JP5461369B2

JP5461369B2 - 多入力多出力システムおよび方法

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Publication number: JP5461369B2
Application number: JP2010260337A
Authority: JP
Inventors: スン，キンファン; チョイ，ウォン−ジョン; エム．ギルバート，ジェフリー; マレキテヘラニ，アルダヴァン
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2003-11-04
Filing date: 2010-11-22
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2024-11-04
Also published as: EP1680899A4; JP2011188500A; EP1680899A2; CA2544850C; CN102780517A; WO2005046113A2; JP2013132064A; TWI372528B; US8989294B2; CA2821439A1; TW201208285A; US20120039377A1; CA2544850A1; US20050152314A1; JP2007515861A; US8073072B2; US20100014504A1; JP5813677B2; JP4783737B2; CN101053172A

Description

関連出願

この出願は２００３年１１月４日提出の米国特許仮出願第６０／５１７，４４５号の優先権を主張する。

この発明は無線通信環境における多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムに関し、レガシーデバイスとの後向き互換性の確保を容易にするＭＩＭＯ方法およびシステムに関する。

無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）用の通信システムの設計はＩＥＥＥ８０２．１１に規定された一群の規格に基づいている。例えば、８０２．１１ａ規格は５ＧＨｚ帯における５４Ｍｂｐｓまでの範囲を規定し、８０２．１１ｇ規格は２．４ＧＨｚ帯における５４Ｍｂｐｓまでの範囲を規定している。これら８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇ両規格とも直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）の符号化手法を用いる。

重要なことは、これら両規格ともデータストリームの送受信をどの時点でも一つずつ行うように規定していることである。例えば、図１に単純化して示したシステム１００では、送信機１０１はどの時点でも一つの出力を生ずることができ、受信機１０２はどの時点でも一つの信号だけを信号処理できる。すなわち、上記システム１００は単一入力単一出力を特徴とする。

マルチパス、およびさらに詳しくいうとマルチパスを原因とするフェーディング（送信電波信号を伝搬経路内の物体が反射することによる）その他の現象に対処するために、無線通信システムは多様な手法を採用できる。それら手法の一つは、切換ダイバーシティ、すなわち送信機や受信機が複数のアンテナを選択的に切換え利用するダイバーシティである。例えば、図２に簡略化して示したシステム２００では、送信機１０１は信号の送信にアンテナ２０１Ａまたは２０１Ｂを（スイッチ２０３により）選択でき、受信機１０２はアンテナ２０２Ａまたは２０２Ｂからの信号を（スイッチ２０４により）選択して信号処理できる。すなわち、このシステム２００はアンテナ切換構成を特徴とする。

図３に簡略化して示した多入力多出力（ＭＩＭＯ）システム３００では、複数のアンテナで同時並行的に送信し、複数のアンテナで同時並行的に受信することができる。より詳しくいうと、送信機３０１は、アンテナ３０２Ａから（送信機チェーン３０３Ａを用いて）およびアンテナ３０２Ｂから（送信機チェーン３０３Ｂを用いて）同時並行的に複数の信号を送信できる。同様に、受信機３０４は、アンテナ３０５Ａから（受信機チェーン３０６Ａを用いて）およびアンテナ３０５Ｂから（受信機チェーン３０６Ｂを用いて）同時並行的に複数の信号を受信できる。

ＭＩＭＯシステムには多数の種類がある。例えば、ＭＩＭＯ−ＡＧは８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇの両規格に互換性のあるＭＩＭＯシステムである。一方、ＭＩＭＯ−ＳＭは、空間多重化機能付きのＭＩＭＯシステムである。この明細書のこれ以下の説明では「ＭＩＭＯ」の表記をＭＩＭＯ−ＳＭの意味で用いる。

特定の実施例に応じて複数のアンテナを用いると、交信可能距離範囲を広げたり、所定距離範囲についてのデータ伝送速度を高めたりすることができる。図４には、多様なアンテナ構成について相対距離とデータ伝送速度中央値との関係を例示している。曲線４０１は単一アンテナ構成の場合を表し、曲線４０２は切換ダイバーシティアンテナ構成の場合を表し、曲線４０３はＭＩＭＯアンテナ構成の場合を表す。相対距離２と４との間では、ＭＩＭＯアンテナ構成の場合のデータ伝送速度中央値が単一アンテナ構成および切換ダイバーシティアンテナ構成の場合のデータ伝送速度中央値よりも著しく大きくなっていることに注目されたい。例えば、相対距離３の点、すなわち通常の家庭空間４０４の中の最大相対距離３の点では、ＭＩＭＯアンテナ構成の場合のデータ伝送速度中央値（５０Ｍｂｐｓ）が、単一アンテナ構成の場合の上記中央値（１８Ｍｂｐｓ）およびスイッチ切換ダイバーシティアンテナ構成の場合の上記中央値（３３Ｍｂｐｓ）よりも著しく大きくなる。

また、ＭＩＭＯシステムは互いに相異なる周波数についての信号対雑音比（ＳＮＲ）の差を最小にすることができる点で有利である。多様なアンテナ構成について広い周波数範囲にわたるＳＮＲの値、すなわち第１のアンテナの場合のＳＮＲ５０１（点線の波形で表示）、第２のアンテナの場合のＳＮＲ５０２（鎖線の波形で表示）、および第１・第２アンテナ同時利用の場合のＳＮＲ５０３（実線の波形で表示）を図５に例示する。周波数ビン０乃至６０にわたってＳＮＲ５０１および５０２の両方とも大幅に変動することに注目されたい。これと対照的に、第１および第２のアンテナの両方を同時に用いたＭＩＭＯについては、ＳＮＲ曲線５０３に示すとおり、互いに異なる周波数ビンにわたるＳＮＲのばらつきを最小にすることができ（一つのチャネルについての変動をもう一つのチャネルについての変動で補償する）、受信機チェーンや送信機チェーンにおけるＳＮＲのより効果的な補償を可能にする。

ＭＩＭＯシステム３００（図３）においては、送信機３０１からの複数のデータストリーム（例えばデータパケット）の受信および復号化に複数個のチェーンを用いる。しかし、レガシー８０２．１１ａ／ｇデバイスには複数データストリームの復号化が不可能であるために、その種のレガシーデバイスはＭＩＭＯパケットの送信の完了のための送信によってＭＩＭＯパケットを「踏みつける」ことがあり得る。

ＵＳＰ６６３６５６８ＵＳＰ６６１１２３１ＵＳＰ６５５６１７３ＵＳＰ６５０４８８５ＵＳＰ６５０４５０６ＵＳＰ６４９３３９９ＵＳＰ６４９３３３１ＵＳＰ６４７３４６７

したがって、レガシーデバイスがＭＩＭＯパケットの長さをデコードし、そのパケットの期間中は送信を止めることができるようにするＭＩＭＯシステムおよび方法が必要である。また、ＭＩＭＯパケットの送信をより効率的に行う方法が必要になっている。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムは多アンテナで同時並行的に送信できるとともに多アンテナで同時並行的に受信できる。レガシー８０２．１１ａ／ｇデバイスは、複数のデータストリームを復号化できないので、ＭＩＭＯパケットの送信の完了の前に送信を行うことによってＭＩＭＯパケットを「踏みつける」ことがあり得る。したがって、レガシーデバイスがＭＩＭＯパケットの長さをデコードしそのパケットの期間中は送信を差し控えられるようにするＭＩＭＯシステムおよび方法をここに提供する。これらのＭＩＭＯシステムおよび方法はＭＩＭＯパケットの効率的送信のために最適化する。

ＭＩＭＯパケットについて時分割トレーニングパターンを提供する。このパターンでは、第１のアンテナが短シンボル、第１の長シンボル、およびレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルをこの順に送信できる。このレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの送信のあと第２のアンテナが第２の長シンボルを送信できる。この第２の長シンボルの送信のあと、第１および第２のアンテナがＳＩＧＮＡＬシンボル（ＭＩＭＯデータに伴う）をほぼ同時並行的に送信できる。

ＭＩＭＯパケットについてのもう一つのパターンを提供する。このパターンでは、短シンボルを第１のアンテナおよび第２のアンテナで送信できる。その短シンボルは予め定めた短ビンのセットに分割できる。上記第１のアンテナをそれら短ビンの第１のセットに関連づけ、第２のアンテナをそれら短ビンの第２のセットに関連づける。長シンボルは、第２の短シンボルの送信のあと第１および第２のアンテナからほぼ同時並行に送信する。その長シンボルを長ビンの第１のセットおよび長ビンの第２のセットに関連づける。第１のアンテナは、上記長ビンの第２のセットを用いる前に長ビンの第１のセットを用いて送信できる。これと対照的に、第２のアンテナは、長ビンの第１のセットを用いる前に長ビンの第２のセットを用いて送信できる。ＭＩＭＯデータに伴うＳＩＧＮＡＬシンボルは第１および第２のアンテナからほぼ同時に送信できる。

一つの実施例では、短ビンの第１のセットは−２４，−１６，−８，４，１２，２０を含み、短ビンの第２のセットは−２０，−１２，−４，８，１６，２４を含む。もう一つの実施例では、短ビンの第１のセットは−２４，−１６，−８，８，１６，２４を含み、短ビンの第２のセットは−２０，−１２，−４，４，１２，２０を含む。

一つの実施例では、長ビンの第１のセットは−２６，−２４，・・・，−２，１，３，・・・，２５を含み、長ビンの第２のセットは−２５，−２３，・・・，−１，２，４，・・・，２６を含む。もう一つの実施例では、長ビンの第１のセットは−２６，−２４，・・・，−２，２，４，・・・，２６を含むことができ、長ビンの第２のセットは−２５，−２３，・・・，−１，１，３，・・・，２５を含むことができる。

一つの実施例では、上記パターンは、短ビンの少なくとも二つの分割パターンについてのピーク値対平均値比（ＰＡＲ）の値を計算することと、最小ＰＡＲ値の分割パターンを用いることとを含む。もう一つの実施例では、上記パターンは、長ビンの少なくとも二つの分割パターンについてのピーク値対平均値比（ＰＡＲ）の値を計算することと、最適化したＰＡＲ値の分割パターンを用いることとを含む。

短ビンの第１および第２のセットは互いに異なる周波数シフトを用いることができる。パターンからＮビンあたり１個のビンを用いている場合は、周波数シフトパターンは１個乃至Ｎ−１個のビンを含む。

一つの実施例では、上記第１のアンテナは複数のアンテナの一つのセットを用いて具体化できる。その場合は、複数のアンテナの第１のセットの複数のビンにわたって複素重みづけを行い、ビーム形成効果を最小にする。複素重みは位相シフトおよび位相値の少なくとも一方を含み、ビーム形成効果の最小化によってほぼ全方位送信を可能にする。

レガシーヘッダを備える一つの実施例では、上記パターンに、ＭＩＭＯパケット送信中を表示するためにレガシーヘッダのあとに符号化シンボルを含める。この符号化シンボルは、少なくとも送信データストリームの数を表示する。一つの実施例では、符号化シンボルに、ＭＩＭＯデータに伴うＳＩＧＮＡＬシンボルを含める。これらのＳＩＧＮＡＬシンボルは、反転パイロットトーン、すなわち通常のシンボルと同位置にあってそれとは異なる反転パイロットトーンを含み得る。

レガシーデバイス環境でＭＩＭＯパケットを送信する方法をこの発明は提供する。この方法においては、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中の予め指定したビットのセットを予め定めた値に設定して、ＭＩＭＯ信号送信中であることを表示するようにすることができる。もう一つの実施例では、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルのビットのセットでＭＩＭＯパケットに伴う情報を表示できる。一つの実施例では、そのビットのセットはレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの長さフィールドの最下位から数えて複数のビットを含む。ＭＩＭＯパケットに伴う情報は、そのＭＩＭＯパケット関連の送信データストリームの数を表示し得る。もう一つの方法では、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中のビットのセットについて、ＭＩＭＯパケット関連の情報（例えばストリームの数）を表示するように、「モジュロ」動作を行う。

ＭＩＭＯ信号について複数の受信データシンボルの位相変動を追跡して補正する方法をこの発明は提供する。この方法では、データシンボルの各々に複数のパイロットビンを挿入する。一つの実施例では、それら複数のビンにわたるパターンを用いて位相シフトを加える。例えば、位相シフトのパターンをそれら複数のパイロットビンにわたって循環させる（例えば周期的に）。一つの実施例では、フォーマット［１１１−１］^＊ｐ_１の中のデータシンボルの各々に四つのパイロットビンを挿入する。ここで［１１１−１］は四つのパイロットビンに跨るパターンであり、ｐ１はシンボル１のパイロット極性である。

ＭＩＭＯ信号について複数の受信データシンボルの位相変動を追跡して補正するもう一つの方法もこの発明は提供する。この方法では、データシンボルＭ個分の長さの期間にわたってデータストリームを跨る直交パターンを生ずることができる。直交パターンの発生は、次式、すなわち
に従う。ここで、Ｍは送信データストリームの数、ｍはストリーム、ｋはＭ個の直交データシンボルの始点指標、ｌはＭＩＭＯシンボルの指標、δ_ｍｎはｍ＝ｎのとき１、ｍ≠ｎのとき０に等しい数をそれぞれ表す。Ｍ個の送信データストリームについては、ストリームｍの変調パターンは、次式、すなわち
で表される。ここで１≦ｍ≦Ｍおよびｌ≧０である。

複数のストリームにわたる共同パイロット追跡の方法をこの発明は提供する。この方法では、各パイロットビンの中の受信信号をチャネル推算および既知のパイロットパターンに基づいて推算する。パイロットＫの中の受信機ｎの受信信号は次式、すなわち、
で表される。ここで、ｓ_ｍ，ｋはストリームｍのパイロットシンボルであり、θは共通位相オフセットであり、Ｈ_{ｎ，ｍ，ｋ}はチャネル応答であり、ｎ_ｎ，ｋは雑音であり、共通位相オフセットは次式、すなわち
で表される（ここでＨ_{ｎ，ｍ，ｋ}（バー）はチャネル推算値である）。

送信チェーンごとのパイロット追跡の方法をこの発明は提供する。この方法では、ＭＩＭＯ検出アルゴリズムをパイロットビンに適用してパイロットｓ_ｍ，ｋ（バー）を検出する。ここで、ｓ_ｍ，ｋ（バー）≒ｓ_ｍ，ｋ・ｅ^{ｊθｌ（ｍ）}であり、θ_ｌ ^（ｍ）はストリームｍの位相オフセットである。復号化ずみのパイロットと理想化パイロットとの間で各データストリームのパイロットビンにわたり位相差の平均値をとり、位相推算値、すなわち、
を発生する。

送信／受信チェーンごとのパイロット追跡の方法をこの発明は提供する。この方法はパイロット極性系列を直交パターンで変調し、それによって、送信／受信チェーンの各々につき位相を推算する過程を含む。送信データストリームの数がＭの場合は、ストリームｍ（１≦ｍ≦Ｍ）についての変調パターンは、次式、すなわち
で表される。ここでｌ≧０はＭＩＭＯシンボルの指標である。この方法は、受信アンテナｎにおけるストリームｍの位相オフセットの推算を複数のパイロットビンにわたって平均することによって行う過程をさらに含み得る。その位相オフセットの推算は次式、すなわち、
で表される。

ＭＩＭＯ信号を形成するようにソースデータビットを分割する方法をこの発明は提供する。この方法では、符号器を初期化して終了させるようにソースデータビットを加え、それによって改変ずみのソースデータビットを作ることができる。この改変データビットを符号器に加え、符号化ずみのソースデータビットを生ずる。この符号化ずみのソースデータビットをＮ個のデータストリームに分割する。

ＭＩＭＯ信号を生ずるようにソースデータビットを分割するもう一つの方法をこの発明は提供する。この方法では、ソースデータビットをＮ個のデータストリームに分割する。Ｎ個の符号化器を初期化するとともに終了させてＮ個の改変ずみのデータストリームを生ずるように、Ｎ個のデータストリームにビットを加える。この方法には、ビット総数を選択する過程をさらに含めて、Ｎ個のデータストリームの各々につきシンボルにわたって分割した際にデータストリームの各々の中のシンボル数が互いにほぼ等しくなるようにすることができる。

ＭＩＭＯ信号を生ずるようにソースデータビットを分割するもう一つの方法をこの発明は提供する。この方法では、符号器を初期化するとともに終了させて改変ずみのソースデータビットを生ずるように、ソースデータビットにビットを付加する。これらの改変ずみのソースデータビットを符号器に供給して符号化ずみのソースデータビットを生ずる。符号化ずみのソースデータビットをパンクチュアラに供給してパンクチャ処理ずみのソースデータビットをＮ個のビットストリームに分割する。

レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルを用いてＭＩＭＯパケットの長さを表示する方法をこの発明は提供する。このレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルは伝送速度フィールドと長さフィールドとを含む。しかし、ＭＩＭＯパケットの長さは、長さフィールドを用いて表す長さよりも長くすることができる。その場合は、この方法に、ＭＩＭＯパケットの長さを表すために伝送速度フィールドおよび長さフィールドの両方を用いる過程を含める。例えば、伝送速度疑似値を伝送速度フィールドに供給し、疑似長さ値を長さフィールドに供給する。一つの実施例では、上記伝送速度疑似値レガシーレート最小値にし、疑似長さ値を伝送期表示の実際のレガシー長にすることもできる。一つの実施例では、ＭＩＭＯパケットのＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルにパケット長相対値を含める。

ＭＩＭＯパケットのパターンをこの発明は提供する。このパターンはレガシーヘッダとＭＩＭＯヘッダとを備える。レガシーヘッダはレガシーヘッダ受信のための自動利得制御を定める複数の短シンボルを含む。一方、ＭＩＭＯヘッダはＭＩＭＯヘッダ受信の自動利得制御を容易にするための第２の複数の短シンボルを含む。

ＭＩＭＯパケットのもう一つのパターンをこの発明は提供する。このパターンは複数のアンテナから送信される第１の短シンボルを含み得る。この第１の短シンボルを短ビンの予め定めたセット、すなわちサブセットが前記複数のアンテナの各々と関連づけてある短ビンの予め定めたセットに分割する。第１の短シンボルを、ＭＩＭＯパケット（前記第１の短シンボルを含むＭＩＭＯパケット）のための自動利得制御に用いる。

上記パターンは複数のアンテナからほぼ同時に送信された第１の長シンボルをさらに含み得る。上記第１の長シンボルを長ビンの複数のセットと関連づけ、それら長ビンのセットの互いに異なる順序を用いて各アンテナから送信することができるようにする。第１の長シンボルはＭＩＭＯチャネル推算に用い得る（ＭＩＭＯパケットは第１の長シンボルをさらに含む）。

一つの実施例では、上記複数のアンテナが第１および第２のアンテナを含む。その場合は、それら第１および第２のアンテナからレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの送信のあと第１の短シンボルを送信する。その第１のアンテナを短ビンの第１のセットと関連づけ、第２のアンテナを短ビンの第２のセットと関連づける。これら第１および第２のアンテナは第１の長シンボルとほぼ同時に送信する。第１の長シンボルを長ビンの第１セットおよび長ビンの第２のセットと関連づけ、第１のアンテナが長ビンの第２のセットによる送信の前に第１のセットによる送信を行い、第２のアンテナが第１のセットによる送信の前に第２のセットによる送信を行うようにする。

上記パターンは、上記第１の短シンボルおよび第１の長シンボルのあと第１および第２のアンテナからほぼ同時に送信されるＭＩＭＯと関連づけたＳＩＧＮＡＬシンボルも含み得る。このパターンはさらに第２の短シンボル、第２の長シンボルおよびレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルを含み得る。その第２の短シンボルはレガシーヘッダのための自動利得制御に用いることができる。レガシーヘッダは第２の短シンボル、第２の長シンボル、およびレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルを含み得る。レガシーヘッダはＭＩＭＯヘッダの前に送信する。

ＭＩＭＯパケットのさらにもう一つのパターンをこの発明は提供する。このパターンはレガシーヘッダおよびＭＩＭＯヘッダをも含み得る。レガシーヘッダは、レガシーデバイスチャネル推算用の第１の複数の長シンボルを含む。ＭＩＭＯヘッダは、ＭＩＭＯデバイスチャネル推算用の第２の複数の長シンボルを含む。

ＭＩＭＯパケットのさらにもう一つのパターンをこの発明は提供する。このパターンは第１の複数のアンテナから送信される第１の長シンボルを含み得る。この第１の長シンボルを複数のアンテナでほぼ同時に送信する。この第１の長シンボルを複数の長ビンのセットに関連づけ、各アンテナから互いに異なる長ビンのセットの順序により送信するようにすることができる。この第１の長シンボルをＭＩＭＯパケット（第１の長シンボルを含む）のためのＭＩＭＯチャネル推算に用いることができる。

このパターンはさらに第１の短シンボルを含み得る。第１の短シンボルも複数のアンテナで送信できる。この第１の短シンボルを予め定めた短ビンのセットに分割して、それら短ビンのサブセットに複数のアンテナの各々を関連づけるようにすることができる。第１の短ビンはＭＩＭＯパケット（第１の短シンボルを含む）のための自動利得制御に用いることができる。

一つの実施例では、上記複数のアンテナが第１および第２のアンテナを含む。これら第１および第２のアンテナはレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの送信のあと第１の短シンボルを送信できる。第１のアンテナを短ビンの第１のセットに関連づけ、第２のアンテナを短ビンの第２のセットに関連づけることができる。これら第１および第２のアンテナは第１の長シンボルをほぼ同時に送信できる。第１の長シンボルを長ビンの第１のセットおよび長ビンの第２のセットを用いて送信できる。一方、第２のアンテナは長ビンの第１のセットによる送信の前に長ビンの第２のセットを用いて送信できる。

上記パターンは、第１の短シンボルおよび第１の長シンボルのあと第１および第２のアンテナによりほぼ同時に送信されたＭＩＭＯと関連づけたＳＩＧＮＡＬシンボルをさらに含み得る。

ＭＩＭＯ送信のための複数の符号化ずみデータストリームを復号化する方法をこの発明は提供する。この復号化方法においては、良いビンからのデータビットを、悪いビンからのデータビットよりも重く重みづけする。例えば、ビンへの重みづけの重みを、信号対雑音比（ＳＮＲ）、またはＳＮＲの平方根に比例した値にすることができる。

この重みづけはビタービブランチ計量算出に影響し得る。一つの実施例では、この方法は、第１および第２のストリームについて実効雑音項算出のための次式に基づいて誤差伝搬の影響を算出する過程をさらに含み得る。
ここで、σ_ｍ ^２はもとの雑音項、ｗ_ｍは零位ベクトル、ｈ_ｍはチャネル、σ_ｍ ^２（バー）はｍ番目のデータストリームについての実効雑音項をそれぞれ表す。

複数の受信機チェーンのためのチャネル補正を改変する方法をこの発明は提供する。この方法では、複数の受信機チェーンについてのチャネル推算を受信する。複数の受信チェーンについての利得調整値を基底雑音値および自動利得制御値に基づいて計算できる。次に、この利得調整値を複数の受信機チェーンに印加する。

ＭＩＭＯシステムについての位相推算値を用いる方法をこの発明は提供する。この方法においては、単一の共同位相推算を、複数のデータストリーム全部に適用できる位相補正値の算出のために複数のデータストリームから行う。一つの実施例では、上記複数のデータストリームがデータストリーム全部を含む。

送信機／受信機対の各々について位相推算値を生ずる方法をこの発明は提供する。この方法において、チャネル行列Ｈの各エレメントの位相オフセットＱ_ｎ，ｍ（ここで、１≦ｍ≦Ｍ，１≦ｎ≦Ｎ）をパイロットから推算し、その位相オフセット推算値をθ_ｔ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｍ）およびＱ_ｒ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ）に変換できる。チャネル行列Ｈにおいては、
ここで１_Ｎは全部１のＮ×１ベクトルであり、Ｉ_ＮはサイズＮの単位行列であり、θ_ｒ＝［θ_ｒ（１）θ_ｒ（２）・・・θ_ｒ（Ｎ）］^ＴはＮ個の受信機における位相ベクトルであり、θ_ｍ＝［θ_１，ｍθ_２，ｍ・・・θ_Ｎ，ｍ］は行列Ｈの第ｍ列の位相ベクトルである。

ＭＩＭＯ信号の送信を最適化する方法をこの発明は提供する。この発明において、チャネルの品質を、ＭＩＭＯ信号送信機から送信先受信機の受信したパケットを用いて評価する。その際に、パケット（例えばＣＴＳパケットまたはＡＣＫパケット）、すなわち送信最適化のための饋還情報を含むパケットを送信先の受信機から送信機に送る。この饋還情報は、互いにほぼ同時にすでに送信ずみの複数のデータストリームから抽出できる。例えば、この饋還情報は、チャネル補正ずみのパイロットおよび既知のクリーンパイロットから算出した（１）チャネル推算値または（２）検出パイロットＥＶＭを含む。

一つの実施例では、この饋還情報は、送信機用のデータ伝送速度を含み得る。もう一つの実施例では、この饋還情報は、送信機用のデータ伝送速度最小値、同最大値、高い方のデータ伝送速度、低い方のデータ伝送速度などを含む。

送信ＭＩＭＯ信号の送信を最適化する方法をこの発明は提供する。この方法においては、チャネルの品質を、送信先の受信機からＭＩＭＯ信号送信機の受けたＭＩＭＯパケットを用いて評価する。そのＭＩＭＯパケットに基づいて最適化送信情報を算定できる。

ダイバーシティアンテナシステムにおけるＭＩＭＯ信号用受信機選択の方法をこの発明は提供する。少なくとも一つの受信機チェーンが複数の受信アンテナに接続可能である。この方法においては、受信機チェーンの各々について、信号強度最大の受信アンテナを選択できる。

ダイバーシティアンテナシステムにおけるＭＩＭＯ信号用受信機選択の方法もこの発明は提供する。この方法においては、少なくとも一つの受信機チェーンを複数の受信アンテナに接続できる受信アンテナ組合せを決定する。各組合せについて信号対雑音比（ＳＮＲ）を計算し、次に、最小のＳＮＲの組合せを選択する。

分割系列の選択の方法もこの発明は提供する。この方法においては、複数の分割系列についての電力対平均値比（ＰＡＲ）を計算し、次に、最適ＰＡＲを有する分割系列を選択する。

上述のＭＩＭＯシステムの利点を図面を参照して次に述べる。

伝送品質および伝送効率のより高い無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）システムを提供する。

［レガシーヘッダおよびシンボル分割］
この発明の一つの実施例によると、レガシーデバイスは、ＭＩＭＯパケットに先行する後向き互換性のあるプリアンブルを受けることにより、ＭＩＭＯ信号の「踏みつけ」（すなわち、ＭＩＭＯパケットの送信の完了前に送信すること）を防ぐ。この後向き互換性のあるプリアンブルはＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格システムに適合しており、レガシーデバイスによるＭＩＭＯパケット長さの復号化およびそのパケットの期間中の送信の阻止を可能にするので有利である。また、このプリアンブルは、それに続くパケットがＭＩＭＯパケットであるか否かと、そうである場合は送信中のデータストリームがいくつあるかとを表示できる。

図６は上記プリアンブルを含むＭＩＭＯパケットの時分割トレーニングパターン６００の例を示す。より詳しく述べると、この明細書でレガシーヘッダと呼ぶプリアンブル６１２は、標準の８０２．１１ａ／ｇ短シンボル、長シンボルおよびＳＩＧＮＡＬシンボルを含む。以下の説明では、これらのシンボル（複数形であるが）を単数扱いにすることもある。

一つの実施例では、空間ストリーム６１０および６１１を二つの（第１および第２の）アンテナからそれぞれ送信する。他の実施例では、送信ストリーム６１０をビーム形成アンテナ構成の複数のアンテナから送信する。すなわち、空間ストリーム６１０はアンテナの一つのセットから送信されることを特徴とする。説明の便宜のために、空間ストリーム６１０を第１のアンテナから送信し、空間ストリーム６１１を第２のアンテナから送信するものとして説明する。

レガシーヘッダ６１２の中の短シンボル６０１を粗ｐｐｍ推算およびタイミングに用いる。第１のアンテナから送信される長シンボル６０２は第１のアンテナからのチャネルの推算に用い得る。一つの実施例では、ＳＩＧＮＡＬシンボル６０３がＭＩＭＯパケットの長さ情報を含み、それによってレガシーデバイスによるＭＩＭＯパケット踏みつけを防止できるので有利である。第２のアンテナから送信され、それ以外は上記長シンボル６０２と同一である長シンボル６０４は、第２のアンテナからのチャネルの推算に用いることができる。ＳＩＧＮＡＬシンボル６０５Ａおよび６０５Ｂは、空間ストリーム６１０および６１１のＭＩＭＯ部分（レガシーヘッダ６１２のあとの部分）の変調および長さに関する情報をそれぞれ含む。

図７Ａはレガシーヘッダ６１２を含むＭＩＭＯパケットのもう一つの例示用パターン７００を示す。パターン７００は、受信機利得制御の改良を容易にする（送信経路が互いに異なる場合も受信信号電力の継続を確保する）ように短シンボルと長シンボルとを分割するので有利である。パターン７００では、追加の短シンボル７０４Ａおよび７０４Ｂをレガシーヘッダのあとに挿入して、受信機が二次利得調整を実行できるようにしている。

受信電力を一定にするためには、二つの（すなわち第１および第２の）アンテナから送信されるトレーニングシンボルは非コヒーレントである必要がある。この非コヒーレンスは、短シンボルと長シンボルとを周波数領域で分割することによって達成できる。すなわち、短シンボル７０４Ａが短シンボル６０１の用いるビンの半分を用い、短シンボル７０４Ｂがそのビンの残りの半分を用いる（すなわち７０４Ａ＋７０４Ｂ＝６０２）。一つの実施例では、各アンテナがこれらビンの半分ずつを用いた互いに異なる時間に送信する。

一つのアンテナではビンの半分だけを用いるので、ビンあたりの電力は、分割した短シンボルおよび長シンボルについて２倍になる。すなわち、分割短シンボルを始点として受信電力レベルは一定になる。したがって、分割短シンボルの期間中の利得設定はそのデータシンボルについて有効である。受信機では、チャネル推算をビン半分ずつ抽出してその結果を合成して平滑化する。

上記分割は多様な方法で達成できる。一つの実施例では、長シンボル７０５Ａがビン−２６、−２４，・・・，−２，１，３，・・・，２５を用い、長シンボル７０５Ｂがビン−２５，−２３，・・・，−１，２，４，・・・，２６を用いる。もう一つの実施例では、長シンボル７０５Ａがビン−２６，−２４，・・・，−２，２，４，・・・，２６を用い、長シンボル７０５Ｂがビン−２５，−２３，・・・，−１，１，３，・・・，２５を用いる。長シンボル６０２のピーク値対平均値比（ＰＡＲ）が３．１８ｄＢであって各ビンのデータが分割後も同じである場合は、この第１のビンを用いた実施例のＰＡＲは長シンボル７０５Ａおよび７０５Ｂについてそれぞれ５．８４ｄＢおよび６．０４ｄＢとなり、第２のビンを用いた実施例のＰＡＲは長シンボル７０５Ａおよび７０５Ｂについてそれぞれ５．５８ｄＢおよび５．８５ｄＢとなる。

分割した短シンボルおよび長シンボルは任意の複数のデータストリームについても一般化して適用できる。例えば、図７Ｂに示すとおり、三つのデータストリームがある場合は、ビンを三つのグループＡ，ＢおよびＣに分けて、それらグループの間をすべてのビンについて等間隔にする。すなわち、分割した短ビンについては、第１のアンテナが短シンボル４１４Ａを（ビンＡを用いて）送信し、第２のアンテナが短シンボル４１４Ｂを（ビンＢを用いて）送信し、第３のアンテナが短シンボル４１４Ｃを（ビンＣを用いて）送信する。

分割した長シンボルについては、第１のアンテナが長シンボル４１５Ａ、４１５Ｂおよび４１５Ｃを（ビンＡ、ＢおよびＣをそれぞれ用いて）順次に送信し、第２のアンテナが長シンボル４１５Ｂ、４１５Ｃおよび４１５Ａを（ビンＢ、ＣおよびＡをそれぞれ用いて）順次に送信し、第３のアンテナが長シンボル４１５Ｃ、４１５Ａおよび４１５Ｂを（ビンＣ、ＡおよびＢをそれぞれ用いて）順次に送信する。この循環パターンによって、ビン全部についてのチャネル推算が可能になり、周波数領域における直交性を常時保持する。周波数２６ＭＨｚにおける二つのストリームについての長系列の例を挙げると、Ｌ_{−２６：２６}＝｛−１１ −１１１１ −１ −１ −１ −１１１１１ −１１ −１１ −１ −１１１１ −１１１０ −１１１ −１ −１１ −１ −１１ −１ −１１ −１ −１１１１１ −１１１１１１１１｝である。ここで、長シンボル７０５ＡはＰＡＲ値２．７３ｄＢのビン［−２６：２：−２２：２：２６］を用い、長シンボル７０５ＢはＰＡＲ値２．６７ｄＢのビン［−２５：２：−１１：２：２５］を用いている。

周波数２０ＭＨｚにおける三つのストリームについての系列の例を挙げると、Ｌ_{−２６：２６}＝｛−１ −１１１１１１ −１ −１ −１１ −１ −１ −１ −１ −１１１１１１１１ −１ −１１０１ −１ −１ −１１ −１１ −１１ −１１１ −１１ −１ −１１１ −１１１ −１１ −１ −１｝である。ここで、第１のトーンセットはＰＡＲ値３．３７ｄＢの［−２６：３：−２２：３：２６］であり、第２のトーンセットはＰＡＲ値３．１０ｄＢの［−２５：３：−１３：３：２４］であり、第３のトーンセットはＰＡＲ値３．１０ｄＢの［−２４：３：−３１：３：２５］である。周波数２０ＭＨｚにおける四つのストリームについての系列の例を挙げると、Ｌ_{−２６：２６}＝｛−１１１１１ −１ −１ −１１ −１１１１ −１１１ −１１ −１ −１ −１１１１ −１１０１１ −１１ −１ −１１ −１ −１ −１ −１１ −１ −１ −１１１１１ −１１１ −１１１１｝である。ここで、第１のトーンセットはＰＡＲ値３．０５ｄＢの［−２６：４：−２３：４：２３］であり、第２のトーンセットはＰＡＲ値３．０５ｄＢの［−２５：４：−１４：４：２４］であり、第３のトーンセットはＰＡＲ値３．１１ｄＢの［−２４：４：−４１：４：２５］であり、第４のトーンセットはＰＡＲ値３．１１ｄＢの［−２３：４：−３２：４：２６］である。

周波数４０ＭＨｚにおける一つのストリームについての長系列の値を挙げると、
Ｌ_{−５８：＋５８}＝｛−１１１１１ −１１１ ―１ −１ −１ −１１１１１１ −１１１ −１１ −１１１ −１ −１１１ −１ −１１１ −１ −１ −１ −１ −１１ −１１１ −１ −１ −１１ −１ −１１ −１ −１１１ −１１１１０００ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１ −１１ −１１１ −１ −１１ −１ −１１ −１１ −１１ −１ −１ −１ −１１１ −１１ −１ −１ −１１ −１１ −１１ −１１１ −１１ −１ −１１ −１１１１｝
である。

周波数４０ＭＨｚにおける二つのストリームについての長系列の値を挙げると、
Ｌ_{−５８：＋５８}＝｛−１１１１１ −１１１ ―１ −１ −１ −１１１ −１１１ −１１１ −１１ −１１１ −１ −１１１ −１ −１１１ −１ −１ −１１ −１１ −１１１１ −１ −１１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１ −１１ −１１０００ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１ −１１ −１１１ −１ −１１ −１１１ −１１ −１１ −１ −１ −１ −１１１ −１１ −１ −１ −１ −１ −１１ −１１１１１ −１１１ −１１１１｝
である。ここで、第１のトーンセットは［−５８：２：−２２：２：５８］であり、第２のトーンセットは［−５７：２：−３３：２：５７］である。

周波数４０ＭＨｚにおける三つのストリームについての長系列の値を挙げると、
Ｌ_{−５８：＋５８}＝｛−１ −１ −１ −１ −１ −１１１１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１１１１１１１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１１１１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１０００ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１ −１ −１ −１１１１１１１１１１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１ −１１１１１１１１１１１１１１１１ −１ −１ −１｝
である。ここで、第１のトーンセットは［−５８：３：−４２：３：５６］であり、第２のトーンセットは［−５７：３：−３３：３：５７］であり、第３のトーンセットは［−５６：３：−２４：３：５８］である。

周波数４０ＭＨｚにおける四つのストリームについての長系列の値を挙げると、
Ｌ_{−５８：＋５８}＝｛−１１ −１ −１ −１１１ −１１１１ −１１１１１ −１ −１ −１ −１１ −１ −１ −１１ −１１ −１１ −１ −１ −１ −１１１ −１ −１ −１１１１１ −１１ −１ −１１ −１１１１１１ −１ −１ −１１０００ −１１１ −１ −１ −１ −１ −１１１１ −１１１ −１ −１ −１１ −１１ −１ −１ −１１ −１１ −１ −１１１１１１１１ −１ −１ −１ −１１１ −１１１１ −１１１ −１ −１１ −１１ −１ ―１１１｝
である。ここで、第１のトーンセットは［−５８：４：−２５：４：５７］であり、第２のトーンセットは［−５７：４：−５２：４：５８］であり、第３のトーンセットは［−５６：４：−４３：４：５５］であり、第４のトーンセットは［−５５：４：−３４：４：５６］である。なお、ＰＡＲ値低減のためにデータパターンのサーチを行うことができる。

短シンボルも、四つのビンのうちの一つだけを用いる点を別にすれば上述の場合と同様に分割できる。例えば、一つの実施例では、短シンボル７０４Ａがビン−２４，−１６，−８，４，１２，２０を用い、短シンボル７０４Ｂがビン−２０，−１２，−４，８，１６，２４を用い得る。もう一つの実施例では、短シンボル７０４Ａがビン−２４，−１６，−８，８，１６，２４を用い、短シンボル７０４Ｂがビン−２０，−１２，−４，４，１２，２０を用い得る。短シンボル６０１のＰＡＲ値が２．０９ｄＢである場合は、短シンボル７０４Ａおよび７０４Ｂの両方について第１のビンを用いた実施例のＰＡＲ値は４．６７ｄＢとなり、第１のビンを用いた実施例のＰＡＲ値は短シンボル７０４Ａについて４．３２ｄＢ、短シンボル７０４Ｂについて２．７９ｄＢとなる。なお、第１ビン利用の実施例を網羅的にサーチする場合は、ＰＡＲ最小値４．２６ｄＢとなる。第２のビン利用の実施例について同様のサーチを行う場合は、極性｛１ −１１ −１ −１ −１｝の短シンボル７０４ＡについてのＰＡＲ最小値は１．６ｄＢになり、極性｛１ −１ −１ −１ −１１｝の短シンボル７０４ＢについてのＰＡＲ最小値は２．７９ｄＢとなる。

分割した短シンボルに用いたビンの数は少ないことに注目されたい。したがって、チャネルが周波数選択性を備える場合は、分割した短シンボル、分割した長シンボルおよびＳＩＧＮＡＬシンボルの送信電力が互いに等しいとすると、受信電力の平均値は分割ずみの短シンボル相互間で大幅に異なる。受信電力のこの差は受信機利得制御を困難にする。したがって、一つの実施例では短シンボルに２４個のビンを用いて分割短シンボルの各々により多くのビンを確保するようにしている。もう一つの実施例では、１２個のビンで周波数シフトずみの短シンボルをデータストリームすべてに用いるものの、各データストリームが互いに異なる周波数シフトを用い得る。すなわち、もとの短シンボル用の周波数からビン１個分、２個分または３個分のシフトをかけた周波数で用い得る。この周波数シフトによって、短シンボルから分割ずみ長シンボルおよびそれ以後への受信電力の連続性を確実にすることができる。しかし、この構成では、サポートできる送信データストリームの数は４以下である。また、シフトした短シンボルの周期はレガシー短シンボルの周期よりも長く、そのために周波数オフセットの実現に改変を要することもあろう。

上述のとおり、レガシーヘッダはアンテナの一つのセットから送信する。そのセットが複数のアンテナを含む場合は、ビーム形成効果が生じ得る。全方位送信を達成するために、それらアンテナの各々に対する各周波数ビンの複素寄与分を重み付けする。例えば、位相シフト（例えば、位相ランプまたは任意の位相シフト）や位相値を他のアンテナへのビン全体に適用してビーム形成効果がビンごとに異なるようにする。位相ランプ形成手法の例としては、無線技術分野の当業者に周知の巡回遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）などがある。

位相値の例としては、一つのアンテナに偶数番目のビンを用いもう一つのアンテナに奇数番目のビンを用いる手法がある。位相値のもう一つの例としては、正極性の周波数ビン全部を一つのアンテナに用い、負極性の周波数ビン全部をもう一つのアンテナに用いる手法がある。すなわち、二つのアンテナへの各周波数ビンの寄与を互いに独立に重みづけする手法を全方位送信の達成に用いることができる。

ＭＩＭＯパケットを受信できる受信機はレガシー８０２．１１ａ／ｇパケットも受信できるはずであるので、レガシーパケットとは異なるＭＩＭＯパケットという名称を与えるメカニズムも提供できる。また、パケットがＭＩＭＯパケットである場合は、受信機は送信されてきたデータストリームの数を把握する必要がある。図７Ｃに示した実施例では、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボル６０３の第１のビットのセットがＭＩＭＯパケットを表示し、同シンボル６０３の第２のビットセットが送信されてきたデータストリームの数を表示し得る。例えば、ＳＩＧＮＡＬシンボル６０３の予備ビットＲを「１」にセットして、ＭＩＭＯパケットが送信中であることを表示することができる。また、ＳＩＧＮＡＬシンボル６０３の長さフィールド７２１の中の所定数の下位ビットを、送信されてきたデータストリームの数の表示に用いることができる。すなわち、最下位の二つのビットを用いた場合は、長さフィールドの長さの値を最下位から三番目のビットに端数切り上げにする。

ＭＩＭＯ受信機は、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボル６０３の復号化の後、予備ビットＲをチェックすることができる。そのビットが「０」の場合はそのパケットはレガシーパケットであり、長さフィールド７２１の中の長さの値はバイト数表示のパケット長さの真値である。しかし、予備ビットが「１」の場合は、そのパケットはＭＩＭＯパケットであり、長さフィールドの最下位から二つのビットは送信されてきたデータストリームの数である。後者の場合は、パケットの長さは２バイト以内の精度である。レガシー受信機は送信差控え時間の算出に長さの値だけを用いる。したがって、長さフィールドの値をレガシーデバイスのために高精度にする必要はない。上述のとおり各データストリームの長さの真値をＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボル（例えば図７Ａの７０６Ａおよび７０６Ｂ）に含めることができる。したがって、ＭＩＭＯ受信機は長さフィールド７２１の蓄積された値を実効的に無視できる。

もう一つの実施例ではＭＩＭＯストリームの数を表すのに「モジュロ」動作を用いることができる。より詳細に述べると、パケットのデータバイト数がＬである場合は、シンボルあたりのデータバイトの数はＢであり、サービスバイトおよび末尾バイトの数はＣであり、所要シンボル数は次式、すなわち
で与えられる。ここで┌┐は最も近い整数への端数切上げを示す。ここで、データストリームの数がＭでありＭ＜Ｂであると仮定する。その場合は改変ずみの長さは次式、すなわち
で表される。
レガシーデバイスで計算したシンボルの数がやはりＮ_ｓｙｍ、すなわち
で表されることに注目されたい。

ＭＩＭＯデバイスはストリーム数を次式、すなわち
で算出できる。

Ｍ＝ＢであればＭ（バー）は零である。その場合は、Ｍ（バー）＝Ｂのマッピングが行われる。なお、この同じ手法をストリーム数以外の他の情報のシグナリングにも適用でき、その場合はシグナリング対象の情報は上述のとおりＭとして符号化される。

さらに他の実施例では、符号化シンボル７２２をＭＩＭＯパケット表示のために（予備ビットは他の用途のために保持して）レガシーＳＩＧＮＡＬシンボル６０３の後に挿入できる。符号化シンボル７２２は（同位置に現れるはずの通常のシンボルに対して）反転したパイロットトーン（すなわち＋／−）付きのＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルを含み得る。例えば、符号化シンボル７２２は、雑音耐性強化のためにＢＰＳＫ変調で改変したＳＩＧＮＡＬシンボル７０６Ａ’および７０６Ｂ’を含み得る。この実施例では、ＭＩＭＯ受信機は入来パケットがＭＩＭＯパケットであるかレガシーパケットであるかを符号化シンボル７２２のパイロットの位相に基づいて判定できる。それがＭＩＭＯパケットであった場合は、送信データストリームの数を抽出でき、そのパケットの残り部分をＭＩＭＯ適合の方法で検出できる。それ以外については、そのパケットをレガシー８０２．１１ａ／ｇパケットとして取り扱う。

［パイロット］
周波数オフセット追跡および位相雑音追跡のために８０２．１１ａ／ｇシステムにパイロットを挿入する。送信機および受信機において多数の無線周波数回路を用いるＭＩＭＯシステムでは、互いに異なる送信チェーンおよび受信チェーンが受ける位相雑音には共通なものまたは互いに別々のものもある。この発明の一つの側面によると、パイロット追跡スキームを送信チェーンごとに共通に、または送信機受信機対ごとに設ける。

送信機受信機間の周波数オフセットおよび位相雑音のために、受信データシンボルの位相はパケットの送信中に変動し得る。その位相変動を追跡して補正するために、８０２．１１ａ／ｇのＯＦＤＭシンボルの各々に［１１１−１］＊ｐ_１のフォーマットで四つのパイロットを挿入する。この［１１１−１］はパイロットビンにまたがるパターンであり、ｐ１はシンボル１のパイロット極性である。ＭＩＭＯＯＦＤＭシンボルについては、４ビットパターンおよびパイロット極性系列の両方を複数の空間ストリームに適用する。

一つの実施例では、８０２．１１ａ／ｇと同じパイロットフォーマットを送信データストリーム全部に複写使用する。例えば８０２．１１ａ／ｇシンボルのパイロット極性系列がｐ_０，ｐ_１，ｐ_２，ｐ_３，ｐ_４，・・・である場合は、ＭＩＭＯシンボルに次のパイロット極性、すなわち
を用い得る。ここで、この行列は行ごとに互いに異なる送信ストリームを表す。

パイロット極性は互いに異なる空間ストリームについて同じであるので、４ビットパターンをそれらストリーム全部に複写使用すればパイロットビンは固定のビーム形成パターンが生ずる結果になる。状態の悪いビンが常に零にとどまることがないようにするために、位相シフトを加えて四つのビンにわたりシンボルごとに循環するようにする。例えば、

第２のアンテナ（Ａｎｔ２）のパイロットは第１のシンボルで位相シフト０゜、９０゜、１８０゜および２７０゜を受け、後続のシンボルで周期的に循環する。なお、四つのパイロットビンについて初期パイロットパターン［１１１１］を用いているが、このスキームは任意の初期パイロットパターンに適用でき、また五つ以上のパイロットビンにも適用でいる。すなわち、推算のために挿入するパイロットは任意の周波スペクトラムにわたって間隔を設けることができる。

パイロット追跡は互いに異なる方法で実行できる。例えば、位相雑音が送信機チェーンおよび受信機チェーン全部にわたって共通である（それによって共同追跡が可能になる）場合は、受信機チェーンの各々がチャネル推算値および既知のパイロットパターンに基づき各パイロットビン中の受信信号を推算できる。この推算値の複素共役値を実際の受信パイロット信号に乗算する。その乗算結果をパイロットビンおよび受信機チェーンを跨いで合成する。最終結果の位相が所望の位相オフセット値になる。数式で表すと、受信機ｎにおけるパイロットビンｋの受信信号は次式、すなわち

で表される。ここで、ｓ_ｍ，ｋはストリームｍのパイロットシンボル、θは共通位相オフセット、Ｈ_{ｎ，ｍ，ｋ}はチャネル応答、ｎ_ｎ，ｋは雑音である。また、共通位相オフセットは、式２，すなわち

で表される。ここで、Ｈ_{ｎ，ｍ，ｋ}（バー）は推算したチャネルである。

これに対して、他の送信チェーンにわたって別の位相雑音がある（そのために送信チェーンごとのパイロット追跡が必要になる）場合は、ＭＩＭＯ検出アルゴリズムをパイロットｓ_ｍ，ｋ（バー）のためにパイロットビンにまず適用する。
であるので（ここでθ_ｔ（ｍ）はストリームｍの位相オフセット）、復号化したパイロットと理想パイロットとの間の位相差は各データストリームのパイロットビンにわたって平均して式３、すなわち

で表される位相推算値を生ずることができる。

位相雑音が送信チェーン全体と受信チェーンとの間で互いに独立である（そのために送信チェーン・受信チェーン対あたりのパイロット追跡が必要になる）場合は、パイロット極性系列を、送信チェーン・受信チェーン対の各々について別々に位相を推算できるように、直交パターンで変調することができる。送信データストリームの数がＭである場合は、ストリームｍについての変調パターン（ここで、１≦ｍ≦Ｍ）は次式、すなわち
で表される。ここでｌ≧０はＭＩＭＯシンボルの指標である。例えば、三つの被変調ストリームについての被変調パイロット極性系列の例を挙げると、
が挙げられる。

なお、次式、すなわち
の関係が成立する。ここでδ_ｍ，ｎ（バー）＝１（ｍ＝ｎの場合）、または０（ｍ≠ｎの場合）である。すなわち、シンボルＭ個分の長さの任意の区間にわたるデータストリームについて（ｋはＭ個の直交データシンボルの開始指標を表す）パターンは直交パターンである。この場合は、直交性維持のためにストリーム全部について同一の４ビットパイロットパターンを用いる必要がある。

一つの実施例では、各アンテナが受信した最後の（Ｍ−１）個のシンボルをバッファに保存することができる。そのあと各アンテナが新たなシンボルを受信した際にこれらＭ個のシンボルについてのパイロットの複素共役値をシンボルと乗算して加算し、次式、すなわち
を計算する。ここで、ｙ_ｎ，ｋ（ｌ）はｌ番目のシンボルについてのビンｋのチェーンｎの受信信号であり、ｒ_ｍ，ｋ（ｌ）はｌ番目のシンボルについてのビンｋのストリームｍのパイロットシンボルである。項ｒ_ｍ，ｋ（ｌ）はビンパイロットパターンと、もとのパイロット極性と、直交変調とを含む。この計算をすべてのパイロットビンｋの中のすべての送信・受信対（ｍ，ｎ）について行う。その結果をチャネル推算の複素共役値に乗算し、式４、すなわち

で表される直交合成ずみでチャネル補正ずみのパイロットを生ずる。

次に、受信アンテナｎのストリームｍの位相オフセットをパイロットビンにわたって平均した式５，すなわち

のとおり推算する。

初めの（Ｍ−１）個のＭＩＭＯシンボルについては、履歴の長さが十分でないので、共同の、または送信チェーンあたりのパイロット追跡方法を用いることができる。また、次の条件、すなわち
を満足する任意の直交パターンｑ_ｍ（ｌ）（ｍおよびｌは上に定義したとおり）をパイロット極性系列の変調に用いることができる（ここで、ｍ，ｎ，ｌ，ｋおよびＭは上に定義したとおり）。例えば、上述の例の三つの送信ストリームについての変調ずみパイロット極性系列は
となる。

なお、８０２．１１ａ／ｇパイロット極性系列の継承物は類似点についてだけであるので、全部度外視してｐ_ｌ＝１と設定することができる。この設定により第３および第４の実施例が得られる。第３の実施例では、パイロット極性系列は全部１，すなわち
となる。

第１の実施例と同様に、パイロットビンを跨いで周期的に循環する位相シフトを、固定ビーム形成効果を避けるように、含める必要がある。共同パイロット追跡、または送信チェーンごとのパイロット追跡を行うことができる。

第４の実施例では、パイロット系列はｑ_ｍ（ｌ）のみであり、次のとおり表される。
この場合はビン全部に同一のパイロットパターンを全ストリームについて用いることができる。送信・受信対ごとのパイロット追跡を行うことができる。

［データストリーム分割］
ＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルを形成するには、もとのデータビットを複数のデータストリームに適切に分割しなければならない。規格８０１．１１ａ／ｇでは、レート１／２、２／３および３／４の畳込み符号を用い、四つの変調スキーム（すなわち、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ）を提供する。符号速度と変調スキームによって各ＯＦＤＭシンボルにおけるビット数が定まる。ＭＩＭＯ性能を最大にするには、互いに異なるデータストリームごとに互いに異なる変調と符号化速度を許容する必要がある。したがって、各ＭＩＭＯ信号シンボルのビット数は、データシンボルごとに異なり得る。

通常の符号化ブロックは、ＷＬＡＮ技術分野で周知の符号器およびパンクチュアラ（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの第１７．３．５．６節に記載）で構成する。この発明の一つの側面によると、互いに異なる符号は、共通の符号器と別々のパンクチュアラとの組み合わせを用い、または共通のパンクチュアラと別々の符号器との組み合わせを用いて構成できる。共通の符号器を用いた場合は、分割は符号器の前段またはパンクチュアラの前段で行うことができる。互いに別々の符号器を用いた場合は、分割は符号器の前段で行われなければならない。パンクチュアラの前段での分割の場合をこの明細書では、「共用」符号器と呼び、符号器の前段での分割の場合を「個別」符号器と呼ぶ。なお、８０２．１１ａ／ｇでは、レート２／３符号および３／４符号の両方をレート１／２の畳込み符号からパンクチャする。したがって、上記の共用符号器でも個別符号器でも具体化できる。

符号器を初期化して終了させることができるように、ソースデータビットの前または後に付加ビットを挿入することができる。例えば、８０２．１１ａ／ｇでは、ソースデータビットの前に１６個のサービスビットを付加し、ソースデータビットの後に６個の末尾ビットを付加することができる。したがって、上記個別符号器の場合は、これら付加ビットを各符号器について挿入する。

図８には二つの空間ストリームのための共用符号器システム８００の例を示す。このシステム８００では、ソースビット８０１をブロック８０２に供給し、このブロック８０２で上述のサービスビットおよび末尾ビットを付加する。符号器８０３は上記付加ずみのビットを受けてｎ１＋ｎ２ビットを生ずる。スプリッタ８０４はこのｎ１＋ｎ２ビットを受けて二つの空間ストリームｎ１およびｎ２を生じ、それらストリームをパンクチュアラ８０５Ａおよび８０５Ｂにそれぞれ供給する。

一つの実施例では、符号器８０３の出力におけるｎ１＋ｎ２ビットごとに、初めのｎ１ビットが第１の空間ストリームを形成し、後のｎ２ビットが第２の空間ストリームを形成する。分割後のビット列のサイズｎ_ｉはｎ_ｉ＝Ｎ_ｃｂｐｓ（ｉ）（ここでＮ_ｃｂｐｓはパンクチュアリング操作前のシンボルあたりの符号化ビットの数）で表され、シンボルごとに分割を行う。ビット列のサイズのもう一つの例は、ｎ_ｉ＝Ｎ_ｃｂｐｓ（ｉ）／ｇｃｄ（Ｎ_ｃｂｐｓ（１）、Ｎ_ｃｂｐｓ（２））（ここでｇｃｄ（）は最大公約数）で表され、この場合は処理遅延低減に適切な比を維持しつつ分割後のビット列のサイズを小さくする。

この実施例ではＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルの長さフィールドをパケットの実際のバイト長に設定する。ＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルの中のＲ１４フィールドを個々のデータ速度に設定する。レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中のＲ１４フィールドは第１データストリームのデータ速度に設定でき、また最小データ速度に常に設定しておくこともできる。以下に詳述するとおり、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中の長さフィールドは、レガシーデバイスで計算したシンボル数がパケットの実際の長さと整合するように操作できる。

図９は二つの空間ストリームに対する共用符号器システム９００を示す。このシステム９００ではソースデータ９０１をブロック９０２に供給し、このブロック９０２によってサービスビットおよび末尾ビットを付加する。この付加処理ずみの出力を符号器９０３が受けてｎ１＋ｎ２ビットを生ずる。このｎ１＋ｎ２ビットをパンクチュアラ９０４が受けて所定の速度の出力符号を生ずる。スプリッタ９０５がその所定の速度でｎ１＋ｎ２ビットを受けて、二つの空間ビットｎ１およびｎ２を生ずる。符号器９０３の出力のｎ１＋ｎ２ビットの各々のうち初めのｎ１ビットが第１の空間ストリームを形成し、後のｎ２ビットが第２の空間ストリームを形成する。

図１０は二つの空間ストリームに対するもう一つの個別符号器システム１０００を示す。このシステム１０００では、ソースデータバイト、すなわちＮ１＋Ｎ２をスプリッタ１００２に供給し、二つの空間ストリーム（初めのＮ１バイトが第１の空間ストリームを形成し、後のＮ２バイトが第２の空間ストリームを形成する）を形成する。これら第１および第２の空間ストリームＮ１およびＮ２をブロック１００３Ａおよび１００３Ｂにそれぞれ供給し、それらブロックにおいて、サービスビットおよび末尾ビットの付加をそれぞれ行う。これらブロック１００３Ａおよび１００３Ｂの出力を符号器９０４Ａおよび９０４Ｂにおいてそれぞれ符号化し、符号化ずみの出力をパンクチュアラ９０５Ａおよび９０５Ｂにそれぞれ供給する。

なお、この個別符号器システムにおいては、ＳＩＧＮＡＬシンボルの中の長さフィールドがバイト表示であるので最小データ単位もバイト表示である。したがって、この場合は各ストリームには前縁で２バイトのサービスビットを付加し末尾で６ビット（乃至１バイト）を付加し得る。また、Ｎ１はシンボルあたりのデータバイトの数であり得るし、そのデーバイトの数をシンボルあたりのデータバイトの数全部の最大公約数で除した値でもあり得る。シンボルあたりのバイトの数は９Ｍｂｐｓを除く全データ速度において整数である。なお、データ速度９Ｍｂｐｓの場合は各シンボルは４．５バイトを含む。したがって、上記の場合は、ビット列のサイズはデータ速度９Ｍｂｐｓのデータストリームについて交互に４バイトおよび５バイトとする。

例えば、二つの空間ストリーム（ストリーム１およびストリーム２）があって、シンボルあたりのデータバイトの数をそれぞれ２７（５４Ｍｂｐｓ）および４．５（９Ｍｂｐｓ）とする。当初は二つのサービスバイトをストリーム１およびストリーム２の各々に送ることができる。次に、初めの２５（２７−２）データバイトをストリーム１に送り、次の２データバイト（４−２）をストリーム２に送り、次の２７データバイトをストリーム１に、次の５バイトをストリーム２にそれぞれ送り、以下同様とすることができる。

ＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルの長さフィールドの値が実際の分割を行う前に必要になる。上述の順次式分割では長さ計算が僅かながら複雑になる。分割の動作に僅かな改変を加えることによって実現できる簡単な長さ値算出方法を次に述べる。初めに所要シンボル数を式６により計算する。

ここで、Ｌはパケットの中の未符号化バイトの総数、Ｍはデータストリームの数、Ｂ（ｉ）はストリームｉのシンボルあたりの未符号化バイトの数である。┌┐は直近の整数への切り上げを示す。９ＭｂｐｓでＫ個のデータストリームを用いた場合であって，Ｎ_ｓｙｍが奇数の場合は、式７により計算する。

第１のデータストリームの中のバイトの数はＬ（１）＝└Ｂ（１）Ｎ_ｓｙｍ−３┘（ここに└┘は直近の整数への切り下げを表す）となり、第２のデータストリームの中のバイト数はＬ（２）＝ｍｉｎ（└Ｂ（２）Ｎ_ｓｙｍ−３┘、Ｌ−Ｌ（１））となり、以下同様となる。各ストリームに対してバイトカウンタを用いる。バイト数条件が満たされると、順次式分割動作でストリームをスキップする。なお、式６および式７は、普通の符号器およびパンクチュアラ、一般化したデータストリームの数、および一般化したサービスビット数／末尾ビット数にも当てはまる。また、システム９００では長さが一つだけであるので式６および式７はこのシステムには当てはまらない。

８０２．１１ａ／ｇパケットではＳＩＧＮＡＬシンボルにおける長さフィールドは長さ１２ビットであり、これはパケットサイズ最大値４０９５バイトに対応する。ＭＩＭＯシステムでは４Ｋバイトよりも大きいパケットがペイロード効率の維持のために望ましい。したがって、正確なパケット長の伝送には、単にＳＩＧＮＡＬシンボルに含め得るビット数よりも多いビット数を必要とする。

この発明の一つの実施例によると、ＭＩＭＯパケットと等しい伝送時間を占める速度および長さを表示するように、レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルで疑似伝送速度および疑似長を用いることができる。許容可能なレガシー速度最低値（８０２．１１ａ／ｇでは６Ｍｂｐｓ）をパケット長最大化のために用い得る（４０６９バイト＠６Ｍｂｐｓ＝５．４６ｍｓ、または、有効な８０２．１１パケット長最大値に対して２３０４＠６Ｍｂｐｓ＝３．０７ｍｓ）。

一つの実施例では、ＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルについて所要ビット数の制限のためにパケット長絶対値の代わりにパケット長相対値を用い得る。パケット長相対値とは、同一数のシンボルで一つのパケットにより伝送できるバイト数マイナス伝送バイトの実数、すなわち詰め込み処理ずみのバイトの数にほぼ等しい値である。上述のとおり、バイトの総数はパケットの中のシンボルの数（レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルで定まる）およびデータ速度（ＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルで符号化）を用いて計算できる。

共用符号器の場合は単一の長さ相対値を算出して第１のストリームの中のＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボルだけで伝送する。それ以外のデータストリームの中の長さフィールドは他の用途のために保留しうる。個別符号器の場合は、データストリーム各々について相対長を計算して個別に伝送し得る。データストリーム全部についての単一の相対長を計算して第１のデータストリームだけで伝送することもできる（すなわち、この総合相対長から送信機受信機間であらかじめ設定ずみのバイト割り当てスキーム比について個々の相対長を抽出できる）。

［ＡＧＣおよびチャネル推算］
図７Ａに戻ると、レガシー短シンボル６０１を、粗周波数推算、粗タイミング推算および自動利得制御（ＡＧＣ）に用いることができる。レガシー長シンボル６０２は、精周波数推算、精タイミング推算およびチャネル推算に用いることができる。レガシーＳＩＧＮＡＬシンボル６０３は、レガシーデバイスによるＭＩＭＯパケット踏み付けの防止に必要な情報、ＭＩＭＯパケットのシグネチャ、および伝送ずみデータパケット数を含み得る。分割ずみの短シンボル７０４Ａおよび７０４ＢはパケットのＭＩＭＯ部分のＡＧＣ用、およびアンテナダイバーシティ切換用（該当する部分）に用い得る。分割ずみの長シンボル７０５Ａおよび７０５ＢはＭＩＭＯチャネル推算に用い得る。ＭＩＭＯＳＩＧＮＡＬシンボル７０６Ａおよび７０６Ｂは伝送データストリームの長さ情報および変調情報を含み得る。

レガシーヘッダ６１２は一つのアンテナから送信され、ＭＩＭＯヘッダ（短シンボル７０４Ａおよび７０４Ｂ、長シンボル７０５Ａおよび７０５ＢおよびＳＩＧＮＡＬシンボル７０６Ａおよび７０６Ｂを含む）は多アンテナから送信し、各受信アンテナからの受信電力はレガシーヘッダからＭＩＭＯヘッダに変わる。この場合、分割ずみの短シンボルは、ＡＤＣへの入力の大きさを適宜定められるようにＡＧＣが利得設定を調節する形に設計する。なお、ＡＧＣは受信チェーン全部について一つの状態マシーンを用いることができるが、受信チェーン各々が対応の受信信号に互いに異なる利得をもたらすものでも差し支えない。

必要であれば付加的タイミング回復および周波数オフセット推算を多アンテナからの受信シンボルにより共同で行う。この共同動作は複数の受信信号の合成によって行う。また、この共同の動作は、最良の信号の選択と、その最良の信号によるタイミング回復およびオフセット推算とで行ってもよい。

一つの実施例では、レガシーヘッダ６１２を最良のアンテナから目的の受信機に送信し得る。すなわち、レガシーヘッダからＭＩＭＯヘッダへの電力増加は、Ｍ個の空間ストリームを扱うシステムでは、１０＊ｌｏｇ１０（Ｍ）ｄＢ以下であることを意味する。この電力増加は目的の受信機以外の受信機についてはより高くてもよいが、増加の平均値は１０＊ｌｏｇ１０（Ｍ）以下とする。したがって、精利得変動だけが求められる。

上述の分割ずみの長シンボルは２Ｍ個のＯＦＤＭシンボルの期間（Ｍは空間ストリームの数）だけ継続する。任意の空間ストリームについてチャネル推算を計算するために、各ストリームの用いる対応のピンを２Ｍ個のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴで抽出し、平均し、周波数領域で合成する。推算誤差を減らすためにチャネル応答出力をフィルタ処理する。Ｍが大きい場合は、２Ｍ個のＯＦＤＭシンボルにわたる位相変化は大きくなり得る。一つの実施例では、各ＯＦＤＭシンボルの位相を、ＦＦＴ処理、平均値算出、およびフィルタ処理の前に、レガシーヘッダから得た精周波数推算を用いて時間領域で補正できる。２Ｍシンボル長の期間中の付加的位相変化測定値（精周波数推算値と位相雑音との低精度に起因する）を円滑化処理の前に位相整合のために用い得る。

［ＭＩＭＯ信号の検出］
ＭＩＭＯ信号の検出には多様な手法を用いることができる。既知の二つの手法を挙げると、ＭＭＳＥ−ＬＥ検出スキームとＭＭＳＥ−ＤＦＥ検出スキームとが挙げられる。すなわち、多数のデータストリームの分離および検出に、最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）線形等化（ＬＥ）アルゴリズム、または判定饋還形等化（ＤＦＥ）アルゴリズムを用いることができる。表記の単純化のために、以下の説明では単一の副搬送波だけを考慮するが、同じ処理を他の副搬送波の各々に反復適用できる。

Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナとを用いるものとする。周波数領域送信信号をｘ、チャネルをＨ、雑音をｎ、受信信号をｙでそれぞれを表すと、ｘはＭ×１、ｙおよびｎはＮ×１，ＨはＮ×Ｍとなり、次式、すなわち
が成立する。
Ｅ‖Ｗ^＊ｙ−ｘ‖^２を最小にするＭＭＳＥの解Ｗは次式、すなわち
で与えられる。ここでＲ_ｅは誤差分散行列である。上記ＭＭＳＥ−ＬＥアルゴリズムではＷ^＊は上述のとおり算出してｙに適用し、データストリーム全部を並行して検出する。

ＭＭＳＥ−ＤＦＥ検出アルゴリズムは二つのステップ（１）および（２）を用いて相次ぐ消去動作を行う。ステップ（１）では零化ベクトルを計算する。この零化ベクトルを計算する過程は三つのステップ（ａ）、（ｂ）および（ｃ）を含む。ステップ（ａ）では
Ｒ_ｅの対角成分を計算して最小成分を特定する。その最小成分は信号品質最良の送信アンテナに対応する。ステップ（ｂ）ではＷ^＊の対応の行を計算する。これは選択した送信アンテナの零化ベクトルとなる。ステップ（ｃ）ではＨの中の対応の列を消去してＭを１だけ減らす。上記ステップ（ａ）、（ｂ）および（ｃ）をＭ＝０になるまで繰り返す。

ステップ（２）では、複数のデータストリームを検出する。ステップ（２）は四つのステップ（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）および（ｇ）を含む。ステップ（ｄ）では、最良の送信アンテナについての零化ベクトルをｙに乗算して、最良の送信アンテナの粗判定を行う。ステップ（ｅ）では、Ｈの対応の列にその粗判定の結果を乗算してその積をｙから減算する。ステップ（ｆ）では、全アンテナについて処理を終るまで次善の送信アンテナについてステップ（ｄ）および（ｅ）を繰り返す。ステップ（ｇ）（オプションである）では、判定饋還チャネル推算値更新をデータ判定の結果に基づいて行う。

なお、上記粗判定動作は、ハード判定、すなわちチャネル補正ずみの受信シンボルに最も近いコンステレーション点による判定でも、ソフト判定、すなわちいくつかの候補のコンステレーション点を重みづけのうえ加算して得た点（重みは各コンステレーションの尤度に比例）による判定でも行い得る。

［ビタービビン重みづけ］
一つの実施例では、慣用の手法で符号化されたデータストリームを受信機での検出のあと複号化するのにビタービ復号器を用いることができる。周波数選択性フェーディングを伴うチャネルでは、信号の品質は周波数ビンごとに異なる。したがって、ビダービ枝路定数計算において状態不良のビンからのデータに割り当てる重みは小さくする。一つの実施例では、最適のビン重みはＳＮＲ（信号対雑音比）に比例した値とする。

データストリーム一つだけを送信する８０２．１１ａ／ｇでは、雑音がビン全体にわたる相加性白色ガウス雑音であるとすると、ＳＮＲはチャネル振幅の二乗で近似算出できる。しかし、実際のシステムでは、ＳＮＲは、チャネル推算誤差、位相雑音および量子化雑音によってチャネル振幅の二乗よりも緩やかに増加することが多い。したがって、一つの実施例では、チャネル振幅をビン重みづけに用いることができる。

ＭＩＭＯシステムでは、送信されてきたデータストリームの検出時のＳＮＲは、特定の雑音電力密度を仮定して計算できる。同様に、ビタービビン重みの算出にはこの互いに異なる方法を用いることができる。第１の実施例では、ビタービビン重みを検出時ＳＮＲに比例する値として算出する。第２の実施例では、ビタービビン重みを検出時ＳＮＲの平方根に比例する値として算出する。

ＭＭＳＥ−ＤＦＥでは、ＭＭＳＥの式から算出した検出時ＳＮＲは誤差伝搬の影響を含んでおらず、あとで検出されるデータストリームの検出時ＳＮＲが楽観的過ぎる値になる。そのために、復号器の性能が低下して望ましくない。

復号器の性能を改善するために、雑音伝搬の影響をＳＮＲ算出時の雑音の項に含めることができる。第２および第３のデータストリームに対する実効雑音項の例を次に示す。
ここで、σ_ｍ ^２は、もとの雑音の項であり、Ｗ_ｍは零化ベクトルであり、ｈ_ｍはチャネルであり、σ_ｍ ^２（バー）はｍ番目のデータストリームについての実効雑音項である。

［互いに異なる雑音最低値に対する補償］
ＭＭＳＥ検出器に関する上述の展開は、雑音電力がｙの諸成分全体にわたって同じであるとの仮定に基づいている。実際のシステムではこの仮定は一般的には正しくない。すなわち、受信機チェーンにおける雑音最低値や利得設定値が互いに異なるからである。したがって、以下に述べるとおり式を変形する。

アンテナで受信した信号が次式、すなわち
で表されると仮定する。

ＡＧＣをかけたあとでは、この受信信号は、次式、すなわち
で表される。ここで、σ_ｎ ^２は雑音最低値、ｇ_ｎはｎ番目の受信アンテナについての振幅利得である。Ｈ（バー）は、ＡＧＣをかけたあとのチャネル推算値である。

ＭＭＳＥ手法を適用するために雑音分散を同じ値にスケーリングする。そのために、
Ｋ＝ｍｉｎ_ｎ（ｇ_ｎσ_ｎ）とし、スケーリング行列を次のとおり画定する。
スケーリングしたチャネルはＨ_ｅｑ＝ＩＩ・Ｈ（バー）であり、結果として得られる雑音分散はσ_ｅｑ ^２＝Ｋ^２であって受信アンテナ全部について一定である。この段階で零化ベクトルＷ_ｅｑ ^＊をＨ_ｅｑおよびσ_ｅｑ ^２から算出できる。

Ｗ_ｅｑ ^＊をｙ_ｅｑ＝ＩＩ・ｙ（バー）に適用する。全シンボルについてｙ（バー）をスケーリングする代わりにＷ^＊（バー）＝Ｗ_ｅｑ ^＊・ＩＩを一回だけ計算して、そのＷ^＊（バー）をｙ（バー）に直接適用するのが好ましい。ＭＭＳＥ−ＤＦＥについては、ｙ（バー）およびＨ（バー）を用いて相次ぐ消去を行うことができる。スケーリングは不要である。

図１１は複数の受信機チェーンについてチャネル補正を改変できる受信機１１００の一部を示す。受信機１１００では、可変利得増幅器１１０１がアンテナから無線信号（関連のチャネル情報を含む）を受けて、増幅出力をチャネル反転ブロック１１０２に供給する。自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック１１０３が増幅器１１０１への制御信号を生じる。チャネル反転ブロック１１０２はＡＧＣ制御信号および雑音最低値（ＡＧＣブロック１１０３が発生する）を受けてチャネル補正値を生じる。このチャネル補正値をＡＧＣブロック１１０３に供給してＡＧＣ制御信号を修正する。

［位相誤差の補償］
位相雑音、残留周波数オフセット、誘発位相誤差、送信機・受信機間の伝搬経路におけるドップラ変動などにより、実効チャネル行列Ｈの位相はパケット全体を通じて緩やかに変動する。これらの効果を式で表示するために、実効チャネルをΛ_ｒ・Ｈ・Λ_ｔで表す。ここで
および
はＮ個の受信アンテナおよびＭ個の送信アンテナでの位相変動をそれぞれ表す。これに対応する等化行列はΛ_ｔ ^＊・Ｗ^＊・Λ_ｒ ^＊であり、この行列は位相推算が得られれば容易に修正できる。

上述のとおり、共同パイロット追跡、送信機チェーンごとのパイロット追跡、または送信機・受信機対ごとのパイロット追跡を可能にする互いに別々のパイロットスキームを用いることができる。共同パイロット追跡では送信チェーンおよび受信チェーン、すなわち
Λ_ｔおよびΛ_ｒの全部について一つの共通の位相オフセットを推算してスカラ量ｅ^ｊθと乗算する。等化行列への修正はスカラ量ｅ^−ｊθとを掛けるだけである。

送信チェーンごとのパイロット追跡の場合は、送信データストリームあたり一つの位相推算値を推算し、Λ_ｔおよびΛ_ｒを一つのΛ_ｔに集約する。したがって、等化行列はΛ_ｔ ^＊・Ｗ_ｔ ^＊に変形できる。必要であれば、位相推算値を一つの共通位相値を得るように、送信チェーンにわたって平均化することができる。この平均値は、角度θ＝（１／Ｍ）Σ_ｍθ_ｔ（ｍ）または平均の角度（和と等価）すなわちθ＝ａｎｇｌｅ（Σ_ｍｅ^{ｊθｔ（ｍ）}）から誘導することができる。

送信機・受信機対ごとのパイロット追跡の場合は、直交合成しチャネル補正したパイロットをまず抽出する（式４参照）。第１の実施例では、チャネル行列Ｈの各成分の位相オフセット、すなわちθ_ｎ、ｍ（１≦ｍ≦Ｍ、１≦ｎ≦Ｎ）をそれらパイロットから推算してθ_ｔ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｍ）およびθ_ｒ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ）に変換する。なお、マッピングは次のとおりである。
ここで、１_Ｎは全部１のＮ×１ベクトル、Ｉ_Ｎは大きさＮの単位行列、θ_ｒ＝［θ_ｒ（１）θ_ｒ（２）・・・θ_ｒ（Ｎ）］^ＴはＮ個の受信機における位相のベクトル、θ_ｍ＝［θ_１、ｍθ_２、ｍ・・・θ_Ｎ、ｍ］^Ｔは行列Ｈのｍ番目の列の位相ベクトルである。疑似反転は送信機および受信機における位相の最小二乗（ＬＳ）であり、この値は送信アンテナおよび受信アンテナの数のみで定まり、したがってオフラインで計算できる。

具体化に伴う二つの問題をここで検討する。まず、Θ_２の角度は、シンボルからシンボルへの変動で２πを超えないようにする。すなわちΘ_２の変動が２πに及ぶと、Θ_１の変動は２πにならないからである。Θ_２をアンラップするために、現シンボルと先行シンボルとの間のΘ_２の変動を、２πを加算または減算して先行Θ_２に加えることによって、（−π、π）の範囲内に収める。

次に、Θ_２の中に信頼度の低い角度がある場合（例えば、行列に信号強度の小さい成分が含まれている場合）は、解も不安定になる。この問題に対する解決策は、Θ_２の中の成分に、コスト関数の形成の際に信頼度に応じた重みづけをし、重みづけずみのＬＳの式を解くこと、すなわち、‖Ａ・Θ_１−Θ_２‖^２の代わりに、
を最小にすることである。ここで┌は重みづけ係数つきの対角行列である。したがって、解は次式、すなわち
のとおりとなる。

信頼度のより高い成分には重みづけを大きくし、より低い成分には重みづけを小さくする。信頼度の一つの尺度はチャネル成分の大きさである。重みは最大値で正規化し、必要があれば単純化のために量子化する。

必要があれば、送信アンテナ・受信アンテナ対全部についての位相オフセット推算値を受信アンテナ全部にわたって平均して送信アンテナあたりの一つの位相推算値すなわちθ_ｒ（ｍ）＝（１／Ｎ）Σ_ｎθ_ｎ，ｍを算出し、または送信チェーン・受信チェーン全部にわたって平均して一つの共通位相推算値θ＝（１／ＭＮ）Σ_ｎ，ｍθ_ｎ，ｍを算出する。

第２の実施例では、θ_ｔおよびθ_ｒを対角合成しチャネル補正したパイロットυ_{ｎ、ｍ、ｋ}（式４参照）の組み合わせを算出する。パイロットビンおよび受信アンテナ全部にわたる合計の角度は各送信アンテナについてのオフセット値であり、θ_ｔ（ｍ）＝ａｎｇｌｅ（Σ_ｎ、ｋυ_{ｎ、ｍ、ｋ}）となる。送信アンテナ全体にわたる合計の角度は各受信アンテナについてのオフセット値であり、θ_ｒ（ｎ）＝ａｎｇｌｅ（Σ_ｍ、ｋυ_{ｎ、ｍ、ｋ}）となる。送信アンテナおよび受信アンテナ全部にわたる合計の角度θ＝ａｎｇｌｅ（Σ_{ｎ、ｍ、ｋ}υ_{ｎ、ｍ、ｋ}）は、計算したのちその半分をバイアス除去のために送信オフセットおよび受信オフセットとの両方から減算する。すなわち、θ_ｔ（ｍ）＝θ_ｔ（ｍ）−θ／２およびθ_ｒ（ｎ）＝θ_ｒ（ｎ）−θ／２となる。

必要があれば、送信チェーンの各々についてのオフセットだけをθ_ｔ（ｍ）＝ａｎｇｌｅ（Σ_ｎ、ｋυ_{ｎ、ｍ、ｋ}）により算出して適用する。または、送信チェーンおよび受信チェーン全体にわたる共通位相オフセットをθ＝ａｎｇｌｅ（Σ_{ｎ、ｍ、ｋ}υ_{ｎ、ｍ、ｋ}）により算出して適用する。

残留周波数オフセットの継続的補正には、送信チェーンおよび受信チェーン全部にわたる共通の位相オフセットθを用いる。そのオフセット値が残留周波数オフセットに起因する共通位相シフトを反映し、位相雑音による変動を抑制するからである。

［閉ループ送信最適化］
ＭＩＭＯ送信機にＭＩＭＯチャネルが既知である場合は、送信すべきデータストリームの数、各データストリームに適用すべき伝送速度、各データストリームに用いるべき副搬送波、送信アンテナの選択、各アンテナへの出力電力などの送信スキームを最適化することができる。このようなスキーム最適化によって、ＭＩＭＯシステムの動作安定性およびスループットが改善される。

図３に示した第１の実施例においては、受信機３０４がチャネルの品質を評価し、その品質情報を送信機３０１に饋還する。この品質情報はチャネル情報（例えば、チャネル推算値または検出パイロットＥＶＭ）のフォーマットでもよく、推賞送信スキームのフォーマットでもよい。なお、検出パイロットＥＶＭはチャネル補正ずみのパイロットおよび既知の清浄パイロットから算出でき、したがって信号品質の格好の尺度になり得る。チャネル情報の饋還には、二つの互いに異なるパケット、すなわち標準的ＲＴＳ／ＣＴＳ交換におけるＣＴＳパケットおよびＡＣＫパケットを用いることができる。

第２の実施例では、送信機３０１が受信機３０４からのパケットによりチャネルを推算する。このスキームには相反性が成立し、アップリンクおよびダウンリンクの両方で両側に同じアンテナを使うことができるものとする。したがって、送信機３０１は、推算したチャネルに基づき最良の送信スキームを決めることができる。

なお、空間的大きさの程度の高いチャネルではより多くのデータストリームをサポートでき、その程度の低いチャネルではより少数のデータストリームをサポートできるに留まる。使用データストリームの数の最適値はＭＩＭＯチャネル推算値の大きさに基づいて定める。送信ダイバーシティなしのシステムでは、最良チャネルの際の送信アンテナと同数の送信アンテナを利用可能な送信アンテナ全部の中から選ぶ。

送信ダイバーシティ付きのシステムでは、各データストリームを適宜位相シフトにかけて、合成ビーム（送信ビーム形成器（ＴｘＢＰ））を生ずるように、複数のアンテナから同時並行的に送信する。データストリームの各々に対するＢＦ処理は、２００３年１０月８日提出の米国特許出願第１０／６８２，３８１号「高データ速度信号の多アンテナ送信機ビーム形成装置および方法」、および同年同日提出の米国特許出願第１０／６８２，７８７号「高データ速度広帯域信号の多アンテナ受信機合成のための装置および方法」（これら出願をここに引用して記載内容をこの明細書に組み入れる）に記載した手法を用いて行うことができる。

概括的にいうと、互いに異なるデータストリームを受信アンテナに向けてビーム形成して、受信ＳＮＲを高める。この手法は、ダウンリンクトラフィックの多いシステムにおけるアクセスポイントに有用である。送信ビーム形成は、二つ以上でＭ個以下の独特のデータストリームを送信するとともに過剰のアンテナを用いて冗長度つき符号化および所望の方向への送信ビーム形成を行うことによって、高速度ＭＩＭＯと組み合わせることができる。

離間的マルチトーン（ＤＭＩ）手法では、各副搬送波の電力および変調の積類をチャネル推算に基づいて定め得る。品質の良い副搬送波は品質の劣る副搬送波よりも消費電力が大きく変調レベルも高い。

［受信機選択ダイバーシティ］
コストおよび消費電力の節約のために、ＭＩＭＯ受信機の有する受信機チェーンの数は通常限られている。一方、ＲＦアンテナのコストはずっと小さい。したがって、受信機チェーン数よりも多い受信アンテナを備え、それらアンテナの中の受信状態の良いものを動的に選択する構成にするのが望ましい。受信アンテナ動的選択能力によってダイバーシティ利得が得られ、システムの安定性が改善される。一つの実施例では、複雑さを抑え、切換損失を減らすように、複数のＲＦアンテナを受信機チェーンと同数の群に群分けし、それら群をスイッチ経由で対応の受信機チェーンに接続する。

第１の実施例では、高速アンテナダイバーシティを用いる。高速アンテナダイバーシティでは、各受信機チェーンがそのチェーンに接続されたＲＦアンテナの信号を高速でサンプリングして、受信信号強度の最も大きいアンテナを選択する。

第２の実施例では、選択を検出時ＳＮＲに基づいて行う。チャネル推算はＲＦアンテナ全部について行う。受信アンテナの可能な組み合わせの各々について検出時ＳＮＲをデータストリーム対応で計算する。次に、算出されたＳＮＲの最小値をアンテナの可能な組み合わせ全部について比較するＳＮＲ最大値および最小値のアンテナの組を選択する。

［データ速度適応化］
ＭＩＭＯシステムのデータ速度適応化は、８０２．１１ａ／ｇシステムへの適応化よりも難しい。送信アンテナの各々からチャネル品質を評価するには、相反性利用の非明示的饋還または明示的制御メッセージ利用の明示的饋還が必要である。

この饋還の精細度は多様であり得る。最粗レベルでは、全ストリームの中の全データが正しいことを表示するために単一の受信確認を用いる。この手法では、全ストリームに同じデータ速度を用いるスキームでも困難になる。すなわち、サポート可能な送信ストリームの数および最適送信ストリームの判定が困難であるからである。

饋還の次のレベルは各データストリームを個別に受信確認する手法である。この受信確認手法は、最適送信アンテナの判定およびサポート可能なデータストリームの数の決定は困難であるが、ストリームの各々について互いに独立のデータ速度適応を可能にする。

饋還のもう一つのレベルでは、意図した受信機が、チャネル推算プリアンプルやパケットデータ部の期間中に入来パケットについてチャネル測定を行い得る。この測定による推算で周波数・送信アンテナ組合せの各々の個別のＳＮＲを算定したり、送信機のデータ速度適応に利用可能なアンテナあたりのバルク値に情報を取り込んだりすることができる。中間的な対処策は、パイロットトーン周波数の組など周波数ビンの削減ずみの組のＳＮＲを算定して知らせるだけの方策である。

一つの実施例では、意図した受信機が受信に基づいて用いるべき最適データ速度を算定し、そのデータ速度をＡＣＫで送信機に送る。送信機はこのＡＣＫをデコードし、データ速度を検出し、その検出結果をそのユーザあての次のパケットの処理に適用する。この情報は、各データストリームについてのデータ速度情報、単一のデータ速度およびそれをサポートできる送信アンテナのリスト、または単一のデータ速度およびそれをサポートできる送信アンテナの数を含む。

もう一つの実施例では、送信機が意図した受信機でみたチャネルを、その意図した受信機からの特別のＭＩＭＯＡＣＫにより推算する。相反性を確保するために、この意図した受信機は自分が受信に用いている全アンテナによりＡＣＫを送る。このＡＣＫは、データシンボルなしでレガシープリアンプルおよびＭＩＭＯプリアンプルだけを含む。送信機はデータ速度適応パラメータ更新の必要があるときはその特別のＡＣＫを請求する（なお、喪失パケットの統計データをデータ速度の低速適応のための補助的手段として用いることもできる）。

データ速度適応化情報は、特に明示的データ速度の形式の場合は、時効化して、チャネル状態変動に起因する多重受信喪失の場合にデータ速度の低下を可能にしなければならない。

［集約、多重検査合計および部分ＡＣＫ］
ＭＩＭＯヘッダはパケットオーバーヘッドを著しく増大させる。一方、同じ情報バイト数を伝送するためには、ＭＩＭＯパケットはより少数のデータシンボルを通常必要とする。したがって、ＭＩＭＯパケットの総合効率は同じ大きさのレガシーパケットの効率よりもずっと低い。

一つの実施例では、ＭＩＭＯデータ伝送システムのもたらす高データ速度の利点を確保するために、最小閾値以上の大きさのパケットだけをＭＩＭＯフォーマットで送信する。パケットサイズを大きくするには、パケット集約、すなわちいくつかのより小さいパケットを大きい「スーパー」パケットにまとめるパケット集約を用い得る。

８０２．１１ａ／ｇでは、ＣＲＣ検査合計をパケットの末尾に加え、物理レイヤに伝達する。受信機ＭＡＣはビタービ復号器の出力におけるＣＲＣ誤りをチェックし、パケットが正しく受信されたかを否かを判定する。高データ速度ＭＩＭＯシステムでは、パケットの中のデータバイト数は、上述のとおり効率を上げるために、通常ずっと大きくしてある。これら長パケットの誤り確率は通常高く、それら長パケットの再送信に伴うコストも同様に高い。

この問題を克服するために、各ＭＩＭＯパケットに多重検査合計を次に述べる二つの方法のいずれかを用いて含める。第１の方法を用いて個々の検査合計を集約前パケットの各々について特定する。第２の方法を用いて、集約後のスーパーパケットを互いに等しい長さの区分に分割し、検査合計をそれら区分の各々につき算出して各区分のあとに挿入する。

受信機では（復号器の後段で）検査合計を各パケット／区分について調べて、そのパケット／区分が正しく受信されたか否かを（例えば、受信確認ビットベクトルを用いて）判定する。少なくとも一つのパケット／区分が正しく受信されている場合は、受信機は送信機に部分ＡＣＫ、すなわちどのパケット／区分が正しく受信されたかを表示する部分ＡＣＫを送る。その場合、送信機は送信不達のパケット／区分だけを再送信すればよい。ＭＡＣ複雑性を軽減するために、ＭＡＣはパケットのいずれかが誤りに陥った場合は、サブパケット全部の再送信を選ぶことができる。なお、ＭＡＣはデータ速度適応化のために、受信確認ビットベクトルの個々のビットを使うことができる。

図面を参照して例示用の実施例を上に述べてきたが、この発明がこれら特定の実施例に限定されないことを理解されたい。これら実施例は、網羅的に例示することを意図するものではなく、また、この発明をここに開示した形式に限定することを意図するものでもない。すなわち、多様な変形や改変が当業者には自明となるであろう。

例えば、図１２はいくつかの送信／受信アンテナの構成についてデータ速度と相対距離との関係を表す一群のグラフ１２００を示す。グラフ１２００のうち、曲線１２０１は３アンテナ送信機／３アンテナ受信機（３×３）構成の特性を示し、曲線１２０２は２×３構成の特性を示し、曲線１２０３は２×２構成の特性を示す。選んだアンテナ構成がデータ速度最大値とシステム安定性との間の妥協の産物であることを理解されたい。すなわち一つの実施例では、曲線１２０２で特性が示される２×３構成を費用対効果の観点から選択することになろう。

なお、ＭＩＭＯ−ＳＭおよびＭＩＭＯ−ＡＧには「ターボ」モードを加え得る。この「ターボ」モードはより広いチャネル帯域幅を意味し、２００３年２月１４日提出の米国特許出願第１０／３６７，５２７号「複数変調タイプの信号のシンケンシングインタポーレータによる受信および送信」および２００３年１１月６日提出の米国特許出願第１０／×××，×××号「データ伝送におけるマルチチャネルバインディング」に記載してある。これら出願をここに参照してその内容をこの明細書に組み入れる。概括的にいうと、ターボモードは、（１）ダブルクロッキングまたは（２）チャネルボンディング、すなわち二つの２０ＭＨｚチャネル（両者間の間隙を潜在的に利用）を併せて用いることにより達成する。ダブルクロッキングにより正常モードと同じ副搬送波構成に達するが、各副搬送波の帯域幅は２倍になる。チャネルボンディングは各副搬送波の帯域幅を維持するが、副搬送波の数を増加させる。チャネルボンディングの一つの特定の例では、−５８から−２、および＋２から＋５８の１１４のトーンを用いる（ＤＣ近傍の三つのトーン、すなわち（−１、０、＋１）は用いない）。

上述のＭＩＭＯシステムの実施例はいずれもターボモードに適合する。

図１３はいくつかのターボアンテナ構成および非ターボアンテナ構成についてのデータ速度と相対距離との関係を表す一組のグラフ１３００を示す。グラフ１３００に示されるとおり、ターボＭＩＭＯ−ＳＭはデータ速度を２１６Ｍｂｐｓまで処理できる。しかし、６０Ｍｂｐｓ以下ではターボＭＩＭＯ−ＡＧがＭＩＭＯ−ＳＭの性能を上まわる。

したがって、この発明の範囲は添付の特許請求の範囲およびそれらの均等物によって画定されることを意図するものである。

無線ＬＡＮの利用分野の拡大に寄与できる。

単一入力アンテナ単一出力アンテナ構成を備える単純化したシステムの図解。切換ダイバーシティアンテナ構成を備える単純化したシステムの図解。複数のアンテナ経由の同時送信および複数のアンテナ経由の同時受信ができる単純化した多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの図解。種々のアンテナ構成についてのデータ伝送速度対相対距離特性図。種々のアンテナ構成についてのＳＮＲ対周波数ビン特性図。レガシーヘッダを含むＭＩＭＯパケットの時分割トレーニングパターンの例。受信機利得制御の改良を容易にするための分割短シンボルおよび長シンボルを含むＭＩＭＯパケットのパターンの例。三つのデータストリームについての分割短シンボルおよび長シンボルの図解。ＭＩＭＯパケットおよび送信データストリーム数の表示に設定できるレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中のビットのセット。二つの空間ストリームに対する共用符号化システムの例。二つの空間ストリームに対する共用符号化システムのもう一つの例。二つの空間ストリームに対する個別符号化システムの例。複数の受信機チェーンについてチャネル補正を改変できる受信機の例の一部。いくつかの送信機／受信機アンテナ構成についての伝送データ速度対相対距離特性図。種々のターボアンテナ構成および非ターボアンテナ構成についての伝送データ速度対相対距離特性図。

１００，２００送受信システム
１０１，３０１送信機
１０２，３０４受信機
２０１Ａ，２０１Ｂ，２０２Ａ，２０２Ｂ，３０２Ａ，３０２Ｂ，３０５Ａ，３０５Ｂアンテナ
２０３，２０４スイッチ
３０３Ａ，３０３Ｂ送信機チェーン
３０６Ａ，３０６Ｂ受信機チェーン
８００，９００共同符号化システム
１０００個別符号化システム
１１００受信機

Claims

レガシーデバイス環境において多入力多出力（ＭＩＭＯ）パケットを送信する方法であって、
レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中のビット組を予め定めた値に設定する過程であって、それによって多入力多出力信号が送信中であることを表示する過程を含み、前記ビットの組が前記レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの長さフィールドの最下位の複数のビットを含む、方法。
レガシーデバイス環境において多入力多出力（ＭＩＭＯ）パケットを送信する方法であって、
レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中のビットのひと組を前記ＭＩＭＯパケットに関連する情報の表示に用いる過程を含み、前記ビットの組が前記レガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの長さフィールドの最下位の複数のビットを含む、方法。
前記情報が前記ＭＩＭＯパケットと関連づけられたストリーム数を含む請求項２記載の方法。
レガシーデバイス環境において多入力多出力（ＭＩＭＯ）パケットを送信する方法であって、
前記ＭＩＭＯパケットと関連づけられた情報を表示するようにレガシーＳＩＧＮＡＬシンボルの中のひと組のビットについて「モジュロ」動作を行う過程を含む方法。
前記情報がストリーム数を含む請求項４記載の方法。