CN102246485A - 序列生成方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无线通信系统。更具体地，本发明涉及一种使得发射机在无线通信系统中发送序列的方法和装置。序列发送方法包括以下步骤：对第一序列执行复共轭运算和逆运算的至少一种以生成第二序列；将所述第二序列映射到正交频分多址(OFDMA)符号中的多个子载波；以及将所述OFDMA符号发送到接收机。本发明还涉及一种用于序列生成方法的装置。

Description

序列生成方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，更具体地，涉及一种在无线通信系统中发送和接收序列的方法和装置。

背景技术

图1示出了一种示例性无线通信系统。参照图1，无线通信系统100包括多个基站(BS)110a、110b、110c以及多个移动站(MS)120a-120i。无线通信系统100可包括同构网络和异构网络。异构网络指的是不同的网络实体(例如宏小区、毫微微小区、微微小区、中继等)共存于其中的网络。BS通常是与MS通信的固定站，并且BS 110a、110b、110c各自向特定的地理区域102a、102b、102c提供服务。为了提高系统性能，可将特定区域分为多个更小的区域104a、104b、104c，称之为小区、扇区或分段。在电气电子工程师协会(IEEE)802.16系统中，从整个系统的角度来分配小区标识符(ID)(IDcell)，而从各个BS覆盖区域的角度来分配扇区ID或分段ID，范围为0到2。MS 120a-120i是通常分布于无线通信系统100的固定或移动终端。每个MS可于给定时刻在下行链路和上行链路中与一个或多个BS通信。可通过频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、多载波频分多址(MC-FDMA)、正交频分多址(OFDMA)或其中两个或多个的组合而进行MS与BS之间的通信。此处，术语“上行链路”指的是从MS到BS的通信链路，而术语“下行链路”指的是从BS到MS的通信链路。

图2示出了IEEE 802.16e系统中下行链路子帧的结构。下行链路子帧的结构被指定用于时分双工(TDD)模式下的操作。

参照图2，下行链路子帧包括多个正交频分复用(OFDM)符号。下行链路子帧按照结构划分为前导码、帧控制报头(FCH)、下行链路映射(DL-MAP)、上行链路映射(UL-MAP)以及下行链路突发。每个下行链路子帧起始于占据下行链路子帧的第一OFDM符号的前导码。该前导码用于时间同步采集、频率同步采集、小区搜索和信道估计。

图3示出了IEEE 802.16e系统中在1024-快速傅里叶变换(FFT)模式(10-MHz带宽)下前导码所映射至的子载波。

参照图3，给定带宽两侧的某些区域用作保护频带。因此，将前导码映射到除保护频带之外的其它区域。除保护频带之外的其余频率区域划分为针对三个扇区的三个分段。前导码以3个子载波的间隔插入，其它子载波填充Os。例如，分段0的前导码插入子载波0、3、6、9、...、843、846、849。分段1的前导码插入子载波1、4、7、10、...、844、847、850。分段2的前导码插入子载波2、5、8、11、...、845、848、851。

在IEEE 802.16e系统中，用于前导码的序列为Runcom公司提出的、插入在频率区域的二进制代码。在能够生成为二进制代码的序列中，通过计算机辅助搜索，可找到满足特定相关特性并在时域内具有低峰均功率比(PAPR)的序列。下面的表1列出了一些前导码序列。

【表1】

参照表1，根据分段编号和参数IDcell来确定前导码序列。在映射到子载波之前，将每个前导码序列转换为二进制信号并通过二进制相移键控(BPSK)进行调制。具体地，将十六进制序列转换为二进制序列Wk，并按照从最高有效位(MSB)到最低有效位(LSB)(0＝＞+1，1＝＞-1)的顺序通过BPSK进行调制。例如，将十六进制序列0转换为Wk【110000010010...】然后调制为【-1 -1 +1 +1 +1 +1 +1 -1 +1 +1 -1 +1...】。

图2-3是使用序列进行信号发送的示例。除前导码之外，序列也用于在无线通信系统中发送许多其它信道和信号。例如，序列具有多种用途，包括同步信道、中导码(midamble)、参考信号、控制信道、扰码以及无线通信系统中的复用。序列优选满足以下特性：

-序列具有良好的相关特性以提供良好的检测性能；

-序列具有低立方度量(CM)或PAPR以最大化功率放大器的效率；

-多个序列可用，以便于发送大量信息或小区规划；

-序列降低了用于存储序列的存储器尺寸要求；以及

-接收机在使用序列时具有低复杂度。

具体地，接收机的复杂度是非常重要的因素，它直接影响电池寿命。因此，需要提供一种生成序列的方法以进一步降低存储器尺寸要求，同时减小复杂度。

发明内容

技术问题

因此，本发明致力于一种生成序列的方法，其基本上消除由于现有技术的局限和缺点而导致的一个或多个问题。

本发明的一个目的是提供一种在无线通信系统中生成序列的方法和装置。

本发明的另一目的是提供一种生成具有优秀相关特性和低峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)的序列的方法和装置。

本发明的另一目的是提供一种通过最大化可用序列数量的方式来生成序列的方法和装置。

本发明的又一目的是提供一种生成具有低存储器尺寸要求并且接收机能够以低复杂度对其进行检测或估计的序列的方法和装置。

技术方案

为了实现这些目的和其它优点并根据本发明的用途，正如此处具体实施和详细描述的那样，一种在无线通信系统中的发射机处发送序列的方法包括以下步骤：对第一序列执行复共轭运算和逆运算的至少一种以生成第二序列；将所述第二序列映射到正交频分多址(OFDMA)符号中的多个子载波；以及将所述OFDMA符号发送到接收机。

该方法还可包括根据第一序列的类型将所述第一序列调制成复数序列。

所述第一序列可为存储在所述发射机中的序列集合包含的序列中的至少一个。

所述第一序列的类型可为正交相移键控(QPSK)。

可在同步信道上发送所述第二序列。此外，也可在测距信道上发送所述第二序列。

所述第一序列可为表11、12和13所列序列中的至少一个。

在本发明的另一方面，一种在无线通信系统中发送序列的发射机包括第二序列生成器，所述第二序列生成器用于对第一序列执行复共轭运算和逆运算的至少一种以生成第二序列；子载波映射器，所述子载波映射器用于将所述第二序列映射到OFDMA符号中的多个子载波；以及发送模块，所述发送模块用于将所述OFDMA符号发送到接收机。

发射机还可包括星座映射器，所述星座映射器用于根据第一序列的类型将所述第一序列调制成复数序列。

在本发明的另一方面，一种在无线通信系统中的发射机处发送序列的方法包括：调制步骤：根据第一序列的类型将所述第一序列调制成复数序列；映射步骤：将所述复数序列映射到OFDMA符号中的多个子载波；以及发送步骤：将所述OFDMA符号发送到接收机。所述第一序列是表11、12和13包含的序列中的至少一个。

所述第一序列的类型可为QPSK。则可通过以下公式将所述第一序列W_i ^(p)调制为QPSK符号w_2i ^(p)和w_2i+1 ^(p)，

$w_{2i}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{2}(2\·a_{i,0}^{\left(p\right)}+a_{i,1}^{\left(p\right)})\right)$

$w_{2i+1}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{2}(2\·a_{i,2}^{\left(p\right)}+a_{i,3}^{\left(p\right)})\right)$

其中 $W_i^{\left(p\right)}=2^3\·a_{i,0}^{\left(p\right)}+2^2\·a_{i,1}^{\left(p\right)}+2^1\·a_{i,2}^{\left(p\right)}+2^0\·a_{i,3}^{\left(p\right)},$ 并且i为0到107的整数。

可根据快速傅里叶变换(FFT)尺寸而循环扩展所述第一序列。

所述第一序列可为用于下行链路同步的次先进前导码(SA前导码)。

可通过以下公式将所述SA前导码映射到子载波，

其中n表示SA前导码子载波集合的索引，其指示0到2的分段标识符(ID)，N_SAP表示所述SA前导码的长度，而k是0到N_SAP-1的整数。

所述第一序列可根据以下公式指示关于小区ID(IDcell)的信息，

IDcell＝256×n+Idx

其中n为SA前导码载波集合的索引，其指示0到2的分段ID，而Idx是0到255的整数。

该方法还可包括对所述第一序列执行复共轭和逆运算的至少一种。

可基于子块将下表所列的块覆盖序列之一应用到所述第一序列，

块覆盖序列(十六进制格式)

(FFT，天线数量)\分段ID	0	1	2
				(512，1)	00	00	00
(512，2)	22	22	37
				(512，4)	09	01	07
(512，8)	00	00	00
				(1024，1)	0FFF	555A	000F
(1024，2)	7373	3030	0000
				(1024，4)	3333	2D2D	2727
(1024，8)	0F0F	0404	0606
				(2048，1)	0F0FFF00	00000FF0	0F000FFF
(2048，2)	7F55AA42	4438180C	3A5A26D9
				(2048，4)	1A13813E	03284BF0	391A8D37
(2048，8)	0D0EF8FA	0C0BFC59	03000656

在上表中，将转换为二进制序列{0，1}的块覆盖序列映射至{+1，-1}。

可利用下表所列的增强等级之一来增强所述第一序列的发送功率，

增强等级

Ant\FFT	512	1024	2048
				1	1.87	1.75	1.69
2	2.51	2.33	2.42
				4	4.38	3.56	3.50
8	8.67	6.25	4.95

可通过多个天线来发送所述第一序列。此时，所述第一序列可基于块跨所述多个天线进行交织。

在本发明的另一方面，一种在无线通信系统中发送序列的发射机，该发射机包括：存储器，所述存储器用于存储表11、12和13所包含的序列的至少一部分；星座映射器，所述星座映射器用于根据从所述存储器中选择的第一序列的类型将所述第一序列调制成复数序列；子载波映射器，所述子载波映射器用于将所述复数序列映射到OFDMA符号中的多个子载波；以及RF模块，所述RF模块用于将所述OFDMA符号发送到接收机。

在本发明的另一方面，一种在无线通信系统中的接收机处检测序列的方法包括以下步骤：从发射机接收映射到OFDMA符号中的多个子载波的序列；使得第一序列与接收到的序列相关，并基于相关性来检测所述接收到的序列。所述第一序列可为表11、12和13所包含的序列中的至少一个。

针对相关性运算，可对所述接收到的序列的实部和虚部以及所述至少一个第一序列的实部和虚部之间的组合进行初步计算。可通过合并多个初步相关性来获得所述接收到的序列与所述至少一个第一序列之间的相关性、以及所述接收到的序列与所述第一序列的复共轭序列之间的相关性。

所述第一序列可为用于下行链路同步的SA前导码。可通过以下公式将所述SA前导码映射到子载波，

其中n表示SA前导码载波集合的索引，其指示0到2的分段标识符(ID)，NS_AP表示所述SA前导码的长度，而k是0到N_SAP-1的整数。

该方法还包括从所述接收到的序列获得小区ID的步骤。

在本发明的又一方面中，一种在无线通信系统中检测序列的接收机包括：RF模块，所述RF模块用于从发射机接收映射到OFDMA符号中的多个子载波的序列；存储器，所述存储器用于存储表1、2和3所包含的序列中的至少一部分；以及处理器，所述处理器用于使得存储在所述存储器中的至少一个第一序列与接收到的序列相关，并基于相关性来检测所述接收到的序列。

所述处理器可从所述接收到的序列获得小区ID。

该接收机还可包括用于临时存储序列的实数部分的缓冲器，以及用于临时存储序列的虚数部分的缓冲器。

该接收机还可包括用于临时存储所述接收到的序列的实数部分的第一缓冲器，用于临时存储所述接收到的序列的虚数部分的第二缓冲器，用于临时存储所述至少一个第一序列的实数部分的第三缓冲器，以及用于临时存储所述至少一个第一序列的虚数部分的第四缓冲器。

应当理解，关于本发明的上述一般性描述和下面的详细描述都是示例性和解释性的，旨在对所要求保护的发明提供进一步解释。

有益效果

从上面的描述显而易见本发明的实施方式具有以下效果。

可提供用于信道、信号等的序列。

此外，能够提供具有优秀相关特性和低PAPR或CM的序列。

能够最大化可用序列数。

此外，能够降低用于序列存储的存储器尺寸要求，并且接收机能以低复杂度检测或估计序列。

本发明的其它优点、目的和特征一部分将在下文进行说明，一部分对于本领域技术人员来说通过阅读下文是显而易见的，或者可以从本发明的实践中获得。本发明的目的和其它优点可以通过书面说明书和权利要求书以及附图中具体指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用于提供对本发明进一步的理解并且加入和构成了本申请的一部分。这些附图示出了本发明的实施方式并与说明书一起解释本发明的原理。其中：

图1示出了示例性无线通信系统。

图2示出了电气电子工程师协会(IEEE)802.16e系统中下行链路子帧的结构。

图3示出了IEEE 802.16e系统中在1024-快速傅里叶变换(FFT)模式(10-MHz带宽)下前导码所映射至的子载波。

图4是示出根据本发明实施方式的一种依据自相关性、互相关性、差分自相关性以及差分互相关性而生成具有低峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)以及优秀基本特性的序列的方法的流程图。

图5是根据本发明实施方式的一种通过复共轭来扩展序列的发射机的框图。

图6是根据本发明实施方式的一种检测序列的接收机的框图。

图7A-7E是示出根据本发明实施方式生成的序列的特性的曲线图。

图8示出了IEEE 802.16m系统中的无线帧结构。

图9示出了IEEE 802.16m系统中同步信道的示例性传输。

图10示出了主先进前导码(PA前导码)所映射至的子载波。

图11示出了次先进前导码(SA前导码)至频率区域的示例性映射。

图12示出了512-FFT的示例性SA前导码结构。

图13、14和15示出了多天线系统中的示例性SA前导码结构。

图16示出了IEEE 802.16m系统中的示例性测距信道结构。

图17是根据本发明实施方式的发射机和接收机的框图。

具体实施方式

通过下面结合附图的关于本发明的详细描述，将使本发明的上述和其它目的、特征以及其它优点得以更加清楚地理解。下面将详细参照在附图中示出其示例的本发明的优选实施方式进行说明。本发明的实施方式是应用了本发明技术特征的示例。尽管本发明是在电气电子工程师协会(IEEE)802.16系统的环境中通过示例进行描述，但是它也适用于包含第三代合作伙伴计划(3GPP)系统的多种无线通信系统。

在无线通信系统中，序列的使用如下。下文仅为示例，因此序列还可用于许多其它信道和信号。

下行链路(DL)同步信道

DL同步信道用于获得下行链路时间同步和频率同步并进行小区搜索。具体地，通过使各序列与在DL同步信道上接收的序列相关而获得同步并检测物理小区标识符(ID)。为了进行小区ID检测，依据小区规划应存在尽可能多的序列。

DL同步信道根据系统的不同而有不同的名称。例如，在3GPP长期演进(LTE)中称为同步信号(SS)，在IEEE 802.16e中称为前导码，以及在IEEE 802.16m中称为先进前导码。

由于移动站(MS)用作接收机，因此接收机的复杂度至关重要。

上行链路(UL)同步信道

UL同步信道用于获得上行链路时间同步和频率同步，以及访问网络登记、调度请求、带宽请求等。将UL同步信道上发送的序列视为机会(opportunity)。基站(BS)可通过检测序列来识别MS已经发送信号的机会。BS也可利用检测的序列而跟踪定时或估计残余频偏。由于冲突更少而机会更多，因此大量序列的存在十分有利。依据小区规划，还优选生成尽可能多的序列。

UL同步信道在3GPP LTE也称为随机访问信道(RACH)，而在IEEE 802.16e/m中称为测距信道。

关于UL同步信道，应考虑接收机复杂度。

DL/UL参考信号

如果发射机在相干调制(例如相移键控(PSK)、正交幅度调制(QAM)等)之后发送信号，接收机应估计信号所经历的衰落信道并补偿该衰落信道，以进行信号解调。通常，为了帮助接收机估计衰落信道，发射机随同该信号发送参考信号(RS)。RS也可供接收机用于测量其服务小区或另外小区的信道质量。RS也可用于定时/频率跟踪。此外，当MS从睡眠模式醒来后，可利用RS进行定时同步。通过这种方式，RS可用于多种用途。通常采用序列来发送RS，可用序列越多，则在小区规划方面越好。

在3GPPLTE中RS称为RS，而在IEEE 802.16e/m中称为导频信号。

关于DL/UL RS，应考虑接收机复杂度。

DL/UL控制信道

可在控制信道上采用序列来发送控制信息。例如，可将信道质量指示符(CQI)或确认/否认(ACK/NACK)作为序列发送。更多信息可采用更多的序列发送。

关于DL/UL控制信道，应考虑接收机复杂度。

加扰

加扰具有许多用途。例如，加扰可用于随机化或减小PAPR(或CM)。通过逐个要素地将信号与序列相乘来对该信号进行加扰。此外，也可通过逐个要素地将信号与序列相加然后对总和进行模运算而对该信号进行加扰。加扰并不限于特定信道。对小区规划来说，最好有多个可用的序列。

关于加扰，应考虑接收机复杂度。

用户复用或信道复用

可以在通过码分复用(CDM)将多个用户复用到一个信道时使用序列。也可以在通过CDM复用多个信道时使用序列。复用能力与可用序列数量有关。

关于用户复用或信道复用，应考虑接收机复杂度。

中导码

中导码是为帧内公共导频分配的区域。中导码序列可用于信道估计、多输入多输入(MIMO)信道估计、CQI估计等。

关于中导码，应考虑接收机复杂度。

下列本发明的实施方式仅适用于上述各种信道(例如导频信道、控制信道、UL同步信道等)。因此，为了便于描述，除非另有说明，本发明的实施方式均以DL同步信道(例如前导码、同步信道(SCH)等)为重点进行描述。

实施方式1：序列的生成

优选地，对于DL同步信道，序列满足以下条件：

A.低PAPR(或CM)：信道增强以扩大范围；

B.低复杂度：通过减少MS处的相关性计算量而节省电池电量；

C.小尺寸存储器：减小存储序列所需的存储器尺寸；以及

D.低相关特性

-低互相关：减少小区ID检测期间的故障报警，并在信道估计期间将所需小区部分与相邻小区部分区分开来。

-低差分互相关：当在宽带中发送序列时，关于频率选择性衰落信道的非相干检测的互相关特性。

-频域低自相关侧峰值：补偿整数倍频偏。

-频域低差分自相关侧峰值：通过差分自相关补偿整数倍频偏，实现频域。

-时域低互相关：频域互相关等于时域互相关。因此，时域低互相关相当于频域低互相关。

-时域低自相关侧峰值：对于检测精确符号定时非常重要。当采用已知序列通过互相关来获得定时同步时，非周期性自相关特性极为重要(例如3GPP系列)。另一方面，在小区ID检测之后的循环前缀(CP)期间，如果在基于波形特性(例如重复结构)的粗略定时同步之后进行精细定时同步，则时域周期性自相关特性极为重要(例如IEEE 802.16e/m、IEEE 802.20等)。对于在频域内具有平谱的序列，时域周期性自相关侧峰值为零(即δ函数)。因此，对于具有频率平幅(frequency flat amplitude)的序列而言，无需检查此特性。

图4是示出根据本发明实施方式的一种依据自相关性、互相关性、差分自相关性以及差分互相关性而生成具有低PAPR或CM以及优秀基本特性的序列的方法的流程图。序列的生成大体涉及三个步骤。

步骤1：从随机生成的序列中选择具有低PAPR的序列。首先，在步骤402中根据所需用途设置序列生成标准。在步骤404、406中，以各个要素具有恒定幅值和随机相位的方式生成长度为N的序列。可采用本领域公知的具有均匀分布或高斯分布的随机变量来生成随机相位。考虑将要承载序列的信道，在步骤408中将长度为N的序列映射到频域内的子载波。例如，可将序列映射到连续或分散的子载波。具体地，以两个子载波(2x映射)或三个子载波(3x映射)的间隔插入序列。此外，可以基于小型块将序列映射到子载波。或者可通过随机方式将序列映射到子载波。然后在步骤410中，考虑到过采样或保护子载波，将空子载波插入序列，使得序列的长度为Ndft。在步骤412中，通过Ndft点离散傅里叶逆变换(IDFT)将映射到子载波的序列转换为时间信号，并在步骤414中计算时间信号的PAPR(或CM)。如果PAPR小于前一迭代的PAPR，则在步骤416、418a、418b、422、424、426中通过离散傅里叶变换(DFT)继续此迭代。反之，如果PAPR大于前一迭代的PAPR，则终止循环(步骤416、418a、418b、422、424、426)。接着，在步骤428、430中，根据DFT所得序列的类型(例如BPSK型、QPSK型、8PSK型、多相型等)对该DFT所得序列进行量化，从而获得最终的序列。例如，可根据DFT所得序列的类型如下地对其进行量化。

-BPSK型序列：+1，-1

-QPSK型序列：+1，-1，+j，-j

-多相型序列： $e^{\mathrm{j\φ}}=\frac{a_I+{\mathrm{ja}}_Q}{\sqrt{{a_I}^2+{a_Q}^2}}$

尽管BPSK型序列和QPSK型序列的计算量相同，但QPSK型序列(2比特/要素)所需的存储器尺寸是BPSK型序列(1比特/要素)的两倍。

步骤2：从步骤1生成的序列中选择满足PAPR＜PAPR_THRESHOLD(或CM＜CM_THRESHOLD)的序列集合。PAPR_THRESHOLD或CM_THRESHOLD是将要传递序列的信道允许的最大值。

步骤3：从步骤2选择的序列集合中最终选择满足CORR＜CORR_THRESHOLD的序列集合。CORR_THRESHOLD是针对信道优化的自/互相关值和/或差分自/互相关值。步骤2、3的顺序可交换。通过应用与步骤2、3所用标准不同的标准，可以附加地选择序列集合。

实施方式2：通过逆运算进行序列扩展

尽管本实施方式在时域或频域均可用，但为了方便起见而在频域序列的环境中进行下列描述。给定长度为N的M个序列，第m(m＝0，1，...，M-1)个序列的第n个要素表示为a^m(n)。【公式1】中描述的M个序列通过逆运算可以扩展为【公式2】中描述的2xM个序列。

【公式1】

{α^m(n)}

m＝0，1，…，M-1

n＝0，1，…，N-1

【公式2】

$\left\{a_{\mathrm{ext}\_\mathrm{rev}}^m\left(n\right)\right\}$

$=\{a^m\left(n\right);\mathrm{rev}\left(a^m\left(n\right)\right)\}$

m＝0，1，…，M-1

n＝0，1，…，N-1

其中逆运算rev(.)定义为：

【公式3】

$a^{m_1}\left(n\right)=\mathrm{rev}\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)$

$=a^{m_0}(N-1-n),n=0,1,...,N-1$

基于逆运算的序列扩展提供了以下益处。

如果有足够随机的原始复数序列，则也会有足够随机的原始复数序列逆向序列以及逆向序列集合。通过选择具有良好特性的逆向复数序列，可以进一步实行优化。

原始复数序列及其逆向复数序列具有相同的PAPR(或CM)特性。也就是说，如果原始复数序列具有良好的PAPR(或CM)特性，其逆向复数序列也具有相同等级的PAPR(或CM)特性。

无需保证存储逆向复数序列的存储器尺寸。这意味着存储器尺寸的要求可以减少一半。

实施方式3：通过复共轭进行序列扩展

尽管本实施方式在时域或频域均可用，但为了方便起见而在频域序列的环境中进行下列描述。给定长度为N的M个序列，第m(m＝0，1，...，M-1)个序列的第n个要素表示为a^m(n)。【公式4】中描述的M个序列通过复共轭可以扩展为【公式5】中描述的2xM个序列。

【公式4】

{α^m(n)}

m＝0，1，…，M-1

n＝0，1，…，N-1

【公式5】

$\left\{a_{\mathrm{ext}\_\mathrm{conj}}^m\left(n\right)\right\}$

$=\{a^m\left(n\right);{\left(a^m\left(n\right)\right)}^{*}\}$

m＝0，1，…，M-1

n＝0，1，…，N-1

其中复共轭(.)^*定义为从复数信号(a+jb)到复数信号(a-jb)的变换以及从复数信号(a-jb)到复数信号(a+jb)的变换。

基于复共轭的序列扩展提供了以下益处。

如果有足够随机的原始复数序列，则也会有足够随机的复共轭以及复共轭集合。通过选择具有良好特性的复共轭，可以进一步实行优化。

原始复数序列及其复共轭具有相同的PAPR(或CM)特性。也就是说，如果原始复数序列具有良好的PAPR(或CM)特性，其复共轭也具有相同等级的PAPR(或CM)特性。

通过一次计算可以得出关于接收信号的原始序列及其复共轭的互相关性。通常，针对M个序列有M种假设，因此需要M次互相关计算。具体地，需要MxN次复数加法来计算M个QPSK型序列的M种假设的互相关。然而，如果通过复共轭将M个序列扩展为2xM序列，则信息量倍增，但仍只需MxN次复数加法。也就是说，所需计算量相同，后文将参照图6进行更详细的描述。

复共轭无需额外的存储器尺寸。也就是说，所需存储器尺寸可以减少一半。

下列表2依据计算复杂度和存储器尺寸要求，将常规序列与根据本发明实施方式的扩展序列进行比较。此处假定所有M个序列均适用于发射机和接收机，并且其中每个序列的长度为N。

【表2】

图5是根据本发明实施方式的一种通过复共轭而扩展序列的发射机的框图。对于上行链路传输，发射机可为MS的一部分，而接收机可为BS的一部分。

参照图5，第一序列提供器502根据内部设置向星座映射器504输出第一序列(以下称为基本序列)。根据实现方式的不同，可从存储器的预存储序列集合中选择基本序列，或采用预定参数从序列生成器中生成基本序列。星座映射器504根据序列类型将接收的比特流顺序地映射到复数值。序列类型可为n-PSK型、n-QAM型、多相型等。此处n为大于或等于0的整数。更具体地，序列类型可为QPSK型、8-PSK型、16-QAM型、64-QAM型、多相型等。特别地优选为QPSK型，因为其所需计算量与BPSK型相同。例如，当基本序列为QPSK型十六进制序列时，星座映射器504可顺序地将十六进制序列Wi^(p)映射到两个QPSK符号w_2i ^(p)、w_2i+1 ^(p)，见【公式16】。

【公式16】

$w_{2i}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{2}(2\·a_{i,0}^{\left(p\right)}+a_{i,1}^{\left(p\right)})\right)$

$w_{2i+1}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{2}(2\·a_{i,2}^{\left(p\right)}+a_{i,3}^{\left(p\right)})\right)$

其中 $W_i^{\left(p\right)}=2^3\·a_{i,0}^{\left(p\right)}+2^2\·a_{i,1}^{\left(p\right)}+2^1\·a_{i,2}^{\left(p\right)}+2^0\·a_{i,3}^{\left(p\right)},$ 根据【公式16】，将二进制数00、01、10、11分别转换为1、j、-1、-j。

星座映射器504向第二序列生成器506和/或子载波映射器508输出基本序列的调制复数值。当将要发送基本序列时，星座映射器504可向子载波映射器508输出基本序列的复数值。另一方面，当将要发送从基本序列扩展而成的第二序列(以下称为扩展序列)时，星座映射器504可向第二序列生成器506输出基本序列的复数值。此外无论是否将要发送基本序列，星座映射器504均可向第二序列生成器506输出基本序列的QPSK符号。也就是说，可以既生成基本序列又生成扩展序列，然后选择其中一个序列发送到接收机。

通过对基本序列的复数值进行复共轭和/或逆运算，第二序列生成器506可生成扩展序列。如果无需生成扩展序列，则可不为发射机设置第二序列生成器506。如果发射机有M个基本序列可用，则可通过复共轭和逆运算将可用序列数增至4xM。将第m个序列(m＝0，1，...，M-1)的第n个要素表示为a^m(n)。采用复共轭和逆运算，可将【公式7】所示的M个基本序列扩展为4xM个序列，见【公式8】。

【公式7】

{a^m(n)}

m＝0，1，…，M-1

n＝0，1，…，N-1

【公式8】

$\left\{a_{\mathrm{ext}\_\mathrm{hybrid}}^m\left(n\right)\right\}$

$=\{a^m\left(n\right);{\left(a^m\left(n\right)\right)}^{*};\mathrm{rev}\left(a^m\left(n\right)\right);{\left(\mathrm{rev}\left(a^m\left(n\right)\right)\right)}^{*}\}$

$=\{a^m\left(n\right);{\left(a^m\left(n\right)\right)}^{*};\mathrm{rev}\left(a^m\left(n\right)\right);\mathrm{rev}\left({\left(a^m\left(n\right)\right)}^{*}\right)\}$

m＝0，1，…，M-1

n＝0，1，…，N-1

其中复共轭(.)^*和逆运算rev(.)在前文均已定义。

子载波映射器508将从星座映射器504接收的复数值映射到频域内的子载波。考虑将要承载序列的信道，可将复数值映射到连续或分散的子载波。然后，快速傅里叶逆变换(IFFT)模块510将映射到子载波的序列转换为时间信号。在将时间信号发送到接收机之前，向其添加CP，并进行数模转换、上变频和功率放大的处理。

图6是根据本发明实施方式的一种检测序列的接收机的框图。对于上行链路传输，接收机可为BS的一部分，而对于下行链路传输，接收机可为MS的一部分。

参照图6，索引映射器602将接收的信号分配给第一加法器604、606、608、610。接收的信号可以表示为

【公式9】

r(n)＝r_I(n)+jr_Q(n)

其中下标I表示同相分量，而下标Q表示正交相位分量。以下使用的下标I、Q具有上述相同含义。

第一加法器604、606、608、610执行所需的初步计算，以算出从全部基本序列中选出的各个基本序列m₀的相关性及其扩展序列m₁的相关性。基本序列m₀及其扩展序列m₁可表示为

【公式10】

【Equation 10】

m₀序列： $a^{m_0}\left(n\right)=a_I^{m_0}\left(n\right)+{\mathrm{ja}}_Q^{m_0}\left(n\right)$

m₁序列： $a^{m_1}\left(n\right)=a_I^{m_1}\left(n\right)+{\mathrm{ja}}_Q^{m_1}\left(n\right)$

$a^{m_1}\left(n\right){\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{*}$

例如，第一加法器604、606、608、610可通过【公式11】执行算出相关性所需的初步计算。

【公式11】

$R_{\mathrm{II}}\left(d\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_I(n+d)a_I^{m_0}\left(n\right)\right)$

$R_{\mathrm{QQ}}\left(d\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_Q(n+d)a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)$

$I_{\mathrm{QI}}\left(d\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_Q(n+d)a_I^{m_0}\left(n\right)\right)$

$I_{\mathrm{IQ}}\left(d\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_I(n+d)a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)$

其中d表示时延。下文中d均表示相同含义。

参照【公式10】，可以仅采用基本序列m₀来执行算出基本序列m₀及扩展序列m₁的相关性所需的初步计算。

第一加法器604、606、608、610向第二加法器612、614、616、618输出初步计算值。第二加法器612、614、616、618通过适当地合并初步计算值而计算最终相关性。具体地，两个第二加法器612、616计算基本序列m₀的相关性的实数值和虚数值，而另外两个第二加法器614、618计算扩展序列m₁的相关性的实数值和虚数值。第一加法器604、606、608、610和第二加法器612、614、616、618之间的关系可参照【公式12】和【公式13】进行描述。

【公式12】描述了接收信号和基本序列m₀之间的互相关性。

【公式12】

$R^{m_0}\left(d\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+d)\·{\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{*}$

$=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[(r_I(n+d)a_I^{m_0}\left(n\right)+r_Q(n+d)a_Q^{m_0}\left(n\right))+j(r_Q(n+d)a_I^{m_0}\left(n\right)-r_I(n+d)a_Q^{a_0}\left(n\right))]$

$=(R_{\mathrm{II}}\left(d\right)+R_{\mathrm{QQ}}\left(d\right))+j(I_{\mathrm{QI}}\left(d\right)-I_{\mathrm{IQ}}\left(d\right))$

【公式12】的最终表达式的分量是第一加法器604、606、608、610的输出，而实部和虚部则是第二加法器612、616的输出。

【公式13】描述了接收信号和扩展序列m₁之间的互相关性。

【公式13】

$R^{m_1}\left(d\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+d)\·{\left(a^{m_1}\left(n\right)\right)}^{*}$

$=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+d)\·a^{m_0}\left(n\right)$

$=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}((r_I(n+d)a_I^{m_0}\left(n\right)-r_Q(n+d)a_Q^{m_0}\left(n\right))+j(r_Q(n+d)a_I^{m_0}\left(n\right)+r_I(n+d)a_Q^{m_0}\left(n\right)))$

$=(R_{\mathrm{II}}\left(d\right)-R_{\mathrm{QQ}}\left(d\right))+j(I_{\mathrm{QI}}\left(d\right)+I_{\mathrm{IQ}}\left(d\right))$

【公式13】的最终表达式的分量是第一加法器604、606、608、610的输出，而实部和虚部则是第二加法器614、618的输出。

图6所示的块可用于针对接收信号而计算差分相关性。各块的功能已在前文详述，因此下面描述通过公式进行的差分相关性计算。

差分接收信号可表示为

【公式14】

(r(n))′＝(r_I(n))′+j(r_Q(n))′

(r(n))′＝(r(n))^*·r(n+1)，n＝0，1，…，N-2

差分基本序列m₀和差分扩展序列m₁表示为

【公式15】

m₀序列： ${\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}={\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}+j{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}$

${\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}={\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{*}\·a^{m_0}(n+1),n=\mathrm{0,1},...,N-2$

m₁序列： ${\left(a^{m_1}\left(n\right)\right)}^{\′}={\left(a_I^{m_1}\left(n\right)\right)}^{\′}+j{\left(a_Q^{m_1}\left(n\right)\right)}^{\′}$

${\left(a^{m_1}\left(n\right)\right)}^{\′}={\left(a^{m_1}\left(n\right)\right)}^{*}\·a^{m_1}(n+1),n=0,1,...,N-2$

第一加法器604、606、608、610可通过【公式16】执行初步计算，以算出相关性。

【公式16】

${\left(R_{\mathrm{II}}\left(d\right)\right)}^{\′}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left(r_I(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}\right)$

${\left(R_{\mathrm{QQ}}\left(d\right)\right)}^{\′}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left(r_Q(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}\right)$

${\left(I_{\mathrm{QI}}\left(d\right)\right)}^{\′}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left(r_Q(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}\right)$

${\left(I_{\mathrm{IQ}}\left(d\right)\right)}^{\′}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left(r_I(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}\right)$

第一加法器604、606、608、610向第二加法器612、614、616、618输出初步计算值。第一加法器604、606、608、610和第二加法器612、614、616、618之间关系可参照【公式17】和【公式18】进行描述。

【公式17】描述了接收信号和基本序列m₀之间的差分相关性。

【公式17】

${\left(R^{m_0}\left(d\right)\right)}^{\′}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{\left(r(n+d)\right)}^{\′}\·{\left({\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}\right)}^{*}$

$=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}({\left(r_I(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}+{\left(r_Q(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′})+\\ j({\left(r_Q(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}-{\left(r_I(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′})\end{array}\right]$

$=({\left(R_{\mathrm{II}}\left(d\right)\right)}^{\′}+{\left(R_{\mathrm{QQ}}\left(d\right)\right)}^{\′})+j({\left(I_{\mathrm{QI}}\left(d\right)\right)}^{\′}-{\left(I_{\mathrm{IQ}}\left(d\right)\right)}^{\′})$

【公式17】的最终表达式的分量是第一加法器604、606、608、610的输出，而实部和虚部则是第二加法器612、616的输出。

【公式18】描述了接收信号和扩展序列m₁之间的差分相关性。

【公式18】

${\left(R^{m_1}\left(d\right)\right)}^{\′}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{\left(r(n+d)\right)}^{\′}\·{\left({\left(a^{m_1}\left(n\right)\right)}^{\′}\right)}^{*}$

$=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{\left(r(n+d)\right)}^{\′}\·{\left(a^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}$

$=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\left(\begin{array}{c}({\left(r_I(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}-{\left(r_Q(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′})+\\ j({\left(r_Q(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_I^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′}+{\left(r_I(n+d)\right)}^{\′}{\left(a_Q^{m_0}\left(n\right)\right)}^{\′})\end{array}\right)$

$=({\left(R_{\mathrm{II}}\left(d\right)\right)}^{\′}-{\left(R_{\mathrm{QQ}}\left(d\right)\right)}^{\′})+j({\left(I_{\mathrm{QI}}\left(d\right)\right)}^{\′}+{\left(I_{\mathrm{IQ}}\left(d\right)\right)}^{\′})$

【公式18】的最终表达式的分量是第一加法器604、606、608、610的输出，而实部和虚部则是第二加法器614、618的输出。

根据图6所示的序列检测方法，可以通过一次计算而算出基本序列m₀及其扩展序列m₁的相关性(或差分相关性)。尽管此处是在通过复共轭扩展的序列的环境中描述图6，但这仅是示例性应用，并且图6所示的序列检测方法容易应用于通过逆运算生成的扩展序列的相关性计算。例如，索引映射器602可将已执行逆运算的接收信号分配到第一加法器604、606、608、610。在另一示例中，第一加法器604、606、608、610可采用已执行逆运算的基本序列来执行初步计算。

仿真：基本序列及其扩展序列的特性分析

下面的表3列出了根据本发明实施方式生成的6个基本序列。基本序列的索引为0到5(p表示索引)并以十六进制格式表示。

通过将十六进制序列Wi^(p)转换为两个QPSK符号w_2i ^(p)、w_2i+1 ^(p)而获得映射到子载波的调制序列。此处i为0到107的整数。【公式19】描述了将基本序列Wi^(p)调制为两个QPSK符号的一个示例。

【公式19】

$w_{2i}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{2}(2\·a_{i,0}^{\left(p\right)}+a_{i,1}^{\left(p\right)})\right)$

$w_{2i+1}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{2}(2\·a_{i,2}^{\left(p\right)}+a_{i,3}^{\left(p\right)})\right)$

其中 $W_i^{\left(p\right)}=2^3\·a_{i,0}^{\left(p\right)}+2^2\·a_{i,1}^{\left(p\right)}+2^1\·a_{i,2}^{\left(p\right)}+2^0\·a_{i,3}^{\left(p\right)}.$ 根据上述公式，将二进制值00、01、10、11分别转换为1、j、-1、-j。然而这仅是示例性应用，因此也可通过其它任何类似的公式将基本序列W_i(p)转换为QPSK符号。

【表3】

表3所列的6个基本序列可通过复共轭和逆运算扩展为24个序列。除基本序列之外的18个扩展序列由索引(p)6-23指示，表述为

【公式20】

$w_k^{\left(p\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{\left(w_k^{(p-6)}\right)}^{*}& 6\&le;p<12,\\ w_{215-k}^{(p-12)}& 12\&le;p<18,\\ {\left(w_{215-k}^{(p-18)}\right)}^{*}& 18\&le;p<24,\end{array}\right.$

其中k为0-215的整数。

在512-FFT模式下，对采用表3和【公式20】生成的24个序列的特性进行测量，并将IEEE 802.16e系统使用的114个常见前导码序列用作比较组(参见IEEEStd802.16E-2005，表309b)。

为了研究序列特性，对互相关性、差分互相关性、自相关性、差分自相关性和CM值进行测量(参见【公式9】-【公式18】)。测量如图7A-7E以及表4-6所示。

【表4】

【表5】

【表6】

参照图7A-7E以及表4-6，可以发现按照实施方式1所述标准进行估计时，基本序列和通过对该基本序列执行复共轭和逆运算而获得的扩展序列均具有优秀的特性。

应用示例：采用基本序列及其扩展序列的信号发送

下面将对根据本发明实施方式将生成的序列应用到DL同步信道和测距信道的示例进行描述，并应理解该序列也适用于发送多种其它信道和信号。例如，根据本发明实施方式的序列可用于时间/频率同步、信道估计(RS或导频)、控制信道(例如CQI、ACK/NACK等)、加扰、CDM、中导码、接收信号测量(例如接收信号强度指示(RSSI)、信噪比(SNR)、信干噪比(SINR)等)。尽管应用示例是在IEEE 802.16m环境中描述的，但也可用于使用序列的其它任何通信系统(例如3GPP系统)。

图8示出了IEEE 802.16m系统中的无线帧结构。该无线帧结构适用于频分双工(FDD)、半频分双工(H-FDD)、时分双工(TDD)等。

参照图8，无线帧结构包括支持5-MHz、8.75-MHz、10-MHz或20-MHz带宽的20-ms超帧SU0-SU3。每个超帧被分为四个大小相等的以超帧报头(SFH)开始的5-ms帧F0-F3。每个帧包括各自承载DL同步信道的八个子帧SF0-SF7。针对下行链路或上行链路传输而分配各个子帧。根据CP可以划分三种类型的子帧。具体地，子帧可包括5、6或7个OFDMA符号。每个OFDMA符号分为CP和有用符号。CP通常是有用符号最后部分的副本并附加在有用符号之前。因此，相位在CP和有用符号之间连续。CP长度可设置为有用符号长度的1/8或1/6，但不限于此。表7示出了针对IEEE802.16m系统定义的一些OFDMA参数。

【表7】

标称带宽(MHz)	5	7	8.75	10	20
						过采样因子	28/25	8/7	8/7	28/25	28/25
采样频率，Fs(MHz)	5.6	8	10	11.2	22.4
						FFT尺寸，NFFT	512	1024	1024	1024	2048
子载波间隔，Δf(kHz)	10.937500	7.812500	9.765625	10.937500	10.937500
						有用符号时间，Tb(us)	91.429	128	102.4	91.429	91.429

图9示出了IEEE 802.16m系统中同步信道的示例性传输。本实施方式基于仅IEEE 802.16m模式的假设。

参照图9，在IEEE 802.16m系统中，一个超帧SU1、SU2、SU3或SU4承载四个同步信道(SCH)。在IEEE 802.16m系统中具有两类DL SCH：主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)。P-SCH和S-SCH分别承载主先进前导码(PA前导码)和次先进前导码(SA前导码)。在FDD和TDD模式中，每个DL SCH可通过帧的第一OFDMA符号进行发送。PA前导码通常用于获得时间/频率同步、部分小区ID以及一些信息(例如系统信息)，而SA前导码通常用于获得最终物理小区ID。SA前导码也可用于测量RSSI。PA前导码在第一帧F0中传递，而SA前导码在第二帧F1、第三帧F2、第四帧F3中传递。

图10示出了PA前导码所映射至的子载波。

参照图10，无论FFT尺寸如何，PA前导码的长度为216。以两个子载波的间隔插入PA前导码，其它子载波填充Os。例如，可将PA前导码插入子载波41、43、...、469、471。PA前导码可携带关于BS类型、系统带宽等的信息。如果针对直流(DC)保留子载波256，则根据下式确定序列的子载波分配：

【公式21】

PAPreambleCarrierSet＝2×k+41

其中k为0-215的整数。

例如，表3所示的长度为216的QPSK型序列可用于PA前导码。为了方便起见，表8再次列出了六个基本序列。

【表8】

通过复共轭和/或逆运算进行的序列转换以及序列扩展的详情参见结合图3所作的描述。可以得出结论，BS可基于表8所列六个基本序列发送总共24个PA前导码。

图11示出了SA前导码至频率区域的示例性映射。

参照图11，SA前导码的长度随FFT尺寸而变化。例如，对于512-FFT、1024-FFT、2048-FFT，SA前导码的长度可分别为144、288、576。如果子载波256、512、1024分别作为512-FFT、1024-FFT、2048-FFT的DC分量，则根据下式确定针对SA前导码的子载波分配：

【公式22】

其中n表示SA前导码载波集合的索引，其范围为0-2并指示分段ID，N_SAP表示SA前导码的长度，且k为0到N_SAP-1的整数。

每个小区都具有0到767的小区ID(IDcell)。小区ID由分段索引和每个分段的索引(index per segment)进行定义。可根据下式确定小区ID：

【公式23】

IDcell＝256×n+Idx

其中n表示SA前导码载波集合的索引，其范围为0到2并指示分段ID，而Idx为0到255的整数。

针对512-FFT，将长度为144SA前导码分为八个子块(A、B、C、D、E、F、G、H)。每个子块的长度为18。针对每个分段ID定义不同的序列子块。在IEEE 802.16m系统中，公知的SA前导码为BPSK型十六进制数。每个子块的十六进制序列的18个LSB用于表示二进制序列。二进制序列{0，1}分别映射为实数值{+1，-1}。后文将详述针对IEEE 802.16m系统定义的SA前导码。在512-FFT中，顺序地调制子块A、B、C、D、E、F、G、H并映射到与分段ID对应的SA前导码载波集合。对于更大的FFT尺寸，按照同样顺序重复基本子块A、B、C、D、E、F、G、H。例如，对于1024-FFT，顺序地调制子块E、F、G、H、A、B、C、D、E、F、G、H、A、B、C、D并映射到与分段ID对应的SA前导码子载波集合。

在根据【公式22】进行子载波映射之后，可将循环移位应用到三个连续的子载波。每个子块具有相同的偏移并且循环移位模式【2，1，0，...，2，1，0，...，2，1，0，2，1，0，DC，1，0，2，1，0，2，...，1，0，2，...，1，0，2】用于每个子块。此处循环移位包括循环右移。对于512-FFT尺寸，子块A、B、C、D、E、F、G、H都可以经历循环右移(0，2，1，0，1，0，2，1)。图12示出了512-FFT的示例性SA前导码结构。

图13-15示出了多天线系统中的示例性SA前导码结构。分别针对512-FFT、1024-FFT、2048-FFT设计SA前导码结构。

参照图13-15，SA前导码可在多个天线上交织。SA前导码交织并不局限于任何特定方法。例如，如果多天线系统具有2n个发射天线，则SA前导码可以如表9所述进行交织。为了方便起见，将八个连续子块{E，F，G，H，A，B，C，D}统称为一个块，并且参考字符定义如下。

-N_t：发射天线的数量

-N_b：块的总数

-N_s：子块的总数(8xN_b)

-N_bt：每个天线上的块数(N_b/N_t)

-N_st：每个天线上的子块数(N_s/N_t)

【表9】

在包含SA前导码的每个帧中，发送结构可围绕发送天线转动。例如，在具有四个发送天线的512-FFT系统中，在包含SA前导码的第f帧内，通过第一天线发送子块【A，0，0，0，E，0，0，0】，并且通过第四天线发送子块【0，0，0，D，0，0，0，H】。接着在包含SA前导码的第f+1帧内，可通过第一天线发送子块【0，0，0，D，0，0，0，H】，并可通过第四天线发送子块【A，0，0，0，E，0，0，0】。

公知的BPSK型SA前导码

表10列出了IEEE 802.16m系统的公知SA前导码。在表10中示出了针对分段0定义的256个BPSK型序列。分段1、2的序列参见IEEE 802.16m-09/0010r2中的表658、659。每个子块的18个LSB用于表示二进制序列。二进制值{0，1}分别映射为实数值{+1，-1}。

【表10】

表657n＝0时的SA前导码(分段0)

Table 657-SA Preamble for n＝0(Segment 0)

根据本发明实施方式的QPSK型SA前导码

表11-13均示出了根据本发明实施方式生成的128个基本序列。每个基本序列通过索引q识别并以十六进制格式表示。表11、12和13列出的序列分别针对分段0、1和2。在表11、12和13中，blk表示每个序列的子块(A，B，C，D，E，F，G，H)。

通过将十六进制序列X_i ^(q)(X＝A，B，C，D，E，F，G，H)转换为两个QPSK符号v2i^(q)、v2i+1^(q)而获得调制序列。此处i为0-8的整数，而q为0-127的整数。【公式24】描述了将十六进制序列X_i ^(q)转换为两个QPSK符号的一个示例。

【公式24】

$v_{2i}^{\left(q\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(2\&CenterDot;b_{i,0}^{\left(q\right)}+b_{i,1}^{\left(q\right)})\right)$

$v_{2i+1}^{\left(q\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(2\&CenterDot;b_{i,2}^{\left(q\right)}+b_{i,3}^{\left(q\right)})\right)$

其中 $X_i^{\left(q\right)}=2^3\&CenterDot;b_{i,0}^{\left(q\right)}+2^2\&CenterDot;b_{i,1}^{\left(q\right)}+2^1\&CenterDot;b_{i,2}^{\left(q\right)}+2^0\&CenterDot;b_{i,3}^{\left(q\right)}.$ 根据上述公式，将二进制值00、01、10、11分别转换为1、j、-1、-j。然而这仅是示例性应用，因此可通过其它任何类似的公式将十六进制序列X_i ^(q)转换为QPSK符号。

例如，当q＝0时，子块A的序列给定为314C8648F，而其调制QPSK信号为【+1-j +1 +j +j +1 -j +1 -1 +1 +j -1 +j +1 -1 +1 -j -j】。

通过复共轭可使表12、13和14分别所示的128个序列的数量倍增。也即通过128个序列的复共轭可生成128个附加序列。附加序列的索引可为128-255。【公式25】描述了通过复共轭从基本序列得出的扩展序列。

【公式25】

$v_k^{\left(q\right)}={\left(v_k^{(q-128)}\right)}^{*}128\&le;q<255$

其中k是0到N_SAP-1的整数，N_SAP表示SA前导码的长度，复共轭(.)^*可定义为复数信号(a-jb)和(a+jb)之间的变换。

此外，通过逆运算可使表12、13和14分别所示的128个序列的数量倍增。也即通过128个序列的逆运算可生成128个附加序列。附加序列的索引可为128-255。同时进行复共轭和逆运算可生成384个附加序列，其索引可为128-511。

【表11】

n＝0(分段0)：

【表12】

n＝1(分段1)：

【表13】

N＝2(分段2)：

仿真：本发明提出的SA前导码特性

下面研究表11、12和13列出的序列以及根据本发明对该序列进行复共轭获得的扩展序列的特性(每个分段256个序列)。采用公知的802.16e系统的114个前导码序列和公知的SA前导码序列(每个分段256个序列，参见表10和IEEE802.16m-09/0010r2、表658-659)作为对比组。对互相关性、差分互相关性(类型1)、差分互相关性(类型2)、自相关性、差分自相关性以及增强等级(boosting level)进行测量。根据【公式26】描述的方法来计算差分互相关性(类型2)。增强等级是不会在时域中产生超过9dB的最大峰值的最大值。其它测量参见【公式9】-【公式18】。

【公式26】

$R^{a,b}=\frac{1}{N-1}\underset{n=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(a_d\left(n\right)\right)}^{*}{b}_d\left(n\right)$

其中z_d(n)＝(z(n))^*z(n+1)并且N表示序列长度。

表14-19示出了对比组(16e以及16m，seg_0到16m，seg_2)和本发明提出的序列(Ex，seg_0到Ex，seg_2)的特性的仿真结果。

【表14】

【表15】

【表16】

参照表14、15和16，相对于IEEE 802.16m系统的公知BPSK型SA前导码，根据本发明的QPSK型SA前导码总是具有更低的最大互相关性。

【表17】

【表18】

参照表17-18，相对于IEEE 802.16m系统的公知BPSK型SA前导码，根据本发明的QPSK型SA前导码总是具有更低的最大和平均自相关性。

【表19】

参照表19，相对于IEEE 802.16m系统的公知BPSK型SA前导码，在针对512-FFT和2048-FFT的全部八种情况下，根据本发明的QPSK型SA前导码都具有更高的增强等级。特别是在针对512-FFT提供4个天线和8个天线的情况下，根据本发明的QPSK型SA前导码的增强等级至少是IEEE 802.16m系统的公知BPSK型SA前导码的两倍。因此可以得出结论，相对于IEEE 802.16m系统的公知BPSK型SA前导码，根据本发明的QPSK型SA前导码具有低PAPR。

表20示出了根据FFT尺寸和天线数量的功率增强。针对表11、12和13所列的序列对功率增强进行优化。在时域中，最大峰值不超过9dB。

【表20】

Ant\FFT	512	1024	2048
				1	1.87	1.75	1.69
2	2.51	2.33	2.42
				4	4.38	3.56	3.50
8	8.67	6.25	4.95

在表20中，对于单个天线和512-FFT的情况，SA前导码以1.87的增强等级得到增强。则第k个子载波上的增强SA前导码可表示为c_k＝1.87b_k，其中b_k表示增强之前的SA前导码(+1，-1，+j，-j)。

表21示出了SA前导码中每个子块的块覆盖序列。将转换为二进制值{0，1}的块覆盖序列映射至{+1，-1}。

【表21】

(FFT，天线数量)\分段ID	0	1	2
				(512，1)	00	00	00
(512，2)	22	22	37
				(512，4)	09	01	07
(512，8)	00	00	00
				(1024，1)	0FFF	555A	000F
(1024，2)	7373	3030	0000
				(1024，4)	3333	2D2D	2727
(1024，8)	0F0F	0404	0606
				(2048，1)	0F0FFF00	00000FF0	0F000FFF
(2048，2)	7F55AA42	4438180C	3A5A26D9
				(2048，4)	1A13813E	03284BF0	391A8D37
(2048，8)	0D0EF8FA	0C0BFC59	03000656

图16示出了IEEE 802.16m系统中的示例性测距信道结构。测距过程可用于各种用途。例如，测距过程用于上行链路同步、上行链路资源请求等。

参照图16，测距信道在时域中包括长度为T_RCP的测距循环前缀(RCP)以及长度为T_RP的测距前导码(RP)。T_RP与测距子载波间隔ΔfRP的倒数成正比。表22示出了测距信道结构。

【表22】

在表22中，T_b表示有用符号持续时间，T_g表示CP持续时间，ΔfRP表示子载波间隔。具体内容参见表7及其描述。k可以表示为：

【公式27】

其中N_sym表示子帧中OFDMA符号的数量，T_s表示OFDMA符号的持续时间，FS表示采样频率，N_FFT表示FFT尺寸。m为(N_sym+1)/2，n为(N_sym-4)/2。具体内容参见表7及其描述。

在测距信道格式0中，将重复的RCP和重复的RP作为子帧内的一个测距机会。测距信道格式2在子帧内包括一个RCP和重复的RP，而测距信道格式1包括一个RCP和两个RP。如果采用测距信道格式1，则子帧内存在两个测距机会。测距信道格式4用户标识卡连接装置与测距信道格式1的结构相同而长度不同。在测距信道格式4中，第一RP至第四RP(RP1、RP2、RP3、RP4)分别对应于测距序列的第一部分至最后部分。

图17是根据本发明一种实施方式的发射机和接收机的框图。在下行链路中，发射机1810是BS的一部分而接收机1850是MS的一部分；而在上行链路中，发射机1810是MS的一部分而接收机1850是BS的一部分。

参照图17，发射机1810的序列处理器1820可执行与序列生成、序列选择、序列扩展等相关的各种操作，或可以控制其它模块来执行操作。序列处理器1820可从存储器中选择基本序列或利用序列生成器而生成基本序列。此外，序列处理器1820可通过复共轭和/或逆运算根据基本序列生成新的扩展序列。序列处理器1820可将选择/生成/扩展的序列输出到调制器1830。调制器1830根据序列类型通过BPSK、QPSK、8-PSK等对接收到的序列进行调制。调制器1830可在序列处理器1820的控制下对经调制的序列进行复共轭和/或逆运算。可以单独设置附加模块以执行复共轭和/或逆运算。通过调制器1830或附加设置的模块将经调制的序列映射到子载波。根据将要承载序列的信道，可将经调制的序列映射到连续或分散的子载波。射频(RF)模块1832通过将经映射的序列处理成适用于空中接口(例如数模转换、放大、过滤和上变频)而生成RF信号。通过天线1834将RF信号发送到接收机。

接收机在RF模块1854处通过天线1852从发射机1810接收信号。RF模块1854通过处理接收信号(例如过滤、放大、下变频和模数转换)而提供输入采样。解调器1860通过解调输入采样而提供序列。信道估计器1880基于接收到的导频值来计算信道估计值。解调器1860利用信道估计值来均衡接收到的序列，从而提供序列估计。序列检测器1870检测或估计由发射机1810通过图6所示的示例性方法或任意其它方法发送的序列。

控制器1840/处理器1890分别管理和控制发射机1810和接收机1850的各个处理模块的操作。存储器1842和1892分别存储用于发射机1810和接收机1850的程序代码和数据。

以下描述的本发明实施方式是本发明的要素和特征的组合。除非另有说明，可以选择性地考虑这些要素或特征。每个要素或特征可以不与其它要素或特征结合而实施。此外可以结合部分要素和/或特征而构成本发明实施方式。可重新设置本发明实施方式描述的操作顺序。任一实施方式的某些构造可以包含在另一实施方式中，并且可被另一实施方式中的相应构造替代。对于本领域技术人员来说，显而易见的是在所附权利要求书中没有明确相互引用的权利要求可以结合表示为本发明的一个实施方式，或在提交申请后的后续修改中包括为一项新的权利要求。

本发明实施方式侧重于BS和MS之间的数据发送和接收关系进行了描述。在某些情况下，描述为由BS执行的特定操作可由BS的上位节点(upper node)执行。

此处，术语“BS”指的是与MS直接通信的网络终端节点。也就是说，在由包含BS的多个网络节点构成的网络中，为了与MS通信而执行的各种操作显然可由BS或该BS以外的其它网络节点执行。术语“BS”可由术语“固定站”、“节点B”、“增强节点B(eNode B或eNB)”、“接入点”等替代。术语“MS”可由术语“用户设备(UE)”、“移动用户站(MSS)”、“移动终端”等替代。

本发明实施方式可由各种方式实现，例如硬件、固件、软件或其结合。在硬件配置中，根据本发明实施方式的方法可由一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等实现。

在固件或软件配置中，本发明实施方式可以通过模块、程序、功能等的形式实现。例如，软件代码可存储于存储单元中并由处理器执行。存储单元位于处理器内部或外部，并可通过各种公知手段向处理器发送数据和从处理器接收数据。

本领域技术人员应当理解，在不偏离本发明的精神和实质性特征的前提下，可以通过本文描述的方式以外的其它特定方式实施本发明。因此，上述实施方式的各个方面可以解释成是示意性的而非限制性的。本发明的范围应由所附权利要求及其合法等效物确定，而不是由上面的描述确定。任何落入所附权利要求的涵义和等效范围的变更都应视为包括在本发明的范围之内。

【工业实用性】

本发明适用于无线通信系统，具体为支持SC-FDMA、MC-FDMA、OFDMA中至少一个的无线通信系统。更具体地，本发明适用于在无线通信系统中发送和接收序列的方法和装置。

Claims (15)

1.一种在无线通信系统中的发射机处发送序列的方法，该方法包括以下步骤：

调制步骤，根据第一序列的类型将所述第一序列调制成复数序列；

映射步骤，将所述复数序列映射到正交频分多址(OFDMA)符号中的多个子载波；以及

发送步骤，将所述正交频分多址符号发送到接收机，

其中所述第一序列是下表给出的序列集合1、序列集合2以及序列集合3包含的序列中的至少一个，

序列集合1(十六进制格式)

序列集合2(十六进制格式)

序列集合3(十六进制格式)

其中q表示序列索引，而blk表示序列的子块。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一序列的类型为正交相移键控(QPSK)。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述调制步骤包括通过以下公式将所述第一序列W_i ^(p)调制为QPSK符号w_2i ^(p)和w_2i+1 ^(p)，

$w_{2i}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(2\&CenterDot;a_{i,0}^{\left(p\right)}+a_{i,1}^{\left(p\right)})\right)$

$w_{2i+1}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(2\&CenterDot;a_{i,2}^{\left(p\right)}+a_{i,3}^{\left(p\right)})\right)$

其中 $W_i^{\left(p\right)}=2^3\&CenterDot;a_{i,0}^{\left(p\right)}+2^2\&CenterDot;a_{i,1}^{\left(p\right)}+2^1\&CenterDot;a_{i,2}^{\left(p\right)}+2^0\&CenterDot;a_{i,3}^{\left(p\right)},$ 并且i是0到107的整数。

4.根据权利要求1所述的方法，其中根据快速傅里叶变换(FFT)尺寸来循环扩展所述第一序列。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一序列是用于下行链路同步的次先进前导码(SA前导码)。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述映射步骤包括通过以下公式将所述次先进前导码映射到子载波，

其中n表示次先进前导码载波集合的索引，其指示0到2的分段标识符(ID)，N_SAP表示所述次先进前导码的长度，而k是0到N_SAP-1的整数。

7.根据权利要求5所述的方法，其中所述第一序列根据以下公式指示关于小区ID的信息，该小区ID用IDcell表示，

IDcell＝256×n+Idx

其中n为次先进前导码载波集合的索引，其指示0到2的分段ID，而Idx是0到255的整数。

8.根据权利要求1所述的方法，其中基于子块将下表所列的块覆盖序列之一应用到所述第一序列，

块覆盖序列(十六进制格式)

其中将转换为二进制序列{0，1}的块覆盖序列映射至{+1，-1}。

9.根据权利要求1所述的方法，其中利用下表所列的增强等级之一来增强所述第一序列的发送功率，

增强等级

  Ant\FFT   512   1024   2048   1   1.87   1.75   1.69   2   2.51   2.33   2.42   4   4.38   3.56   3.50   8   8.67   6.25   4.95

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述发送步骤包括通过多个天线并按照跨所述多个天线基于块进行交织的方式发送所述第一序列。

11.一种在无线通信系统中发送序列的发射机，该发射机包括：

存储器，所述存储器用于存储下表给出的序列集合1、序列集合2以及序列集合3的至少一部分；

星座映射器，所述星座映射器用于根据从所述存储器中选择的第一序列的类型将所述第一序列调制成复数序列；

子载波映射器，所述子载波映射器用于将所述复数序列映射到正交频分多址(OFDMA)符号中的多个子载波；以及

射频(RF)模块，所述RF模块用于将所述正交频分多址符号发送到接收机，

其中所述第一序列是下表给出的序列集合1、序列集合2以及序列集合3包含的序列中的至少一个，

序列集合1(十六进制格式)

序列集合2(十六进制格式)

序列集合3(十六进制格式)

其中q表示序列索引，而blk表示序列的子块。

12.根据权利要求11所述的发射机，其中调制器通过以下公式将所述第一序列W_i ^(p)调制为QPSK符号w_2i ^(p)和w_2i+1 ^(p)，

$w_{2i}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(2\&CenterDot;a_{i,0}^{\left(p\right)}+a_{i,1}^{\left(p\right)})\right)$

$w_{2i+1}^{\left(p\right)}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(2\&CenterDot;a_{i,2}^{\left(p\right)}+a_{i,3}^{\left(p\right)})\right)$

其中 $W_i^{\left(p\right)}=2^3\&CenterDot;a_{i,0}^{\left(p\right)}+2^2\&CenterDot;a_{i,1}^{\left(p\right)}+2^1\&CenterDot;a_{i,2}^{\left(p\right)}+2^0\&CenterDot;a_{i,3}^{\left(p\right)},$ 并且i是0到107的整数。

13.一种在无线通信系统中检测序列的接收机，该接收机包括：

射频(RF)模块，所述RF模块用于从发射机接收映射到正交频分多址(OFDMA)符号中的多个子载波的序列；

存储器，所述存储器用于存储下表给出的序列集合1、序列集合2以及序列集合3的至少一部分；

处理器，所述处理器用于使得存储在所述存储器中的至少一个第一序列与接收到的序列相关，并基于相关性来检测所述接收到的序列，

序列集合1(十六进制格式)

序列集合2(十六进制格式)

序列集合3(十六进制格式)

其中q表示序列索引，而blk表示序列的子块。

14.根据权利要求13所述的接收机，其中所述处理器对所述接收到的序列的实部、虚部与所述至少一个第一序列的实部、虚部之间的组合进行初步计算，并且利用多个初步相关性来计算所述接收到的序列与所述至少一个第一序列之间的相关性、以及所述接收到的序列与所述第一序列的复共轭序列之间的相关性。

15.根据权利要求13所述的接收机，其中所述处理器从所述接收到的序列获得关于小区标识符(ID)的信息。

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