各トラックはＲＳＰＵＤＴセルから構成される。このフィルタは、低損失、小サイズ、及びバランスのとれた構成である２トラックＲＳＰＵＤＴフィルタの利点を併せ持つ。これらの４トラック配置から得られる新しい利点は、直列、並列接続による励振源の重み付けにより、通過帯域外の除去レベルが改善されることである。上部の２つの第１トラックＴ_１、Ｔ_２は、第１のフィルタユニットＦＵ１を形成し、図４又は５に示される２トラックフィルタに対応する。第３と第４のトラックＴ_３、Ｔ_４は、第２のフィルタユニットＦＵ２を形成する。第１と第２のフィルタユニットＦＵ１、ＦＵ２は同一のものであるが、位相が互いに対してλ／２・ｎずれており、印加される電位は逆符号を有する。これは除去レベルの改善に寄与する。２つのフィルタユニットは、図６に示すように、２つのフィルタユニットのそれぞれの入力と出力の端子を単に接続することによって、２つのフィルタユニットを電気的に直列接続することができる。

上述の配置とは逆に、入力ポートにＲＦ信号を印加した後、その結果として共通の連続波面が生じ得るように、２つのフィルタユニットを、図８に示すように互いに直接隣接して配置しても良い。これに代えて、２つのフィルタユニットＦＵ１、ＦＵ２を、図７に示すように電気的に並列接続しても良い。並列接続か、直列接続かにより、フィルタのインピーダンスは（単一フィルタユニットに対して）２倍になるか、又は並列の実施例では変化しないままになりうる。

狭い開口のトラックによって発生し得る回折を最少にするために、２つの隣接トラックの全開口に沿った連続波面が生成される。これは次のようにして実行される。
−主ローブサブトランスデューサＭＬＴは両トラックにわたって伸びる１つのトランスデューサである。
−テールローブサブトランスデューサＴＬＴ_１、ＴＬＴ_２は両トラックにおいて同一であり、水平対称軸から見ていかなる対称性も有さずに、一方を他方に隣接するように設置する。
結果として、主ローブサブトランスデューサとテールローブサブトランスデューサとの間に位相の不連続性は全くない。

ある実施例において、具体的なフィルタの要件は次の特徴を含む。

相対帯域幅：４．８％
遷移帯域幅（信号が−３から−１０ｄＢに減衰する通過帯域の縁部において）：０．１％
挿入損失：１０以下
帯域外除去：５０ｄＢよりも小さい。

これらの特徴は、タンタル酸リチウム ｒｏｔ ｘｙ １１２°のような圧電基板材料とフィルタの良好な電気的整合を使って、この発明に従ったフィルタにより得られる。精密な離散近似により非常に精確な時間応答が得られるようになる。フィルタは、良好なレベルのトリプルトランジット遷移と、従ってフラットな通過帯域を達成するために、十分な共振構造を提供するＤＡＲＴ及び／若しくはＲＳＰＵＤＴ構造を含む。

図９はこの実施例に従ったフィルタの伝達曲線を示す。４トラック配置が使用されている。発明に係るフィルタで得られ得る利点は、中心周波数４６８ＭＨｚの周りの通過帯域が広いことと、近傍、及び離れた除去帯域での除去レベルが良好であることとにより、顕著に裏付けられている。

本発明は、請求項により許容される全ての変形例をカバーしてはいない、単なる代表例である描写図、及び記載実施例に限定されない。発明の中心思想から逸脱しない範囲で、与えられた精確な値の変形だけでなく、異なる実施例で与えられる特徴の組み合わせも可能である。

Claims (15)

1. 圧電基板と、該圧電基板上に形成された少なくとも１つの音響トラックと、
   各トラックに配置された少なくとも１つのＳＡＷ入力トランスデューサ、及び少なくとも１つのＳＡＷ出力トランスデューサと、を含み、
   入力トランスデューサ及び出力トランスデューサの少なくとも１つは、分布した励振を有し、
   該分布した励振は、主ローブと、該主ローブと異なる励振の符号を有する少なくとも１つのテールローブとを有する連続する励振関数から成り、
   前記主ローブの励振強度Ｓは、前記テールローブの励振強度Ｇよりｘ倍大きく、ｘは実数で８≧ｘ≧２であり、
   前記各トラックの少なくとも１つの前記入力トランスデューサは、該入力トランスデューサの少なくとも１つのバスバーで、電気的に２つの部分に分離することにより、主ローブサブトランスデューサとテールローブサブトランスデューサとに分割され、
   該２つのサブトランスデューサは、長手方向に互いに隣接し、
   励振の主ローブは前記主ローブサブトランスデューサに割り当てられ、少なくとも１つのテールローブは、前記テールローブサブトランスデューサに割り当てられる、
   トランスバーサルフィルタ。
2. 少なくとも１つの前記トランスデューサは再帰的であり、従って、好ましい音響波伝搬方向を有する、
   請求項１に記載のフィルタ。
3. 前記入力トランスデューサは間引きにより重み付けされ、ＳＰＵＤＴ型のセルから成る、
   請求項２に記載のフィルタ。
4. 前記入力、及び出力トランスデューサは、同一の型である、
   請求項３に記載のフィルタ。
5. 少なくとも２つのトラックを備え、
   該２つのトラックの電極指配置は本質的に同一であり、
   前記２つのトラックは、音響波の伝播に対して横断する方向に互いに直接隣接し、
   前記トランスデューサの配置と回路接続は、励起された前記音響波が前記フィルタの全開口にわたり連続する波面を有するようなものである、
   請求項１乃至４のいずれか１項に記載のフィルタ。
6. ２つのトラックを含み、
   第１と第２の前記トラックにおいて、前記入力トランスデューサの前記主ローブサブトランスデューサは、前記２つのトラックの開口を合計した開口を有する特有のトランスデューサであり、
   前記主ローブサブトランスデューサは、２つの入力端子に電気的に接続され、
   前記第１と第２のトラックの前記入力トランスデューサの前記テールローブサブトランスデューサは前記入力端子間に電気的に直列接続される、
   請求項１乃至５のいずれか１項に記載のフィルタ。
7. 前記主ローブサブトランスデューサの入力バスバーと前記テールローブサブトランスデューサの入力バスバーとの間にコンデンサを回路接続する、
   請求項１乃至６のいずれか１項に記載のフィルタ。
8. 前記コンデンサは、インターディジット指構造を有する金属被覆で形成され、
   前記インターディジット指構造の指は、前記トランスデューサの電極指に対して回転している、
   請求項７に記載のフィルタ。
9. 第１のフィルタユニットを形成する第１と第２のトラックと、
   第２のフィルタユニットを形成する第３と第４のトラックと、を含み、
   前記２つのフィルタユニットは互いに直接隣接し、電気的に直列又は並列接続されている、
   請求項１乃至８のいずれか１項に記載のフィルタ。
10. 前記フィルタの長さにわたり一定の開口を有し、
    入力トランスデューサの長さと出力トランスデューサの長さを合計して構成され、
    トランスデューサはアポダイズされていない、
    請求項１乃至９のいずれか１項に記載のフィルタ。
11. ＳはＧ・ｘであり、３≦ｘ≦５である、
    請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のフィルタ。
12. ｘは４である、
    請求項１１に記載のフィルタ。
13. 各トラックは、入力トランスデューサと出力トランスデューサとを含み、
    該入力トランスデューサと出力トランスデューサとは、同様にサブトランスデューサに分割され、
    前記入力及び出力トランスデューサの前記テールローブサブトランスデューサは互いに直接隣接し、
    前記出力トランスデューサの前記サブトランスデューサは、２つの出力端子間に回路接続され、
    前記２つの入力端子間の前記サブトランスデューサの電気接続は前記２つの出力端子間の前記サブトランスデューサの電気接続に対して対称である
    請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のフィルタ。
14. 前記基板は、ニオブ酸リチウム１７、ニオブ酸リチウム１２８及びｒｏｔ ｘｙ １１２カットを有するタンタル酸リチウムのいずれかから成る、
    請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のフィルタ。
15. 第１と第２のトラックからなる前記第１のフィルタユニットは、第３と第４のトラックからなる前記第２のフィルタユニットと同一であり、
    前記同一のフィルタユニットは、両者の位相が整合し、前記フィルタが連続波面を有するように、長さ方向に互いにずれている、
    請求項９乃至１４のいずれか１項に記載のフィルタ。

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