JP5648198B2

JP5648198B2 - スイッチトキャパシタ装置

Info

Publication number: JP5648198B2
Application number: JP2010085194A
Authority: JP
Inventors: 西野　博之; 博之西野; 裕岩堀; 崇史藤野
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2010-04-01
Filing date: 2010-04-01
Publication date: 2015-01-07
Anticipated expiration: 2030-04-01
Also published as: JP2011217561A

Description

本発明は、スイッチトキャパシタ装置に関するものである。

携帯電話機などのサイズが小さな機器において、ＬＥＤなどの素子を駆動させるため、バッテリーなどの直流電力源から出力される直流電力の電圧値を降圧させるスイッチトキャパシタが利用されている。この種のスイッチトキャパシタが特許文献１に例示されている。

図２０は、この種のスイッチトキャパシタの回路構成を示している。このスイッチトキャパシタ１００では、キャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４が放電して端子間電圧が減少すると、スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０４が同時にオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ１００及びＱ１０１が同時にオンとなる。

すると、直流電力源Ｅの正極から、キャパシタＣ１０１、充電用ダイオードＤ１０１、キャパシタＣ１０２、充電用ダイオードＤ１０２、キャパシタＣ１０３、充電用ダイオードＤ１０３、及びキャパシタＣ１０４を経て、負極へ至る充電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４の充電が開始される。

キャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４の充電により、各キャパシタの端子間電圧が上昇すると、スイッチング素子Ｑ１００及びＱ１０１が同時にオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０４が同時にオンとなる。

すると、キャパシタＣ１０１の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０１を経てキャパシタＣ１０１の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０１の放電が開始される。また、キャパシタＣ１０２の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０２を経てキャパシタＣ１０２の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０２の放電が開始される。

さらに、キャパシタＣ１０３の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０３を経てキャパシタＣ１０３の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０３の放電が開始される。また、キャパシタＣ１０４の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０４を経てキャパシタＣ１０４の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０４の放電が開始される。

これにより、平滑用キャパシタＣｏが充電され、その際生じる平滑用キャパシタＣｏの端子間電圧に応じた大きさの電力がＬＥＤ２００に与えられる。

以上の動作が繰り返されることにより、ＬＥＤ２００では、直流電力源Ｅから出力された直流電力の電圧値よりも小さな電圧値に降圧された直流電力が得られる。

特開２００３−３３００９号公報

一般に、スイッチトキャパシタは、抵抗器による電圧の降下と同じ機能を電気エネルギーのロスがない形で実現できるとされている。

しかしながら、実際には、スイッチトキャパシタでは、電気エネルギーのロスが存在している。これについて、以下に説明する。

本発明者は、図２１に示す充放電回路を組んで、２つのキャパシタ間における電気エネルギーの損失について調べた。尚、各キャパシタのキャパシタンスは同じである。

図２１に示す回路において、スイッチング素子ＳＷ１００をオンする一方でスイッチング素子ＳＷ２００をオフすると、キャパシタＣ２００が充電される。その後、スイッチング素子ＳＷ１００をオフにしてスイッチング素子ＳＷ２００をオンすると、キャパシタＣ２００が放電するとともにキャパシタＣ３００が充電される。

図２２は、図２１の充放電回路において充電及び放電が行われる際における各キャパシタの端子間電圧及び各キャパシタ相互間を流れる電流のシミュレーション結果を表す図である。尚、以下の説明について、配線のインピーダンスなど、回路全体のインピーダンスは小さいものとする。

時刻ｔ１は、スイッチング素子ＳＷ１００をオンする一方でスイッチング素子ＳＷ２００をオフにした時刻である。このとき、キャパシタＣ２００が充電されてキャパシタＣ２００の端子間電圧Ｖ２００が、直流電力源Ｅの電位差Ｖｏ（ここでは１０Ｖ）にまで上昇する。尚、キャパシタＣ２００とキャパシタＣ３００との間を流れる電流Ｉ２００の電流値は、スイッチング素子ＳＷ２００がオフなので０である。

時刻ｔ２は、スイッチング素子ＳＷ１００をオフする一方で、スイッチング素子ＳＷ２００をオンにした時刻である。このとき、キャパシタＣ２００の放電が開始されるとともにキャパシタＣ３００の充電が開始され、最終的に、各キャパシタの端子間電圧Ｖ２００及びＶ３００が、直流電力源Ｅから出力される直流電力の電圧値Ｖｏの半分である１／２Ｖｏ（ここでは５Ｖ）となる。

尚、時刻ｔ２において、スイッチング素子ＳＷ１００をオフする一方で、スイッチング素子ＳＷ２００をオンにした瞬間には、配線のインピーダンスなど、回路全体のインピーダンスが小さくされているため、キャパシタＣ２００とキャパシタＣ３００との間に、無限大に近い電流値の電流が瞬間的に流れる。

ここにおいて、時刻ｔ１以降における充放電回路が有する静電エネルギーの変化量に着目する。各キャパシタのキャパシタンスをＣとすると、時刻ｔ１＜時刻ｔ＜時刻ｔ２では、キャパシタＣ１００の静電エネルギーＰ１＝（１／２）×Ｃ×Ｖｏ^２という式Ａが成立する。

一方で、時刻ｔ２＜時刻ｔでは、キャパシタＣ１００の静電エネルギーＰ２＝（１／２）×Ｃ×（Ｖｏ／２）^２＝（１／８）×Ｃ×Ｖｏ^２という式Ｂが成立する。また、キャパシタＣ２００の静電エネルギーＰ３＝（１／２）×Ｃ×（Ｖｏ／２）^２＝（１／８）×Ｃ×Ｖｏ^２という式Ｃが成立する。これにより、各キャパシタの静電エネルギーの合計Ｐ２＋Ｐ３＝（１／４）×Ｃ×Ｖ^２という式Ｄが成立する。

これらの式Ａ〜式Ｄを参照すると、キャパシタＣ１００の静電エネルギーＰ１の半分が、静電エネルギーＰ１が各キャパシタに分散される過程においてロスとなっていることが判る。

このようなエネルギー損失は、時刻ｔ２の時点で、キャパシタＣ２００とＣ３００との間に、無限大に近い電流値の電流が瞬間的に流れていることに起因している。

このように、時刻ｔ２の時点で、キャパシタＣ２００とＣ３００との間に無限大に近い電流値の電流が瞬間的に流れることを防止するためには、キャパシタＣ２００とキャパシタＣ３００との間に抵抗器を介在させることが考えられる。

しかしながら、抵抗器を介在させると、キャパシタＣ２００からキャパシタＣ３００に静電エネルギーが伝達される過程において、当該静電エネルギーの一部が、抵抗器においてジュール熱に変わる。そのため、抵抗器を介在させることは電力のロスを抑制する有効な手立てではない。

また、キャパシタＣ２００に流れ込む電流の観点から、直流電力源Ｅにより、キャパシタＣ２００を充電する場合にも、キャパシタＣ２００を放電してキャパシタＣ３００を充電する場合と同様に、電力のロスが生じていることが類推できる。

すなわち、直流電力源Ｅにおける電位差をＶ、配線等の抵抗成分をｒ、キャパシタＣ２００のキャパシタンスをＣ、キャパシタＣ２００の電位をＶｃ１とすれば、キャパシタＣ２００の充電電流ｉｃ１＝（Ｖ−Ｖｃ１）×ｅ^{−ｔ／Ｃ×ｒ}／ｒからなる式Ｅが成立する。

この式Ｅを参照すると、配線等の抵抗成分ｒがゼロであれば、キャパシタＣ２００の充電開始時に無限大のピーク値を有する電流が瞬間的に流れる一方で、抵抗成分ｒが存在すれば、直流電力源Ｅによる電気エネルギーの一部が、抵抗成分ｒにおけるジュール熱として外部に放出される。

したがって、直流電力源Ｅにより、キャパシタＣ２００を充電する場合にも、キャパシタＣ２００の放電によりキャパシタＣ３００を充電する場合と同様のロスが生じていることが判る。

このことを、図２０のスイッチトキャパシタに当てはめると、直流電力源Ｅから出力される直流電力をキャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４が充電した時点で、エネルギーの損失が生じていることが判る。これにより、直流電力源Ｅによる電気エネルギーがＬＥＤ２００に伝達される過程において、電力の損失が生じていることが判る。

したがって、直流電力源Ｅによる電気エネルギーがＬＥＤ２００に伝達される過程において生じるロスを抑制することが望まれる。

また、図２０のスイッチトキャパシタ装置では、直流電力源Ｅからの直流電力の電圧値が外乱により変動すると、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が変動する。ＬＥＤ２などの固体発光素子を駆動させるには、固体発光素子を流れる電流の電流値が安定していることが望ましい。

そのため、直流電力源Ｅからの直流電力の電圧値の変動によりＬＥＤ２を流れる電流の電流値が変動することを抑制して、直流電力源Ｅによる電気エネルギーを安定した状態で負荷に伝達することも望まれる。

本発明は、上記事情に鑑みて為されたものであって、電気エネルギーが負荷に伝達される過程において生じるロスを抑制させつつ、当該電気エネルギーを負荷に安定した状態で伝達することができるスイッチトキャパシタ装置を提供することを目的とする。

本発明の一局面に係るスイッチトキャパシタ装置は、負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、直流電力を出力する直流電力源と、前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行うキャパシタと、オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための放電用スイッチと、前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記放電用スイッチをオフさせて前記キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記放電用スイッチをオンさせて前記キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、を備えており、前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記キャパシタ、及び前記負荷が直列に接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、前記キャパシタの一端と他端との間には、前記放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記キャパシタを放電させるための放電回路が形成されており、前記制御部は、前記充電用スイッチ及び前記放電用スイッチの時比率を制御して、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御することを特徴とする（請求項１）。

この構成によれば、直流電力源の正極と負極との間には、充電用スイッチ、キャパシタ、及び負荷が直列に接続されることにより、キャパシタを充電するための充電回路が形成されている。

これにより、キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流が、負荷を流れる。そのため、キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流の電流値が、負荷のインピーダンスにより抑制される。また、負荷が存在しなければロスとなって消失する電気エネルギーの一部を負荷の有効電力とすることができる。

また、この構成によれば、制御部は、充電用スイッチ及び放電用スイッチの時比率を制御して、キャパシタの放電により負荷を流れる電流の電流値を制御する。

これにより、負荷に流れ込む電流量を制御するためのスイッチング素子や、負荷を流れる電流量を一定にする定電流回路などの専用の構成要素を付加することなく、キャパシタの放電により負荷を流れる電流の電流値を一定の値に保持することができる。

その結果、専用の構成要素を付加したときのように、直流電力源による電気エネルギーが当該専用の構成要素によりロスすることなく、低コストで、負荷を流れる電流の電流値を一定の値に保持することができる。

以上により、この構成によれば、専用の構成要素を負荷することなく、電気エネルギーが負荷に伝達される過程において生じるロスを抑制させつつ、当該電気エネルギーを負荷に安定した状態で伝達することができる。

上記構成において、複数の前記放電用スイッチが配置されており、前記直流電力源の正極と負極との間には、さらに、複数の前記キャパシタが直列に接続されており、前記各キャパシタの一端と他端との間で、前記各放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記放電回路が複数形成されていることが好ましい（請求項２）。

この構成によれば、直流電力源の正極と負極との間で形成された充電回路では、複数のキャパシタが直列に接続されており、各キャパシタの一端と他端との間で、各放電用スイッチと負荷とが直列に接続されることにより、各キャパシタを放電させるための放電回路が複数形成されている。

これにより、各キャパシタの充電により、各キャパシタで生じる端子間電圧が、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源による直流電力の電圧値となる。また、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの端子間電圧と同じ電位差が、負荷の両端で生じる。

そのため、各キャパシタの放電時には、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源による電圧値と同じ端子間電圧が、負荷にかかることとなる。したがって、キャパシタの数に応じて、降圧比を適宜変更することができる。

上記構成において、前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとに並列に、前記各放電用スイッチがそれぞれ接続されており、前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間に、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記複数の放電用スイッチのうち１又は複数と前記負荷と前記各放電用ダイオードとからなる複数の放電回路を介して放電することが好ましい（請求項３）。

この構成によれば、各放電用スイッチは、各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接するとともに各キャパシタの充電電流が順方向となる向きの充電用ダイオードとに並列に接続されている。

これにより、各キャパシタが充電されたときに、各キャパシタの端子間電圧が、直流電力源からの直流電力の電圧値がキャパシタの数に応じて分圧された値となる。

これにより、各キャパシタの充電時に当該キャパシタに対応する放電用スイッチにかかる電圧が、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源による直流電力の電圧値となるため、放電用スイッチとして、耐圧の小さなスイッチング素子を用いることができる。

上記構成において、前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとからなる組み合わせの数をｎ（但し、ｎは正の整数）とした場合に、最も負荷側の組み合わせと、当該最も負荷側の組み合わせから数えてｉ番目（但し、ｉは２〜ｎの整数）の組み合わせまでのｎ−１個の組み合わせとに、それぞれ、前記各放電用スイッチが並列に接続されており、前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間には、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記各放電用スイッチと前記負荷と前記各放電用ダイオードとからなる複数の放電回路を介して放電することが好ましい（請求項４）。

この構成によれば、最も負荷側に位置する、キャパシタと充電用ダイオードとの組み合わせと、当該最も負荷側の組み合わせから数えてｉ番目（但し、ｉは２〜ｎの整数）に位置する、キャパシタと充電用ダイオードとの組み合わせまでのｎ−１個の組み合わせとに、それぞれ、各放電用スイッチが並列に接続されている。

そして、放電制御が実行されたときには、各キャパシタが、複数の放電用スイッチのうち１又は複数と負荷と各放電用ダイオードとが直列に接続された各放電回路を介して放電する。

そのため、放電制御時に各放電用スイッチにかかる電圧の大きさは、各キャパシタに応じた大きさではないが、各放電用スイッチを流れる電流は、１つのキャパシタの放電による電流となる。そのため、各放電用スイッチを流れる電流の電流値を、１つのキャパシタの放電による電流の電流値に均一化することができる。

上記構成において、前記充電回路及び前記各放電回路に共通して配置されたインダクタをさらに備えており、前記制御部は、前記充電用スイッチの時比率を、１００／（１＋ｎ）（％）以上１００％未満の範囲内で制御する一方で、前記放電用スイッチの時比率を、０％を超え１００ｎ／（１＋ｎ）（％）以下の範囲内で制御することが好ましい（請求項５）。

この構成によれば、制御部は、充電用スイッチ及び放電用スイッチを上記範囲内で制御するため、負荷を流れる電流の電流値を制御するための別段の手段を用いることなく、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失が生じることを抑制しながら、負荷を流れる電流の電流値として最大の電流値が得られるように、負荷の電流値を制御することができる。

また、本発明の他の局面におけるスイッチトキャパシタ装置は、負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、直流電力を出力する直流電力源と、前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行う複数のキャパシタと、オンオフ動作して前記各キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、オンオフ動作して前記各キャパシタにおける放電を制御するための複数の放電用スイッチと、前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記各放電用スイッチをオフさせて前記各キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記各放電用スイッチをオンさせて前記各キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、を備えており、前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記各キャパシタ、及び前記負荷が直列に接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、前記各キャパシタについて、当該キャパシタの一端と他端との間で前記各放電用スイッチ及び前記負荷が直列に接続されることにより、当該キャパシタを放電させるための放電回路が形成されており、前記充電回路及び前記各放電回路に共通してインダクタが配置されており、前記制御部は、前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数を制御して、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御することを特徴とする（請求項６）。

この構成によれば、充電用スイッチ及び各放電用スイッチの駆動周波数を制御して、キャパシタの放電により負荷を流れる電流の電流値を制御するため、負荷を流れる電流の電流値を制御するための別段の手段を用いることなく、当該電流の電流値を制御することができる。

上記構成において、前記制御部には、前記直流電力源による前記直流電力の電圧値が変化する場合に、当該電圧値が、当該電圧値の変化の過程において得られる複数の電圧値の各々である条件で、前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数を変化させた場合における、前記各キャパシタの放電時に前記負荷を流れる電流の電流値が、予め設定されており、前記制御部は、前記直流電力源の前記直流電力の電圧値が変化することにより、前記各キャパシタの放電時に前記負荷を流れる電流の電流値が変化したときには、前記直流電力の電圧値が変化した後の変化後の電圧値である条件で、前記負荷を流れる電流の電流値として変化前の電流値が得られる、前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数を取得し、当該駆動周波数で前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチを駆動させることが好ましい（請求項７）。

この構成によれば、直流電力源の直流電力の電圧値が変化して、各キャパシタの放電時に負荷を流れる電流の電流値が変化したときには、直流電力の電圧値が変化した後の変化後の電圧値である条件で、負荷を流れる電流の電流値として変化前の電流値が得られる、充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数で充電用スイッチ及び各放電用スイッチを駆動させる。

これにより、直流電力源の電源変動により、各キャパシタの放電時に負荷を流れる電流の電流値が変化しても、変化前の電流値が得られる駆動周波数で充電用スイッチ及び各放電用スイッチが駆動されて、負荷を流れる電流値が変化前の電流値に戻る。

そのため、負荷を流れる電流値を制御する別段の構成を付加することなく、直流電力源の電源変動に対応して、各キャパシタの放電時に負荷を流れる電流の電流値を適切に制御することができる。

また、本発明のさらに他の局面におけるスイッチトキャパシタ装置は、負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、直流電力を出力する直流電力源と、前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行う複数のキャパシタと、オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための複数の放電用スイッチと、前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記各放電用スイッチをオフさせて前記各キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記各放電用スイッチをオンさせて前記各キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、を備えており、前記各キャパシタが直列に前記充電用スイッチ及び前記負荷と接続された第１直列回路が、前記各キャパシタを充電するための充電回路として前記直流電力源の正極と負極との間に接続されており、前記各キャパシタの一端と他端との間に、前記各放電用スイッチと前記負荷との直列回路がそれぞれ接続されるように、前記各キャパシタを放電させるための複数の放電回路が形成されており、前記各放電回路において、前記各放電用スイッチは、前記各キャパシタの一端と他端とに並列に接続されており、前記制御部は、前記充電用スイッチをオンさせている間に、前記各放電用スイッチのうち１又は複数の放電用スイッチをオンさせて、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御することを特徴とする（請求項８）。

この構成によれば、直流電力源の正極と負極との間には、充電用スイッチ、各キャパシタ、及び負荷からなる直列回路が、キャパシタを充電するための充電回路として接続されている。

これにより、各キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流が、負荷を流れる。そのため、各キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流の電流値が、負荷のインピーダンスにより抑制される。また、負荷が存在しなければロスとなって消失する電気エネルギーの一部を負荷の有効電力とすることができる。

さらに、この構成によれば、各放電用スイッチは各キャパシタの一端と他端とに並列に接続されている。また、充電用スイッチをオンさせている間に、各放電用スイッチのうち１又は複数の放電用スイッチをオンさせる。

これにより、充電用スイッチがオンとなっているときに、１又は複数の放電用スイッチがオンとされて、当該１又は複数の放電用スイッチに対応するキャパシタの両端が短絡する。その結果、オンとなっている放電用スイッチに対応するキャパシタの分だけ、充電可能なキャパシタの数が減少する。

これにより、充電可能なキャパシタが充電されたときの端子間電圧は、充電可能なキャパシタが減少した分だけ増加するため、結果的には、負荷を流れる電流の電流値が増加する。

そのため、充電用スイッチがオンさせている間に、各放電用スイッチのうち１又は複数の放電用スイッチをオンとして、負荷を流れる電流の電流値を制御して、直流電力源による電気エネルギーが負荷に伝達される量を制御することができる。

その結果、負荷に流れ込む電流量を制御するためのスイッチング素子や、負荷を流れる電流量を一定にする定電流回路などの専用の構成要素を付加することなく、キャパシタの放電により負荷を流れる電流の電流値を一定の値に保持することができる。

上記構成において、前記制御部は、前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの時比率をさらに制御して、前記各キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御することが好ましい（請求項９）。

この構成によれば、制御部は、充電用スイッチ及び各放電用スイッチの時比率をさらに制御して、負荷を流れる電流の電流値を適切に制御することができる。そのため、直流電力源による電気エネルギーをさらに安定した状態で負荷に伝達することができる。

上記構成において、前記負荷は、固体発光素子であることが好ましい（請求項１０）。

固体発光素子を安定して発光させるには、固体発光素子を流れる電流の電流値が一定の値に保持されることが重要とされている。

この構成によれば、負荷は固体発光素子であるため、キャパシタの放電により固体発光素子を流れる電流の電流値が一定の値に保持される。これにより、固体発光素子を安定して発光させることができる。

本発明によれば、専用の構成要素を負荷することなく、電気エネルギーが負荷に伝達される過程において生じるロスを抑制させつつ、当該電気エネルギーを負荷に安定した状態で伝達することができる。

スイッチトキャパシタ装置の参考例を示した図である。第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図であり、キャパシタの数が１つの場合の図である。図２に示すスイッチトキャパシタ装置に平滑用コンデンサ及びインダクタを追加した場合の回路構成図である。第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図であり、キャパシタの数が２以上の場合の図である。第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図であり、キャパシタの数が２以上の場合の図である。直流電力源による電気エネルギーが好適にＬＥＤに伝達されるための、直流電力源の電圧値、キャパシタの数、及び、ＬＥＤの最大直列数の間の関係を示した表である。第１実施形態における制御部の具体的な構成の一例を示した図である。図７に示す制御部と組み合わせて使用される電流値検知部の具体的な構成の一例を示した図である。図７に示す制御部において用いられる各種信号の波形を示した図である。充電用スイッチ及び放電用スイッチの時比率について説明するためのタイミングチャートである。スイッチトキャパシタの数が１つの場合のスイッチトキャパシタ装置の出力特性の一例を示した図である。スイッチトキャパシタの数が２つ以上の場合のスイッチトキャパシタ装置の出力特性の一例を示した図である。スイッチトキャパシタの数が２つ以上の場合のスイッチトキャパシタ装置の出力特性の一例を示した図である。直流電力源の電圧値が各々異なる条件において、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数を変えた場合の出力特性の一例を示した図である。本発明の第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。本発明の第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の他の例を示した図である。第２実施形態において制御部より出力されるパルス信号の波形の一例を示した図である。第２実施形態における制御部の構成の一例を示した図である。第２実施形態における制御部の構成の他の例を示した図である。従来のスイッチトキャパシタ装置を示した図である。従来のスイッチトキャパシタ装置におけるエネルギー損失を説明するための図である。従来のスイッチトキャパシタ装置におけるエネルギー損失を表す図である。

直流電力源による電気エネルギーが負荷に伝達される過程において生じるロスを抑制させつつ、当該電気エネルギーを負荷に安定した状態で伝達することができるスイッチトキャパシタ装置として、例えば、図１に示されるスイッチトキャパシタ装置が挙げられる。

図１（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｂ１は、直流電力源Ｅから出力される直流電圧を降圧してＬＥＤ（負荷）２に伝達するためのスイッチトキャパシタＳＣを備える。スイッチトキャパシタＳＣは、充電用スイッチＱ１０２、キャパシタＣ、充電用ダイオードＤ１、放電用スイッチＱ１０３、及び、放電用ダイオードＤ２を備えて構成されている。

スイッチトキャパシタ装置Ｂ１では、充電用スイッチＱ１０２、キャパシタＣ、充電用ダイオードＤ１、ＬＥＤ２、及び、スイッチング素子Ｑからなる直列回路が、キャパシタＣを充電するための充電回路として、直流電力源Ｅの正極と負極との間に接続されている。

また、スイッチトキャパシタ装置Ｂ１では、ＭＯＳＦＥＴからなる放電用スイッチＱ１０３が、キャパシタＣと充電用ダイオードＤ１とからなる直列回路と並列となるように接続されている。

そして、放電用ダイオードＤ２が、当該放電用ダイオードＤ２のカソード端子がキャパシタＣと充電用ダイオードＤ１との接続点の方向を向いた状態で、当該キャパシタＣと充電用ダイオードＤ１との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間に接続されている。

これにより、キャパシタＣの一端から、放電用スイッチＱ１０３、ＬＥＤ２、スイッチング素子Ｑ、及び、放電用ダイオードＤ２を経て、キャパシタＣの他端に至る放電回路が形成されている。

スイッチトキャパシタ装置Ｂ１によれば、ＬＥＤ２が充電経路に配置されている。そのため、キャパシタＣの充電開始時に充電経路を瞬間的に流れる電流が、ＬＥＤ２のインピーダンスにより抑制される。また、ＬＥＤ２で消費される電力が、ＬＥＤ２の発光に利用されるため、電力が有効に利用される。

これにより、直流電力源Ｅにより生じた電気エネルギーをキャパシタＣに伝達する際におけるエネルギー損失を抑制することができる。結果として、直流電力源Ｅにより生じた電気エネルギーをＬＥＤ２に伝達する過程におけるエネルギー損失を抑制することができる。

スイッチング素子Ｑは、オンオフ動作することにより、ＬＥＤ２の電流路を形成及び切断する。スイッチング素子Ｑは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で駆動し、当該ＰＷＭ信号のデューティ比により、オンオフタイミングが定まる。そのため、ＬＥＤ２の電流路は、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じたタイミングで形成及び切断される。これにより、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が、スイッチング素子Ｑのオンオフ動作により制御される。

その結果として、スイッチング素子Ｑのオンオフ動作により、ＬＥＤ２に伝達される直流電力の大きさを制御することができる。したがって、スイッチトキャパシタ装置Ｂ１では、直流電力源Ｅによる電気エネルギーをＬＥＤ２に安定した状態で伝達することができる。

また、図１（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｂ２は、図１（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｂ１において、スイッチング素子Ｑに代えて当該スイッチング素子Ｑと同じ機能のスイッチング素子Ｑ１が配置されているとともに、スイッチング素子Ｑ２、コンパレータ３、基準電圧源Ｖｒｅｆ、及び、抵抗器ｒからなる定電流回路６が配置されている。

これにより、スイッチトキャパシタ装置Ｂ２では、直流電力源Ｅによる電気エネルギーがＬＥＤ２に伝達される過程において生じるロスを抑制させることができる他、定電流回路６により、直流電力源Ｅによる電気エネルギーをＬＥＤ２により安定した状態で伝達することができる。

以上のように、図１に示すスイッチトキャパシタ装置Ｂ１、Ｂ２によれば、直流電力源Ｅによる電気エネルギーがＬＥＤ２に伝達される過程において生じるロスを抑制させつつ、当該電気エネルギーをＬＥＤ２に安定した状態で伝達することができる。

しかしながら、スイッチトキャパシタ装置Ｂ１、Ｂ２では、電気エネルギーをＬＥＤ２に安定した状態で伝達するため、スイッチング素子や定電流回路を必要としている。このように、スイッチング素子や定電流回路などの構成要素を新たに付加することは、直流電力源Ｅによる電気エネルギーが新たに付加した構成要素によりロスするおそれがあり、コストが嵩む要因となるおそれもある。

本発明者は、このような点に着目し、以下に説明するようなスイッチトキャパシタ装置を想到した。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符合を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。尚、図２、図３に係る実施例は、参考例である。
（第１実施形態）
図２は、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図であり、キャパシタの数が１つの場合の図である。スイッチトキャパシタ装置Ｄでは、直流電力源Ｅの正極と負極との間に、ＬＥＤ２を流れる電流を検出するための抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、ＭＯＳＦＥＴからなる充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、及び、カソード端子がキャパシタＣ１の方向を向いた充電用ダイオードＤ１が直列に接続されることにより、ＬＥＤ２を介してキャパシタＣ１を充電するための充電回路が形成されている。

さらに、キャパシタＣと充電用ダイオードＤ１とからなる直列回路の両端の間に、当該直列回路と並列となるように、ＭＯＳＦＥＴからなる放電用スイッチＱ２が接続されている。

そして、放電用ダイオードＤ２が、当該放電用ダイオードＤ２のアノード端子がキャパシタＣ１と充電用ダイオードＤ１との接続点の方向を向いた状態で、当該キャパシタＣ１と充電用ダイオードＤ１との接続点と、直流電力源Ｅの正極との間に接続されている。

これにより、キャパシタＣ１の一端から、放電用ダイオードＤ２、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、及び、放電用スイッチＱ２を経て、キャパシタＣ１の他端に至る放電回路が形成されている。

このような構成のスイッチトキャパシタ装置Ｄでは、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２は、制御部１により制御される。

制御部１は、充電用スイッチＱ１がオンの間は放電用スイッチＱ２がオフとなり、充電用スイッチＱ１がオフの間は放電用スイッチＱ２がオンとなるように、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２とに対して交互にパルスを出力する。

充電用スイッチＱ１がオンとなるとともに放電用スイッチＱ２がオフとなったときには、直流電力源Ｅの正極から、ＬＥＤ２、充電用ダイオードＤ１、キャパシタＣ１、及び、充電用スイッチＱ１を経て、直流電力源Ｅの負極に至る充電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１の充電が開始される。

一方で、充電用スイッチＱ１がオフとなるとともに放電用スイッチＱ２がオンとなったときには、キャパシタＣ１の一端から、放電用ダイオードＤ２、ＬＥＤ２、及び、放電用スイッチＱ２を経て、キャパシタＣ１の他端に至る放電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１の放電が開始される。

このスイッチトキャパシタ装置Ｄによれば、ＬＥＤ２が充電経路に配置されている。そのため、キャパシタＣ１の充電開始時に充電経路を瞬間的に流れる電流が、ＬＥＤ２のインピーダンスにより抑制される。また、ＬＥＤ２で消費される電力が、ＬＥＤ２の発光に利用されるため、電力が有効に利用される。

これにより、直流電力源Ｅにより生じた電気エネルギーをキャパシタＣ１に伝達する際におけるエネルギー損失を抑制することができる。結果として、直流電力源Ｅにより生じた電気エネルギーをＬＥＤ２に伝達する過程におけるエネルギー損失を抑制することができる。

図３は、図２に示すスイッチトキャパシタ装置に平滑用コンデンサ及びインダクタを追加した場合の回路構成図である。

このスイッチトキャパシタ装置Ｄ１では、図２に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄにおいて、ＬＥＤ２を流れる電流を平滑するため、平滑用キャパシタＣｏとインダクタＬとが配置されている。尚、このスイッチトキャパシタ装置Ｄ１の機能は、図２に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄと同じであるため、機能の説明を省略する。

図２に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ、及び、図３に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ１によれば、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率を制御して、キャパシタＣ１の放電によりＬＥＤ２を流れる電流の電流値を一定の値に保持する。

スイッチトキャパシタ装置Ｄ及びＤ１では、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２へのパルス信号の時比率を制御するために、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値を検知する電流値検知部４、及び、ＬＥＤの端子間電圧を検知する電圧検知部５が配置されている。

尚、図２及び図３において、電流値検知部４により、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値を検出するため、直流電力源Ｅの正極と、ＬＥＤ２のアノード端子との間には、抵抗器ｒが配置されている。ＬＥＤ２を流れる電流は抵抗器ｒを通過するため、抵抗器ｒでは通過した電流により電圧降下が生じる。電流値検知部４は、抵抗器ｒを電流が流れることにより生じる電圧降下の大きさを、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値として検知する。

図４及び図５は、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図であり、キャパシタの数が２以上の場合の図である。ここにおいて、図４（ａ）は、キャパシタの数が２つである場合の例を示している。図４（ｂ）は、キャパシタの数が３つである場合の例を示している。図５（ａ）及び図５（ｂ）は、キャパシタの数が４つである場合の例を示している。

図４（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ２は、キャパシタＣ１、放電用スイッチＱ２１、充電用ダイオードＤ１１、及び、放電用ダイオードＤ２１からなる回路と、キャパシタＣ２、放電用スイッチＱ２２、充電用ダイオードＤ１２、及び、放電用ダイオードＤ２２からなる回路と、を２つ縦続接続することにより構成されている。

このスイッチトキャパシタ装置Ｄ２では、放電用スイッチＱ２１及びＱ２２がオフの状態で充電用スイッチＱ１がオンすると、直流電力源Ｅから、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ１、及び、充電用スイッチＱ１を介して、キャパシタＣ１及びＣ２の充電電流が流れる。これにより、キャパシタＣ１及びＣ２が充電される。

次に、充電用スイッチＱ１がオフして放電用スイッチＱ２１及びＱ２２がオンすると、キャパシタＣ１の電荷が、放電用ダイオードＤ２１、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２２及びＱ２１を介して放電される。

また、同時に、キャパシタＣ２の電荷が、放電用ダイオードＤ２２、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２２を介して放電される。

以降、スイッチトキャパシタ装置Ｄ２は、上記動作を繰り返しながらＬＥＤ２に継続した電力供給を行う。

図４（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ３は、キャパシタＣ１、放電用スイッチＱ２１、充電用ダイオードＤ１１、及び、放電用ダイオードＤ２１からなる回路と、キャパシタＣ２、放電用スイッチＱ２２、充電用ダイオードＤ１２、及び、放電用ダイオードＤ２２からなる回路と、キャパシタＣ３、放電用スイッチＱ２３、充電用ダイオードＤ１３、及び、放電用ダイオードＤ２３からなる回路と、を３つ縦属接続することにより構成されている。

このスイッチトキャパシタ装置Ｄ３では、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオフの状態で充電用スイッチＱ１がオンすると、直流電力源Ｅから、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、充電用ダイオードＤ１３、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ１、及び、充電用スイッチＱ１を介して、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充電電流が流れる。これにより、キャパシタＣ１〜Ｃ３が充電される。

次に、充電用スイッチＱ１がオフして放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオンすると、キャパシタＣ１の電荷が、放電用ダイオードＤ２１、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２３、Ｑ２２、及びＱ２１を介して放電される。

また、同時に、キャパシタＣ２の電荷が、放電用ダイオードＤ２２、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２３及びＱ２２を介して放電される。

さらに、同時に、キャパシタＣ３の電荷が、放電用ダイオードＤ２３、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２３を介して放電される。

以降、スイッチトキャパシタ装置Ｄ３は、上記動作を繰り返しながらＬＥＤ２に継続した電力供給を行う。

図５（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ４は、キャパシタＣ１、放電用スイッチＱ２１、充電用ダイオードＤ１１、及び、放電用ダイオードＤ２１からなる回路と、キャパシタＣ２、放電用スイッチＱ２２、充電用ダイオードＤ１２、及び、放電用ダイオードＤ２２からなる回路と、キャパシタＣ３、放電用スイッチＱ２３、充電用ダイオードＤ１３、及び、放電用ダイオードＤ２３からなる回路と、キャパシタＣ４、放電用スイッチＱ２４、充電用ダイオードＤ１４、及び、放電用ダイオードＤ２４からなる回路と、を４つ縦属接続することにより構成されている。

このスイッチトキャパシタ装置Ｄ４では、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４がオフの状態で充電用スイッチＱ１がオンすると、直流電力源Ｅから、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、充電用ダイオードＤ１４、キャパシタＣ４、充電用ダイオードＤ１３、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ１、及び、充電用スイッチＱ１を介して、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電電流が流れる。これにより、キャパシタＣ１〜Ｃ４が充電される。

次に、充電用スイッチＱ１がオフして放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４がオンすると、キャパシタＣ１の電荷が、放電用ダイオードＤ２１、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２４、Ｑ２３、Ｑ２２、及びＱ２１を介して放電される。

また、同時に、キャパシタＣ２の電荷が、放電用ダイオードＤ２２、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２４、Ｑ２３及びＱ２２を介して放電される。

さらに、同時に、キャパシタＣ３の電荷が、放電用ダイオードＤ２３、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２４及びＱ２３を介して放電される。

さらに、同時に、キャパシタＣ４の電荷が、放電用ダイオードＤ２４、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２４を介して放電される。

以降、スイッチトキャパシタ装置Ｄ４は、上記動作を繰り返しながらＬＥＤ２に継続した電力供給を行う。

以上に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ２〜Ｄ５によれば、各キャパシタが充電されたときに、各キャパシタの端子間電圧が、直流電力源Ｅからの直流電力の電圧値がキャパシタの数に応じて分圧された値となる。

これにより、各キャパシタの充電時に当該キャパシタに対応して配置されている放電用スイッチにかかる電圧が、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値となるため、放電用スイッチとして、耐圧の小さなスイッチング素子を用いることができる。

また、以上に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ２〜Ｄ５によれば、各放電回路では、各キャパシタがＬＥＤ２に対して並列に接続されている。これにより、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの端子間電圧と同じ電位差が、ＬＥＤ２の両端で生じる。

そして、スイッチトキャパシタ装置Ｄ２〜Ｄ５では、先述したように、充電により各キャパシタで生じる端子間電圧は、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値となっている。

これにより、各キャパシタの放電時に、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値と同じ端子間電圧が、ＬＥＤ２の両端にかかるため、図２及び図３に示すように、キャパシタの数が１つである場合よりも降圧された出力を得ることができる。

図５（ｂ）は、キャパシタの数が４つの場合の例において、各キャパシタに、当該キャパシタに対応する放電用スイッチを１つ配置することにより、各キャパシタの放電経路を形成したものである。

すなわち、図５（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ５では、放電用スイッチＱ２１が、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、キャパシタＣ４、及び、充電用ダイオードＤ１４からなる直列回路に並列に接続されている。

これにより、キャパシタＣ１の一端から、放電用ダイオードＤ２１、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２１を経て、キャパシタＣ１の他端に至る放電経路が形成される。

また、スイッチトキャパシタ装置Ｄ５では、放電用スイッチＱ２２が、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、キャパシタＣ４、及び、充電用ダイオードＤ１４からなる直列回路に並列に接続されている。

これにより、キャパシタＣ２の一端から、放電用ダイオードＤ２２、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２２を経て、キャパシタＣ２の他端に至る放電経路が形成される。

さらに、スイッチトキャパシタ装置Ｄ５では、放電用スイッチＱ２３が、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、キャパシタＣ４、及び、充電用ダイオードＤ１４からなる直列回路に並列に接続されている。

これにより、キャパシタＣ３の一端から、放電用ダイオードＤ２３、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２３を経て、キャパシタＣ３の他端に至る放電経路が形成される。

さらに、スイッチトキャパシタ装置Ｄ５では、放電用スイッチＱ２４が、キャパシタＣ４、及び、充電用ダイオードＤ１４からなる直列回路に並列に接続されている。

これにより、キャパシタＣ４の一端から、放電用ダイオードＤ２４、抵抗器ｒ、ＬＥＤ２、インダクタＬ、及び、放電用スイッチＱ２４を経て、キャパシタＣ４の他端に至る放電経路が形成される。

以上のように、図５（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ５によれば、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの電荷が、当該キャパシタに対応する放電用スイッチを介して放電されるため、各放電用スイッチを流れる電流が均一化される。

図６は、本発明者が、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置Ｄ、Ｄ１〜Ｄ５において、１つのＬＥＤ２のオン電圧が３．３Ｖである条件下で、直流電圧源Ｅからの直流電力の電圧値Ｖｉｎ、キャパシタの数、及び、ＬＥＤ２の数の各々を変動させる実験を行って得られたものである。

本発明者は、このような実験において、直流電力源Ｅによる電気エネルギーが好適にＬＥＤ２に伝達されたときにおける、電圧値Ｖｉｎ、キャパシタの数、及びＬＥＤ２の数を得て、図６に示される表にまとめた。尚、図６の表において、「ＤＣ−Ｖｉｎ」は、入力直流電力の平均電圧値を示しており、「ＡＣ−Ｖｉｎ」は、入力直流電力の平均電圧値の各々に対応する入力交流電力の実効電圧値を示している。例えば、ＡＣ１００Ｖｒｍｓ（root mean square）の交流電力を整流及び平滑して得られる直流電力の電圧値は１４０Ｖである。そのため、平均電圧値が１４０Ｖである入力直流電力は、実効電圧値が１００Ｖである入力交流電力に対応する。

図６の表は、入力として与えられる直流電力の平均電圧値（図６では、「ＤＣ−Ｖｉｎ」と記載されている）とキャパシタＣの数（１〜８個）とに対応する、好適に電力が供給されるＬＥＤ２の最大直列数を示している。

図６の表においては、行方向に、直流電力の電圧値「ＤＣ−Ｖｉｎ」と交流電力の実効値「ＡＣ−Ｖｉｎ」との組み合わせの各々について、ＬＥＤ２が好適に発光することが可能となるＬＥＤ２の個数が示されている。また、列方向に、キャパシタの数に応じて、ＬＥＤ２が好適に発光することが可能となるＬＥＤ２の個数が示されている。

このような表からは、例えば、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値「ＤＣ−Ｖｉｎ」が１４０Ｖである場合には、６個の直列接続されたＬＥＤ２を好適に発光させるには、キャパシタの数が６であることが最適であることが判る。

また、図６の表のうち、斜線で示す行Ｌからは、直流電力の電圧値「ＤＣ−Ｖｉｎ」が１４０Ｖである状態で、キャパシタの数を５に減らすと、ＬＥＤ２が好適に発光することが可能となるＬＥＤ２の個数が７であることが判る。一方、図６の表のうち、斜線で示す行Ｌからは、直流電力の電圧値「ＤＣ−Ｖｉｎ」が１４０Ｖである状態で、キャパシタの数を７に増やすと、ＬＥＤ２が好適に発光することが可能となるＬＥＤ２の個数が５であることが判る。

図７は、第１実施形態における制御部１の具体的な構成の一例を示した図である。図８は、図７に示す制御部１と組み合わせて使用される電流値検知部４の具体的な構成の一例を示した図である。図９は、図７に示す制御部１において用いられる各種信号の波形を示した図である。

図７に示す制御部１では、発振器ＩＣ１、抵抗器Ｒ１及びＲ２、及び、キャパシタＣ１により、無安定マルチバイブレータが構成されている。この無安定マルチバイブレータは、所定の周波数（例えば１ＭＨｚ）の矩形波基準信号（図９の（ア）参照）を生成する。

無安定マルチバイブレータにより生成された矩形波基準信号は、バッファＩＣ２を介して、ペアトランジスタＱ１及び抵抗器Ｒ３で構成されたカレントミラーによって、キャパシタＣ２を充電する。

また、無安定マルチバイブレータにより生成された矩形波基準信号は、ＮＯＴ回路ＩＣ３により位相が反転されて反転基準信号（図９の（イ）参照）とされ、スイッチング素子Ｑ２に出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ２は、反転基準信号と同期して、オンオフ動作を行って、キャパシタＣ２の端子間を短絡させてキャパシタＣ２を放電させる。

反転基準信号は、矩形波基準信号の位相が反転したものであるため、矩形波基準信号の１周期に対して位相が１８０度遅れている。

これにより、キャパシタＣ２は、矩形波基準信号のパルスを受け付けている間には、端子間が短絡せずに充電を行うとともに、矩形波基準信号のパルスを受け付けていない間には、端子間が短絡して放電する。これにより、周期的に三角波（図９（ウ）参照）が生成される。

コンパレータＩＣ４の反転入力端子には、キャパシタＣ２で生成された三角波が入力されるとともに、コンパレータＩＣ４の非反転入力端子には、電流値検知部４により計測される、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が、フォトカプラＰＣを通じて、電圧値の形で入力される。

ここにおいて、コンパレータＩＣ４の非反転入力端子に入力される電圧値は、コンパレータＩＣ４により閾値Ｖｔｈとして用いられる。

コンパレータＩＣ４では、反転入力端子に入力された三角波の電圧値と、非反転入力端子に入力された，ＬＥＤ２を流れる電流の電流値を表す電圧値（Ｖｔｈ）とを比較して、反転入力端子に入力された三角波の電圧値が、非反転入力端子に入力された電圧値（Ｖｔｈ）よりも小さな場合に、パルスを出力する。これにより、コンパレータＩＣ４は、図９（エ）に示すパルス信号を、ＡＮＤ回路ＩＣ５の一端に出力する。

ＡＮＤ回路ＩＣ５は、コンパレータＩＣ４から一端に向けて出力されたパルス信号と、マルチバイブレータからバッファＩＣ２を通じて他端に向けて出力されたパルス信号とを受け付けて、両端の電圧値の論理積を演算して、充電用スイッチＱ１が接続されたバッファＩＣ６と、放電用スイッチＱ２が接続されたＮＯＴ回路ＩＣ７とに向けて出力する。

これにより、充電用スイッチＱ１には、図９（オ）に示すパルス信号が出力され、放電用スイッチＱ２には、図９（カ）に示すパルス信号が出力される。その結果、図１０（ｃ）に示すように、時比率が２５％のパルス信号が充電用スイッチＱ１に出力された後、時比率が７５％のパルス信号が放電用スイッチＱ２に出力されることが繰り返される。

図８に示す電流値検知部４は、非反転入力端子が抵抗器ｒの一端と接続され、反転入力端子が基準電圧源Ｖｒｅｆと接続された誤差増幅器ＩＣ８を備える。誤差増幅器ＩＣ８は、非反転入力端子の電圧値と、反転入力端子の電圧値との間の差分を増幅して、トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ３のベースに向けて出力する。

スイッチング素子Ｑ３のコレクタ端子には、フォトカプラＰＣが接続されており、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧値との差分が制御部１にフィードバックされる。

尚、図８に示す電流値検知部４において、抵抗器ｒに代えて、ＬＥＤ２を配置すれば、ＬＥＤ２の端子間電圧を検知する電圧検知部を構成することができる。

図１０は、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２の時比率について説明するためのタイミングチャートである。

制御部１は、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２、Ｑ２１〜Ｑ２４とに対して交互にパルスが出力されるように、図１０に示すようなオンオフ周期が周期Ｔであるパルス信号を、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２とに対して出力する。

図１０（ａ）は、充電用スイッチＱ１に出力される、時比率が５０％であるパルス信号の波形と、放電用スイッチＱ２に出力される、時比率が５０％であるパルス信号の波形とを示している。

充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号の時比率と、放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率とがともに５０％であるとき、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される期間Ｔ１は、放電用スイッチＱ２にパルスが出力される期間Ｔ２と同じである。

図１０（ｂ）は、充電用スイッチＱ１に出力される、時比率が７５％であるパルス信号の波形と、放電用スイッチＱ２に出力される、時比率が２５％であるパルス信号の波形とを示している。

充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号の時比率が７５％であり、放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率が２５％であるとき、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される期間Ｔ１は、放電用スイッチＱ２にパルスが出力される期間Ｔ２の３倍である。

図１０（ｃ）は、充電用スイッチＱ１に出力される、時比率が２５％であるパルス信号の波形と、放電用スイッチＱ２に出力される、時比率が７５％であるパルス信号の波形とを示している。

充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号の時比率が２５％であり、放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率が７５％であるとき、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される期間Ｔ１は、放電用スイッチＱ２にパルスが出力される期間Ｔ２の１／３倍である。

以下に、制御部１により、充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号、及び、放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率を制御する処理について、説明する。

図１１は、スイッチトキャパシタ装置Ｄ１（図３参照）の出力特性を示した図である。図１１に示す出力特性は、本発明者による実験により取得されたものである。

つまり、本発明者は、スイッチトキャパシタ装置Ｄ１において、直流電力源Ｅの電圧値が１４０Ｖ、キャパシタの数が１つでＬＥＤ２の数が２１個、平滑キャパシタＣｏのキャパシタンスが５００ｎＦ、インダクタＬのインダクタンスが２μＨ、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数が１ＭＨｚである条件で、充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号の時比率と、放電用スイッチＱ２とに出力されるパルス信号の時比率と、を変化させながら、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値を計測する実験を行った。

図１１に示す表からは、充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号の時比率が概ね３０％以下（放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率が概ね７０％以上の範囲）では、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２の時比率の変化に対して、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値の変化が大きいことが判る。

また、充電用スイッチＱ１に出力されるパルス信号の時比率が概ね７０％以上（放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率が概ね３０％以下の範囲）でも、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２の時比率の時比率の変化に対して、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値の変化が大きいことが判る。

これにより、スイッチトキャパシタ装置Ｄ１では、ＬＥＤ２を通電させるため、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２に対して、０％から３０％の範囲、或いは、７０％から１００％の範囲の時比率のパルス信号を出力する。

そして、上記範囲内で、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率を制御する。

制御部１は、電流値検知部４により検知される、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が変動したときには、０％から３０％の範囲、或いは、７０％から１００％の範囲の時比率であり、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が変動前の電流値となるような時比率のパルス信号を、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２とに対して出力する。

或いは、制御部１は、電圧検知部５により検知される、ＬＥＤ２の端子間電圧を監視する。

制御部１は、電圧検知部５により検知される、ＬＥＤ２の端子間電圧が変動したときには、０％から３０％の範囲、或いは、７０％から１００％の範囲の時比率であり、ＬＥＤ２の端子間電圧が変動前の端子間電圧となるような時比率のパルス信号を、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２とに対して出力する。

これにより、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が変動したときに、当該電流値を適切に制御して、変動前の電流値に戻すことができる。その結果、ＬＥＤ２に対して直流電力を安定した状態で伝達することができる。

尚、スイッチトキャパシタ装置Ｄ１では、電流値検知部４や電圧検知部５とは別に、直流電力源Ｅの電源変動に応じて当該スイッチトキャパシタ装置の出力を補正するために、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値を計測する電圧計が、直流電力源Ｅの正極と負極との間に配置されていてもよい。

この場合、制御部１は、電圧計により計測される電圧値が変動したときには、当該電圧値の変動の影響による、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値の変動を予測して、当該電流値の変動を抑制するように、直流電力源Ｅによる直流電力を制御する。この制御は、いわゆるフィードフォワード制御である。

このようなフィードフォワード制御によっても、ＬＥＤ２に直流電力を安定した状態で伝達することができる。

以上のように、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２の時比率を変えることによってＬＥＤ２を流れる電流の値を変えることができるため、スイッチトキャパシタ装置の参考例（図１（ａ）及び図１（ｂ）参照）に示すスイッチング素子Ｑや定電流回路６のような、別段の電流制御手段を省略することができる。

図１２及び図１３は、キャパシタが複数個の場合におけるスイッチトキャパシタ装置の出力特性を示した図である。ここにおいて、図１２（ａ）は、図４（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ２の出力特性の一例を示している。図１２（ｂ）は、図４（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ３の出力特性の一例を示している。図１３（ａ）は、図５（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ４の出力特性の一例を示している。

そして、図１３（ｂ）は、図５（ａ）のスイッチトキャパシタ装置Ｄ４において、キャパシタ、充電用ダイオード、放電用ダイオード、及び、放電用スイッチからなる回路を、キャパシタＣ４、充電用ダイオードＤ１４、放電用ダイオードＤ２４、及び、放電用スイッチＱ２４からなる回路にさらに縦続接続したものの出力特性の一例を示している。

ここにおいて、図１１のように、キャパシタが１つである場合には、充電用スイッチＱ１の時比率が、ＬＥＤ電流の電流値が低下し始める８０％から９５％まで変化する際において、充電用スイッチＱ１の時比率が１％増加したときのＬＥＤ電流の電流値の降下度合いは、（５００−１２５）（ｍＡ）／（９５−８０）（％）＝２５ｍＡ／％である。

その一方で、図１２（ａ）の場合には、充電用スイッチＱ１の時比率が、ＬＥＤ電流の電流値が低下し始める７５％から９５％まで変化する際において、充電用スイッチＱ１の時比率が１％増加したときのＬＥＤ電流の電流値の降下度合いは、（４５０−９０）（ｍＡ）／（９５−７５）（％）＝１８ｍＡ／％である。

また、図１２（ｂ）の場合には、充電用スイッチＱ１の時比率が、ＬＥＤ電流の電流値が低下し始める６５％から９５％まで変化する際において、充電用スイッチＱ１の時比率が１％増加したときのＬＥＤ電流の電流値の降下度合いは、（５００−５０）（ｍＡ）／（９５−６５）（％）＝１５ｍＡ／％である。

さらに、図１３（ａ）の場合には、充電用スイッチＱ１の時比率が、ＬＥＤ電流の電流値が低下し始める６０％から９０％まで変化する際において、充電用スイッチＱ１の時比率が１％増加したときのＬＥＤ電流の電流値の降下度合いは、（４８０−１２０）（ｍＡ）／（９０−６０）（％）＝１２ｍＡ／％である。

さらに、図１３（ｂ）の場合には、充電用スイッチＱ１の時比率が、ＬＥＤ電流の電流値が低下し始める５５％から９０％まで変化する際において、充電用スイッチＱ１の時比率が１％増加したときのＬＥＤ電流の電流値の降下度合いは、（４３０−７５）（ｍＡ）／（９０−５５）（％）≒１０ｍＡ／％である。

これらの結果を、図１１のようにキャパシタが１つの場合と比較すると、キャパシタの数が複数の場合には、充電用スイッチの時比率が大きい領域、換言すれば放電用スイッチの時比率が小さい領域で、時比率の変化に対するＬＥＤ２の電流値の傾斜が緩やかで、かつＬＥＤ２の電流を十分小さい値にまで制御できることが判る。

この傾向は、キャパシタの数が多いほど顕著となっている。これにより、キャパシタの数が多いほど、ＬＥＤ２の電流値を制御できる時比率の制御範囲が広くなるため、制御が容易となる。

ここにおいて、インダクタＬは、キャパシタの充電回路及び放電回路に共通して配置されている。このようなインダクタＬのインダクタンスＬと、各キャパシタのキャパシタンスＣとを、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数に対して直列共振条件を満たすよう設定すれば、充電電流及び放電電流を共振波形にすることができ、充電用スイッチ及び放電用スイッチのスイッチング損失が低減できる効果が生まれる。

すなわち共振によって、充電及び放電電流が正弦波状となって振動し、充電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで充電用スイッチをオフするとともに、放電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで放電用スイッチをオフすると、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失は回避される（ゼロカレントスイッチング条件）。

尚、図１２（ａ）及び（ｂ）、図１３（ａ）及び（ｂ）の結果は、各キャパシタの静電容量が７ｎＦ、インダクタＬのインダクタンスが８００ｎＨ、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数が１ＭＨｚとして測定している。

ここにおいて、充電用スイッチの時比率を、１００／（１＋ｎ）（％）以上１００％未満の範囲内で制御する一方で、放電用スイッチの時比率を、０％を超え１００ｎ／（１＋ｎ）（％）以下の範囲内で制御すると、ＬＥＤ２に流れる電流値が最も多い条件で、ゼロカレントスイッチングを実現することができる。

以下に上記範囲が取得される理由を説明する。まず、共振によって、充電或いは放電電流が正弦波状となって振動しているときの充電期間Ｔ１及び放電期間Ｔ２は、式（１）及び（２）のように表すことができる。

但し、ＬはインダクタＬのインダクタンス、ｎはキャパシタの数、Ｃはキャパシタ個々の静電容量をそれぞれ示す。

そして、充電期間Ｔ１が終了した時点で放電期間Ｔ２が開始するため、充電用スイッチ及び放電用スイッチがゼロカレントスイッチング条件を満たすのは、充電期間Ｔ１が開始したときに充電用スイッチをオンし、充電期間Ｔ１が終了して放電期間Ｔ２が開始したときに充電用スイッチをオフし、放電期間Ｔ２が終了するまで充電用スイッチのオフ状態を保持すればよいから、充電用スイッチＱ１の時比率が、式（３）を満たすときである。

充電用スイッチＱ１の時比率＝１００×Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）＝１００／（１＋ｎ）（％）・・・（３）
一方、充電用スイッチＱ１の時比率が式（３）を満たすときの放電用スイッチＱ２の時比率は、１００−充電用スイッチＱ１の時比率から、１００−１００／（１＋ｎ）（％）・・・（４）となる。

以上により、充電用スイッチの時比率を、１００／（１＋ｎ）（％）以上１００％未満の範囲内で制御する一方で、放電用スイッチの時比率を、０％を超え１００ｎ／（１＋ｎ）（％）以下の範囲内で制御すると、ＬＥＤ２に流れる電流値が最も多い条件で、ゼロカレントスイッチングを実現することができる。

これにより、充電用スイッチ及び放電用スイッチを、上記時比率の範囲内で制御すると、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失を抑制しながら、ＬＥＤ２を流れる電流値を大きく保持することができる。

図１４は、図５（ａ）に示したキャパシタが４つであるスイッチトキャパシタ装置Ｄ４において、直流電力源Ｅの電圧値が各々異なる条件において、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数を変えた場合の出力特性の一例を示した図である。

図１４によれば、直流電力源Ｅの電圧値が１６０Ｖの場合の、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数と、ＬＥＤ電流との相関関係が、丸印で表されている。また、直流電力源Ｅの電圧値が１５０Ｖの場合の、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数と、ＬＥＤ電流との相関関係が、三角で表されている。

さらに、直流電力源Ｅの電圧値が１４０Ｖの場合の、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数と、ＬＥＤ電流との相関関係が、菱形で表されている。さらに、直流電力源Ｅの電圧値が１３０Ｖの場合の、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数と、ＬＥＤ電流との相関関係が、×で表されている。

図１４から、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数にかかわらず、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値が大きいほど、ＬＥＤ電流の値が大きくなることが判り、また、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値にかかわらず、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数が小さいほど、ＬＥＤ電流の値が小さくなることが判る。尚、図１４の結果は、充電用スイッチ及び放電用スイッチの時比率を５０％とした場合の結果を示している。

図１４の結果から、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値が変化した場合、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数を変えることによって、ＬＥＤ電流の値を一定に保持できることが判る。

例えば、制御部１は、ＬＥＤ２を流れる電流値を６００ｍＡに保持するよう制御するに際し、直流電力源Ｅの電圧値が１６０Ｖであるときには、充電用スイッチ及び放電用スイッチを、およそ３８０ｋＨｚの駆動周波数で駆動させる。

そして、直流電力源Ｅの電圧値が１６０Ｖから１３０Ｖに変化したとする。直流電力源Ｅの電圧値が１３０Ｖである際に、ＬＥＤ２の電流値を６００ｍＡに保持するのに必要な、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数は、図１４から判るように、およそ、７３０ＫｈＺである。

したがって、制御部１は、ＬＥＤ２を流れる電流値を６００ｍＡに保持するに際し、直流電力源Ｅの電圧値が１６０Ｖから１３０Ｖに変動したときには、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数を、Δｆだけ変化させ、つまり、およそ３８０ｋＨｚからおよそ７３０ｋＨｚに変化させ、当該変化後の駆動周波数で、充電用スイッチ及び放電用スイッチを駆動させる。

これにより、図1（ａ）、（ｂ）に示したような別段のＬＥＤ２を制御するための電流制御手段を用いることなく、ＬＥＤ２を流れる電流値の制御が可能である。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置について、図６、及び図１５〜図１９を用いて説明する。尚、第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、制御部１が、充電用スイッチがオンの間に一部の放電用スイッチもオンとする制御を行う点が、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置とは異なる。

その他の構成は第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置と同様であるため説明及び図示を省略しており、以下、本実施形態の特徴的な点について説明する。

ここにおいて、既に図６において説明したように、直流電力源Ｅの電圧値Ｖｉｎ及びキャパシタの数によって、ＬＥＤ２が好適に発光することが可能な個数が存在し、図６では各条件でのＬＥＤ２の最大直列数を示した。この第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、このような点に着目したものである。

図１５は、第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。図１６は、第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の他の例を示した図である。図１７は、第２実施形態において制御部１より出力されるパルス信号の波形を示した図である。

図１５に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ６は、スイッチトキャパシタ装置Ｄ４（図５（ａ）参照）において、キャパシタＣ５、充電用ダイオードＤ１５、放電用ダイオードＤ２５、及び、放電用スイッチＱ２５からなる回路を、さらに付加したものである。

また、図１６に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ７は、スイッチトキャパシタ装置Ｄ５（図５（ｂ）参照）において、キャパシタＣ５、充電用ダイオードＤ１５、放電用ダイオードＤ２５、及び、放電用スイッチＱ２５からなる回路を、さらに付加したものである。

図１５及び図１６に示すスイッチトキャパシタ装置Ｄ６及びＤ７では、制御部１は、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２５とに対して、図１７に示される波形のパルス信号を出力する。

制御部１は、原則的には、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２５とに対して交互にパルスが到来するように、オンオフ周期Ｔのパルス信号を出力する（期間Ａ）。

ところが、制御部１は、ＬＥＤ２を流れる電流の電流値が変動したときには、当該電流値を変動前の電流値に戻すために、期間Ｂ乃至期間Ｄのいずれかに示すパルス信号を出力する。期間Ｂでは、制御部１は、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される２回に１回の割合で、放電用スイッチＱ２５に対してパルスが出力されるように、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２５に対してパルス信号を出力する。

期間Ｂでは、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される２回に１回の割合で、放電用スイッチＱ２５が配置された放電回路のキャパシタＣ５が短絡する。そのため、各キャパシタに充電が行われる２回の１回の割合で、充電可能なキャパシタの数が１つ減る。

これにより、各キャパシタに充電が行われる２回に１回の割合で、充電可能なキャパシタの端子間電圧を増加させることができる。その結果、各キャパシタの放電によりＬＥＤ２を流れる電流の電流値を増加させて、ＬＥＤ２に伝達される電気エネルギー量を増加させることができる。

期間Ｃでは、制御部１は、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される５回に４回の割合で、放電用スイッチＱ２５に対してパルスが出力されるように、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２５に対してパルス信号を出力する。

期間Ｃでは、各キャパシタに充電が行われる５回に４回の割合で、充電可能なキャパシタの端子間電圧を増加させることができる。その結果、各キャパシタの放電によりＬＥＤ２を流れる電流の電流値を期間Ｂの増加分よりも多く増加させることができるため、ＬＥＤ２に伝達される電気エネルギー量を期間Ｂの増加分よりも多く増加させることができる。

期間Ｄでは、制御部１は、放電用スイッチＱ２５に対して継続してパルスが出力されるように放電用スイッチＱ２５に対してパルス信号を出力するとともに、充電用スイッチＱ１にパルスが出力される２回に１回の割合で、放電用スイッチＱ２４に対してパルスが出力されるように、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４に対してパルス信号を出力する。

期間Ｄでは、充電用スイッチＱ１にパルスが出力されている間に、放電用スイッチＱ２５だけではなく、放電用スイッチＱ２４にもパルスが出力されるため、放電用スイッチＱ２４の分だけ、充電可能なキャパシタの数がさらに減る。

これにより、充電可能なキャパシタの端子間電圧が期間Ｃよりもさらに大きくなる。その結果、各キャパシタの放電によりＬＥＤ２を流れる電流の電流値を期間Ｃの増加分よりも多く増加させることができるため、ＬＥＤ２に伝達される電気エネルギー量を期間Ｃの増加分よりも多く増加させることができる。

図１８は、第２実施形態における制御部１の構成の一例を示した図である。図１８に示す制御部１は、電流値検知部４や電圧検知部５からの信号を、誤差増幅器Ａｍｐにより増幅して、Ａ／Ｄコンバータ１１によりデジタル信号の形に変換してから、マイクロコンピュータ１２に出力する。

マイクロコンピュータ１２は、発振器ＯＳＣにより生成されるクロック信号に基づいて駆動し、Ａ／Ｄコンバータ１１から入力された信号に応じて、充電用スイッチＱ１、及び、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２５の各々から出力されるべきパルス信号を生成する。

マイクロコンピュータ１２は、各パルス信号を生成すると、生成した各パルス信号を、バッファＩＣ１３を通じて、充電用スイッチＱ１、及び、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２５へ出力する。

図１９は、第２実施形態における制御部１の構成の他の例を示した図である。図１９に示す制御部１は、調光器などから交流信号の形で出力される制御信号を、交直変換器１５により直流信号の形に変換し、Ａ／Ｄコンバータ１１によりデジタル信号の形に変換してから、マイクロコンピュータ１２に出力する。

尚、第２実施形態でも、第１実施形態と同じように、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２に出力されるパルス信号の時比率を制御してもよい。こうすれば、ＬＥＤ２を流れる電流値をさらに適切に制御することができる。

Ｄ、Ｄ１〜Ｄ７スイッチトキャパシタ装置
１制御部
２ＬＥＤ
Ｅ直流電力源
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５キャパシタ
Ｄ１、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５充電用ダイオード
Ｄ２、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４、Ｄ２５放電用ダイオード
Ｑ１充電用スイッチ
Ｑ２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４、Ｑ２５放電用スイッチ

Claims

負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、
直流電力を出力する直流電力源と、
前記直流電力源の正極と負極との間に、直列に接続された前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行う複数のキャパシタと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための複数の放電用スイッチと、
前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記放電用スイッチをオフさせて前記キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記放電用スイッチをオンさせて前記キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、
を備えており、
前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記キャパシタ、及び前記負荷が直列に接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、
前記各キャパシタの一端と他端との間には、前記各放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記キャパシタを放電させるための放電回路が複数形成されており、
前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、
前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとに並列に、前記各放電用スイッチがそれぞれ接続されており、
前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間に、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、
前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記複数の放電用スイッチのうち１又は複数と前記負荷と前記各放電用ダイオードとからなる複数の放電回路を介して放電し、
前記制御部は、
前記充電用スイッチ及び前記放電用スイッチの時比率を制御して、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御する
ことを特徴とするスイッチトキャパシタ装置。
負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、
直流電力を出力する直流電力源と、
前記直流電力源の正極と負極との間に、直列に接続された前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行う複数のキャパシタと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための複数の放電用スイッチと、
前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記放電用スイッチをオフさせて前記キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記放電用スイッチをオンさせて前記キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、
を備えており、
前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記キャパシタ、及び前記負荷が直列に接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、
前記各キャパシタの一端と他端との間には、前記各放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記キャパシタを放電させるための放電回路が複数形成されており、
前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、
前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとからなる組み合わせの数をｎ（但し、ｎは正の整数）とした場合に、最も負荷側の組み合わせと、当該最も負荷側の組み合わせから数えてｉ番目（但し、ｉは２〜ｎの整数）の組み合わせまでのｎ−１個の組み合わせとに、それぞれ、前記各放電用スイッチが並列に接続されており、
前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間には、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、
前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記各放電用スイッチと前記負荷と前記各放電用ダイオードとからなる複数の放電回路を介して放電し、
前記制御部は、
前記充電用スイッチ及び前記放電用スイッチの時比率を制御して、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御する
ことを特徴とするスイッチトキャパシタ装置。
前記充電回路及び前記各放電回路に共通して配置されたインダクタをさらに備えており、
前記制御部は、
前記充電用スイッチの時比率を、１００／（１＋ｎ）（％）以上１００％未満の範囲内で制御する一方で、前記放電用スイッチの時比率を、０％を超え１００ｎ／（１＋ｎ）（％）以下の範囲内で制御する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチトキャパシタ装置。
負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、
直流電力を出力する直流電力源と、
前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行う複数のキャパシタと、
オンオフ動作して前記各キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、
オンオフ動作して前記各キャパシタにおける放電を制御するための複数の放電用スイッチと、
前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記各放電用スイッチをオフさせて前記各キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記各放電用スイッチをオンさせて前記各キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、
を備えており、
前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記各キャパシタ、及び前記負荷が直列に接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、
前記各キャパシタについて、当該キャパシタの一端と他端との間で前記各放電用スイッチ及び前記負荷が直列に接続されることにより、当該キャパシタを放電させるための放電回路が形成されており、
前記充電回路及び前記各放電回路に共通してインダクタが配置されており、
前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、
前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとに並列に、前記各放電用スイッチがそれぞれ接続されており、
前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間に、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、
前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記複数の放電用スイッチのうち１又は複数と前記負荷と前記各放電用ダイオードとからなる複数の放電回路を介して放電し、
前記制御部は、
前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数を制御して、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御する
ことを特徴とするスイッチトキャパシタ装置。
前記制御部には、前記直流電力源による前記直流電力の電圧値が変化する場合に、当該電圧値が、当該電圧値の変化の過程において得られる複数の電圧値の各々である条件で、前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数を変化させた場合における、前記各キャパシタの放電時に前記負荷を流れる電流の電流値が、予め設定されており、
前記制御部は、
前記直流電力源の前記直流電力の電圧値が変化することにより、前記各キャパシタの放電時に前記負荷を流れる電流の電流値が変化したときには、前記直流電力の電圧値が変化した後の変化後の電圧値である条件で、前記負荷を流れる電流の電流値として変化前の電流値が得られる、前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの駆動周波数を取得し、当該駆動周波数で前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチを駆動させる
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチトキャパシタ装置。
負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、
直流電力を出力する直流電力源と、
前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行う複数のキャパシタと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための複数の放電用スイッチと、
前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記各放電用スイッチをオフさせて前記各キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記各放電用スイッチをオンさせて前記各キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、
を備えており、
前記各キャパシタが直列に前記充電用スイッチ及び前記負荷と接続された第１直列回路が、前記各キャパシタを充電するための充電回路として前記直流電力源の正極と負極との間に接続されており、
前記各キャパシタの一端と他端との間に、前記各放電用スイッチと前記負荷との直列回路がそれぞれ接続されるように、前記各キャパシタを放電させるための複数の放電回路が形成されており、
前記各放電回路において、前記各放電用スイッチは、前記各キャパシタの一端と他端とに並列に接続されており、
前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、
前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとに並列に、前記各放電用スイッチがそれぞれ接続されており、
前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間に、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、
前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記複数の放電用スイッチのうち１又は複数と前記負荷と前記各放電用ダイオードとからなる複数の放電回路を介して放電し、
前記制御部は、
前記充電用スイッチをオンさせている間に、前記各放電用スイッチのうち１又は複数の放電用スイッチをオンさせて、前記キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御する
ことを特徴とするスイッチトキャパシタ装置。
前記制御部は、
前記充電用スイッチ及び前記各放電用スイッチの時比率をさらに制御して、前記各キャパシタの放電により前記負荷を流れる電流の電流値を制御する
ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記負荷は、固体発光素子であることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載のスイッチトキャパシタ装置。