JP5493300B2

JP5493300B2 - 直流−直流変換電源

Info

Publication number: JP5493300B2
Application number: JP2008167967A
Authority: JP
Inventors: まさき恒岡; 栄治竹上
Original assignee: Institute of National Colleges of Technologies Japan
Current assignee: Institute of National Colleges of Technologies Japan
Priority date: 2008-06-26
Filing date: 2008-06-26
Publication date: 2014-05-14
Anticipated expiration: 2028-06-26
Also published as: JP2010011633A

Description

本発明は、直流電源の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換する直流−直流変換電源に関する。さらに詳しくは入力側の直流電圧を降圧して出力する降圧型の直流−直流変換電源に関するものである。

直流電源の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換する直流−直流変換電源には種々の形式のものがあり、特に降圧型の直流−直流変換電源は広く普及している（例えば、非特許文献１参照）。図８は、従来技術による降圧型の代表的な直流−直流変換電源の構成を示すものである。この直流−直流変換電源は、トランジスタ等のスイッチングによりＰＷＭ制御を行うと共に、インダクタンスとキャパシタンスおよびフリーホイールダイオードからなる平滑回路を利用して安定で高効率な直流電圧出力を負荷に供給するものである。負荷に供給する直流電圧は、スイッチングにおけるオン時間ｔと周期Ｔの比である通流率Ｄ（ｔ／Ｔ）を制御することによって行われている。

ところで、集積回路等の電子部品の駆動電圧は、次第に低電圧化される傾向にある。例えば、ＤＣ１Ｖ以下の出力電圧で駆動される電子部品も出現している。このような傾向を反映して、直流−直流変換電源に対しても低電圧出力仕様の要請が強くなってきた。

しかし、このような極端に低い直流電圧を、従来のＤＣ／ＤＣコンバータを用いて通流率制御により行う場合、通流率は極端に小さくなってしまう。例えば、ＤＣ２４Ｖの入力電源からＤＣ０．５Ｖの出力電圧を得る場合、通流率は１／４８という小さな値になってしまう。このように小さな通流率になると、ＰＷＭ制御により出力電圧を正確に制御することが困難になるという問題があった。
「スイッチング電源技術用語辞典」２００３年，日刊工業新聞社発行

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、入力直流電圧に対する出力直流電圧の比が極端に小さい場合であっても、制御性よく出力電圧を制御できる直流−直流変換電源を提供することを課題とする。

請求項１記載の発明は、第一のコンデンサと第二のコンデンサとが直列接続され、前記第二のコンデンサの両端に接続された負荷に直流電力を出力するコンデンサ分圧回路と、前記コンデンサ分圧回路へ電力を供給する直流電源と、前記直流電源から前記コンデンサ分圧回路への電力供給路に設けられた一つの第一のスイッチ手段と、前記第一のコンデンサの電荷を放電させる一つの第二のスイッチ手段とを備え、入力電圧に対する出力電圧の比が極端に小さな場合であって、前記第一のコンデンサと前記第二のコンデンサの静電容量比Ｃ１／Ｃ２が、略出力電圧と入力電圧との比に等しいことを特徴とする直流−直流変換電源である。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の直流−直流変換電源において、前記第一のコンデンサの電荷を放電させて前記第二のコンデンサを充電することを特徴とするものである。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の直流−直流変換電源において、前記第一のコンデンサの電荷を放電させて前記直流電源側に回生させることを特徴とするものである。

請求項１記載の発明によれば、コンデンサ分圧回路により入力電圧が分圧されるため、入力電圧に対し出力電圧が極端に低い場合であっても、スイッチング素子の通流率を大きくすることが出来る。その結果、簡単な構成でありながら、低い出力電圧を高い精度で制御可能な直流−直流変換電源を実現できる。

請求項２記載の発明によれば、第一のコンデンサの電荷を放電させて第二のコンデンサを充電できるので、出力電圧の変動を抑制可能な直流−直流変換電源を実現できる。

請求項３記載の発明によれば、第一のコンデンサの電荷を放電させて直流電源側に回生させることにより、低い出力電圧であっても高い精度で制御可能な直流−直流変換電源を実現できる。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第一実施例を示す回路図である。１は入力側となる被変換直流電圧源であり、バッテリ等の二次電池である場合のほか、スイッチング電源装置等により交流電源から変換された直流電源の場合もある。被変換直流電圧源１の負極側は共通端子とされる。一方、被変換直流電圧源１の正極側には第一のスイッチ手段２が接続されている。本実施例では第一のスイッチ手段としてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２が用いられ、該ＭＯＳＦＥＴ２のソースが被変換直流電圧源１の正極側に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２のドレンには、第一のコンデンサ３と逆流阻止ダイオード４とチョークコイル５とからなる直列回路が接続されている。すなわち、一端がＭＯＳＦＥＴ２のドレンに接続された第一のコンデンサ３の他端には、逆流阻止ダイオード４のアノードが接続され、該ダイオード４のカソードにはチョークコイル５の一端が接続され、該チョークコイル５の他端は出力端子の正極側６とされている。そして、チョークコイル５の他端と共通端子との間には第二のコンデンサ７が接続されている。また、第一のスイッチ手段たるＭＯＳＦＥＴ２と第一のコンデンサ３との接続点と、逆流阻止ダイオード４とチョークコイル５との接続点との間には、第二のスイッチ手段８が接続されている。すなわち、第一のスイッチ手段２と第一のコンデンサ３との接続点には、第二のスイッチ手段としてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８のドレンが接続され、逆流阻止ダイオード４とチョークコイル５との接続点には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８のソースが接続されている。さらに、第一のコンデンサ３と逆流阻止ダイオード４との接続点と、共通端子との間には還流ダイオード９が接続されている。すなわち、第一のコンデンサ３と逆流阻止ダイオード４との接続点には還流ダイオード９のカソードが接続され、該ダイオード９のアノードは共通端子に接続されている。

次に、上記の構成に基づく回路の動作原理を、図２に基づいて説明する。図２（ａ）は、出力端子６に設けられた第二のコンデンサ７が満充電された状態で、出力端子６に負荷10を接続した回路を示している。この場合、第二のコンデンサ７が大きな静電容量を有し満充電されていても、第二のコンデンサ７から負荷10に電流が流れて時間の経過とともに第二のコンデンサ７の電圧、すなわち出力端子６の電圧は低下することになる。したがって、第二のコンデンサ７に電荷を供給しない限り出力電圧を所定の電圧に維持することはできず、出力電圧を維持するためには第二のコンデンサ７を充電する必要がある。

図２（ｂ）は、被変換直流電圧源１から第一のコンデンサ３および第二のコンデンサ７を充電する充電モードを示すものである。具体的には、第一のスイッチ手段２と、第一のコンデンサ３と、逆流阻止ダイオード４と、チョークコイル５とからなる直列回路を経由して、被変換直流電圧源１から第二のコンデンサ７が充電される。この直列回路においてはチョークコイル５を設けているが、このチョークコイル５は必須のものではない。チョークコイル５は過渡的電圧・電流の抑制を図るためのものであり、小さなインダクタンスのものを設けるのが好適である。また、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７の静電容量比Ｃ１／Ｃ２は、略出力電圧と入力電圧との比に対応している。

この直列回路において第一のスイッチ手段たるＭＯＳＦＥＴ２をオンすることにより、第一のコンデンサ３および第二のコンデンサ７に電荷が流れ、各コンデンサ３，７は充電される。ここで、ＭＯＳＦＥＴ２や逆流阻止ダイオード４の順方向抵抗分は十分小さいことから、それらの電圧降下を無視すると、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７からなる直列回路に簡略化することができる。そして、充電されることによる第二のコンデンサ７の電圧上昇ΔＶ₂は、以下のようになる。ここで、Ｖは電源電圧、Ｖ₁は第一のコンデンサ３の初期電圧、Ｖ_oは出力電圧たる第二のコンデンサ７の電圧を表している。

すなわち、電源電圧は第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７とからなる直列回路で分圧されることになる。そして、時間の経過とともに静電容量の小さな第一のコンデンサ３が満充電となって直列回路の電流は流れなくなる。電流が流れなくなった段階では第一のスイッチ手段２をオフにしても状態変化は起こらない。

図２（ｃ）は、上述した図２（ｂ）の状態で第一のスイッチ手段２をオフにした後、第二のスイッチ手段８をオンにして第一のコンデンサ３の電荷を放電させる放電モードを示すものである。すなわち、略満充電された第一のコンデンサ３の電荷は、第二のスイッチ手段たるＭＯＳＦＥＴ８をオンにすることにより、チョークコイル５→第二のコンデンサ７→還流ダイオード９を経由して流れ、第二のコンデンサ７を再充電することになる。その際、一部の電荷は負荷10にも流れるが、電荷の多くは第二のコンデンサ７の再充電に寄与することになる。このときの出力電圧の変化分ΔＶ₂は次式のようになる。

ここで、Ｖ₁は上述した充電モードにより、電源電圧近くにまで充電されているため、このΔＶ₂は充電モードにおける値と略同じ値となる。そして、第一のコンデンサ
３に蓄えられた電荷が放電し終わったら再度図２（ｂ）に示す充電モードに移行する。このようにして充電モードと放電モードを繰り返すことで出力電圧を所定の電圧に維持することができる。すなわち、本実施例によれば第一のスイッチ手段２と第二のスイッチ手段８を交互にオン・オフすることにより、第二のコンデンサ７の電圧を制御することができる。なお、第一のスイッチ手段２および第二のスイッチ手段８は、制御手段（図示省略）によりデッドタイムを設けながら交互にオン・オフされる。

図３は、本発明の第二実施例を示す回路図である。上述した第一実施例では、スイッチ手段２，８の切換えにより充電された第一のコンデンサ３の電荷を負荷10に再接続すると共に第二のコンデンサ７に再充電しているが、本実施例では充電された第一のコンデンサ３の電荷を電源側に回生させることにより、第二のコンデンサ７の電圧を制御する点が第一実施例と異なる。したがって、基本動作は第一実施例に示す負荷再接続型と同様であるが、第一のコンデンサ３に蓄えられた電荷を、入力電源側の回生コンデンサ11に放電させることで、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７の分圧比を一定に保つ機能を発揮させるものである。

図３において、第一のスイッチ手段２であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソースが、被変換直流電圧源１の正極側に接続される構成は第一実施例と共通している。該ＭＯＳＦＥＴ２のドレンには、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７とからなる直列回路が接続される。すなわち、直列接続された第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７のうち、ＭＯＳＦＥＴ２のドレンには第一のコンデンサ３の一端が、また共通端子には第二のコンデンサ７の一端が接続されている。第一実施例と同様、第二のコンデンサ７の両端は出力端子とされ、負荷10が接続される。また、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７の直列回路と並列に、還流ダイオード９が接続されている。すなわち、還流ダイオード９のアノード側は共通端子に、カソード側はＭＯＳＦＥＴ２のドレンに接続されている。

また、リアクトル12と第二のスイッチ手段８とからなる直列回路が、第一のコンデンサ３と並列に接続されている。すなわち、第二のスイッチ手段たるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８のドレンに一端が接続されたリアクトル12の他端が、第一のスイッチ手段たるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２のドレンと第一のコンデンサ３との接続点に接続されている。また、第二のスイッチ手段たるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８のソースは、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７との接続点に接続されている。

さらに、リアクトル12と第二のスイッチ手段たるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８とのドレンとの接続点には、バイパスダイオード13のアノードが接続され、該バイパスダイオード13のカソードは被変換直流電圧源１の正極側に接続されている。また、被変換直流電圧源１の正極側と負極側である共通端子との間には、回生コンデンサ11が接続されている。

次に、上記の構成に基づく回路の動作原理を、図４に基づいて説明する。図４（ａ）は、直列接続された第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７への充電モードを示す回路図である。具体的には、第一のスイッチ手段２と第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７とからなる直列回路を経由して、被変換直流電圧源１から第二のコンデンサ７に充電される。また、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７の静電容量比Ｃ１／Ｃ２が、略出力電圧と入力電圧との比に対応していることは、第一実施例と同様である。この直列回路において第一のスイッチ手段たるＭＯＳＦＥＴ２をオンすることにより、第一のコンデンサ３および第二のコンデンサ７に電荷が流れ、第二のコンデンサ７は充電される。電源電圧は第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７により分圧され、第二のコンデンサ７が充電されることによる電圧上昇ΔＶ₂は、第一実施例と同様にして数式１で表される。ただし、出力端子には負荷10が接続されており、負荷10によりエネルギーが消費されることから、この充電モードのままでは出力電圧は時間経過とともに低下することになる。

図４（ｂ）は、充電された第一のコンデンサ３の電荷をリアクトル12に流して磁気エネルギーに変換するリアクトル充電モードを示す回路図である。第一のコンデンサ３が満充電されて電流が流れなくなった段階で第一のスイッチ手段２をオフにし、続いて第二のスイッチ手段８をオンにすることで、このリアクトル充電モードになる。このリアクトル充電モードにおいては、負荷10によって失われた電荷と同じ量の電荷を第一のコンデンサ３から取り出し、そのエネルギーをリアクトル12に蓄積することができる。

図４（ｃ）は、リアクトル12に蓄積された磁気エネルギーを入力電源側へ回生する回生モードを示す回路図である。リアクトル充電モードにおいて第二のスイッチ手段８をオフにすることで回生モードになる。すなわち、この回生モードでは第一のスイッチ手段２および第二のスイッチ手段８ともにオフにされる。リアクトル12に蓄えられた磁気エネルギーは、バイパスダイオード13→回生コンデンサ11→還流ダイオード９→リアクトル12からなる回路を流れる電流となって、コンデンサ11に回生される。そして、第一のコンデンサ３に蓄えられた電荷が放電し終わったら再度図４（ａ）に示すコンデンサ充電モードに移行する。このようにコンデンサ充電モード→リアクトル充電モード→回生モードを順次繰り返すことで出力電圧を所定の電圧に維持することができる。すなわち、本実施例によれば第一のスイッチ手段２と第二のスイッチ手段８をオン・オフ操作することにより、第二のコンデンサ７の電圧を制御することができる。なお、第一のスイッチ手段２と第二のスイッチ手段８は、制御手段（図示省略）により上述した適宜のタイミングで制御される。

図５は、本発明の第三実施例を示す回路図である。上述した第一実施例および第二実施例は非絶縁形の直流−直流変換電源であったが、本実施例は絶縁形の直流−直流変換電源を実現するものである。

図５は、図１に示す第一実施例の回路において、第一のスイッチ手段に替えてインバータ21と絶縁トランス22を用いたものと考えることができる。すなわち、絶縁トランス 22の一次巻線23は中間タップを有しており、該一次巻線23の中間タップと両端子との間に形成される２つの回路には、各々スイッチ手段24,25と被変換直流電圧源１，１が配設されている。また、絶縁トランス22の二次巻線26には整流回路27が設けられており、整流回路27の負極側は共通端子に接続されている。一方、整流回路27の正極側には、第一のコンデンサ３と逆流阻止ダイオード４とチョークコイル５とからなる直列回路が接続されている。すなわち、一端が整流回路27の正極側に接続された第一のコンデンサ３の他端には、逆流阻止ダイオード４のアノードが、該ダイオード４のカソードにはチョークコイル５の一端が接続され、該チョークコイル５の他端は出力端子の正極側とされている。そして、チョークコイル５の他端と共通端子との間には第二のコンデンサ７が接続され、出力端子たる第二のコンデンサ７の両端には負荷10が接続される。また、整流回路 27の正極側と、逆流阻止ダイオード４とチョークコイル５の接続点との間には、第二のスイッチ手段たるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８が接続されている。具体的には、該ＭＯＳＦＥＴ８のドレンは整流回路27の正極側に接続され、ＭＯＳＦＥＴ８のソースは逆流阻止ダイオード４とチョークコイル５との接続点に接続されている。さらに、第一のコンデンサ３と逆流阻止ダイオード４との接続点と、共通端子との間には還流ダイオード９が接続されている。すなわち、第一のコンデンサ３と逆流阻止ダイオード４との接続点には還流ダイオード９のカソードが接続され、該ダイオード９のアノードは共通端子に接続されている。

次に、上記の構成に基づく回路の動作原理について簡単に説明する。本実施例の動作原理は第一実施例の動作原理と基本的に共通する。すなわち、本実施例における充電モードでは、絶縁トランス22の一次巻線23側に配設された２つのスイッチ手段24，25を交互に繰り返しオン・オフさせることにより、絶縁トランス22の二次巻線26および整流回路27を経由して第一のコンデンサ３および第二のコンデンサ７を充電する。第一実施例における第一のスイッチ手段２がオンにされた状態に相当するものである。この充電モードでは第二のスイッチ手段８はオフにされている。

次に、本実施例における放電モードでは、絶縁トランス22の一次巻線23側に配設された２つのスイッチ手段24，25は、双方ともオフとされる。第一実施例における第一のスイッチ手段２がオフにされた状態に相当するものである。一方、この放電モードでは第二のスイッチ手段８はオンにされて、第一のコンデンサ３に充電された電荷を第二のコンデンサ７へと放電することになる。このような充電モードと放電モードを交互に繰り返すことにより、第一実施例と同様にして、第二のコンデンサ７の電圧を制御することができる。このように本実施例によれば、入力側と出力側とが絶縁され、しかも入力電圧に対し出力電圧が極端に低い場合であっても、簡単な構成で出力電圧を高い精度で制御可能な直流−直流変換電源を実現できる。

図６は、本発明の第四実施例を示す回路図である。本実施例の基本構成は、図１に示す第一実施例と共通のものであるが、第二のコンデンサ７を初期充電するためのバイパスコンデンサ31を備えている点で第一実施例と異なる。具体的にはバイパスコンデンサ31は、第二スイッチ手段であるＭＯＳＦＥＴ８のソースと、直流入力電源１の正極側との間に接続されている。このバイパスコンデンサ31の静電容量を第一のコンデンサ３の静電容量に較べて大きなものとすることにより、第一のコンデンサを３経由することなく、バイパスコンデンサ31経由で第二のコンデンサ７を充電することができる。したがって、第二のコンデンサ７の静電容量が大きくても、第二のコンデンサ７の初期充電を短時間で行うことが可能となる。

因みに、本実施例の直流−直流変換電源は、パソコン用の電源を想定し、入力電圧ＤＣ２４Ｖ、出力電圧ＤＣ０．５Ｖ、出力電流１Ａを設計仕様としたものである。各コンデンサの静電容量の値は、第一のコンデンサ３は４．７μＦ、第二のコンデンサ７は０．１μＦ、バイパスコンデンサ31は２０００μＦである。また、各コンデンサの静電容量が上記のような値であることから、第一のコンデンサ３にはセラミックコンデンサを、第二のコンデンサ７には電気二重層コンデンサを、バイパスコンデンサ31には電解コンデンサを使用した。なお、チョークコイル５のインダクタンスは、２．５μＨとした。

図７は、図６に示した第四実施例である直流−直流変換電源を実際に動作させたときの出力電圧および出力電流の波形を示すものである。横軸は時間（ｍｓｅｃ）であり、出力電圧波形や出力電流波形には略４ｋＨｚのリップルが重畳しているものの、出力電圧ＤＣ０．５Ｖ、出力電流１Ａで動作していることが分かる。このように本実施例によれば、第二のコンデンサ７の初期充電を短時間で行うことができ、しかも低い出力電圧を高い精度で制御可能な直流−直流変換電源を実現できる。

以上、本発明を幾つかの実施例に基づいて説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。例えば上記実施例においては、コンデンサ分圧回路を第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７とで構成したが、コンデンサ分圧回路は物理的に分離した２つのコンデンサで構成されたものに限定されない。第一のコンデンサ３や第二のコンデンサ７について、各々複数のコンデンサを接続して構成することもできる。

また、上記実施例では、第一のコンデンサ３と第二のコンデンサ７の静電容量比Ｃ１／Ｃ２を略出力電圧と入力電圧との比に対応させたが、第二のコンデンサ７の静電容量は出力電圧と入力電圧の対応比より大きなものであってもよい。

さらに、上記実施例では、第一のスイッチ手段２や第二のスイッチ手段８としてＭＯＳＦＥＴを用いたが、これらのスイッチ手段はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、トランジスタやＩＧＢＴなど他のスイッチング素子を用いてもよいことは言うまでもない。

本発明の第一実施例を示す回路図である。同上、動作原理を説明するための部分回路図である。本発明の第二実施例を示す回路図である。同上、動作原理を説明するための部分回路図である。本発明の第三実施例を示す回路図である。本発明の第四実施例を示す回路図である。第四実施例における波形図である。従来技術による降圧型の直流−直流変換電源の回路図である。

符号の説明

１直流電源（被変換直流電圧源）
２第一のスイッチ手段（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）
８第二のスイッチ手段（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
３第一のコンデンサ
７第二のコンデンサ
21 絶縁形インバータ

Claims

第一のコンデンサと第二のコンデンサとが直列接続され、前記第二のコンデンサの両端に接続された負荷に直流電力を出力するコンデンサ分圧回路と、
前記コンデンサ分圧回路へ電力を供給する直流電源と、
前記直流電源から前記コンデンサ分圧回路への電力供給路に設けられた一つの第一のスイッチ手段と、
前記第一のコンデンサの電荷を放電させる一つの第二のスイッチ手段とを備え、
入力電圧に対する出力電圧の比が極端に小さな場合であって、前記第一のコンデンサと前記第二のコンデンサの静電容量比Ｃ１／Ｃ２が、略出力電圧と入力電圧との比に等しいことを特徴とする直流−直流変換電源。
前記第一のコンデンサの電荷を放電させて前記第二のコンデンサを充電することを特徴とする請求項１記載の直流−直流変換電源。
前記第一のコンデンサの電荷を放電させて前記直流電源側に回生させることを特徴とする請求項１記載の直流−直流変換電源。