JP5430737B2 - 干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号に含まれる干渉波を抑圧する干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法に関する。

従来、マルチレートに対応するディジタル合波装置およびディジタル分波装置では、サブフィルタとフーリエ変換（または高速フーリエ変換：ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））手段とを組み合わせることにより、多様な帯域幅の信号のディジタル分波、ディジタル合波を行なっている。また、このようなディジタル分波装置とディジタル合波装置とを組合せることで、各帯域信号の周波数を衛星内で任意に変えながら中継する中継器が実現できる。

下記特許文献１、特許文献２および非特許文献１では、上記のようなマルチレートに対応するディジタル合波装置およびディジタル分波装置に関する技術が開示されている。

特開平０９−２８４２４２号公報 特開２００１−５１９７５号公報

山下史洋、風間宏志、中須賀好典著 「衛星搭載用帯域幅可変ＦＦＴフィルタバンクの提案と基本動作特性」 電子情報通信学会論文誌 Ｂ Ｖｏｌ．Ｊ８５−Ｂ Ｎｏ．１２ ｐｐ．２２９０−２２９９ ２００２年１２月

しかしながら、上記従来の技術で多様な帯域幅の信号のディジタル分波、ディジタル合波を行なう場合、干渉波が受信信号に加わる可能性がある。一方、上記特許文献１、特許文献２および非特許文献１では干渉波を除去する方法については記載されていない。そのため、受信信号に干渉波が含まれる場合、通信品質が低下する、という問題があった。

また、受信信号に干渉波が含まれると、上記従来の技術を用いた中継器は、受信信号とともに干渉波も中継する。そのため、中継器の送信電力が無駄に消費される、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、中継対象の受信信号に干渉波が加わった場合でも通信品質を確保し、中継時の無駄な消費電力を抑制することができる干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、を備え、前記分波手段は、前記受信信号をＮ（Ｎは１以上の整数）段の分波処理により前記分波信号に分波することとし、入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号をダウンサンプリングし、ダウンサンプリング後の信号を出力する２つ以上の周波数変換フィルタ手段と、最終段の前記周波数変換フィルタ手段による処理後の信号に対して波形整形を行うチャネルフィルタと、を備え、前記チャネルフィルタは、波形整形後の信号の周波数特性が、周波数方向で隣接する前記波形整形後の信号間で重なる部分を有するようにオーバーラップさせ、かつ前記重なる部分の隣接する２つの前記波形整形後の信号の同一周波数の振幅を足して1となるよう波形整形を行うことを特徴とする。

本発明によれば、受信信号を所定の帯域幅のチャネルごとの信号に分波し、分波した信号の平均電力値が所定のしきい値を超える場合にそのチャネルの分波信号を無信号とする干渉抑圧処理を実施するようにしたので、中継対象の受信信号に干渉波が加わった場合でも通信品質を確保し、中継時の無駄な消費電力を抑制することができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１の中継装置の機能構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１の干渉波除去の処理手順の一例を示す図である。 図３は、ローパスフィルタを複数用いるディジタル分波部の機能構成例を示す図である。 図４は、周波数変換受信ローパスフィルタ部の機能構成例を示す図である。 図５は、周波数変換受信ローパスフィルタ部の処理の一例を示す図である。 図６は、周波数軸上での２分波処理の一例を示す図である。 図７は、チャネルフィルタの周波数特性の一例を示す図である。 図８は、ディジタル合波部の機能構成例を示す図である。 図９は、送信ローパスフィルタ周波数変換部の機能構成例を示す図である。 図１０は、送信ローパスフィルタ周波数変換部の処理の一例を示す図である。 図１１は、周波数軸上での２合波処理の一例を示す図である。 図１２は、中継処理時の分波／合波処理の一例を示す図である。 図１３は、各周波数変換受信ローパスフィルタ部の抽出対象領域の一例を示す図である。 図１４は、各送信ローパスフィルタ周波数変換部と各加算器の合波する対象領域の一例を示す図である。 図１５は、分波／合波処理の別の一例を示す図である。 図１６は、実施の形態２の干渉抑圧処理の一例を示す図である。

以下に、本発明にかかる干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる中継装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の中継装置は、アンテナ１と、電圧制御型利得可変アンプ２と、ミクサ３と、局部発振器４と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）５と、Ａ／Ｄ（（Analog）／（Digital））変換器（Ａ／Ｄ）６と、ディジタル分波部（分波手段）７と、干渉波検出部８と、干渉波抑圧部９と、制御・モニタ部１０と、クロック供給部１１と、スイッチマトリックス部１２と、ディジタル合波部（合波手段）１３と、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１４と、で構成される。

また、本実施の形態の中継装置は、受信信号に含まれる干渉波を抑圧する干渉波抑圧装置としての機能を備えており、干渉波抑圧装置は、ディジタル分波部７、干渉波検出部８、干渉波抑圧部９およびディジタル合波部１３で構成される。

図２は、本実施の形態の干渉波除去の処理手順の一例を示す図である。図１および図２を用いて、本実施の形態の動作を説明する。アンテナ１は、信号（受信信号）を受信する。電圧制御型利得可変アンプ２は、増幅手段であり、初期状態では最大に設定された利得に基づいて受信信号を増幅し、干渉波検出部８からの制御利得に基づいて利得を調整し、調整後の利得に基づいて受信信号を増幅する。局部発振器４は、受信信号の主信号の中心周波数と同じ周波数（ローカル周波数）の信号をローカル信号として生成する。なお、受信信号の主信号の中心周波数は既知であるとする。ミクサ３は、受信信号にローカル信号を乗算して、受信信号を、高域の周波数の信号とベースバンド周波数の信号とに変換する。

ＬＰＦ５は、ミクサ３が変換した信号のうちベースバンド周波数に変換された信号に対応する周波数の信号をベースバンド信号として通過させ、高域の周波数成分を除去する。この際、ＬＰＦ５は、Ａ／Ｄ変換器６で実施するサンプリングによりエイリアス成分が生じないよう高域の周波数成分を除去する。

以上の一連の処理により、アンテナ１が受信した信号を増幅してベースバンド信号に変換する。なお、電圧制御型利得可変アンプ２は、減衰量可変のアッテネータと固定増幅器の組合せで実現しても良い。

Ａ／Ｄ変換器６は、アナログ信号であるベースバンド信号に対してアナログディジタル変換を行い、アナログディジタル変換によりサンプリングされたデータをベースバンドデータとして干渉波検出部８とディジタル分波部７へ出力する。

なお、前段の局部発振器４のローカル周波数を中間周波数（Intermediate Frequency）に変更し、ＬＰＦ５を中間周波数の帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ（Band Pass Filter））に変更することでベースバンド信号の代りにＩＦ信号がＡＤ変換器６に入力されるようにし、Ａ／Ｄ変換器６は、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換によりディジタルデータに変換してもよい。

この場合、ディジタル直交検波手段を、Ａ／Ｄ変換器６の直後に設け、ディジタル直交検波手段でＩＦ信号をベースバンド信号に変換する構成となるため、回路の増加やＡ／Ｄ変換器６のサンプリング速度の増加を招く。しかし、一方で、ディジタル直交検波を行なうことにより、直交誤差等のアナログ直交検波で発生する誤差がなくなり、安定した受信性能、無調整化を達成できる。この場合、ディジタル直交検波手段が、干渉波検出部８とディジタル分波部７に入力する構成となる。

図２の（ａ）は、ディジタル分波部７に入力されるベースバンド信号の一例を示している。ベースバンド信号は、所望の主信号と干渉波とを含み、図２ではそれらのスペクトラムを示している。台形の形状上の主信号のスペクトラムは、所望の主信号の周波数特性を示し、長方形の形状の干渉波のスペクトラムは、干渉波の周波数特性を示している。図２の（ａ）に示した例では、主信号のスペクトラムの帯域の一部に干渉波のスペクトラムが重なっている。

ディジタル分波部７は、図２の（ａ）で例示したような“主信号＋干渉波”として入力される信号（ベースバンドデータ）を、図２の８つの周波数帯（チャネル）に分波する。図２の（ｂ）に示した点線は、分波を行なうための、８つのチャネルの周波数特性を示している。なお、本実施の形態では、８つのチャネルに分波する例を説明するが、分波するチャネルの数はこれに限らず、送信信号のチャネル構成等に対応した数とする。

この際、ディジタル分波部７は、たとえば、上記特許文献１および上記非特許文献１に記載されているようなＦＦＴを用いた分波方法を用いても良いが、本実施の形態では、後述するローパスフィルタ（ハーフバンドフィルタ）を複数用いる分波方法を用いる。このような分波方法を用いることで、未使用チャネルに応じた低消費電力化も実現することができる。いずれの分波方法の場合も、分波の際に各チャネルの信号を抽出するための周波数特性は、図２の（ｂ）の点線で例示した各周波数特性に示す通り、周波数方向で、隣接するチャネルと重なる部分を持つように（オーバーラップしながら）分波し、かつ隣接するチャネルとオーバーラップする領域の振幅特性は、両者を足して１となる特徴を有するように設定する。なお、図２の（ｂ）の点線で示した各周波数特性は一例であり、上記の条件を満たすような周波数特性であればどのような周波数特性としてもよい。

図２の（ｃ）は、ディジタル分波部７によって、８つ（（１）〜（８））に分波された各信号のスペクトラムの一例を示している。干渉波検出部８は、これらの８つに分波された各信号について、干渉波が存在するか否かを判定する。以下、干渉波検出部８の処理について述べる。

干渉波検出部８は、図１に示すように、電力変換部８１と、平均化部８２と、比較部８３と、積分部８４と、電圧変換部８５と、電力変換部８６と、平均化部８７と、比較・判定部８８と、で構成される。

干渉波検出部８の電力変換部８６は、８つに分波された各信号の電力値を、それぞれ求める。平均化部８７は、電力変換部８６が求めた電力値を平均化し、平均電力値として出力する。比較・判定部８８は、平均化部８７が求めた各チャネルの平均電力値と、所定のしきい値（チャネルごとに設定）と、を比較する。そして、比較・判定部８８は、以下の式（１）および式（２）に示すように、チャネルごとの平均電力値Ｐ（ｉ）（ｉはチャネル番号，ｉ＝１，２，３，…，８）がしきい値ＴＨ（ｉ）を超える場合、干渉信号が存在すると判定し、それ以外は存在しないと判定し、判定結果を干渉波抑圧部９へ出力する。
Ｐ（ｉ） ＞ ＴＨ（ｉ） ： 干渉波が存在すると判定 …（１）
Ｐ（ｉ） ≦ ＴＨ（ｉ） ： 干渉波が存在しないと判定 …（２）

なお、上述のように、ディジタル分波部７は、周波数方向で隣接するチャネルとオーバーラップし、かつ隣接するチャネルのオーバーラップする領域の振幅特性が、両者を足して１となるような特徴を有する周波数特性により分波するため、主信号の取りうる干渉波が周波数帯内の周波数軸上のどの位置に存在しても（例えばチャネル間に存在しても）、検出することができる。

なお、しきい値ＴＨ（ｉ）は、チャネル割当て情報（どのチャネルの信号が主信号として送信されているかなどの情報）を把握している他局から、制御・モニタ部１０を経由して取得する。なお、このチャネル割当て情報を把握している他局は、たとえば、本実施の形態の中継装置が衛星に搭載される中継装置である場合には地球局に相当し、また本実施の形態の中継装置が地上に設置される場合には基地局に相当する。

なお、本実施の形態では、平均電力値Ｐ（ｉ）がしきい値ＴＨ（ｉ）を超える場合に、干渉波が存在すると判定したが、各チャネルの信号に基づいて、干渉波が存在するか否かを判定すれば、これに限らずどのような方法を用いてもよい。たとえば、１回でも電力値がしきい値を超えた場合に干渉波が存在すると判定する、電力値の平均値以外の統計値（分散等）を求めてその統計値に基づいて干渉波が存在するか否かを判定する、などの方法としてもよい。

チャネル割当て情報を把握している他局（以下、制御局という）は、ここでは、本実施の形態の中継装置の受信信号の送信元とし、干渉波が存在しない場合の本実施の形態の中継装置におけるチャネル単位の信号受信電力を予測できるとする。したがって、チャネル割当て情報を把握している他局は、チャネル単位の信号受信電力に基づいてしきい値ＴＨ（ｉ）を設定する。しきい値ＴＨ（ｉ）は、たとえば、チャネル単位の信号受信電力の各予測値よりそれぞれ数ｄＢ〜十数ｄＢ高い値に設定する。

干渉波検出部８は、上記の算出した平均電力値Ｐ（ｉ）とチャネルごとの干渉波が存在するか否かの判定結果とを、干渉波検出情報として制御・モニタ部１０を経由して、主信号が送信される回線とは別回線を用いて制御局へ通知する。

また、Ａ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲を超える強い干渉波が混入すると、ディジタル分波部７を含む、以降の全てのディジタル信号処理を正常に行うことができなくなる。そこで、干渉波検出部８は、Ａ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲を超える信号を検出した場合、電圧制御型利得可変アンプ２に対して利得を低下させるよう制御することにより、常に受信信号をＡ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲に抑えるようフィードバック制御を行う。

具体的には、干渉波検出部８の電力変換部８１は、Ａ／Ｄ変換器６から入力されるベースバンドデータを電力値に変換し、平均化部８２は、電力値の平均値（平均電力値）を求める。比較部８３は、平均化部８２が求めた平均電力値Ｐａと、所定のしきい値ＴＨａを比較する。比較部８３は、平均電力値ＰａがＴＨａを超える場合、電圧制御型利得可変アンプ２の利得を下げるために用いる制御値Ｃを所定の正の値に設定する。たとえば、平均電力値ＰａがＴＨａを超える場合、制御値Ｃを１（ｄＢ）と設定する。また、積分部８４は、制御値Ｃを積分し、その積分値を制御利得Ｇとする。電圧変換部８５は、制御利得Ｇを電圧に変換して電圧制御型利得可変アンプ２へ出力する。

受信信号がＡ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲を超えない限り、制御値Ｃは０であり、制御利得Ｇは０ｄＢであるが、超えると制御値Ｃが正の値を持ち始め、その結果、平均電力値ＰａがＴＨａを超える間、制御利得Ｇは１ｄＢ，２ｄＢ，…と増加し、電圧変換部８５によって電圧変換された制御利得により、電圧制御型利得可変アンプ２の利得は受信信号がＡ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲に入るまで下げられる。

なお、干渉波が消失し、再び受信信号がＡ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲に収まると、電圧制御型利得可変アンプ２の利得を上げる必要がある。したがって、比較部８３は、平均電力値ＰａがＴＨａを下回った場合、制御値Ｃを負の値（たとえば−１（ｄＢ））に設定する。そして、制御利得が負の値の場合には、電圧制御型利得可変アンプ２の利得を上げる。その結果、平均電力値ＰａがＴＨａを下回っている間、電圧制御型利得可変アンプ２の利得を上げるための制御利得Ｇは、…，２ｄＢ，１ｄＢと低下し、最終的に初期状態である０ｄＢとする。

このような自動利得制御ループにより、強い干渉波によって過入力が生じた場合でも、Ａ／Ｄ変換器６の入力振幅範囲に入力レベルを収め、後段のディジタル信号処理を正常に行うことができる。なお、自動利得制御を行うための電力変換部８１、平均化部８２、比較部８３、積分部８４および電圧変換部８５を干渉波検出部８とは別の自動利得制御手段として備えるようにしてもよい。また、上述の自動利得制御は、必須ではなく、ディジタル信号処理を正常に行うことができるようにする別の手段がある場合等には、実施しなくてもよい。この場合、干渉波検出部８は、電力変換部８１、平均化部８２、比較部８３、積分部８４および電圧変換部８５を備える必要はない。

また、積分部８４から出力される制御利得Ｇは、比較・判定部８８にも出力される。比較・判定部８８は、制御利得Ｇが０ｄＢ以外の値を示す場合、受信側の処理が過入力状態であると判定する。比較・判定部８８は、受信側の処理が過入力状態であると判定した場合、その判定結果または制御利得Ｇの値そのものを、前述の干渉波検出情報に含めて、制御・モニタ部１０経由で制御局へ通知する。なお、判定結果または制御利得Ｇの通知は必須ではなく、たとえば、後述のように制御局がこれらの情報を用いて主信号の送信方法（変調方法等）を変更する場合に通知が必要となる。

制御局は、本実施の形態の中継装置からの通知された制御利得Ｇの情報に基づいて、適応符号化変調を実施しても良い。制御利得Ｇの値がＸ［ｄＢ］の場合、中継装置の入力端での受信電力がＸ［ｄＢ］低下していることを意味する。そのため、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise）比の低下により通信回線が成立できない可能性がある。そこで制御局は、伝送速度の低下を許容し、主信号の変調方式を、制御利得Ｇの情報に応じて低Ｓ／Ｎ比でも成立する符号化変調方式に変更する。

例えば、変調方式がＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調の場合は、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調→ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調→ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調というように順次変更していく。また、スペクトラム拡散変調の場合は、拡散コード長を１２８chip→２５６chip→５１２chipと順次変更していく。このような適応符号化変調により、伝送速度は低下するものの、強い干渉波受信時でも、通信回線を成立させることができる。

つぎに、干渉波抑圧部９の動作を説明する。干渉波抑圧部９は、ディジタル分波部７から出力されるチャネルごとの各信号のうち干渉波検出部８から受け取った判定結果に基づいて、干渉波が存在すると判定されたチャネルの信号を除いた各信号を、後段のスイッチマトリックス部１２へ出力する。なお、干渉波抑圧部９は、干渉波が存在すると判定されたチャネルについては、無信号（Ｉ，Ｑともに全て０の信号）として出力する。図２の例では、図２の（ｃ）の（３）に対応するチャネルに干渉波が存在することから、干渉波検出部８は（３）に対応するチャネルで干渉波を検出する。この場合、図２の（ｄ）に示すように、干渉波抑圧部９は、（３）に対応するチャネルの信号を除いた信号（図２の（ｄ）で塗りつぶされている領域）をスイッチマトリックス部１２へ出力する。

なお、干渉波抑圧部９は、干渉波が存在すると判定されたチャネルについては、無信号を出力する代りに、そのチャネルの信号の振幅を、しきい値ＴＨ（ｉ）未満となるように制限するような処理を行ってもよい。

スイッチマトリックス部１２は、中継先のエリアが２つ以上存在する場合、または中継元のエリアが２つ以上存在する場合に必要となる。例えば、エリアＡから受信した受信信号の一部をエリアＢへ、受信信号の他の一部をエリアＣへ中継する場合や、逆にエリアＢから受信した受信信号と、エリアＣから受信した受信信号の両方をエリアＡに中継する場合等である。

また、本実施の形態の中継装置は、中継先のエリアごとに、ディジタル合波部１３を備える（図１ではディジタル合波部１３は１つしか図示していないが、中継先のエリアごとに、ディジタル合波部１３を備えることとする。または１つのディジタル合波部１３が時分割で中継先ごとの処理を行うようにしてもよい）。スイッチマトリックス部１２は、分波された各信号を中継先ごとに並び替え、分波された各信号を各々に対応する中継先に対応するディジタル合波部１３へ出力する。なお、中継先、中継元ともに１つのエリアである場合には、スイッチマトリックス部１２を備える必要はなく、またディジタル合波部１３は１つでよい。なお、中継元が２以上の場合は、ディジタル分波手段を中継元ごとに備える。

図２の（ｅ）は、ディジタル合波部１３により合波された信号の一例を示している。なお、図２の（ｅ）では、中継先のエリアが１つの場合の例を示している。また、上述の説明のとおり図２の例では、中継元のエリアも１つとしているため、図２の例では、スイッチマトリックス部１２は必須ではなく、またディジタル合波部１３は１つでよい。

ディジタル合波部１３は、分波された各チャネルの信号を合波し、図２の（ｅ）に示すように干渉波除去後の信号を生成する。最後にＤ／Ａ変換器１４は、ディジタル合波部１３から出力される干渉波除去後の信号（ディジタルデータ）を、ディジタルアナログ変換し、送信信号として出力する。中継先のエリアが複数存在する場合には、中継先のエリアごとに、それぞれ対応するディジタル合波部１３が、分波された各チャネルの信号を合波して、干渉波除去後の信号を生成する。

なお、本実施の形態のディジタル合波部１３は、ディジタル分波部７と同様、上記特許文献１および上記非特許文献１に記載されているようなＦＦＴを用いた合波方法を用いても良いが、後述するローパスフィルタ（ハーフバンドフィルタ）を複数用いる合波方法を用いることで、未使用チャネルに応じた低消費電力化も実現することができる。

いずれの合波方法でも、図２の（ｂ）の点線で例示したように、周波数方向で、隣接するチャネルとオーバーラップしながら合波し、かつ２つの周波数特性がオーバーラップする領域の振幅特性は、両者を足して１となるよう合波する。なお、合波を行なう際の各チャネルの周波数特性は、分波を行なう際の各チャネルの周波数特性と同一とする。このように分波と合波で同一の周波数特性を用いることで、信号を複数のチャネルに分波した後にも、合波によりもとの信号を復元することができる。

図１に示したクロック供給部１１は、ディジタル分波部７およびディジタル合波部１３内の各構成要素が動作するための動作クロックを供給する。なお、クロック供給部１１は、ローパスフィルタ（ハーフバンドフィルタ）を複数用いた分波／合波方法を用いる場合に、クロック制御信号に基づいて各構成要素へクロックを供給するが、クロック制御信号については後述する。

以上述べた本実施の形態の動作により、干渉波を抑圧した送信信号を生成することができる。たとえば、以下の条件の場合に、干渉波を抑圧しないと、受信電力対干渉波電力の比（−３０ｄＢ）が、拡散利得３０ｄＢと相殺され、逆拡散後のＳ／Ｎが０ｄＢとなり通信品質は著しく劣化する。

（条件）
・変調方式：スペクトラム拡散変調
・干渉波の帯域幅：主波の帯域幅＝１：２０
・分波後のチャネル幅：主波の帯域幅＝１：２０
・受信電力：干渉波電力＝１：１０００ （→−３０ｄＢ）
・拡散利得：３０ｄＢ

これに対し、本実施の形態の干渉抑圧処理を実施すると、干渉波除去により、干渉波の逆拡散による影響は無くなり、拡散利得が１９／２０倍（−０．２２ｄＢ）に低下するだけで済むため、良好な通信品質を確保することができる（感度劣化：−０．２２ｄＢのみ)。また、本実施の形態の中継装置では、干渉波を除去した信号を中継するため、干渉波を含めて中継することにより生じる無駄な送信電力を抑制することができる。

つぎに、本実施の形態のディジタル分波方法およびディジタル合波方法について説明する。本実施の形態では、前述のローパスフィルタ（ハーフバンドフィルタ）を複数用いる分波／合波方法を用いることで、未使用チャネルに応じた低消費電力化を実現する。

図３は、ローパスフィルタ（ハーフバンドフィルタ）を複数用いるディジタル分波部７の機能構成例を示す図である。本実施の形態では、ディジタル分波部７は３ステージの構成とする。なお、ステージ数をｓｔａｇｅ（＝１，２，３，…）とすると、最大分波数は、２^stageで表すことができる。ステージ数は、最大分波数に基づいて適切に設定すればよい。

図３に示した構成では、ｓｔａｇｅ＝３のため、最大８（＝２³）波の分波を実現する。なお、本実施の形態では、ｓｔａｇｅ＝３の場合について説明するが、ｓｔａｇｅ＝４以上の場合でも、各ステージの動作を本実施の形態の動作と同様に実施すれば、本実施の形態の動作を適用可能である。

図３に示すように、ディジタル分波部７は、周波数変換およびローパスフィルタリング処理を施した後、処理後のデータのそのサンプリングレートを入力データ速度の半分にしてから出力する周波数変換受信ローパスフィルタ部（ＦＣ（Frequency Converter）＋ＲＸＨＢＦ（Receiver Half Band Filter）：周波数変換フィルタ手段）７１−１，７１−２，７２−１〜７２−４，７３−１〜７３−８と、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１〜７３−８からの出力信号に対してフィルタリング処理を行う受信チャンネルフィルタ部（ＣＦｉｌｔｅｒ（Channel Filter））７４−１〜７４−８と、を備える。

図３に示した構成例では、前述のようにｓｔａｇｅ＝３であり、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１，７１−２の２つが第１ステージを構成し、周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−１〜７２−４が第２ステージを構成し、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１〜７３−８が第３ステージを構成する。図３に示すように、第１ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１，７１−２は、各々に入力された信号を処理した後に自身に接続する第２ステージの２つの周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−１〜７２−４へそれぞれ出力する。第２ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−１〜７２−４も同様に、各々に入力された信号を処理した後に自身に接続する第２ステージの２つの周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１〜７３−８へそれぞれ出力する。

ステージ数が４の場合は、第３ステージの後に、１６個の周波数変換受信ローパスフィルタ部を備え、受信チャンネルフィルタ部を１６個備える。このように、各ステージ数の周波数変換受信ローパスフィルタ部の出力を次のステージの２つの周波数変換受信ローパスフィルタ部へ出力するため、ステージ数が１増えるごとに２倍の数の周波数変換受信ローパスフィルタ部を増やすことになる。また、受信チャンネルフィルタ部については、最後のステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部の数分備えることとする。

図４は、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１の機能構成例を示す図である。周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−２，７２−１〜７２−４，７３−１〜７３−８も、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１と同様の構成である。図４の構成例では、フィルタのタップ数を１９タップとした場合の構成である。図４に示すように、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１は、外部からの設定によって任意の（自由な）周波数オフセットを実現する周波数変換部７５と、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２と、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２の出力データを１／２に間引く（すなわち、データを２回に１回の割合で間引いて、残りは廃棄する）ダウンサンプラ部（↓２）７７と、で構成される。ローパスフィルタ部７６−１は、同相側の処理を行い、ローパスフィルタ部７６−２は、直交側の処理を行う。

周波数変換部７５は、複素乗算部７５１とローカル信号生成部７５２で構成される。また、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２は、各々が、シフトレジスタ部７６１と、乗算部７６３−１〜７６３−１１と、実数加算部７６４と、で構成される。シフトレジスタ部７６１は、レジスタ７６２−１〜７６２−１９で構成される。なお、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２は、回路規模（乗算器の数）を少なくするハーフバンドフィルタで構成するようにしても良い。

なお、図４では、タップ数が１９の場合を示しているが、フィルタのタップ数は、これに限らず、その中継装置の条件に応じて適切に設定すればどのような値としてもよい。タップ数が１９以外の場合は、タップ数に応じてシフトレジスタ部７６１のレジスタ数と、乗算部の数を変更すればよい。

つぎに、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１の処理について説明する。周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−２，７２−１〜７２−４，７３−１〜７３−８の処理も周波数変換受信ローパスフィルタ部７−１の処理と同様である。

図５は、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１の処理の一例を示す図である。周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１は、サンプリング周波数ｆ_sampでサンプリングされた入力信号に対して、入力信号の帯域（帯域幅ｆ_IN：ここでは、ｆ_IN＝ｆ_samp／２）の一部の帯域（以下、抽出帯域とする）の中心周波数を、ゼロにするようダウンコンバートし、また、ダウンコンバートした信号からローパスフィルタにより抽出帯域を抽出する。

例えば、図５の（１）に示すように、入力信号帯域に３つの信号スペクトラム（信号♯０、不要波、信号♯１）が存在するとする。このうちの信号♯０（中心帯域０．１２５（１／８）ｆ_IN）を抽出帯域とする場合、周波数変換部７５は、周波数を−０．１２５ｆ_INシフトするよう周波数変換を行なう。なお、周波数変換を行なう際のシフト量は、抽出帯域に応じて設定されているとする。

周波数変換部７５は、周波数を−０．１２５ｆ_INシフトすることで、信号♯０の中心周波数をゼロに周波数変換する（図５の（２））。同様に、信号♯１を抽出帯域とする場合は、周波数を＋０．１２５ｆ_INシフトすることで、信号♯１の中心周波数をゼロとするよう周波数変換することができる。

信号♯０を抽出帯域とする場合、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２は、Ｉ（同相），Ｑ（直交）成分について、それぞれ上記の周波数変換処理後の信号♯０を通過させ、かつ少なくとも０．２５ｆ_IN〜０．７５ｆ_INの領域の信号成分の一部を除去する（図５の（３））。

ダウンサンプラ部７７は、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２通過後のデータを１／２に間引く（図５の（４））。この際、サンプリング周波数が１／２になることから、サンプリング定理を満たさず、間引く前の信号の０．５ｆ_IN〜ｆ_INの領域の帯域の周波数成分がエイリアシングにより、０．０ｆ_IN〜０．５ｆ_INの領域の周波数成分に被るが、事前にローパスフィルタ部７６−１，７６−２で０．２５ｆ_IN〜０．７５ｆ_INの領域の信号成分を除去しているため、抽出対象の信号帯域にエイリアス成分が被ることによるＳ／Ｎ比の劣化を防ぐことができる。

図５（２）〜（４）は、信号♯０を抽出帯域とする場合を例に説明したが、信号♯１の中心周波数をゼロとするように周波数変換することで、同様に信号♯１を抽出帯域として抽出することができる。周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１，７１−２では、たとえば図３の例で、それぞれ＋０．１２５ｆ_IN，−０．１２５ｆ_INだけそれぞれシフトさせ、上述のように、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２によるローパスフィルタリング処理とダウンサンプラ部７７によるダウンサンプリング処理を行うとする。このようにすることで、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１，７１−２からそれぞれ信号♯０，信号♯１に対応した分波信号を出力する。

図６は、周波数軸上での２分波処理の一例を示す図である。本実施の形態の分波処理では、「周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプル→周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプル→…」の処理を、ダウンサンプル後のサンプリング速度が、そのシステムでの最小信号帯域幅（帯域幅Ｂｗ）が収まる最小チャンネル幅（Ｆｃ）の２倍になるまで繰り返す。その過程で、帯域幅の広い信号（２Ｂｗ、３Ｂｗ、４Ｂｗ、…）は、複数の信号に分解されることになるが構わない。１回（１サイクル）の分波処理そのものは従来の分波方法と同等のため、詳細な説明は省略する。

図６に示すように、信号Ｓ１と信号Ｓ２を含む信号を信号Ｓ３とする。ここでは、信号Ｓ１、信号Ｓ２ともに帯域幅０．１２５ｆ_INとし、信号Ｓ３の中心周波数に対して左右（プラス方向およびマイナス方向）に信号Ｓ１，信号Ｓ２が存在するとする。図６の１段目では、周波数変換部７５が、信号Ｓ３の中心周波数がゼロとなるように、周波数変換を行なった状態を示している。

つぎに、図６の２段目に示すように、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２が、信号Ｓ３の帯域を通過させ、高周波成分を除去するようなフィルタを行なう。そして、図６の３段目に示すように、ダウンサンプラ部７７が、１／２に間引きを行なう。

さらに、ダウンサンプラ部７７が、１／２に間引きを行なった後の信号は、次のステージの２つの周波数変換受信ローパスフィルタ部へ入力される。たとえば、信号Ｓ１および信号Ｓ２が最終的に分波されるべき最小単位の信号であるとすると、次のステージは最終段の処理となる。したがって、たとえば、周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−１での処理が図６の上から３段目までの処理とし、周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−１の出力が、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１，周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−２へそれぞれ出力されたとする。そして、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１の周波数変換部７５が、信号Ｓ１の中心周波数がゼロとなるように（この例では、０．１２５／２ｆ_IN（＋４５ｄｅｇ）だけシフトさせる）、周波数変換を行ない、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−２の周波数変換部７５が、信号Ｓ２の中心周波数がゼロとなるように（この例では、−０．１２５／２ｆ_IN（−４５ｄｅｇ）だけシフトさせる）、周波数変換を行なう。

そして、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１，７３−２のローパスフィルタ部７６−１，７６−２が、次段の分波処理としてそれぞれフィルタを行う。以降、同様にダウンサンプラ部７７が、間引き処理を行い、間引き処理後の出力信号は、受信チャンネルフィルタ部７４−１，７４−２へ出力される（最終ステージでない場合は、次ステージの２つの周波数変換受信ローパスフィルタ部へ出力される）。

なお、図６では、繰り返し分波されている様子を概念でわかりやすくするため、周波数変換を行なった時点で分波される（たとえば、信号Ｓ３が信号Ｓ１と信号Ｓ２に分波される）とし、ローパスフィルタ→ダウンサンプル→周波数変換を１段の分波処理としている。このため、図６の１つの分波処理（１段（１ステージ）の処理）が、１つの周波数変換受信ローパスフィルタ部の処理と対応していないが、１段の切れ目の位置を代え、周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプルを１段の分波処理とし、１つの周波数変換受信ローパスフィルタ部の処理と対応させてもよく、１段の分波処理の境目はどこに設定してもよい。

つぎに、受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８の動作を説明する。受信チャンネルフィルタ部７４−ｉ（ｉ＝１，２，…，８）は、最終ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−ｉから出力される信号から、自身が抽出対象とする帯域の信号を、所定の周波数特性に基づいて波形整形しながら抽出する。最終ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−ｉから出力される信号は、たとえば、図６の最下段に示すように分波対象の信号（図６の場合は信号Ｓ１，信号Ｓ２）の帯域幅をＢｗとすると、０を中心に両側に０．５Ｂｗずつ（マイナスの周波数成分については、０．５ｆ_INを０とした位置に存在する）の信号が含まれる。

図７は、受信チャンネルフィルタ部７４−ｉが信号の抽出の際に用いるフィルタ（チャネルフィルタ）の周波数特性の一例を示す図である。このチャンネルフィルタに要求される振幅に対する周波数特性（Ａ（ｆ）（ｆは周波数））は、その周波数特性Ａ（ｆ）を中心数周波数Ｆｃから折り返した特性（Ａ（Ｆｃ−ｆ））と、自身（Ａ（ｆ））と、の和が一定となる特性を有する。

図７では、一例として、このような要求を満たすチャンネルフィルタの振幅対周波数特性（Ａ（ｆ））として、下記の式（３）〜（５）を満たすフィルタを図示している。
Ａ（ｆ）＝１．０ （ｆ≦０．５Ｂｗ） …（３）
Ａ（ｆ）＝０．０ （ｆ＞Ｆｃ−０．５Ｂｗ） …（４）
Ａ（ｆ）＋Ａ（Ｆｃ−ｆ）＝１．０ （０．５Ｂｗ＜ｆ≦Ｆｃ−０．５Ｂｗ）…（５）

また、図７に示すように、ｆ＝０．５ＦｃではＡ（ｆ）＝０．５（−３．０ｄＢ）とする。このような周波数特性を満たすフィルタとして、例えば、フルナイキストフィルタがある。サンプリング速度はＦｃの２倍であり、このチャネルフィルタは、回路規模が小さなハーフバンドフィルタで構成することができる。

上記特性を満たすチャンネルフィルタを用いて対象波を波形整形しながら抽出することで、上記過程で複数の信号に分波された広帯域信号（２Ｂｗ、３Ｂｗ、４Ｂｗ、…）を再度合成する際に、元の広帯域信号を、波形やスペクトラムの歪み無く、復元することができる。

つぎに、本実施の形態のディジタル合波部１３の動作について説明する。図８は、ディジタル合波部１３の機能構成例を示す図である。ディジタル分波部７と同様、ディジタル合波部１３は３ステージ（ｓｔａｇｅ＝３）の構成であり、最大８（＝２³）波の合波を実現する。なお、本実施の形態の合波方法は、ｓｔａｇｅ＝４以上の場合にも適用可能である。

ディジタル合波部１３は、各入力信号に対してフィルタリング処理を行う送信チャンネルフィルタ部（ＣＦｉｌｅｔｅｒ）１３１−１〜１３１−８と、サンプリングレートを入力データ速度の２倍に補間後、周波数変換して出力する送信ローパスフィルタ周波数変換部（ＴＸＨＢＦ（Transceiver ＨＢＦ）＋ＦＣ：フィルタ周波数変換手段）１３２−１〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２と、加算器１３３−１〜１３３−４，１３５−１，１３５−２，１３７と、で構成される。

なお、合波処理では、Ｄ／Ａ変換部１４に近い方（下流側）から、第１ステージ、第２ステージ、第３ステージとしている。すなわち、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−１，１３６−２が第１ステージを構成し、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−１〜１３４−４が第２ステージを構成し、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１〜１３２−８が第３ステージを構成するとする。

加算器１３３−１は、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１（第３ステージ）からの出力と、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−２からの出力と、を加算し、加算結果を送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−１（第２ステージ）へ出力する。加算器１３３−２〜４も、同様に、自身が接続する第１ステージの２つの送信ローパスフィルタ周波数変換部からの出力を加算し、加算結果を、自身が接続する第２ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部へ出力する。

同様に、加算器１３５−１，１３５−２は、自身が接続する第２ステージの２つの送信ローパスフィルタ周波数変換部からの出力を加算し、加算結果を、自身が接続する第１ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部へ出力する。また、加算器１３７は、第１ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−１の出力と、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−２の出力と、を加算し、加算結果を出力する。

図９は、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１の機能構成例を示す図である。送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−２〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２の構成も、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１と同様である。図９では、フィルタのタップ数を１９タップとした場合の構成を示している。

送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１は、入力データ（Ｉ，Ｑ）を、２倍にアップサンプル（すなわち、連続する入力データの間にゼロを１つずつ挿入）するアップサンプラ部（↑２）７８と、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２と、周波数変換部７５と、を備える。ローパスフィルタ部７６−１，７６−２，周波数変換部７５の構成は、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１のローパスフィルタ部７６−１，７６−２，周波数変換部７５の構成とそれぞれ同様である。

つぎに、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１の処理について説明する。送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−２〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２の処理も送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１の処理と同様である。

図１０は、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１の処理の一例を示す図である。送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１は、入力信号のサンプリング周波数（０．５ｆ_sampとする）を２倍のサンプリング周波数（＝１．０ｆ_samp）となるよう補間しながら、入力信号の中心周波数をオフセット（シフト）する（図１０の（２））。

たとえば、図１０の（１）に示すような信号（信号の帯域幅は、両側０．１２５ｆ_sampずつの合計０．２５ｆ_sampとする）が入力される場合、アップサンプラ部７８が、２倍のサンプリング周波数入力信号を補間して、２倍のサンプリング周波数とする（図１０の（２）。そして、ローパスフィルタ部７６−１，７６−２が、０を中心とする所望の信号を通過させるようフィルタリング処理を行う（図１０の（３））。

つぎに、周波数変換部７５が、入力信号を、入力信号の中心周波数を＋０．１２５ｆ_sampまたは−０．１２５ｆ_samp分オフセットする（シフトする）よう周波数変換する（図１０の（４））。オフセット量は、あらかじめ設定しておくこととする。この際、同一の加算部に処理結果を出力する２つの送信ローパスフィルタ周波数変換部（たとえば、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１と送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−２）は、符号の異なる同一の絶対値のオフセット量（たとえば、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１は＋０．１２５ｆ_sampとし、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１は−０．１２５ｆ_sampとする）をそれぞれ設定しておく。

図１１は、周波数軸上での２合波処理の一例を示す図である。本実施の形態の合波処理では、上述のような「アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換」に同一ステージの２つの送信ローパスフィルタ周波数変換部の出力信号の加算処理が加わり、「アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換→加算→アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換→加算…」の処理を、アップサンプル後のサンプリング速度が、Ｄ／Ａ変換部１４のサンプリング速度に到達するまで繰り返す。

図１１では、たとえば、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−１の周波数変換部７５が、アップサンプリング後の信号Ｓ１を含む入力信号を−０．１２５ｆ_sampシフトし、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−２の周波数変換部７５が、アップサンプリングされた信号Ｓ２を含む入力信号を＋０．１２５ｆ_sampシフトしたとする。そして、加算部１３３−１が、シフト後の送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−１の出力信号と、シフト後の送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−２の出力信号と、加算し、加算結果を送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−１へ出力する。

送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−１は、入力された信号に対して、アップサンプリングを行なった後に、フィルタを行なう。そして、以降、次ステージの処理として、周波数変換部７５が、周波数変換を行ない、以後、同様に処理が継続する。なお、ここでも、合波処理の１段（１ステージ）と１つの送信ローパスフィルタ周波数変換部の処理が対応していないが、これは一例である１段の合波処理の境目をどこに設定してもよい。

なお、２つの信号を加算する際に、たとえば、一方を＋０．１２５ｆ_sampオフセットさせ、もう一方を−０．１２５ｆ_sampオフセットさせておくことで、加算対象の２つの信号が周波数軸上で重なることはない。なお、１回（１サイクル）の合波処理そのものは既存の方法と同等のため、詳細な説明は省略する。

つぎに、本実施の形態の中継装置が中継処理を行う場合の動作について説明する。なおここでは、干渉波が存在しない場合の中継処理について説明する。まず、中継処理における分波処理について説明する。図１２は、中継処理時の分波／合波処理の一例を示す図である。

図１２の（ａ）に示すように、ここでは、異なる帯域の信号♯１〜♯４が受信信号に存在するとする。信号♯１，信号♯２，信号♯３，信号♯４の順に、高い周波数帯に存在するとする。また図１２の（ａ）に示す通り、信号♯１および信号♯４の信号帯域は最小信号帯域幅（Ｂｗ）であり、最小チャンネル幅（Ｆｃ）内に収まるとする。また、信号♯３の信号帯域は２Ｂｗとし、信号♯２の信号帯域は３Ｂｗとする。また、信号♯２と信号♯３との間には、最小チャンネル幅（Ｆｃ）分の未使用領域が存在しており、未使用領域を含め、システム帯域幅（信号♯１の最小周波数から信号♯４の最大周波数まで）としては計８Ｆｃとなる。

はじめに、Ａ／Ｄ変換器６は、図１２の（ａ）の受信信号（帯域：８Ｆｃ）を、サンプリング周波数３２Ｆｃでサンプリングする。そして、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１は「未使用領域、信号♯３、信号♯４」を含む帯域を、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−２は「信号♯１、信号♯２」を含む帯域を、それぞれ上述の図５で示した動作により、抽出する。

同様に、以降の周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−１〜７２−４，７３−１〜７３−８が、同一ステージの１組（２つ）周波数変換受信ローパスフィルタ部によって、１つの入力信号が２つに分波される処理が段階的に行われる。これらの分波処理の過程で、図１２の（ｂ）の（１）〜（８）で示した８つの形状のフィルタ特性を用いて、８つの領域に分波されるとする。なお、実際には、上述のように、周波数がシフトするため、各々の領域は、図１２の（ｂ）のような周波数軸上の配置とはならないが、図１２の（ｂ）は、それらの分波された信号を、元の中心周波数の位置にそれぞれ配置したとして記載している。

図１３は、各周波数変換受信ローパスフィルタ部の抽出対象領域の一例を示す図である。図１３では、図１２の（ｂ）のように、分波する場合の抽出対象領域の一例を示しており、各ステージの各周波数変換受信ローパスフィルタ部ごとに、その周波数変換受信ローパスフィルタ部が抽出対象とする領域（抽出領域）を示している。ここでは、図１２の（ｂ）で示したフィルタ特性（１）〜（８）を用いて抽出領域を示している。

図１３に示すように、ステージ番号の増加に伴い抽出領域を２分割していく、トーナメント（ツリー）形式で、分波処理が施される。実際には、図１３に示した各抽出領域の左右の信号成分も一部抽出されるが、受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８が、最終的に第３ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−１〜７３−８の信号を、前述の振幅対周波数特性（Ａ（ｆ））で波形整形しながら、所望の領域だけ抽出する。

図１２の（ｃ）は、受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８による処理後の信号スペクトラムを示している。図１２の（ｃ）に示すように、信号♯２は３つ（（２）、（３）、（４））に分離され、信号♯３は２つ（（６）、（７））に分離される。

なお、ステージ通過ごとに、信号が２分岐され、サンプリング速度も１／２に低減される性質から、ステージ単位で同一の周波数変換受信ローパスフィルタ部を時分割動作させることもできる。この場合、周波数変換受信ローパスフィルタ部は、ステージ数分の個数（本実施の形態では３個）で構成することができる。

つぎに、中継処理における合波処理について説明する。スイッチマトリックス部１２は、受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８から出力される信号を入力信号とし、入力信号のうちの一部、または全てを選択し、周波数方向の並びを替えて出力する。図１２の（ｄ）は、スイッチマトリックス部１２の出力の一例を示している。図１２の（ｄ）の例では、信号♯４と信号♯３に相当する（６）、（７）、（８）の領域の信号を選択し、選択した信号を、それぞれ（８）を（１）に、（６）を（２）に、（７）を（３）に並び替えて出力する。また、それ以外の余った出力領域（（４）、（５）、（６）、（７）、（８））には、信号を入力しない。スイッチマトリックス部１２のこのような動作は、制御・モニタ部１０が制御する。

制御・モニタ部１０は、主信号とは別回線により制御局から取得した、チャンネル情報（受信信号に含まれる信号の周波数情報や中継先の情報等が含まれているとする）に基づいて、受信信号の周波数構成や中継先エリアと出力すべき信号の対応等を把握し、クロック供給部１１へクロック制御信号を、スイッチマトリックス部１２へ経路設定信号（どの入力をどこに出力にするかを設定する信号）を、それぞれ出力する。なお、クロック制御信号は、各構成要素へクロックを供給するか否かを制御する信号である。クロック制御信号については後述する。

送信チャンネルフィルタ部１３１−１〜１３１−８は、受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８と同じ周波数特性により、信号の波形整形と抽出を行う。なお、ディジタル分波部７内に受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８を備えている場合には、送信チャンネルフィルタ部１３１−１〜１３１−８は不要である。すなわち、信号を中継する過程で、分波された信号の合波処理が開始するまでにチャネルフィルタを設ければよく、ディジタル分波部７の最終段の後に設置しても、ディジタル合波部１３の初段の前に設置しても、どちらでも構わない。

また、回路規模を削減する方策として、ディジタル分波部７の受信チャンネルフィルタ部７４−１〜７４−８と、ディジタル合波部１３の送信チャンネルフィルタ部１３１−１〜１３１−８の両方を備え、チャネルごとの両方のチャネルフィルタの周波数特性の積が、前述のＡ（ｆ）（例えば、式（３）〜式（５）の特性）となるように構成しても良い。この場合、目標とする減衰特性を１つのチャンネルフィルタで実現する場合の所要タップ数Ｍ（段）に対して、２つのチャンネルフィルタを用いて実現する場合の所要タップ数２ｍ（段）の方が小さくなるため（Ｍ＞２ｍ）、回路規模の削減効果が得られる。

図１２の説明に戻り、図１２の（ｄ）のように、スイッチマトリックス部１２によって並び替えられた信号が、ディジタル合波部１３に入力され、ディジタル合波部１３では、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２と加算器１３３−１〜１３３−４，１３５−１，１３５−２，１３７によって、上述のような合波処理が段階的に実施される。

この合波処理への入力となる各信号領域を図１２の（ｄ）に示す（１）〜（８）（計８領域）とすると、各送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２と各加算器１３３−１〜１３３−４，１３５−１，１３５−２，１３７が合波する対象領域は、図１４で示した領域となる。

図１４は、各送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２と各加算器１３３−１〜１３３−４，１３５−１，１３５−２，１３７の合波する対象領域の一例を示す図である。図１４では、各ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部および加算器が受け持つ合波対象領域を示すものである。図１４からも明らかなように、ステージ数の減少に伴い、合波領域を２倍に拡張していくトーナメント（ツリー）形式で、合波処理が施される。

図１２の（ｅ）は、加算器１３７から出力される信号の信号スペクトラムを示している。図１４の対応に従って、信号♯４を含む（１）の領域の信号は送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−８を、信号♯３の片方の成分を含む（２）の領域の信号は送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−７を、それぞれ通過する。そして、通過後の両信号は加算器１３３−４で加算された後に、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−４に入力される。一方、信号♯３のもう片方の成分を含む（３）の領域の信号は、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３１−７、加算器１３３−３を通過後、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−３へ入力される。

そして、加算器１３５−２は、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−４を通過した信号（（１）と（２）の領域の信号）と、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３４−３を通過した信号（（３）の領域の信号）と、を加算して送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−１へ出力する。このようにして、信号♯３が復元されながら、信号♯３と信号♯４を含む合波信号が生成される。さらに、この合波信号は、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−１および加算器１３７を通過する。このようにして、加算器１３７から図１２の（ｅ）に示すスペクトラムの信号が出力される。

その後、Ｄ／Ａ変換部１４が、加算器１３７から出力される合波信号をディジタルアナログ変換して送信信号として出力する。

なお、ここでは、１つの中継先に対応して、図１２の（ｃ）で示した分波された信号のうち、（６）〜（８）に対応する（信号♯３と信号♯４）信号をディジタル合波部１３へ入力している例を示している。中継先が複数存在する場合には、ディジタル合波部１３を中継先の数分備えておき、スイッチマトリックス部１２は、中継先ごとに、対応するディジタル合波部１３へ合波対象の信号を出力する。

図１２の例で説明した合波処理では、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１〜１３２−５，１３４−１，１３４−２，１３６−１、および加算器１３３−１，１３３−２，１３５−１には信号が通過しないため、これらの回路の動作を停止することができる。本実施の形態では、信号が通過しない各回路（各構成要素）へクロックの供給を停止することにより、消費電力の低減を図る。

具体的には、制御・モニタ部１０は、制御局から取得したチャネル情報と、図１４に例示した各部の合波対象領域と、に基づいて、クロック供給を停止する回路を決定し、決定結果をクロック制御信号により、クロック供給部１１へ通知する。クロック供給部１１は、クロック制御信号に基づいて、回路ごとにクロックの供給を停止、継続または開始する。このように、合波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合は、合波処理に用いない回路へのクロック供給を停止することにより、低消費電力化を実現することができる。

たとえば、本実施の形態の中継装置がマルチビーム衛星に搭載されているとし、マルチビームの各ビームエリアが通常７周波の繰り返しで、１ビームエリアあたりシステム帯域の１／７の帯域を合波対象とする場合には、約６／７の回路に対して供給するクロック供給を停止することができる。したがって、この場合ディジタル合波部１３の消費電力を１／７倍にすることができる。

図１５は、分波／合波処理の別の一例を示す図である。図１５の例では、信号♯１および信号♯２を合波の対象とする。図１５の（ａ）〜（ｃ）は、図１２の（ａ）〜（ｃ）と同様である。図１５の例では、スイッチマトリックス部１２は、ディジタル分波部７による分波された信号のうち、信号♯１、♯２に相当する領域（（１）、（２）、（３）、（４））を周波数方向に並び替え（（１）→（２）、(２)→（５）、（３）→（６）、（４）→（７））て、出力する（図１５の（ｄ））。

３つに分離されていた信号♯２は、第２ステージの加算器１３５−１を通過した時点で復元され、さらに送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−１を通過後に、加算器１３７で、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３６−２を通過した信号♯１と合成され、図１５の（ｅ）に示す合波信号が生成される。この場合、送信ローパスフィルタ周波数変換部１３２−１，１３２−５，１３２−６，１３２−８，１３４−３、および加算器１３３−３は信号が通過しないため、これらの回路のクロック供給を停止させることができる。

なお、合波処理の過程では、必ずしも、信号♯２をもとの信号♯２の形状に合波して復元しなくても良い。たとえば、送信側の未使用帯域が、３つ隣り合って存在する場合や３つが点在して存在する場合には、分波した信号♯２（図１５（ｃ）の（２）、（３）、（４））を、連続しない３つの未使用帯域を用いて送信しても良い。この場合、受信機側で、送信側の周波数割り当てに対応した構成で分波／合波することで、信号♯２を復元する。このように、帯域幅の広い信号を送信する場合に、連続しない周波数帯域での送信を許容することで、周波数の有効利用性が高まる。

以上、合波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合に、クロック供給停止による低消費電力化を実現する方法を述べたが、同様に分波時に、分波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合にも、分波処理に使用しない回路に対するクロック供給を停止することにより低消費電力化を実現することができる。

この場合、制御・モニタ部１０は、チャネル情報と、図１３に例示した各部の抽出領域と、に基づいて、信号が通過しない回路（周波数変換受信ローパスフィルタ部、受信チャンネルフィルタ部）を決定し、決定結果をクロック制御信号としてクロック供給部１１へ通知する。クロック供給部１１は、クロック制御信号に基づいて各部へのクロック供給を停止、継続または開始する。

具体的には、たとえば、図１２および図１５で示す例では、未使用帯域（（５）の領域に対応）の信号は、周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１、周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−２および周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−４を通過する。周波数変換受信ローパスフィルタ部７１−１および周波数変換受信ローパスフィルタ部７２−２については、他の帯域の信号も処理対象とするため停止させることはできないが、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−４は、（５）の領域だけに対応しているため、停止させることができる。したがって、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−４へのクロック供給を停止することができる。また、周波数変換受信ローパスフィルタ部７３−４に接続する受信チャンネルフィルタ部７４−４へのクロック供給も停止することができる。

なお、以上説明した、クロック制御信号による分波処理および合波処理時の使用しない回路へのクロック供給停止については、必須ではなく、いずれか一方のみを実施してもよいし、両方とも実施しなくてもよい。

なお、以上の中継処理の説明では、スイッチマトリックス部１２へ入力される分波信号を、ディジタル分波部７から出力される信号として説明した。実際には、本実施の形態の中継装置では、ディジタル分波部７から出力される信号は、前述のとおり干渉波抑圧部９を経由してスイッチマトリックス部１２へ入力される。干渉波抑圧部９は干渉波の存在する帯域を無信号とする処理を行うが、チャネル構成は変更されないため、スイッチマトリックスの処理は同様である。

このように、本実施の形態では、ディジタル分波部７が、受信信号を所定の帯域幅のチャネルごとの信号に分波し、分波した信号の平均電力値が所定のしきい値を超える場合にそのチャネルの分波信号を無信号とする干渉抑圧処理を実施し、干渉抑圧処理後の信号を合波して送信するようにした。そのため、中継対象の受信信号に干渉波が加わった場合でも通信品質を確保し、中継時の無駄な消費電力を抑制することができる。

さらに、本実施の形態では、分波処理を行う過程で、信号が通過しない帯域の処理を行う回路にはクロックを供給せず、回路を停止することとした。これにより、多様な帯域幅を有する複数の信号に対する分波を実現しつつ、低消費電力化を実現することができる。また、合波を行う過程で、信号が通過しない帯域の処理を行う回路にはクロックを供給せず、回路を停止することとした。これにより、多様な帯域幅を有する複数の信号に対する合波を実現しつつ、低消費電力化を実現することができる。

実施の形態２．
図１６は、本実施の形態の干渉抑圧処理の一例を示す図である。本実施の形態の中継装置の構成は、実施の形態１の中継装置と同様である。本実施の形態では、実施の形態１と同様の中継装置と、地上局または基地局等である制御局と、で構成される中継システムにおける干渉波回避処理について説明する。以下、実施の形態１と異なる点について説明する。

図１６の（ａ）に示すように、受信信号の帯域内に干渉波が３つ存在し、その１つが、所望の主信号（主波）に重なっているとする。このような場合、本実施の形態の中継装置では、次のような干渉抑圧処理を行うことにより、使用する周波数を最小限に抑えながら、干渉波を回避し、もとの主波を復元する。

（Ａ）本実施の形態の中継装置は、図１６の（ａ）に示す信号を受信し、実施の形態１と同様のディジタル分波部７および干渉波検出部８の処理により、図１６の（ａ）に示した３つの干渉波を検出し、検出結果を、制御・モニタ部１０経由で、別回線で制御局（地上局または基地局等）へ通知する。

（Ｂ）制御局は、本実施の形態の中継装置から通知された干渉波の検出結果に基づいて、図１６の（ｂ）に示すように、主波のうち、干渉波と重なるチャネルに対応する領域（○印で示す部分）の信号を複製し、複製した信号を別の空いている帯域を用いて送信する。この複製処理は、制御局の送信装置が、本実施の形態の中継装置と同様のディジタル分波部、スイッチマトリックス部およびディジタル合波を備えることで実現できる。たとえば、制御局の送信装置では、ディジタル分波部により主波を４つのチャネルにディジタル分波した後、その分波信号の１つ（干渉波の検出された帯域の信号）を複製する。そして、送信装置のスイッチマトリックス部が、複製された信号を干渉波が存在しない帯域に配置するよう並び変え、その後、元の主波と複製チャネルとを含む計５つのチャネルの信号をディジタル合波する。制御局は、このような動作により、図１６の（ｂ）に示した複製チャネルの送信を行なうことができる。また、制御局は、主波とは別回線で、チャネル情報として複製チャネルを含むチャネルの利用状況を中継装置へ、通知する。

（Ｃ）つぎに、本実施の形態の中継装置は、上記（Ｂ）の処理によって送信された複製チャネルを含む信号を受信する。そして、ディジタル分波部７は、実施の形態１と同様に、受信信号を図１６の（ｄ）に示すように８つのチャネルに分離する。干渉波検出部８は、上記の（Ａ）と同様に、３つの干渉波を検出し、検出結果を、別回線で、制御局へ通知する。干渉波抑圧部９は、実施の形態１と同様に、干渉波を検出した３つのチャネル（図１６の（ｄ）の（３）、（６）、（８）に対応）を無信号としてスイッチマトリックス部１２へ入力し、他のチャネルは、ディジタル分波部７からの出力をそのままスイッチマトリックス部１２へ入力する。

（Ｄ）制御・モニタ部１０は、制御局から通知されたチャネル情報に基づいて、スイッチマトリックス部１２の経路（入力と出力の関係）を指示し、スイッチマトリックス部１２は、指示に基づいて、干渉波の存在する（３）のチャネルの代りに、複製チャネルの信号をディジタル合波部１３へ出力する。たとえば、図１６の（ｅ）のような並びで、（１）、（２）、（７）および（４）のチャネルの信号をディジタル合波部１３へ出力する。

（Ｅ）そして、ディジタル合波部１３は、実施の形態１と同様に、（１）、（２）、（７）および（４）のチャネルの信号を合波することで、もとの主波を再現することができる。以上述べた以外の本実施の形態の動作は実施の形態１と同様である。

このように、本実施の形態では、制御局が、実施の形態１と同様の中継装置によって検出された干渉波の情報に基づいて、干渉波の影響を受けているチャネルの信号を複製して、複製した信号を別の空き帯域を用いて送信する。そして中継装置は、干渉波の影響を受けているチャネルではなく、複製された信号を用いて、合波処理を行うことにより、本来受信したい主波を復元する。

従来の干渉波の影響を避けるための対策として、主波を２つの周波数で同時に送信する周波数ダイバーシティがあるが、本実施の形態の送信方法では、周波数ダイバーシティのように使用する信号帯域が２倍になることはなく、干渉波の影響を受けているチャネル分のみ使用帯域が増えるだけである、そのため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、周波数有効利用を図ることができる。たとえば、図１６の例では、使用する信号帯域の増加を５／４倍に抑えて、干渉波の影響を回避し、良好な通信品質を確保することができる。

また従来の周波数ダイバーシティでは、主波の帯域分だけまとまった空き帯域が２つ必要であるが、まとまった空き帯域が確保できない場合には、従来の周波数ダイバーシティは適用できない。たとえば、図１６の例の場合のように、空き帯域にも干渉波が２波存在する場合には、まとまった空き帯域が確保できないため従来の周波数ダイバーシティは適用できない。これに対し、本実施の形態の中継システムでは、まとまった空き帯域は不要であり、干渉波の影響を受けているチャネル分空き帯域が確保できれば空き領域は点在してもよい。点在する空き領域しかない場合にも、干渉回避を実現することができるため、従来の周波数ダイバーシティより、干渉波の出現数に対する耐性が高い。

以上のように、本発明にかかる干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法は、受信信号に含まれる干渉波を抑圧する中継装置に有用であり、特に、消費電力の抑制を要求される中継装置に適している。

１ アンテナ
２ 電圧制御型利得可変アンプ
３ ミクサ
４ 局部発振器
５ ＬＰＦ
６ Ａ／Ｄ
７ ディジタル分波部
８ 干渉波検出部
９ 干渉波抑圧部
１０ 制御・モニタ部
１１ クロック供給部
１２ スイッチマトリックス部
１３ ディジタル合波部
１４ Ｄ／Ａ
７１−１，７１−２，７２−１〜７２−４，７３−１〜７３−８ ＦＣ＋ＲＸＨＢＦ
７４−１〜７４−８，１３１−１〜１３１−８ ＣＦｉｌｔｅｒ
７５ 周波数変換部
７６−１，７６−２ ローパスフィルタ部
７７ ダウンサンプラ部
７８ アップサンプラ部
８１，８６ 電力変換部
８２，８７ 平均化部
８３ 比較部
８４ 積分部
８５ 電圧変換部
８８ 比較・判定部
１３２−１〜１３２−８，１３４−１〜１３４−４，１３６−１，１３６−２ ＴＸＨＢＦ＋ＦＣ
１３３−１〜１３３−４，１３５−１，１３５−２，１３７ 加算器
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 信号

Claims (24)

1. 受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、
   前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、
   前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、
   前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、
   を備え、
   前記分波手段は、
   前記受信信号をＮ（Ｎは１以上の整数）段の分波処理により前記分波信号に分波することとし、
   入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号をダウンサンプリングし、ダウンサンプリング後の信号を出力する２つ以上の周波数変換フィルタ手段と、
   最終段の前記周波数変換フィルタ手段による処理後の信号に対してそれぞれ波形整形を行うチャネルフィルタと、
   を備え、
   前記チャネルフィルタは、波形整形後の信号の周波数特性が、周波数方向で隣接する前記波形整形後の信号間で重なる部分を有するようにオーバーラップさせ、かつ前記重なる部分の隣接する２つの前記波形整形後の信号の同一周波数の振幅を足して１となるよう波形整形を行うことを特徴とする干渉波抑圧装置。
2. 前記分波手段は、
   入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号のサンプリング周波数を低下させるようダウンサンプリング処理を行ない、ダウンサンプリング後の信号を出力する周波数変換フィルタ手段、
   を、初段として２個、２段以降では前段の個数の倍の個数備え、
   前記チャネルフィルタは、最終段の前記周波数変換フィルタ手段による処理後の信号に対してそれぞれ波形整形を行うことを特徴とする請求項１に記載の干渉波抑圧装置。
3. 前記分波手段は、
   入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号のサンプリング周波数を低下させるようダウンサンプリング処理を行ない、ダウンサンプリング後の信号を出力する周波数変換フィルタ手段、
   を、段ごとに１つ備え、
   前記周波数変換フィルタ手段は、時分割で、前記周波数変換でシフトさせる周波数を変更する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の干渉波抑圧装置。
4. 前記干渉波検出手段は、前記分波信号の電力値の平均値が所定のしきい値を超える場合に、干渉波があると判定する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の干渉波抑圧装置。
5. 前記干渉波抑圧手段は、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を０に変更する、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の干渉波抑圧装置。
6. 前記受信信号を増幅するための増幅手段と、
   前記受信信号の電力に基づいて、前記増幅手段での増幅の利得を制御する自動利得制御手段と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の干渉波抑圧装置。
7. 前記受信信号に含まれる主信号の使用帯域に基づいて、処理を行わない前記周波数変換フィルタ手段を決定し、決定した前記周波数変換フィルタ手段へのクロック供給を停止するようクロック制御信号により指示する制御モニタ手段と、
   前記クロック制御信号に基づいてクロックの供給を停止するクロック供給手段と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の干渉波抑圧装置。
8. 前記合波手段は、
   前記受信信号をＭ（Ｍは１以上の整数）段の合波処理により前記合波信号を生成することとし、
   入力された信号のサンプリング周波数を増加させるようアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行うフィルタ周波数変換手段、
   を、初段として２^M個、２段以降では前段の個数の半分の個数備え、
   さらに同一段の２つの前記フィルタ周波数変換手段から出力される信号を加算し、加算結果を、後段の前記フィルタ周波数変換手段へ出力する加算手段、
   を備え、
   前記加算手段で加算対象となる信号を出力する２つの前記フィルタ周波数変換手段では、前記周波数変換でシフトさせる周波数を互いに異なる値に設定する、
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の干渉波抑圧装置。
9. 前記合波手段は、
   前記受信信号をＭ（Ｍは１以上の整数）段の合波処理により前記合波信号を生成することとし、
   入力された信号のサンプリング周波数を増加させるようアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行うフィルタ周波数変換手段、
   を、初段として２^M個、２段以降では前段の個数の半分の個数備え、
   さらに同一段の２つの前記フィルタ周波数変換手段から出力される信号を加算し、加算結果を、後段の前記フィルタ周波数変換手段へ出力する加算手段、
   を備え、
   前記加算手段で加算対象となる信号を出力する２つの前記フィルタ周波数変換手段では、前記周波数変換でシフトさせる周波数を互いに異なる値に設定する、
   ことを特徴とする請求項７に記載の干渉波抑圧装置。
10. 前記受信信号に含まれる主信号の使用帯域に基づいて、処理を行わない前記フィルタ周波数変換手段を決定し、決定した前記フィルタ周波数変換手段へのクロック供給を停止するようクロック制御信号により指示する制御モニタ手段と、
    前記クロック制御信号に基づいてクロックの供給を停止するクロック供給手段と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項８に記載の干渉波抑圧装置。
11. 前記制御モニタ手段は、さらに、前記受信信号に含まれる主信号の使用帯域に基づいて、処理を行わない前記フィルタ周波数変換手段を決定し、決定した前記フィルタ周波数変換手段へのクロック供給を停止するよう指示する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の干渉波抑圧装置。
12. 前記合波手段は、
    前記受信信号をＭ（Ｍは１以上の整数）段の合波処理により前記合波信号を生成することとし、
    入力された信号のサンプリング周波数を増加させるようアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行うフィルタ周波数変換手段、
    を、段ごとに１つ備え、
    前記フィルタ周波数変換手段は、時分割で、前記周波数変換でシフトさせる周波数を変更する、
    ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の干渉波抑圧装置。
13. 受信信号に、主信号として、既知の周波数帯域の２以上の帯域信号が含まれるとし、
    前記合波手段は、前記帯域信号のうち、前記所定の帯域幅を超える周波数帯域の前記帯域信号に対応する前記分波信号を周波数軸上で隣接するまたは隣接しないよう合波することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１つに記載の干渉波抑圧装置。
14. 受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、
    前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、
    前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、
    前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、
    を備え、
    前記合波信号を、中継先へ送信する送信信号とし、
    前記分波手段は、
    前記受信信号をＮ（Ｎは１以上の整数）段の分波処理により前記分波信号に分波することとし、
    入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号をダウンサンプリングし、ダウンサンプリング後の信号を出力する２つ以上の周波数変換フィルタ手段と、
    最終段の前記周波数変換フィルタ手段による処理後の信号に対してそれぞれ波形整形を行うチャネルフィルタと、
    を備え、
    前記チャネルフィルタは、波形整形後の信号の周波数特性が、周波数方向で隣接する前記波形整形後の信号間で重なる部分を有するようにオーバーラップさせ、かつ前記重なる部分の隣接する２つの前記波形整形後の信号の同一周波数の振幅を足して１となるよう波形整形を行うことを特徴とする中継装置。
15. 前記中継先を２以上とし、
    前記合波手段を前記中継先ごとに備え、
    さらに、
    前記干渉波抑圧手段から出力される信号を、その信号の中継先に対応する前記合波手段へ出力するスイッチマトリックス、
    を備える、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の中継装置。
16. 前記受信信号の送信元を２以上とし、
    前記分波手段を前記送信元ごとに備え、
    さらに、
    前記干渉波抑圧手段から出力される信号を前記合波手段へ出力するスイッチマトリックス、
    を備える、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の中継装置。
17. 前記中継先を２以上とし、前記受信信号の送信元を２以上とし、
    前記合波手段を前記中継先ごとに備え、
    前記分波手段を前記送信元ごとに備え、
    さらに、
    前記干渉波抑圧手段から出力される信号を、その信号の中継先に対応する前記合波手段へ出力するスイッチマトリックス、
    を備える、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の中継装置。
18. 請求項１４〜１７のいずれか１つに記載の中継装置と、
    前記中継装置の中継対象とする信号を送信する制御局と、
    を備えることを特徴とする中継システム。
19. 前記中継装置は、分波信号ごとの干渉波があるか否かの判定結果を前記制御局へ通知し、
    前記制御局は、主信号のうち、前記中継装置からの通知に基づいて、干渉波があると判定された分波信号に対応する帯域の信号を複製して複製信号とし、前記複製信号を、干渉波があると判定された以外の周波数帯を用いて前記複製信号を送信し、また、前記複製信号を送信した旨を前記中継装置へ通知し、
    前記中継装置は、前記制御局からの通知に基づいて、干渉波があると判定された分波信号の代りにその分波信号に対応する前記複製信号の帯域の信号を合波する、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の中継システム。
20. 前記中継装置は、人工衛星に搭載されることとし、
    前記制御局を地上局とする、
    ことを特徴とする請求項１８または１９に記載の中継システム。
21. 前記中継システムを、移動体通信システムにおける中継システムとし、
    前記制御局を基地局とする、
    ことを特徴とする請求項１８または１９に記載の中継システム。
22. 受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波ステップと、
    前記分波ステップにより分波された分波信号に対してそれぞれ波形整形を行うフィルタリングステップと、
    前記波形整形後の前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出ステップと、
    前記干渉波検出ステップで干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧ステップと、
    前記干渉波抑圧ステップで出力される信号を合波した合波信号を出力する合波ステップと、
    を含み、
    入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号をダウンサンプリングし、ダウンサンプリング後の信号を出力する２つ以上の周波数変換フィルタ手段により前記分波ステップを実施し、
    前記フィルタリングステップでは、波形整形後の信号の周波数特性が、周波数方向で隣接する前記波形整形後の信号間で重なる部分を有するようにオーバーラップさせ、かつ前記重なる部分の隣接する２つの前記波形整形後の信号の同一周波数の振幅を足して１となるよう波形整形を行う
    ことを特徴とする干渉波抑圧方法。
23. 受信信号を所定の帯域幅の２ ^N 波（Ｎは１以上の自然数）の分波信号に分波する分波手段と、
    前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、
    前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、
    前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、
    を備え、
    前記分波手段は、
    前記受信信号に対して周波数変換処理を行い、前記周波数変換処理後の信号に対してローパスフィルタ処理を行い、さらに、ダウンサンプリングを行ってサンプリングレートを入力信号のデータ速度の半分にして出力する周波数変換フィルタ手段、を２ ^N+1 −２個備え、当該周波数変換フィルタ手段をＮ段構成にしたツリー型に配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２ ^M 個の各周波数変換フィルタ手段の出力信号を２分割して、それぞれ異なる次段の２つの周波数変換フィルタ手段へ入力する構成とした受信ローパスフィルタ群と、
    前記周波数変換フィルタ手段からの信号を所望の周波数特性で波形整形して出力する受信チャンネルフィルタ手段、を２ ^N 個備え、Ｎ段目の２ ^N 個の周波数変換フィルタ手段と１対１で接続するように配置した受信チャンネルフィルタ群と、
    を備え、
    前記周波数変換処理を行う際の周波数変換量は、前記受信信号の帯域に基づいて決定されることを特徴とする干渉波抑圧装置。
24. 中継装置と、前記中継装置の中継対象とする信号を送信する制御局とを備える中継システムであって、
    前記中継装置は、
    受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、
    前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、
    前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、
    前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、
    を備え、
    前記合波信号を、中継先へ送信する送信信号とし、
    前記中継装置は、分波信号ごとの干渉波があるか否かの判定結果を前記制御局へ通知し、
    前記制御局は、主信号のうち、前記中継装置からの通知に基づいて、干渉波があると判定された分波信号に対応する帯域の信号を複製して複製信号とし、前記複製信号を、干渉波があると判定された以外の周波数帯を用いて前記複製信号を送信し、また、前記複製信号を送信した旨を前記中継装置へ通知し、
    前記中継装置は、前記制御局からの通知に基づいて、干渉波があると判定された分波信号の代りにその分波信号に対応する前記複製信号の帯域の信号を合波する、
    ことを特徴とする中継システム。

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