JP5480989B2 - シーケンス生成方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに係り、特に、無線通信システムにおいてシーケンスを送受信する方法及びそのための装置に関するものである。

図１には、無線通信システムを例示する。図１を参照すると、無線通信システム１００は、複数の基地局１１０及び複数の端末１２０を含む。無線通信システム１００は、同種ネットワーク（ｈｏｍｏｇｅｎｅｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）または異種ネットワーク（ｈｅｔｅｒｏｇｅｎｅｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）を含むことができる。ここで、異種ネットワークとは、マクロセル、フェムトセル、ピコセル、中継器などのような互いに異なるネットワークエンティティが相互共存するネットワークのことを指す。基地局は、一般に、端末と通信する固定局であり、各基地局１１０ａ、１１０ｂ及び１１０ｃは、特定の地理的領域１０２ａ、１０２ｂ及び１０２ｃにサービスを提供する。システム性能を改善するために、特定の地理的領域は複数のより小さい領域１０４ａ、１０４ｂ及び１０４ｃに区画されることができる。それぞれのより小さい領域は、セル、セクターまたはセグメントと呼ぶことができる。ＩＥＥＥ ８０２．１６システムの場合、セル識別子（Ｃｅｌｌ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；ＩＤＣｅｌｌ）は全体システムを基準に与えられる。一方、セクターまたはセグメント識別子（Ｓｅｃｔｏｒ ｏｒ Ｓｅｇｍｅｎｔ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）は、それぞれの基地局がサービスを提供する特定領域を基準に与えられ、０乃至２の値を有する。端末１２０は、主に、無線通信システムに分布し、固定または移動することができる。各端末は、任意の瞬間にアップリンク及びダウンリンクを通じて一つ以上の基地局と通信することができる。基地局と端末は、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−ＦＤＭＡ）、ＭＣ−ＦＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−ＦＤＭＡ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）またはこれらの組み合わせを用いて通信を行うことができる。本明細書で、アップリンクは端末から基地局への通信リンクを指し、ダウンリンクは基地局から端末への通信リンクを指す。

図２は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムのダウンリンクサブフレーム構造を示す図である。同図のたサブフレーム構造は、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）モードのための構造である。

図２を参照すると、ダウンリンクサブフレーム構造は、複数のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルで構成される。ダウンリンクサブフレーム構造は、構造的に、プリアンブル、ＦＣＨ（Ｆｒａｍｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｈｅａｄｅｒ）、ＤＬ−ＭＡＰ（ＤｏｗｎＬｉｎｋ−ＭＡＰ）、ＵＬ−ＭＡＰ（ＵｐＬｉｎｋ−ＭＡＰ）及びＤＬ−バースト（Ｂｕｒｓｔ）からなる。プリアンブルは、最初のＯＦＤＭシンボルで構成され、ダウンリンクフレームごとに先行する。プリアンブルは、時間及び周波数同期、セル探索及びチャネル推定などのために用いられる。

図３は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムにおいて、１０２４ ＦＦＴモード（１０ＭＨｚ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）でプリアンブルがマッピングされる副搬送波を示す図である。

図３を参照すると、与えられた帯域幅において両側の一部領域は保護帯域として用いられるので、この保護帯域以外の残り領域にプリアンブルがマッピングされる。保護帯域以外の残り周波数領域は、３セクターを考慮して３個の領域に区分する。プリアンブルは、３個の副搬送波間隔で挿入され、それ以外の区間には０が挿入される。第０のセグメントのプリアンブルは、周波数インデックス０，３，６，９，…，８４３，８４６，８４９の副搬送波に挿入される。参考として、第１のセグメントのプリアンブルは、周波数インデックス１，４，７，１０，…，８４４，８４７，８５０の副搬送波に挿入され、第２のセグメントのプリアンブルは、周波数インデックス２，５，８，１１，…，８４５，８４８，８５１の副搬送波に挿入される。

ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムにおいて、プリアンブルに用いられるシーケンスは、周波数領域に挿入される２進コードで構成される。これはＲｕｎｃｏｍ社で提案した方式であり、２進コードで構成可能なシーケンスの種類のうち、相関関係特性をある程度維持しながら、時間領域への変換時にＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が低いものが、コンピュータ探索から見出された。表１は、プリアンブルシーケンスの一部を表すものである。

表１を参照すると、プリアンブルに用いられるシーケンスは、セグメント番号とＩＤｃｅｌｌパラメータ値によって決定される。各シーケンスは、昇順で２進信号に変換された後、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調によって副搬送波にマッピングされる。すなわち、１６進数の数列は、２進数の数列（Ｗ_ｋ）に変換された後、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）からＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）の順にＢＰＳＫによって変調される（０⇒＋１；１⇒−１）。具体的に、インデックスが０である１６進数シーケンスは、Ｗ_ｋ［１１０００００１００１０…］に変換された後、［−１−１＋１＋１＋１＋１＋１−１＋１＋１−１＋１…］に変調される。

図２及び図３は、シーケンスを信号伝送に使用する一例で、無線通信システムは、プリアンブルの他にも、様々なチャネル及び信号伝送にシーケンスを使用する。例えば、無線通信システムにおいて、シーケンスは、同期チャネル、ミッドアンブル、基準信号、制御チャネル、スクランブリングコード、多重化などに多様に使用される。一方、無線通信システムで使用されるシーケンスは、一般に、下記の特性を満たすと好ましい。
− 優れた検出性能を提供するための優れた相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性
− 電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）の効率を極大化するための低いＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）またはＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ ｔｏ Ｒａｔｉｏ）
− 多量の情報伝送またはセル−プランニング（ｃｅｌｌ−ｐｌａｎｎｉｎｇ）を容易にするために多数のシーケンスを生成
− シーケンスを保存するためのメモリーサイズ（ｍｅｍｏｒｙ ｓｉｚｅ）の減少
− 受信端でのシーケンス利用時に低い複雑度（ｌｏｗ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を提供

特に、受信端での複雑度の問題は、端末のバッテリー寿命と直結するから非常に重要であり、よって、複雑度をより減少させ、メモリーサイズをより減らしうるシーケンス生成方法が要求される。

本発明は、上記のような従来技術の問題点を解決するために案出されたもので、その目的は、無線通信システムにおいてシーケンスを生成する方法及びそのための装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、優れた相関特性及び低いＰＡＰＲまたはＣＭを有するシーケンスの生成方法及びそのための装置を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、可用の個数を最大化できるシーケンスの生成方法及びそのための装置を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、保存に必要なメモリーが小さく、受信端で低い複雑度で検出または推定できるシーケンスの生成方法及びそのための装置を提供することにある。

本発明で達成しようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない別の技術的課題は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解できるであろう。

本発明の一様相は、無線通信システムで送信機がシーケンスを伝送する方法であって、第１シーケンスに複素共役演算（ｃｏｍｐｌｅｘ ｃｏｎｊｕｇａｔｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）及び逆演算（ｒｅｖｅｒｓｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）のうち少なくとも一つを行って第２シーケンスを生成する段階と、前記第２シーケンスをＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シンボル内の複数の副搬送波にマッピングする段階と、前記ＯＦＤＭＡシンボルを受信機に伝送する段階と、を含むシーケンス伝送方法を提供する。

前記方法は、前記第１シーケンスをシーケンスタイプによって複素シーケンスに変調する段階をさらに含むことができる。

好適には、前記第１シーケンスは、前記送信機に保存されたシーケンスセットに属する少なくとも一つのシーケンスである。

好適には、前記第１シーケンスは、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）タイプシーケンスである。

ここで、前記第２シーケンスは、同期チャネルを通じて伝送されることもでき、レンジングチャネルを通じて伝送されることもできる。

好適には、前記第１シーケンスは、下記の表１１乃至表１３を構成するシーケンスのうちの少なくとも一つである。

本発明の他の様相は、無線通信システムでシーケンスを伝送するように構成された送信機であって、第１シーケンスに複素共役演算及び逆演算のうち少なくとも一つを行って第２シーケンスを生成するように構成された第２シーケンス生成器と、前記第２シーケンスをＯＦＤＭＡシンボル内の複数の副搬送波にマッピングするように構成された副搬送波マッピングモジュールと、前記ＯＦＤＭＡシンボルをアップリンクで伝送するように構成された無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＲＦ）モジュールと、を含む送信機を提供する。

前記送信機は、前記第１シーケンスをシーケンスタイプによって複素シーケンスに変調するように構成されたコンステレーションマッピング（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｉｎｇ）モジュールをさらに含むことができる。

本発明のさらに他の様相は、無線通信システムで送信機がシーケンスを伝送する方法であって、第１シーケンスをシーケンスタイプによって複素シーケンスに変調する段階と、前記複素シーケンスをＯＦＤＭＡシンボル内の複数の副搬送波にマッピングする段階と、前記ＯＦＤＭＡシンボルを受信機に伝送する段階と、を含み、前記第１シーケンスは、下記の表１１乃至表１３を構成するシーケンスのうちの少なくとも一つであるシーケンス伝送方法を提供する。

好適には、前記第１シーケンスはＱＰＳＫタイプである。この場合、前記第１シーケンスのＷ_ｉ ^（ｐ）は、下記の数学式によってＱＰＳＫシンボルであるｗ_２ｉ ^（ｐ）及びｗ_２ｉ＋１ ^（ｐ）に変調することができる：

ここで、

であり、ｉは、０乃至１０７の整数を表す。

ここで、前記第１シーケンスはＦＦＴサイズによって循環的に拡張されることができる。

好適には、前記第１シーケンスはダウンリンク同期のためのＳＡ−プリアンブル（Ｓｅｃｏｎｄ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ）である。この場合、前記ＳＡ−プリアンブルは、下記の数学式によって副搬送波にマッピングされることができる：

ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表し、Ｎ_ＳＡＰは、ＳＡ−プリアンブルの長さを表し、ｋは、０乃至Ｎ_ＳＡＰ−１の整数を表す。

ここで、前記第１シーケンスは、下記の数学式によってセル識別子（ＩＤｃｅｌｌ）に関する情報を指示することができる：
ＩＤｃｅｌｌ ＝ ２５６×ｎ ＋ Ｉｄｘ
ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表し、Ｉｄｘは、０乃至２５５の整数を表す。

ここで、前記方法は、複素共役演算及び逆演算のうち少なくとも一つを前記第１シーケンスに適用する段階をさらに含むことができる。

ここで、前記第１シーケンスに、下記の表に記載されたブロックカバーシーケンスのうちのいずれか一つがサブブロック単位で適用されることができる。下記の表で２進シーケンス｛０，１｝に変換されたブロックカバーシーケンスは、｛＋１，−１｝としてマッピングされる。

ここで、前記第１シーケンスの送信電力は、下記の表に記載されたブースティングレベルのうちのいずれか一つを用いてブースティングされることができる。

ここで、前記第１シーケンスは、多重アンテナを通じて伝送されることができる。この場合、前記第１シーケンスは、前記多重アンテナに対してブロック単位でインタリーブ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）されることができる。

本発明のさらに他の様相は、無線通信システムでシーケンスを伝送するように構成された送信機であって、下記の表１１乃至表１３を構成するシーケンスのうち少なくとも一部を保存するメモリーと、前記メモリーから選択された第１シーケンスをシーケンスタイプによって複素シーケンスに変調するコンステレーションマッピングモジュールと、前記複素シーケンスをＯＦＤＭＡシンボル内の複数の副搬送波にマッピングするように構成された副搬送波マッピングモジュールと、前記ＯＦＤＭＡシンボルを受信機に伝送するように構成された無線周波数（ＲＦ）モジュールと、を含む送信機を提供する。

本発明のさらに他の様相は、無線通信システムで受信機がシーケンスを検出する方法であって、ＯＦＤＭＡシンボル内の複数の副搬送波にマッピングされたシーケンスを送信機から受信する段階と、前記シーケンスに対して第１シーケンスを用いて相関演算（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を行う段階と、相関演算値に基づいて前記受信されたシーケンスを確認する段階と、を含み、前記第１シーケンスは、下記の表１１乃至表１３を構成するシーケンスのうちのいずれか一つであるシーケンス検出方法を提供する。

ここで、前記受信されたシーケンスに対して相関演算を行う段階は、前記受信されたシーケンスの実数部及び虚数部と前記少なくとも一つの第１シーケンスの実数部及び虚数部間の組み合わせに対して予備相関演算を行うことを含むことができる。この場合、前記受信されたシーケンスに対する前記少なくとも一つの第１シーケンス及びその複素共役シーケンスに対する相関値は、複数の予備相関値を組み合わせて得られることができる。

好適には、前記シーケンスはダウンリンク同期のためのＳＡ−プリアンブルでありうる。この場合、前記ＳＡ−プリアンブルは、下記の数学式によって副搬送波にマッピングされることができる：

ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表し、Ｎ_ＳＡＰは、ＳＡ−プリアンブルの長さを表し、ｋは、０乃至Ｎ_ＳＡＰ−１の整数を表す。

ここで、前記方法は、前記受信されたシーケンスから、自身の位置しているセルの識別子を獲得する段階をさらに含むことができる。

本発明のさらに他の様相は、無線通信システムでシーケンスを検出するように構成された受信機であって、ＯＦＤＭＡシンボル内の複数の副搬送波にマッピングされたシーケンスを送信機から受信するように構成された無線周波数（ＲＦ）モジュールと、下記の表１１乃至表１３を構成するシーケンスのうち少なくとも一部を保存するメモリーと、前記メモリーに保存された少なくとも一つの第１シーケンスを用いて前記受信されたシーケンスに対して相関演算を行うように構成され、相関値に基づいて前記受信されたシーケンスを検出するように構成されたプロセッサーと、を含む受信機を提供する。

ここで、前記プロセッサーは、前記受信されたシーケンスの実数部及び虚数部と前記少なくとも一つの第１シーケンスの実数部及び虚数部間の組み合わせに対して予備相関演算を行い、複数の予備相関値を用いて前記受信されたシーケンスに対する前記少なくとも一つの第１シーケンス及びその複素共役シーケンスに対する相関値を計算するように構成されることができる。

ここで、前記プロセッサーは、前記受信されたシーケンスから、セル識別子に関する情報を得るように構成されることができる。

ここで、受信機は、シーケンスの実数部を臨時に保存するためのバッファー及び前記シーケンスの虚数部を臨時に保存するためのバッファーをさらに含むことができる。

ここで、受信機は、前記受信されたシーケンスの実数部を臨時に保存する第１バッファー、前記受信されたシーケンスの虚数部を臨時に保存する第２バッファー、前記少なくとも一つの第１シーケンスに対する実数部を臨時に保存する第３バッファー、及び前記少なくとも一つの第１シーケンスに対する虚数部を臨時に保存する第４バッファーをさらに含むことができる。

本発明の実施例によれば、次のような効果が得られる。

第一に、各種のチャネル、信号などに使用されるシーケンスを提供することができる。

第二に、相関特性に優れているとともに、ＰＡＰＲまたはＣＭが低いシーケンスを提供することができる。

第三に、シーケンスの可用の個数を最大化することができる。

第四に、シーケンス保存に必要なメモリーを減らすことができ、受信端は、低い複雑度でシーケンスを検出または推定することができる。

本発明から得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していない別の効果は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明らかになるであろう。

本発明の理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付の図面は、本発明の実施例を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的思想を説明する。
無線通信システムを例示する図である。 ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムのダウンリンクサブフレーム構造を示す図である。 ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムにおいて１０２４ ＦＦＴモード（１０ＭＨｚ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）でプリアンブルのマッピングされる副搬送波を示す図である。 本発明の一実施例によってＰＡＰＲ（またはＣＭ）が低く、基本特性（例えば、自己／相互相関、ディファレンシャル（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）自己／相互相関）に優れたシーケンスを生成するフローチャートを示す図である。 本発明の一実施例によって送信端で複素共役演算を用いてシーケンスを拡張するように構成されたブロック図である。 本発明の一実施例によって受信端でシーケンスを検出するように構成されたブロック図である。 本発明の一実施例によって生成したシーケンスの特性を示す図である。 本発明の一実施例によって生成したシーケンスの特性を示す図である。 本発明の一実施例によって生成したシーケンスの特性を示す図である。 本発明の一実施例によって生成したシーケンスの特性を示す図である。 本発明の一実施例によって生成したシーケンスの特性を示す図である。 ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムの無線フレーム構造を示す図である。 ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムで同期チャネルを伝送する例を示す図である。 ＰＡ−プリアンブルがマッピングされる副搬送波を示す図である。 ＳＡ−プリアンブルを周波数領域にマッピングする例を示す図である。 ５１２−ＦＦＴのための周波数領域におけるＳＡ−プリアンブル構造を示す図である。 多重アンテナシステムにおけるＳＡ−プリアンブル構造を示す図である。 多重アンテナシステムにおけるＳＡ−プリアンブル構造を示す図である。 多重アンテナシステムにおけるＳＡ−プリアンブル構造を示す図である。 ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムでレンジングチャネル構造の例を示す図である。 本発明に一実施例に係る送信機及び受信機を示すブロック図である。

添付の図面を参照しつつ説明される本発明の好ましい実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易にわかるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が適用された例である。便宜上、本発明は、ＩＥＥＥ ８０２．１６システムを用いて説明するが、これは例示に過ぎず、本発明は、シーケンスを使用するいずれの無線通信システムにも適用されることができる。例えば、本発明は、３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）システムに適用されることができる。

無線通信システムにおいてシーケンスが使用される例は、次の通りであるが、次の例は例示に過ぎないもので、シーケンスは様々なチャネル及び信号などに使用されることができる。

ダウンリンク同期チャネル（ＤＬ Ｓｙｎｃ ｃｈａｎｎｅｌ）
− ダウンリンクに対する時間及び周波数同期を行い、セル探索（ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）を行うためのチャネルである。このチャネルを通じて受信されたシーケンスとの相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）演算によって同期を行い、物理セル識別子（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｅｌｌ ＩＤ）を識別する。セルＩＤを識別しなければならないから、シーケンスの個数が多いほどセルプランニング側面では有利である。

− システムによってＳＳ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；３ＧＰＰ ＬＴＥ）、プリアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ；ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ）、アドバンスドプリアンブル（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ；ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍ）などとも呼ばれる。

− 受信端が端末であるから、受信端における複雑度の問題が重要である。

アップリンク同期チャネル（ＵＬ Ｓｙｎｃ ｃｈａｎｎｅｌ）
− アップリンクに対する時間及び周波数同期を行い、ネットワーク登録（ｎｅｔｗｏｒｋ ｒｅｇｉｓｔｒａｔｉｏｎ）のための接続（ａｃｃｅｓｓ）、スケジューリング要請（ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｑｕｅｓｔ）、帯域幅要請（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｒｅｑｕｅｓｔ）などを行うためのチャネルである。このチャネルを通じて伝送されたシーケンスのそれぞれが一つの機会（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）として認識される。基地局は、シーケンスを検出して、いかなる機会（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）で端末が伝送したかがわかる。また、検出されたシーケンスから、タイミング追跡（ｔｉｍｉｎｇ ｔｒａｃｋｉｎｇ）や残存周波数オフセット（ｒｅｓｉｄｕａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｆｓｅｔ）などを推定することができる。機会（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）が多いほど衝突（ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ）が減るので、シーケンス個数は多い方が有利である。また、セルプランニング側面でもシーケンス個数は多い方が有利である。

− システムによってＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＣＨａｎｎｅｌ；３ＧＰＰ ＬＴＥ）、レンジングチャネル（Ｒａｎｇｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ；ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ／ｍ）などとも呼ばれる。

− 受信端における複雑度の問題がある。

ダウンリンク／アップリンク基準信号（ＤＬ／ＵＬ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）
−コヒーレント変調（例、Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（ＰＳＫ）、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＱＡＭ））を用いて信号が伝送された場合、受信端は、信号の復調のために、当該信号が経験したフェーディングチャネルを推定して補償しなければならない。一般に、フェーディングチャネルの推定のために基準信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）を共に伝送する。また、基準信号は、自身の属するセルまたは他のセルに対するチャネル品質（ｃｈａｎｎｅｌ ｑｕａｌｉｔｙ）を測定するのに使用されることができる。また、基準信号は、タイミング／周波数追跡（ｔｉｍｉｎｇ／ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｒａｃｋｉｎｇ）に使用されることができる。また、基準信号は、スリープモード（ｓｌｅｅｐ ｍｏｄｅ）から覚めた端末が同期を行うのに使用されることができる。このように、基準信号は様々な分野に使用されることができる。一般に、基準信号は、シーケンスを用いて伝送され、セルプランニング側面でシーケンス個数が多い方が有利である。

− システムによってＲＳ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；３ＧＰＰ ＬＴＥ）、パイロット（Ｐｉｌｏｔ；ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ／ｍ）などとも呼ばれる。

− 受信端における複雑度の問題がある。

ダウンリンク／アップリンク制御チャネル（ＤＬ／ＵＬ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ）
制御チャネルを通じて搬送される情報をシーケンスを用いて伝送することができる。例えば、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＡＣＫ／ＮＡＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ／Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）の場合、該当の情報をシーケンスに変えて伝送することができる。多い情報を伝送するにはシーケンスの個数が多い方が有利である。

− 受信端における複雑度の問題がある。

スクランブリング（Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）
スクランブリングは様々な用途に使用される。例えば、スクランブリングは、ランダム化（Ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ）を提供したりＰＡＰＲ（またはＣＭ）を減少させるために使用されることができる。スクランブリングは、信号とシーケンスをエレメント対エレメント（ｅｌｅｍｅｎｔ−ｂｙ−ｅｌｅｍｅｎｔ）で掛けることによって行うことができる。また、スクランブリングは、信号とシーケンスをエレメント対エレメントで足した後にモジューロ（ｍｏｄｕｌｏ）演算をすることによって行うことができる。スクランブリングの適用例は、特定チャネルに限定されない。セルプランニング観点でシーケンスの個数は多い方が有利である。

− 受信端における複雑度の問題がある。

ユーザーまたはチャネルの多重化（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｆｏｒ Ｕｓｅｒ ｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）
− 一つのチャネルに複数のユーザーをＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）で多重化する場合にシーケンスを用いることができる。また、複数のチャネルをＣＤＭで多重化する場合にシーケンスを用いることができる。多重化可能な容量（ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）は、シーケンスの個数と関連する。

− 受信端における複雑度の問題がある。

ミッドアンブル（Ｍｉｄａｍｂｌｅ）
− ミッドアンブルは、フレームのうち、共通パイロット（ｃｏｍｍｏｎ ｐｉｌｏｔ）として使用される一部領域である。ミッドアンブルを通じて伝送されるシーケンスは、チャネル推定、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）チャネル推定、ＣＱＩ推定などの用途に使用することができる。

− 受信端における複雑度の問題がある。

以下に説明する本発明の実施例は、上記のいずれのチャネル（例えば、パイロット、制御チャネル、アップリンク同期チャネル等）にも単純適用されることができる。したがって、特に言及しない限り、説明の便宜のために、ダウンリンク同期チャネル（例えば、プリアンブル、ＳＣＨ）を中心に本発明の実施例について具体的に説明する。

第１実施例：シーケンス生成
ダウンリンク同期チャネルのための好ましいシーケンス特性は、下記の通りである。

Ａ．低いＰＡＰＲ（またはＣＭ）：カバレッジ拡張のためのチャネルブースティング（ｂｏｏｓｔｉｎｇ）のために。

Ｂ．低い複雑度：端末での相関演算量の減少を通じてバッテリー消耗を節約するために。

Ｃ．小さいメモリーサイズ：シーケンス保存に必要なメモリー量の減少のために。

Ｄ．相関特性（Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）
− 低い相互相関（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）：セルＩＤの検出時の誤警報（ｆａｌｓｅ ａｌａｒｍ）を減少させる。チャネル推定時に隣接セル成分と区別するためである。
− 低いディファレンシャル相互相関（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）：ワイドバンド上にシーケンスが伝送される場合に、実際の周波数選択的フェーディング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ）上で検出できるノンコヒーレント検出に対する相互相関特性。
− 周波数領域における低い自己相関サイドピーク（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｓｉｄｅ ｐｅａｋ）：整数周波数オフセット（ｉｎｔｅｇｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｆｓｅｔ）を補正するために。
− 周波数領域における低いディファレンシャル自己相関サイドピーク：周波数領域で具現可能なようにディファレンシャル自己相関を通じて整数周波数オフセットを補正するためである。
− 時間領域における低い相互相関：時間領域における相互相関と周波数領域における相互相関は等価であるから、周波数領域における相互相関に代替可能である。
− 時間領域における低い自己相関サイドピーク：正確なシンボルタイミングのために重要である。この場合、知っているシーケンスを用いて相互相関方法でタイミング同期を行う場合には、非周期的な自己相関特性が重要である（例、３ＧＰＰ系列）。一方、波形（ｗａｖｅｆｏｒｍ）の特性（例、反復構造）によって粗い（ｃｏａｒｓｅ）タイミング同期を行い、セルＩＤ検出後にＣＰ区間内で微細（ｆｉｎｅ）タイミング同期を行う場合には、時間領域で周期的な自己相関特性が重要である（例、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ／ｍ、ＩＥＥＥ ８０２．２０等）。周波数領域でフラットスペクトル（ｆｌａｔ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）を有するシーケンスの場合、時間領域における周期的な自己相関は、サイドピークがゼロ−自己相関を有する（すなわち、デルタ関数）。したがって、周波数フラット強度（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｆｌａｔ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を有するシーケンスに対してはこの特性の調査を省略しても良い。

図４は、本発明の一実施例によってＰＡＰＲ（またはＣＭ）が低く、基本特性（例、自己／相互相関、ディファレンシャル自己／相互相関）に優れたシーケンスを生成するフローチャートである。シーケンス生成段階は、三段階に大別することができる。

段階１：ランダムに生成したシーケンスの中から低いＰＡＰＲを有するシーケンスを選択する。まず、シーケンスの目的に応じて適合なシーケンス生成基準を設定する（４０２）。その後、長さＮのシーケンスを生成するが、この場合、各エレメントは、大きさが一定であり、位相がランダムフェーズ（ｒａｎｄｏｍ ｐｈａｓｅ）を有するようにする（４０４及び４０６）。ランダムフェーズは、ユニフォーム（ｕｎｉｆｏｒｍ）またはガウス（Ｇａｕｓｓｉａｎ）分布を有するランダム変数（ｒａｎｄｏｍ ｖａｒｉａｂｌｅ）を用いて生成されることができ、この方法は当業界において公知のものである。シーケンスの伝送されるチャネルを考慮して、長さＮのシーケンスを周波数領域の副搬送波にマッピングする（４０８）。例えば、シーケンスは、副搬送波に連続的にまたは不連続的にマッピングされることができる。具体的に、シーケンスは、２個の副搬送波間隔で挿入されたり（２ｘマッピング）、３個の副搬送波間隔で挿入されることができる（３ｘマッピング）。また、シーケンスは、小さいブロック単位で副搬送波にマッピングされることができる。また、シーケンスは、擬似ランダム（ｒａｎｄｏｍ ｌｉｋｅ）マッピング方式によって副搬送波に挿入されることができる。その後、オーバーサンプリングまたはガード搬送波を考慮して、ヌル（ｎｕｌｌ）副搬送波を挿入することによって長さＮｄｆｔのエレメント列を生成する（４１０）。Ｎｄｆｔ−ポイントＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって副搬送波にマッピングされたシーケンスを、時間領域信号に変換する（４１２）。その後、生成された時間領域信号に対してＰＡＰＲ（またはＣＭ）を計算する（４１４）。計算されたＰＡＰＲ値が以前の反復（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）のＰＡＰＲ値よりも小さいと、ＤＦＴ変換を用いて上述の反復（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）を続ける（４１６、４１８ａ、４１８ｂ、４２２、４２４及び４２６）。計算されたＰＡＰＲ値が以前の反復におけるＰＡＰＲ値よりも大きいと、ループ（ｌｏｏｐ）から抜け出る（４１６、４１８ｂ、４２０、４２２、４２４及び４２６）。その後、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって得たシーケンスを種類（例、ＢＰＳＫタイプ、ＱＰＳＫタイプ、８ＰＳＫタイプ、ポリフェーズタイプ等）に応じて量子化（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）を行って最終シーケンスを獲得する（４２８及び４３０）。例えば、ＤＦＴから得たシーケンスは、タイプによって下記のように両者化することができる。

ここで、ＢＰＳＫタイプシーケンスとＱＰＳＫタイプシーケンスは同じ演算量を要求するが、通常、ＱＰＳＫタイプシーケンス（エレメント当たり２ビット）がＢＰＳＫタイプシーケンス（エレメント当たり１ビット）に比べて２倍のメモリーを必要とする。

段階２：段階１で生成された母集団のシーケンスから、ＰＡＰＲ＜ＰＡＰＲ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ（または、ＣＭ＜ＣＭ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ）を満たすシーケンスセットを選択する。ここで、ＰＡＰＲ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤまたはＣＭ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤは、シーケンスが使用されるチャネルで許容される最大値を意味する。

段階３：段階２で選択されたシーケンスセットから、ＣＯＲＲ＜ＣＯＲＲ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤのシーケンスセットを最終的に選択する。ここで、ＣＯＲＲ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤは、シーケンスが使用されるチャネルに最適化された自己／相互相関値及び／またはディファレンシャル自己／相互相関値になりうる。段階２及び３は順序を取り替えてもよい。また、段階２及び３で用いた基準に限定されず、他の基準を用いて該当するシーケンスセットをさらに選択することもできる。

第２実施例：逆演算（ｒｅｖｅｒｓｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を用いたシーケンス拡張
本実施例は、時間または周波数領域シーケンスを問わずに適用可能であるが、便宜上、周波数領域シーケンスを中心に説明する。説明のために、長さＮを有するＭ個のシーケンスがあると想定する。便宜上、ｍ（＝０，１，…，Ｍ−１）番目のシーケンスのｎ番目のエレメントを

と表示する。逆演算を用いて、数学式１に表示されたＭ個のシーケンスを、数学式２のように２×Ｍ個のシーケンスに拡張することができる。

ここで、逆演算ｒｅｖ（・）は、数学式３のように定義することができる。

逆演算を用いたシーケンス拡張の利点は、下記の通りである。

第一、一般に、本来の複素シーケンスが十分にランダムであれば、逆の関係にあるシーケンス及びそれらのシーケンスセットも十分にランダムである。この場合、逆の関係にあるシーケンスの特性が良好なものを選択することによって、より最適化することも可能である。

第二、本来のシーケンスとそれと逆関係にあるシーケンスは、ＰＡＰＲ（またはＣＭ）特性が同一である。すなわち、本来のシーケンスのＰＡＰＲ（またはＣＭ）特性が良好であると、それと逆関係にあるシーケンスも、同一のレベルの良好なＰＡＰＲ（またはＣＭ）を有する。

第三、逆関係により拡張されたシーケンスは、メモリーを必要としない。すなわち、メモリーサイズが半分に減少することができる。

第３実施例：複素共役演算（ｃｏｍｐｌｅｘ ｃｏｎｊｕｇａｔｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を用いたシーケンス拡張
本実施例は、時間または周波数領域シーケンスを問わずに適用可能であるが、便宜上、周波数領域シーケンスを中心に説明する。説明のために、長さＮを有するＭ個のシーケンスがあると想定する。便宜上、ｍ（＝０，１，…，Ｍ−１）番目のシーケンスのｎ番目のエレメントを

と表示する。複素共役演算を用いて、数学式４に表示されたＭ個のシーケンスを、数学式５のように２×Ｍ個のシーケンスに拡張することができる。

ここで、複素共役演算（・）^＊は、ａ＋ｊｂの複素信号をａ−ｊｂの複素信号に変更し、ａ−ｊｂの複素信号をａ＋ｊｂの複素信号に変更する。

複素共役演算を用いるシーケンス拡張の利点は、下記の通りである。
第一、通常、本来の複素シーケンスが十分にランダムであれば、複素共役関係にあるシーケンス及びそれらのシーケンスセットも十分にランダムである。この場合、複素共役関係にあるシーケンスの特性が良好なものを選択することによって、より最適化することも可能である。

第二、本来のシーケンスとそれと複素共役関係にあるシーケンスは、ＰＡＰＲ（またはＣＭ）特性が同一である。すなわち、本来のシーケンスのＰＡＰＲ（またはＣＭ）特性が良いと、それと複素共役関係にあるシーケンスも、同一レベルの良好なＰＡＰＲ（またはＣＭ）を有する。

第三、本来のシーケンス及び該シーケンスと複素共役関係にあるシーケンスの相互相関は、一回の演算で同時に計算することができる。通常、Ｍ個のシーケンスに対する仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅｓ）はＭ個であって、Ｍ回の相互相関演算が必要である。具体的に、長さＮを有するＭ個のＱＰＳＫタイプシーケンスのＭ回の仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅｓ）に対する相関演算量は、Ｍ×Ｎ回の複素加算を必要とする。これに対し、複素共役演算によってＭ個のシーケンスを２×Ｍ個のシーケンスに拡張すると、情報量は２倍となるが、演算量はＭ×Ｎ回の複素加算であって同一である。これについては、図６を参照して詳細に後述する。

第四、複素共役関係によって拡張されたシーケンスは、メモリーを必要としない。すなわち、メモリーサイズが半分に減少することができる。

表２は、既存のシーケンス及び本発明の一実施例によって拡張されたシーケンスにおける演算複雑度及び必要なメモリーサイズを比較したものである。送受信端で使用可能な総シーケンスの個数はＭ個であり、各シーケンスの長さはＮであるとする。

図５は、本発明の一実施例によって送信端で複素共役演算を用いてシーケンスを拡張するように構成されたブロック図である。アップリンク伝送において送信端は端末の一部とし、ダウンリンク伝送において送信端は基地局の一部とすることができる。

図５を参照すると、第１シーケンス提供器５０２は、内部設定によって、第１シーケンス（以下、母シーケンス）をコンステレーションマッピング（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｉｎｇ）モジュール５０４に提供する。具現例によって、母シーケンスは、メモリーにあらかじめ保存されたシーケンスセットから選択されたり、特定パラメータを用いてシーケンス生成器で生成されることができる。コンステレーションマッピングモジュール５０４は、シーケンスタイプによってビットストリームを複素値として順次にマッピングさせる。シーケンスタイプは、ｎ−ＰＳＫタイプ、ｎ−ＱＡＭタイプ、ポリフェーズタイプなどを含むことができる（ｎ：０以上の整数）。より具体的に、シーケンスタイプは、ＱＰＳＫタイプ、８−ＰＳＫタイプ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ、ポリフェーズタイプなどを含むことができる。特に、ＱＰＳＫタイプは、演算量がＢＰＳＫタイプと同一であるから、より好ましい。一具現例として、母シーケンスが１６進数形態のＱＰＳＫタイプのシーケンスである場合、コンステレーションマッピングモジュール５０４は、１６進数シーケンスであるＷ_ｉ ^（ｐ）を、２個のＱＰＳＫシンボルであるｗ_２ｉ ^（ｐ）及びｗ_２ｉ＋１ ^（ｐ）にマッピングすることができる。数学式６は、Ｗ_ｉ ^（ｐ）を２個のＱＰＳＫシンボルにマッピングする例を表す。

ここで、

である。この式により、２進数００、０１、１０及び１１はそれぞれ、１、ｊ、−１及び−ｊに変換される。

コンステレーションマッピングモジュール５０４は、複素値に変調された母シーケンスを第２シーケンス生成器５０６及び／または副搬送波マッパー５０８に提供する。母シーケンスそのものが伝送されるべき場合は、コンステレーションマッピングモジュール５０４は、複素値に変調された母シーケンスを副搬送波マッパー５０８に提供することができる。一方、母シーケンスから拡張された第２シーケンス（以下、拡張シーケンス）が伝送されるべき場合、コンステレーションマッピングモジュール５０４は、複素値に変調された母シーケンスを第２シーケンス生成器５０６に提供することができる。また、コンステレーションマッピングモジュール５０４は、母シーケンスを伝送するか否かによらず、ＱＰＳＫで変調された母シーケンスを第２シーケンス生成器５０６に提供することもできる。すなわち、母シーケンスと拡張シーケンスの両方が生成された状態で、受信端に伝送するシーケンスを選択することもできる。

第２シーケンス生成器５０６は、複素値に変調された母シーケンスに対して複素共役演算及び／または逆演算を行って拡張シーケンスを生成することができる。もし、拡張シーケンスを生成することが要求されないとすれば、送信端で第２シーケンス生成器５０６は省かれて良い。送信端で使用可能な母シーケンスの総個数をＭ個とすれば、送信端で使用可能な総シーケンスの個数は、複素共役演算及び逆演算によって最大４×Ｍ個と拡張される。説明のために、長さＮを有するＭ個の母シーケンスがあるとする。便宜上、ｍ（＝０，１，…，Ｍ−１）番目のシーケンスのｎ番目のエレメントを

と表示する。複素共役演算及び逆演算を用いて、数学式７に表示されたＭ個の母シーケンスを、数学式８のように４×Ｍ個のシーケンスに拡張することができる。

ここで、複素共役演算（・）^＊及び逆演算ｒｅｖ（・）は、上に定義した通りである。

副搬送波マッパー５０８は、変調器５０４から出力された複素変調値を、周波数領域内の副搬送波にマッピングする。複素変調値は、シーケンスが伝送されるチャネルを考慮して周波数領域内で連続的にまたは不連続的にマッピングされることができる。その後、ＩＦＦＴモジュール５１０は、副搬送波にマッピングされたシーケンスを時間領域信号に変換する。以降、時間領域信号に変換されたシーケンスは、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）付加、デジタル対アナログ変換、周波数アップコンバージョン、電力増幅などの過程を経て受信端に伝送される。

図６は、本発明の一実施例によって受信端でシーケンスを検出するように構成されたブロック図である。アップリンク伝送において受信端は基地局の一部とし、ダウンリンク伝送において受信端は端末の一部とすることができる。

図６を参照すると、インデックスマッパー６０２は受信信号を第１加算器６０４，６０６，６０８及び６１０に分配する。受信信号は、数学式９で表現することができる。

ここで、下付き文字Ｉは、同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分を表し、下付き文字Ｑは、直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分を表す。下付き文字Ｉ及びＱは、以下の数学式でも同一に使用される。

第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０は、全体の母シーケンスから選択された各シーケンス及びその拡張シーケンスに対する相関値を計算するのに必要な予備演算を行う。それぞれの母シーケンスｍ_０及びその拡張シーケンスｍ_１は、数学式１０で表現することができる。

一具現例として、それぞれの第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０は、数学式１１を用いて相関値を計算するのに必要な予備演算を行うことができる。

ここで、ｄは遅延（ｄｅｌａｙ）値を表し、以下の数式に同一に適用される。数学式１０を参照すると、母シーケンスｍ_０及び拡張シーケンスｍ_１の相関値を計算するのに必要な予備演算は、母シーケンスｍ_０のみを用いて行うことができる。

第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０から出力された予備演算値は、第２加算器６１２、６１４、６１６及び６１８に入力される。第２加算器６１２、６１４、６１６及び６１８は、予備演算値を適切に組み合わせて最終相関値を計算する。具体的に、２つの第２加算器６１２及び６１６は、母シーケンスｍ_０に対する相関値の実数及び虚数を計算し、残り２つの第２加算器６１４及び６１８は、拡張シーケンスｍ_１に対する相関値の実数及び虚数を計算する。第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０と第２加算器６１２、６１４、６１６及び６１８との関係は、数学式１２及び１３で説明することができる。

数学式１２は、受信信号と母シーケンスｍ_０の相互相関値を表す。

上記式の最終形態におい、各成分は、第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０の出力に該当し、実数部及び虚数部は、第２加算器６１２及び６１６の出力に該当する。

数学式１３は、受信信号と拡張シーケンスｍ_１との相互相関値を表す。

上記式の最終形態において、各成分は、第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０の出力に該当し、実数部及び虚数部は第２加算器６１４及び６１８の出力に該当する。

図６に例示したブロックは、受信信号に対してディファレンシャル相関値を求める時にも使用することができる。各ブロックの機能については詳細に上述したので、数学式を中心にしてディファレンシャル相関値を計算することについて説明する。

ディファレンシャル形態の受信信号は、数学式１４のように表現することができる。

ディファレンシャル形態の母シーケンスｍ_Ｏ及び拡張シーケンスｍ_１は、数学式１５のように表現される。

この場合、それぞれの第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０は、数学式１６を用いて相関値を計算するのに必要な予備演算を行うことができる。

第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０で計算された予備演算値は、第２加算器６１２、６１４、６１６及び６１８に入力される。第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０と第２加算器６１２、６１４、６１６及び６１８との関係は、数学式１７及び１８によって説明される。

数学式１７は、受信信号と母シーケンスｍ_Ｏとのディファレンシャル相関値を表す。

上記式の最終形態において、各成分は、第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０の出力に該当し、実数部及び虚数部は、第２加算器６１２及び６１６の出力に該当する。

数学式１８は、受信信号と拡張シーケンスｍ_１とのディファレンシャル相関値を表す。

上記式の最終形態において、各成分は第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０の出力に該当し、実数部及び虚数部は、第２加算器６１４及び６１８の出力に該当する。

図６に例示した方法を用いることによって、一回の相関演算（またはディファレンシャル相関演算）によって母シーケンスｍ_０及びその拡張シーケンスｍ_１の両方に対する相関値（または、ディファレンシャル相関値）を共に計算することができる。図６は、母シーケンスと複素共役演算によって拡張されたシーケンスを中心にして説明した。しかし、これは一例に過ぎず、図６に例示した方法は、逆演算によって拡張されたシーケンスの相関値を計算するときにも容易に適用することができる。例えば、インデックスマッパー６０２は、逆演算の行われた受信信号を第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０に配分することができる。他の例として、第１加算器６０４、６０６、６０８及び６１０は、逆演算の行われた母シーケンスを用いて備演算を行うことができる。

シミュレーション：母シーケンス及びその拡張シーケンスに対する特性分析
表３は、本発明の一実施例によって生成した６個の母シーケンスを表すものである。母シーケンスは、インデックスｐによって０乃至５として示され、１６進数フォーマットで示した。

副搬送波にマッピングされる変調シーケンスは、１６進数シーケンスであるＷ_ｉ ^（ｐ）を、２つのＱＰＳＫシンボルであるｗ_２ｉ ^（ｐ）及びｗ_２ｉ＋１ ^（ｐ）に変換することによって得られる。ここで、ｉは、０乃至１０７の整数を表す。数学式１９は、Ｗ_ｉ ^（ｐ）を２つのＱＰＳＫシンボルに変調する例を表す。

ここで、

である。上記式により、２進数００、０１、１０及び１１はそれぞれ、１、ｊ、−１及び−ｊに変換される。しかし、これは一例に過ぎず、Ｗ_ｉ ^（ｐ）は、類似の他の式を用いてＱＰＳＫシンボルに変換することもできる。

表３に例示された６個の母シーケンスは、複素共役演算及び逆演算を用いて総２４個のシーケンスに拡張されることができる。母シーケンスを除く１８個の拡張シーケンスは、インデックスｐにより６乃至２３で示され、数学式２０により得られることができる。

ここで、ｋは、０乃至２１５の整数である。

表３及び数学式２０を用いて生成した２４個のシーケンスの特性を、５１２ ＦＦＴを用いて測定した。ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムで用いられる１１４個のプリアンブルシーケンスを対照群とした（ＩＥＥＥＳｔｄ ８０２．１６Ｅ−２００５、Ｔａｂｌｅ ３０９ｂ参照）。

シーケンス特性を調べるために相互相関値、ディファレンシャル相互相関値、自己相関値、ディファレンシャル自己相関値及びＣＭ値を測定した（数学式９乃至１８参照）。測定結果を、図７及び表４乃至６に示す。

図７及び表４乃至６を参照すると、母シーケンスの他に、母シーケンスから複素共役演算及び逆演算によって拡張されたシーケンスも、実施例１で例示した様々な基準に照らして、優れた特性を有することがわかる。

適用例：母シーケンス及びその拡張シーケンスを用いた信号の伝送
本発明の一実施例によるシーケンスを、ダウンリンク同期チャネル及びレンジングチャネルに使用する場合について具体的に例示する。ただし、これは説明のための一例に過ぎず、本発明の一実施例によるシーケンスは、様々なチャネル及び信号伝送に使用されることができる。例えば、本発明の一実施例によるシーケンスは、時間／周波数同期、チャネル推定（基準信号またはパイロット）、制御チャネル（例、ＣＱＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫなど）、スクランブリング、ＣＤＭ多重化、ミッドアンブル、受信信号測定（例、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）など）に使用されることもできる。また、この適用例は、便宜上、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍを取り上げて説明するが、シーケンスを使用するいずれの通信システムにも適用することができる（例、３ＧＰＰシステムなど）。

図８は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムの無線フレーム構造を示す図である。無線フレーム構造は、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）、Ｈ−ＦＤＤ（Ｈａｌｆ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）などに適用することができる。

図８を参照すると、無線フレーム構造は、５ＭＨｚ、８．７５ＭＨｚ、１０ＭＨｚまたは２０ＭＨｚ帯域幅を支援する２０ｍｓスーパーフレーム（ＳＵ０〜ＳＵ３）を含む。それぞれのスーパーフレームは、同じ大きさを有する４個の５ｍｓフレーム（Ｆ０〜Ｆ３）を含み、スーパーフレームヘッダー（Ｓｕｐｕｅｒ Ｆｒａｍｅ Ｈｅａｄｅｒ；ＳＦＨ）から始まる。それぞれのフレームは、８個のサブフレーム（ＳＦ０〜ＳＦ７）を含み、それぞれ一つのダウンリンク同期チャネルを伝送する。サブフレームは、ダウンリンクまたはアップリンク伝送に割り当てられる。ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）によって３タイプのサブフレームが存在する。具体的に、サブフレームは、５、６または７個のＯＦＤＭＡシンボルで構成することができる。ＯＦＤＭＡシンボルは、ＣＰと有用シンボル（Ｕｓｅｆｕｌ Ｓｙｍｂｏｌ）とから構成される。ＣＰは、一般に、有用シンボルの末尾部でコピーされて、有用シンボルの前に付加される。これによって、ＣＰと有用シンボル間に位相が連続する。ＣＰ長は、有用シンボルの１／８または１／１６に設定することができるが、これに制限されるわけではない。表７は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムに定義されたＯＦＤＭＡパラメータの一部を表すものである。

図９は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムで同期チャネルを伝送する例を示す図である。本実施例は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍ専用モード（ｏｎｌｙ ｍｏｄｅ）を想定する。

図９を参照すると、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムにおいて一つのスーパーフレーム（ＳＵ１〜ＳＵ４）には４個の同期チャネル（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ＣＨａｎｎｅｌ；ＳＣＨ）が伝送される。ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムにおいて、ダウンリンク同期チャネルは主動期チャネル及び副同期チャネルを含み、それぞれはＰＡ−プリアンブル（Ｐｒｉｍａｒｙ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ）とＳＡ−プリアンブル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ）で構成される。ＦＤＤモード及びＴＤＤモードにおいてダウンリンク同期チャネルはフレームの最初のＯＦＤＭＡシンボルを通じて伝送されることができる。ＰＡ−プリアンブルは、通常、時間／周波数同期及び部分セルＩＤ、システム情報などのような一部情報を獲得するのに使用される。ＳＡ−プリアンブルは、通常、最終物理セルＩＤを獲得するのに使用され、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）測定などの用途にも使用されることができる。ＰＡ−プリアンブルは、第１番目のフレーム（ＦＯ）を通じて伝送され、ＳＡ−プリアンブルは、第２番目乃至第４番目のフレーム（ＦＯ１〜ＦＯ３）を通じて伝送されることができる。

図１０は、ＰＡ−プリアンブルがマッピングされる副搬送波を示す図である。

図１０を参照すると、ＰＡ−プリアンブルの長さは２１６であり、ＦＦＴサイズとは無関係である。ＰＡ−プリアンブルは、２個の副搬送波間隔で挿入され、残りの区間には０が挿入される。例えば、ＰＡ−プリアンブルは、４１，４３，…，４６９及び４７１の副搬送波に挿入されることができる。ＰＡ−プリアンブルは、基地局タイプに関する情報、システム帯域幅などに関する情報を搬送することができる。副搬送波インデックス２５６がＤＣと予約された場合、シーケンスのマッピングされる副搬送波は、数学式２１を用いて決定することができる。

ここで、ｋは０乃至２１５の整数を表す。

例えば、表３で提示した長さ２１６のＱＰＳＫタイプシーケンスがＰＡ−プリアンブルに使用されることができる。便宜上、表８に、６個の母シーケンスを再び整理した。

上記シーケンスの変換方法及びシーケンスに複素共役演算及び／または逆演算を行ってシーケンスを拡張することに関する詳細な事項は、表３に関する説明を参照すればいい。結論的にいうと、基地局は、表８に提示した６個の母シーケンスに基づいて総２４個のＰＡ−プリアンブルを伝送することが可能である。

図１１は、ＳＡ−プリアンブルを周波数領域にマッピングする例を示す図である。

図１１を参照すると、ＳＡ−プリアンブルの長さは、ＦＦＴサイズによって可変できる。例えば、ＳＡ−プリアンブルの長さは、５１２−ＦＦＴ、１０２４−ＦＦＴ及び２０４８−ＦＦＴに対してそれぞれ１４４、２８８及び５７６とすることができる。５１２−ＦＦＴ、１０２４−ＦＦＴ及び２０４８−ＦＦＴに対して２５６、５１２及び１０２４番の副搬送波がそれぞれＤＣ成分として予約された場合、ＳＡ−プリアンブルのマッピングされる副搬送波は、数学式２２によって決定されることができる。

ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表す。Ｎ_ＳＡＰはＳＡ−プリアンブルの長さを表し、ｋは０乃至Ｎ_ＳＡＰ−１の整数を表す。

それぞれのセルは、０乃至７６７の整数で表示されるセル識別子（ＩＤＣｅｌｌ）を有する。セル識別子は、セグメントインデックスとセグメント別に与えられるインデックスと定義される。セル識別子は、数学式２３により決定されることができる。

ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表す。Ｉｄｘは、０乃至２５５の整数を表す。

５１２−ＦＦＴの場合、１４４長のＳＡ−プリアンブルは、８個のサブブロックに分割され（すなわち、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ及びＨ）、各サブブロックの長さは１８である。それぞれのセグメントＩＤは、互いに異なるシーケンスサブブロックを有する。８０２．１６ｍシステムで、公知のＳＡ−プリアンブルはＢＰＳＫタイプであり、１６進数で表現される。各サブブロックに対して定義された１６進数シーケンスのうち、ＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）の１８ビットが２進シーケンスを表すのに使用される。２進シーケンス｛０，１｝は、実数値である｛＋１，−１｝としてそれぞれマッピングされる。８０２．１６ｍシステムに定義されたＳＡ−プリアンブルの詳細は後述される。５１２−ＦＦＴの場合、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ及びＨは順次に変調された後、セグメントＩＤに対応するＳＡ−プリアンブル副搬送波セットにマッピングされる。ＦＦＴサイズが大きくなる場合、基本ブロック（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ）は、同一の順序で反復される。例えば、１０２４−ＦＦＴサイズの場合、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄが順次に変調された後、セグメントＩＤに対応するＳＡ−プリアンブル副搬送波セットにマッピングされる。

巡回シフト（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｓｈｉｆｔ）は、数学式２２による副搬送波マッピングの後に、３個の連続した副搬送波に対して適用されることができる。それぞれのサブブロックは、同じオフセットを有し、それぞれのサブブロックに対する巡回シフトパターンは、［２，１，０，…，２，１，０，…，２，１，０，２，１，０，ＤＣ，１，０，２，１，０，２，…，１，０，２，…，１，０，２］のようになる。ここで、シフトは右巡回シフトは含む。５１２−ＦＦＴサイズの場合、ブロック（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ）はそれぞれ、（０、２、１、０、１、０、２、１）の右巡回シフトは経験することができる。図１２に、５１２−ＦＦＴのための周波数領域におけるＳＡ−プリアンブル構造を例示した。

図１３乃至図１５には、多重アンテナシステムにおけるＳＡ−プリアンブル構造を例示する。図１３乃至図１５はそれぞれ、５１２−ＦＦＴ、１０２４−ＦＦＴ及び２０４８−ＦＦＴである場合を例示する。

図１３乃至図１５を参照すると、ＳＡ−プリアンブルは、複数のアンテナ上でインタリーブ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）されることができる。ＳＡ−プリアンブルをインタリーブする方法は、特に制されない。例えば、多重アンテナシステムが２^ｎ個の送信アンテナを有する場合、ＳＡ−プリアンブルは、表９に例示した方式でインタリーブされることができる。便宜上、８個の連続したサブブロック｛Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ｝をブロックと称し、記号を下記のように定義する。
−Ｎ_ｔ：送信アンテナの個数
−Ｎ_ｂ：ブロックの総個数
−Ｎ_ｓ：サブブロックの総個数（８×Ｎ_ｂ）
−Ｎ_ｂｔ：アンテナ別ブロックの個数（Ｎ_ｂ／Ｎ_ｔ）
−Ｎ_ｓｔ：アンテナ別サブブロックの個数（Ｎ_ｓ／Ｎ_ｔ）

それぞれのフレームで伝送される構造は、送信アンテナ内でローテーション（ｒｏｔａｔｉｏｎ）されることができる。例えば、４個のアンテナを有する５１２−ＦＦＴシステムを考慮すると、ｆ番目のフレームで、第１アンテナを通じて［Ａ，０，０，０，Ｅ，０，０，０］が伝送され、第４アンテナを通じて［０，０，０，Ｄ，０，０，０，Ｈ］が伝送されることができる。その後、（ｆ＋１）番目のフレームで、第１アンテナを通じて［０，０，０，Ｄ，０，０，０，Ｈ］が伝送され、第４アンテナを通じて［Ａ，０，０，０，Ｅ，０，０，０］が伝送されることができる。

既に公知のＢＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブル
表１０は、８０２．１６ｍシステムで既に公知のＳＡ−プリアンブルを表すものである。表１０は、セグメント０に対して定義された２５６個のＢＰＳＫタイプシーケンスを表す。セグメント１及び２に対するシーケンスは、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍ−０９／００１０ｒ２、Ｔａｂｌｅ ６５８及び６５９を参照することができる。各サブブロックでＬＳＢ １８ビットが２進シーケンスを表すのに使用される。２進シーケンス｛０，１｝は、実数値である｛＋１，−１｝としてそれぞれマッピングされる。

本発明の一実施例によって提案されたＱＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブル
表１１〜１３はそれぞれ、本発明の一実施例によって生成された１２８個の母シーケンスを例示する。母シーケンスは、インデックスｑにより示され、１６進数フォーマットで表示された。表１１〜１３のシーケンスはそれぞれ、セグメント０〜２に対応することができる。表１１〜１３で、ｂｌｋは、それぞれのシーケンスを構成するサブブロックを表す（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ）。

変調シーケンスは、１６進数シーケンスであるＸ_ｉ ^（ｑ）（Ｘ＝Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ）を、２個のＱＰＳＫシンボルであるｖ_２ｉ ^（ｑ）及びｖ_２ｉ＋１ ^（ｑ）に変換することによって得られる。ここで、ｉは、０乃至８の整数を表し、ｑは、０乃至１２７の整数を表す。数学式２４は、Ｘ_ｉ ^（ｑ）を２つのＱＰＳＫシンボルに変換する例を表す。

ここで、

である。上記式により、２進数００、０１、１０及び１１はそれぞれ、１、ｊ、−１及び−ｊに変換される。ただし、これは一例に過ぎず、Ｘ_ｉ ^（ｑ）は、類似の他の式を用いてＱＰＳＫシンボルに変換されることができる。

例えば、ｑ＝０の場合、サブブロックＡのシーケンスは、３１４Ｃ８６４８Ｆであり、このシーケンスは、［＋１−ｊ＋１＋ｊ＋ｊ＋１−ｊ＋１−１＋１＋ｊ−１＋ｊ＋１−１＋１−ｊ−ｊ］のＱＰＳＫ信号に変調される。

一方、それぞれの表に例示された１２８個のシーケンスは、複素共役演算を用いて２倍に拡張されることができる。すなわち、複素共役演算によってさらに１２８個のシーケンスを生成することができ、生成されたシーケンスには、１２８乃至２５５のインデックスを与えることができる。数学式２５は、複素共役演算によって母シーケンスから拡張されたシーケンスを表す。

ここで、ｋは、０乃至Ｎ_ＳＡＰ−１の整数を表し、Ｎ_ＳＡＰは、ＳＡ−プリアンブルの長さを表し、複素共役演算（・）^＊は、ａ＋ｊｂの複素信号をａ−ｊｂの複素信号に変更し、ａ−ｊｂの複素信号をａ＋ｊｂの複素信号に変更する。

また、それぞれの表に例示された１２８個のシーケンスは、逆演算を用いて２倍に拡張することができる。すなわち、逆演算によって１２８個のさらなるシーケンスを生成することができ、生成されたシーケンスには、１２８乃至２５５のインデックスを与えることができる。複素共役演算及び逆演算が共に使用される場合、３８４個のさらなるシーケンスを生成することができ、生成されたシーケンスには１２８乃至５１１のインデックスを与えることができる。

シミュレーション：本発明で提案されたＳＡ−プリアンブルの特性
本発明で提案した表１１〜１３のシーケンス及び複素共役演算によって拡張されたシーケンスの特性を調べた（セグメント別２５６個）。対照群としては、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムで既に公知のプリアンブルシーケンス（１１４個）及びＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムで既に公知のＳＡ−プリアンブルシーケンス（セグメント別２５６個；表１０及びＩＥＥＥ ８０２．１６ｍ−０９／００１０ｒ２、Ｔａｂｌｅ ６５８及び６５９を参照）を使用した。相互相関値、ディファレンシャル相互相関値（タイプ１）、ディファレンシャル相互相関値（タイプ２）、自己相関値、ディファレンシャル自己相関値及びブースティングレベルを測定した。ディファレンシャル相互相関値（タイプ２）は、数学式２６の方法で計算した。ブースティングレベルは、時間領域で最大ピーク値が９ｄＢを超えないようにする最大値を測定した。残りの測定方法は、数学式９乃至１８を参照する。

ここで、

であり、Ｎはシーケンス長を表す。

表１４〜１９は、本発明で提案されたシーケンス（Ｅｘ，ｓｅｇ＿０〜Ｅｘ，ｓｅｇ＿２）及び対照群（１６ｅ及び１６ｍ、ｓｅｇ＿０〜１６ｍ、ｓｅｇ＿２）に対する特性試験結果を表す。

表１４〜１６を参照すると、本発明で提案されたＱＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルが、最大値の側面において、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムで既に公知のＢＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルよりも常に低い相互相関値を有する。

表１７〜１８を参照すると、本発明で提案されたＱＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルが、最大及び平均値の側面において、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムで既に公知のＢＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルよりも常に低い自己相関値を有する。

表１９を参照すると、本発明で提案されたＱＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルは、５１２−ＦＦＴ及び２０４８−ＦＦＴに対する８つの場合のいずれにおいても、既に公知のＢＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルに比べて高いブースティングレベルを有する。特に、５１２−ＦＦＴ、４−アンテナ及び８−アンテナの場合、本発明で提案されたＱＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルは、既に公知のＢＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルに比べて少なくとも２倍高いブースティングレベルを有する。この結果から、本発明で提案されたＱＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルは、既に公知のＢＰＳＫタイプＳＡ−プリアンブルに比べてより低いＰＡＰＲを有するということがわかる。

表２０には、ＦＦＴサイズ及びアンテナ個数による電力ブースティングを例示する。表２０に例示した電力ブースティングは、表１１〜１３に例示したシーケンスに最適化されたもので、時間領域で最大ピーク値は９ｄＢブースティングを越えない。

上記表で、単一アンテナ及び５１２−ＦＦＴの場合、ＳＡ−プリアンブルは、１．８７の強度でブースティングされる。この場合、ｋ番目の副搬送波のブースティングされたＳＡ−プリアンブルは、ｃ_ｋ＝１．８７ｂ_ｋで表現することができ、ｂ_ｋは、ブースティング前のＳＡ−プリアンブル（＋１，−１，＋ｊ，−ｊ）を表す。

表２１は、ＳＡ−プリアンブル構造でそれぞれのサブブロックに対するブロックカバーシーケンスを表すものである。２進シーケンス｛０，１｝に変換されたブロックカバーシーケンスは、｛＋１，−１｝としてマッピングされる。

図１６は、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｍシステムにおけるレンジングチャネル構造の例を示す図である。レンジング手順は、様々な目的のために用いられる。例えば、レンジング手順は、アップリンク同期、アップリンクリソース要請などに用いられる。

図１６を参照すると、レンジングチャネル構造は、時間領域で長さＴ_ＲＣＰのレンジングＣＰ（Ｒａｎｇｉｎｇ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ；ＲＣＰ）と、長さＴ_ＲＰのレンジングプリアンブル（Ｒａｎｇｉｎｇ Ｐｒｅａｍｂｌｅ；ＲＰ）とを含む。Ｔ_ＲＰは、レンジング副搬送波スペーシング（△ｆ_ＲＰ）の逆数に比例する。表２２は、レンジングチャネル構造の構成を表すものである。

上記表で、Ｔ_ｂは、有効シンボル期間を表し、Ｔ_ｇは、ＣＰ期間を表し、△ｆは、副搬送波スペーシングを表す。詳細な事項は、表７及びその説明を参照すればいい。ｋは、数学式２７のように表現することができる。

ここで、Ｎ_ｓｙｍは、サブフレーム内のＯＦＤＭＡシンボル個数を表し、Ｔ_ｓは、ＯＦＤＭＡシンボル期間を表し、Ｆ_Ｓは、サンプリング周波数を表し、Ｎ_ＦＦＴは、ＦＦＴサイズを表す。ｍは、（Ｎ_ｓｙｍ＋１）／２を表し、ｎは（Ｎ_ｓｙｍ−４）／２を表す。詳細な事項は、表７及びその説明を参照すればいい。

レンジングチャネルフォーマット０で、反復されたＲＣＰ及びＲＰは、サブフレーム内で一つの時間レンジング機会（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）として使用される。フォーマット２は、サブフレーム内で一つのＲＣＰ及び反復されたＲＰで構成される。フォーマット１は、１個のＲＣＰ及び２個のＲＰで構成される。フォーマット１が使用される場合、サブフレーム内に２個のレンジング機会が存在する。フォーマット４は、フォーマット１と同じ構造を有するが、長さは異なる。フォーマット４のＲＰ１、ＲＰ２、ＲＰ３及びＲＰ４はそれぞれ、レンジングシーケンスの最初の部分、二つ目の部分、三つ目の部分及び最後の部分で構成される。

図１７は、本発明の一実施例による送信機及び受信機の構成を示すブロック図である。ダウンリンクにおいて、送信機１８１０は基地局の一部であり、受信機１８５０は端末の一部である。アップリンクにおいて、送信機１８１０は端末の一部であり、受信機１８５０は基地局の一部である。

図１７を参照すると、送信機１８１０において、シーケンスプロセッサー１８２０は、シーケンス生成、シーケンス選択、シーケンス拡張などと関連した様々な動作を直接行ったり、これらの動作を行うように他のモジュールを制御することができる。シーケンスプロセッサー１８２０は、メモリーから母シーケンスを選択したり、シーケンス生成器を用いて母シーケンスを生成したりすることができる。また、シーケンスプロセッサー１８２０は、複素共役演算及び／または逆演算によって母シーケンスから新しいシーケンスを生成することができる。シーケンスプロセッサー１８２０は、選択／生成／拡張されたシーケンスを変調器１８３０に伝達することができる。変調器１８３０は、シーケンスプロセッサー１８２０から伝達されたシーケンスを、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８−ＰＳＫなどのようなシーケンスタイプによって変調させる。変調器１８３０は、シーケンスプロセッサー１８２０の制御の下に、変調シーケンスに複素共役演算及び／または逆演算を行うことができる。複素共役演算及び／または逆演算を行う機能は、別のモジュールで行うように構成することもできる。変調シーケンスは、変調器１８３０または別のモジュールで副搬送波にマッピングされ、伝送しようとするチャネルに応じて副搬送波に連続的または不連続的にマッピングされることができる。無線周波数（ＲＦ）モジュール１８３２は、副搬送波にマッピングされたシーケンスを無線インターフェースに適合するように処理（例、アナログ変換、増幅、フィルタリング及び周波数アップコンバージョン）してＲＦ信号を生成する。ＲＦ信号は、アンテナ１８３４から受信機１８５０に伝送される。受信機１８５０は、アンテナ１８５２を通じて送信機１８１０から伝送される信号を受信し、受信した信号は、ＲＦモジュール１８５４に提供される。ＲＦモジュール１８５４は、受信された信号を処理（例、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバージョン、デジタル化）して入力サンプルとして提供する。復調器１８６０は、入力サンプルを復調してシーケンスを提供する。チャネル推定器１８８０は、受信したパイロット値に基づいてチャネル推定値を誘導する。復調器１８６０は、チャネル推定値を用いて受信したシーケンスに等化を行い、送信機１８１０のためのシーケンス推定値を提供する。シーケンス検出器１８７０は、図６に例示した方法などを用いて、送信機１８１０から伝送したシーケンスを検出または推定する。

制御器／プロセッサー１８４０及び１８９０はそれぞれ、送信機１８１０及び受信機１８５０に含まれる種々の処理モジュールの動作を監督及び制御する。メモリー１８４２及び１８９２はそれぞれ、送信機１８１０及び受信機１８５０のためのプログラムコード及びデータを保存する。

以上の実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定の形態として結合したものである。各構成要素または特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態として実施することもできる。また、一部の構成要素及び／または特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更可能である。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれることもでき、他の実施例の対応する構成または特徴に取って代わることもできる。特許請求の範囲で明示的な引用関係を有しない請求項を結合して実施例を構成することもでき、出願後の補正により新しい請求項として含めることもできることは明らかである。

本明細書において、本発明の実施例は、基地局と端末間のデータ送受信関係を中心に説明された。本文書で、基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）により行われることもできる。すなわち、基地局を含む多数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる種々の動作は、基地局または基地局以外の別のネットワークノードにより行われることができる。‘基地局’は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ ｐｏｉｎｔ）などの用語に代替可能である。また、‘端末’は、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代替可能である。

本発明の実施例は様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェアまたはそれらの結合などにより具現することができる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）、プロセッサー、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサーなどにより具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、以上で説明された機能または動作を行うモジュール、手順または関数などの形態で具現することができる。ソフトウェアコードはメモリーユニットに記憶されてプロセッサーにより駆動されることができる。メモリーユニットは、プロセッサーの内部または外部に設けられて、既に公知の様々な手段によりプロセッサーとデータを交換することができる。

例えば、本発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
無線通信システムにおいて送信機がシーケンスを伝送する方法であって、
第１シーケンスをシーケンスタイプによって複素シーケンスに変調する段階と、
上記複素シーケンスをＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シンボル内の複数の副搬送波にマッピングする段階と、
上記ＯＦＤＭＡシンボルを受信機に伝送する段階と、
を含み、
上記第１シーケンスは、下記のシーケンスセット１乃至３を構成するシーケンスのうち少なくとも一つである、シーケンス伝送方法：
ここで、ｑはシーケンスインデックスを表し、ｂｌｋはシーケンスを構成するサブブロックを表す。
（項目２）
上記第１シーケンスは、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）タイプであることを特徴とする、項目１に記載のシーケンス伝送方法。
（項目３）
上記第１シーケンスであるＷ _ｉ ^（ｐ） は、下記の数学式によりＱＰＳＫシンボルであるｗ _２ｉ ^（ｐ） 及びｗ _２ｉ＋１ ^（ｐ） に変調されることを特徴とする、項目２に記載のシーケンス伝送方法：
ここで、
であり、ｉは０乃至１０７の整数を表す。
（項目４）
上記第１シーケンスは、ＦＦＴサイズによって巡回的に拡張されることを特徴とする、項目１に記載のシーケンス伝送方法。
（項目５）
上記第１シーケンスは、ダウンリンク同期のためのＳＡ−プリアンブル（Ｓｅｃｏｎｄ
Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ）であることを特徴とする、項目１に記載のシーケンス伝送方法。
（項目６）
上記ＳＡ−プリアンブルは、下記の数学式によって副搬送波にマッピングされることを特徴とする、項目５に記載のシーケンス伝送方法：
ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表し、Ｎ _ＳＡＰ は、ＳＡ−プリアンブルの長さを表し、ｋは、０乃至Ｎ _ＳＡＰ −１の整数を表す。
（項目７）
上記第１シーケンスは、下記の数学式によってセル識別子（ＩＤｃｅｌｌ）に関する情報を指示することを特徴とする、項目５に記載のシーケンス伝送方法：
ＩＤｃｅｌｌ ＝ ２５６×ｎ ＋ Ｉｄｘ
ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットインデックスとして０、１または２の値を有し、セグメントＩＤを表し、Ｉｄｘは、０乃至２５５の整数を表す。
（項目８）
上記第１シーケンスに、下記の表に記載されたブロックカバーシーケンスのうちのいずれか一つがサブブロック単位で適用されることを特徴とする、項目１に記載のシーケンス伝送方法：
ここで、２進シーケンス｛０，１｝に変換されたブロックカバーシーケンスは、｛＋１，−１｝としてマッピングされる。
（項目９）
上記第１シーケンスの送信電力は、下記の表に記載されたブースティングレベルのうちのいずれか一つを用いてブースティングされることを特徴とする、項目１に記載のシーケンス伝送方法：
（項目１０）
上記第１シーケンスは、多重アンテナを通じて伝送され、上記多重アンテナに対してブロック単位でインタリーブ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）されることを特徴とする、項目１に記載のシーケンス伝送方法。
（項目１１）
無線通信システムにおいてシーケンスを伝送するように構成された送信機であって、
下記のシーケンスセット１乃至３のうち少なくとも一部を保存するメモリーと、
上記メモリーから選択された第１シーケンスをシーケンスタイプによって複素シーケンスに変調するコンステレーションマッピング（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｉｎｇ）モジュールと、
上記複素シーケンスをＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シンボル内の複数の副搬送波にマッピングするように構成された副搬送波マッピングモジュールと、
上記ＯＦＤＭＡシンボルを受信機に伝送するように構成された無線周波数（Ｒａｄｉｏ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＲＦ）モジュールと、を含む送信機：
ここで、ｑはシーケンスインデックスを表し、ｂｌｋはシーケンスを構成するサブブロックを表す。
（項目１２）
上記第１シーケンスであるＷ _ｉ ^（ｐ） は、下記の数学式によりＱＰＳＫシンボルであるｗ _２ｉ ^（ｐ） 及びｗ _２ｉ＋１ ^（ｐ） に変調されることを特徴とする、項目１１に記載のシーケンス伝送方法：
ここで、
であり、ｉは、０乃至１０７の整数を表す。
（項目１３）
無線通信システムにおいてシーケンスを検出するように構成された受信機であって、
ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シンボル内の複数の副搬送波にマッピングされたシーケンスを送信機から受信するように構成された無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＲＦ）モジュールと、
下記のシーケンスセット１乃至３のうち少なくとも一部を保存するメモリーと、
上記メモリーに保存された少なくとも一つの第１シーケンスを用いて、上記受信されたシーケンスに相関演算を行うように構成され、相関値に基づいて上記受信されたシーケンスを検出するように構成されたプロセッサーと、を含む受信機：
ここで、ｑは、シーケンスインデックスを表し、ｂｌｋは、シーケンスを構成するサブブロックを表す。
（項目１４）
上記プロセッサーは、上記受信されたシーケンスの実数部及び虚数部と上記少なくとも一つの第１シーケンスの実数部及び虚数部間の組み合わせに対して予備相関演算を行い、複数の予備相関値を用いて上記受信されたシーケンスに対する上記少なくとも一つの第１シーケンス及びその複素共役シーケンスに対する相関値を計算するように構成されたことを特徴とする、項目１３に記載の受信機。
（項目１５）
上記プロセッサーは、上記受信されたシーケンスからセル識別子に関する情報を得るように構成されたことを特徴とする、項目１３に記載の受信機。
本発明は、本発明の特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態として具体化できることは当業者には自明である。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制約的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付した請求の範囲の合理的な解釈により決定しなければならず、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。

本発明は、無線通信システムに適用されることができる。本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ、ＭＣ−ＦＤＭＡ及びＯＦＤＭＡのうちの少なくとも一つを支援する無線通信システムに適用することができる。特に、本発明は、無線通信システムでシーケンスを送受信する方法及びそのための装置に適用することができる。

Claims (20)

1. 無線通信システムにおける基地局において信号を伝送する方法であって、
   前記方法は、変調シーケンスを含むプリアンブルを伝送することを含み、
   前記変調シーケンスは、０〜２Ｎ−１のうちの１つとしてインデックス付けされており、
   前記変調シーケンスのインデックスは、セル識別子を決定するために用いられ、
   前記変調シーケンスのインデックスが０〜Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、予め定義された１６進数シーケンスのうちの１つの１６進数シーケンスの変調により取得され、
   前記変調シーケンスのインデックスがＮ〜２Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、
   を用いて取得され、
   ｖ _ｋ ^（ｘ） は、イデックスｘの変調シーケンスにおけるｋ番目の変調シンボルであり、ｋは、０以上の整数であり、記号「＊」は、共役演算を表す、方法。
2. 前記予め定義された１６進数シーケンスのうちの前記１つの１６進数シーケンスは、以下の式を用いて、対応する１６進数シーケンスの各要素Ｘ _ｉ ^（ｑ） を２つのＱｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（ＱＰＳＫ）シンボルｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ 、ｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ＋１ に変換することにより変調され、
   請求項１に記載の方法。
3. 前記プリアンブルは、Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ（ＳＡ−プリアンブル）である、請求項１に記載の方法。
4. 前記ＳＡ-プリアンブルは、以下の式によって与えられる副搬送波に位置決定され、
   ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメント識別子（ＩＤ）を示し、Ｎ _ＳＡＰ は、前記ＳＡ−プリアンブルに対して与えられた値であり、ｋは、０〜Ｎ _ＳＡＰ −１の範囲の整数である、請求項３に記載の方法。
5. 前記セル識別子（ＩＤ _ｃｅｌｌ ）は、以下の式によって決定され、
   ここで、ｎは、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメントＩＤを示し、Ｉｄｘは、０〜２５５の範囲の整数であり、Ｉｄｘは、前記変調シーケンスのインデックスから取得される、請求項４に記載の方法。
6. 無線通信システムにおける移動局において信号を受信する方法であって、
   前記方法は、変調シーケンスを含むプリアンブルを受信することを含み、
   前記変調シーケンスは、０〜２Ｎ−１のうちの１つとしてインデックス付けされており、
   前記変調シーケンスのインデックスは、セル識別子を決定するために用いられ、
   前記変調シーケンスのインデックスが０〜Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、予め定義された１６進数シーケンスのうちの１つの１６進数シーケンスの変調により取得され、
   前記変調シーケンスのインデックスがＮ〜２Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、
   を用いて取得され、
   ｖ _ｋ ^（ｘ） は、イデックスｘの変調シーケンスにおけるｋ番目の変調シンボルであり、ｋは、０以上の整数であり、記号「＊」は、共役演算を表す、方法。
7. 前記予め定義された１６進数シーケンスのうちの前記１つの１６進数シーケンスは、以下の式を用いて、対応する１６進数シーケンスの各要素Ｘ _ｉ ^（ｑ） を２つのＱｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（ＱＰＳＫ）シンボルｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ 、ｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ＋１ に変換することにより変調され、
   請求項６に記載の方法。
8. 前記プリアンブルは、Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ（ＳＡ−プリアンブル）である、請求項６に記載の方法。
9. 前記ＳＡ-プリアンブルは、以下の式によって与えられる副搬送波に位置決定され、
   ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメント識別子（ＩＤ）を示し、Ｎ _ＳＡＰ は、前記ＳＡ−プリアンブルに対して与えられた値であり、ｋは、０〜Ｎ _ＳＡＰ −１の範囲の整数である、請求項８に記載の方法。
10. 前記セル識別子（ＩＤ _ｃｅｌｌ ）は、以下の式によって決定され、
    ここで、ｎは、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメントＩＤを示し、Ｉｄｘは、０〜２５５の範囲の整数であり、Ｉｄｘは、前記変調シーケンスのインデックスから取得される、請求項９に記載の方法。
11. 無線通信システムにおいて信号を伝送するために用いられる基地局であって、
    前記基地局は、
    無線周波数（ＲＦ）モジュールと、
    プロセッサーと
    を備え、
    前記プロセッサーは、変調シーケンスを含むプリアンブルを伝送するように構成されており、
    前記変調シーケンスは、０〜２Ｎ−１のうちの１つとしてインデックス付けされており、
    前記変調シーケンスのインデックスは、セル識別子を決定するために用いられ、
    前記変調シーケンスのインデックスが０〜Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、予め定義された１６進数シーケンスのうちの１つの１６進数シーケンスの変調により取得され、
    前記変調シーケンスのインデックスがＮ〜２Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、
    を用いて取得され、
    ｖ _ｋ ^（ｘ） は、イデックスｘの変調シーケンスにおけるｋ番目の変調シンボルであり、ｋは、０以上の整数であり、記号「＊」は、共役演算を表す、基地局。
12. 前記予め定義された１６進数シーケンスのうちの前記１つの１６進数シーケンスは、以下の式を用いて、対応する１６進数シーケンスの各要素Ｘ _ｉ ^（ｑ） を２つのＱｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（ＱＰＳＫ）シンボルｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ 、ｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ＋１ に変換することにより変調され、
    請求項１１に記載の基地局。
13. 前記プリアンブルは、Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ（ＳＡ−プリアンブル）である、請求項１１に記載の基地局。
14. 前記ＳＡ-プリアンブルは、以下の式によって与えられる副搬送波に位置決定され、
    ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメント識別子（ＩＤ）を示し、Ｎ _ＳＡＰ は、前記ＳＡ−プリアンブルに対して与えられた値であり、ｋは、０〜Ｎ _ＳＡＰ −１の範囲の整数である、請求項１３に記載の基地局。
15. 前記セル識別子（ＩＤ _ｃｅｌｌ ）は、以下の式によって決定され、
    ここで、ｎは、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメントＩＤを示し、Ｉｄｘは、０〜２５５の範囲の整数であり、Ｉｄｘは、前記変調シーケンスのインデックスから取得される、請求項１４に記載の基地局。
16. 無線通信システムにおいて信号を受信するために用いられる移動局であって、
    前記移動局は、
    無線周波数（ＲＦ）モジュールと、
    プロセッサーと
    を備え、
    前記プロセッサーは、変調シーケンスを含むプリアンブルを受信するように構成されており、
    前記変調シーケンスは、０〜２Ｎ−１のうちの１つとしてインデックス付けされており、
    前記変調シーケンスのインデックスは、セル識別子を決定するために用いられ、
    前記変調シーケンスのインデックスが０〜Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、予め定義された１６進数シーケンスのうちの１つの１６進数シーケンスの変調により取得され、
    前記変調シーケンスのインデックスがＮ〜２Ｎ−１の範囲内にある場合には、前記変調シーケンスは、
    を用いて取得され、
    ｖ _ｋ ^（ｘ） は、イデックスｘの変調シーケンスにおけるｋ番目の変調シンボルであり、ｋは、０以上の整数であり、記号「＊」は、共役演算を表す、移動局。
17. 前記予め定義された１６進数シーケンスのうちの前記１つの１６進数シーケンスは、以下の式を用いて、対応する１６進数シーケンスの各要素Ｘ _ｉ ^（ｑ） を２つのＱｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（ＱＰＳＫ）シンボルｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ 、ｖ _ｋ ^（ｘ） _２ｉ＋１ に変換することにより変調され、
    請求項１６に記載の移動局。
18. 前記プリアンブルは、Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｅａｍｂｌｅ（ＳＡ−プリアンブル）である、請求項１６に記載の移動局。
19. 前記ＳＡ-プリアンブルは、以下の式によって与えられる副搬送波に位置決定され、
    ここで、ｎは、ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメント識別子（ＩＤ）を示し、Ｎ _ＳＡＰ は、前記ＳＡ−プリアンブルに対して与えられた値であり、ｋは、０〜Ｎ _ＳＡＰ −１の範囲の整数である、請求項１８に記載の移動局。
20. 前記セル識別子（ＩＤ _ｃｅｌｌ ）は、以下の式によって決定され、
    ここで、ｎは、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスであり、前記ＳＡ−プリアンブルキャリアセットのインデックスは、０〜２の範囲のセグメントＩＤを示し、Ｉｄｘは、０〜２５５の範囲の整数であり、Ｉｄｘは、前記変調シーケンスのインデックスから取得される、請求項１９に記載の移動局。