JP5336134B2

JP5336134B2 - プリディストータ

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Publication number: JP5336134B2
Application number: JP2008242426A
Authority: JP
Inventors: 孝基柴田; 拓也舩山; 良男宮澤
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2008-09-22
Filing date: 2008-09-22
Publication date: 2013-11-06
Anticipated expiration: 2028-09-22
Also published as: JP2010074723A

Description

本発明は、信号増幅器などの被補償回路のメモリ効果による歪を補償するプリディストータに関するものである。

従来、被補償回路のメモリ効果を対策する歪補償技術としては、Ｖｏｌｔｅｒｒａ級数を基本とした方法（例えば、特許文献１及び特許文献２を参照。）、メモリ多項式を基本とした方法（例えば、特許文献３を参照。）、およびドハティ増幅器向けの方法（例えば、特許文献４を参照。）がある。
特開２００４−３２０５９８号公報特開２００７−２８２０６６号公報特開２００４−３２０３２９号公報特開２００７−２４３５４９号公報特許第３５６０３９８号特開２００６−０９３９４７号公報野島俊雄、山尾泰編著、「モバイル通信の無線回路技術」、ｐ．６１、電子情報通信学会、２００７年出版

従来のメモリ効果対策を考慮していない歪補償技術（例えば、特許文献５及び特許文献６を参照。）では、入力信号から歪補償値を算出する時間の削減、および歪補償値を入力信号から高速で算出する目的で、関数から直接計算で歪補償値を算出するのではなくルックアップテーブルを用いるのが一般的である。

しかし、メモリ効果を対策する歪補償技術の一つであるボルテラ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ）級数を基本とした方法では、多項式の各項が複数の入力信号のべき乗結果の乗算により与えられているので、原理的にルックアップテーブルは使用できず、歪補償値を高速で算出することが課題であった。

また、メモリ多項式を基本とした方法では、まず、メモリ効果対策を考慮していない歪補償値を入力信号に加えた後、その歪補償値を加えた入力信号の差分の振幅（または電力）値からルックアップテーブルを引用している。このため、入力信号が入力されてから最終的な歪補償値の算出までに計算時間を要し、ルックアップテーブルの更新に繰り返し演算するため収束までに時間を要するという課題があった。

さらに、ドハティ増幅器向けの方法でも、入力信号そのものではなく、メモリ効果対策を考慮していない歪補償値を入力信号に加えた後、その歪補償値を加えた入力信号の差分の振幅（または電力）値からルックアップテーブルを引用している。このため、入力信号が入力されてから最終的な歪補償値の算出までに計算時間を要し、ルックアップテーブルを摂動的に更新しているので、収束までに時間を要するという課題があった。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、メモリ効果を持つ増幅器を歪補償でき、歪補償値を算出する時間を低減し、且つ歪補償精度の高いプリディストータを提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明に係るプリディストータは、入力信号から直接引用するルックアップテーブルを複数個用い、且つ複数のルックアップテーブルを並列的に用いてメモリ効果対策無し歪補償、およびメモリ効果対策有り歪補償をすることとした。

具体的には、本発明に係るプリディストータは、互いに異なる時刻で入力信号を取り込んだ複数のサンプリング信号を遅延させる遅延部と、最新の前記サンプリング信号、または前記遅延部が遅延させた少なくとも１つの前記サンプリング信号の強度（振幅、または電力）を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を前記サンプリング信号のいずれか１つに適用して歪信号を生成するルックアップテーブルと、前記ルックアップテーブルのそれぞれが生成した前記歪信号を加算し、被補償回路へ出力する歪補償値生成部と、を備えており、前記ルックアップテーブルは、複数であり、それぞれが前記サンプリング信号を前記入力信号として直接引用して前記歪補償値を算出することを特徴とする。

本発明に係るプリディストータは、歪補償する際に最新の入力信号だけでなく過去の入力信号の強度も使って複数のルックアップテーブルを引用するため、入力信号が入力されてから歪補償値を出力するまでの時間を減らすことができる。信号増幅器などの被補償回路における非線形歪にメモリ効果が無い場合は、信号増幅器などの被補償回路の最新の出力信号に対応する最新の入力信号のみが影響している。

これに対して信号増幅器などの被補償回路における非線形歪にメモリ効果が有る場合は、信号増幅器などの被補償回路の最新の出力信号に対応する最新の入力信号だけでなく、出力信号に対応する最新の入力信号より過去の入力信号の影響も受けて非線形歪が生じている。従って、信号増幅器などの被補償回路の最新の出力信号に対応する最新の入力信号だけでなく、最新の出力信号に対応する入力信号より過去の入力信号を用いることで、信号増幅器などの被補償回路におけるメモリ効果を有する非線形歪を歪補償することができ、少ない計算量で精度の高い歪補償が可能となる。

従って、本発明は、非線形歪にメモリ効果を持つ増幅器を歪補償でき、歪補償値を算出する時間を低減し、且つ歪補償精度の高いプリディストータを提供することができる。

本発明に係るプリディストータの前記ルックアップテーブルは、強度を参照した前記サンプリング信号に前記歪補償値を適用してもよい。最新の入力信号だけでなく、過去の入力信号の強度も使って複数のルックアップテーブルを引用してもよい。

本発明に係るプリディストータの前記ルックアップテーブルは、強度を参照した前記サンプリング信号と同一、又は異なる取り込み時刻の前記サンプリング信号に前記歪補償値を適用してもよい。入力信号のサンプリング時刻と異なる入力信号の強度をルックアップテーブルの引用の際に用いてもよい。

本発明に係るプリディストータの前記ルックアップテーブルは、最新の前記サンプリング信号、または前記遅延部が遅延させた少なくとも２つの前記サンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、該サンプリング信号のいずれか一方に適用してもよい。ルックアップテーブルの引用の際に、サンプリング時刻が異なる複数の入力信号の強度をルックアップテーブルの引用に用いてもよい。

本発明に係るプリディストータは、前記入力信号と前記被補償回路の出力信号との差分に基づいて前記ルックアップテーブルのテーブル値を更新する制御部をさらに備える。被補償回路の歪補償をしながらルックアップテーブルのテーブル値を時刻の経過とともに更新することができる。

本発明は、非線形歪にメモリ効果を持つ増幅器を歪補償でき、歪補償値を算出する時間を低減し、且つ歪補償精度の高いプリディストータを提供することができる。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。また、枝番号を付さない符号での説明は該符号に枝番号を付した構成要素や信号全てに共通する説明である。

図２は、本実施例のプリディストータ３０１の構成を説明するブロック図である。プリディストータ３０１は、歪補償値で入力信号Ｘを歪補償して被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、入力信号Ｘ及び被補償回路４０１の出力信号Ｙが入力され、入力信号Ｘと出力信号Ｙとの差分に基づいて歪補償部１１内のルックアップテーブルのテーブル値を更新する制御部１３と、を備える。例えば、被補償回路４０１は増幅器である。以下の説明は、被補償回路４０１が増幅器として説明する。

図３は、プリディストータ３０１の歪補償部１１を説明するブロック図である。プリディストータ３０１は、入力信号Ｘから互いに異なる時刻で取り込みした複数のサンプリング信号Ｓを生成する遅延部３１と、遅延部３１が生成した少なくとも１つのサンプリング信号Ｓの強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値をサンプリング信号Ｓのいずれか１つに適用して歪信号Ｈを生成する複数のルックアップテーブル２３と、ルックアップテーブル２３が生成した歪信号Ｈを加算し、予歪補償信号Ａを生成して被補償回路４０１へ出力する歪補償値生成部３３と、を備える。例えば、被補償回路４０１は信号増幅器である。

遅延部３１は、例えば、直列に接続した複数の遅延素子２１を有する。入力された入力信号Ｘは連続して遅延素子２１を通過し、通過する毎に所定量（すなわち、サンプリング周期Ｔ_ｓ）ずつ遅延していく。遅延素子２１を所定個通過した後の出力を取り出すことで入力信号Ｘから所定量遅延したサンプリング信号Ｓを取り出せる。言い換えれば、異なる遅延素子２１の出力を取り出すことで、入力信号Ｘから互いに異なる時刻で取り込みした複数のサンプリング信号Ｓが得られる。図３の遅延部３１は、入力信号Ｘから遅延していないサンプリング信号Ｓ−０、遅延素子２１を５個通過した入力信号のサンプリング信号Ｓ−５、遅延素子２１を９個通過した入力信号のサンプリング信号Ｓ−９、遅延素子２１を１１個通過した入力信号のサンプリング信号Ｓ−１１、遅延素子２１を１３個通過した入力信号のサンプリング信号Ｓ−１３、遅延素子２１を１７個通過した入力信号のサンプリング信号Ｓ−１７を取り出している。

歪信号生成部３２は、入力するサンプリング信号Ｓの強度を測定する強度算出部２２、強度算出部２２で測定されたサンプリング信号Ｓの強度を参照して歪補償値を算出するルックアップテーブル２３及びルックアップテーブル２３からの歪補償値とサンプリング信号Ｓとを乗算する乗算器２４を有する。ここで、サンプリング信号Ｓの強度とは、例えば、振幅や電力である。

歪信号生成部３２−０は、強度を参照したサンプリング信号Ｓ−０にルックアップテーブル２３−０がサンプリング信号Ｓ−０から算出した歪補償値を乗算器２４で乗算して歪信号Ｈ−０，０を出力する。同様に、歪信号生成部３２−１３は、強度を参照したサンプリング信号Ｓ−１３にルックアップテーブル２３−１３がサンプリング信号Ｓ−１３から算出した歪補償値を乗算器２４で乗算して歪信号Ｈ−１３，１３を出力する。尚、歪信号生成部３２−０は、増幅装置のメモリ効果により発生する非線形歪への対策を考慮していない従来の歪信号生成部（プリディストータ）に相当する。

歪信号生成部３２−５は、強度を参照したサンプリング信号Ｓ−５とは異なるサンプリング信号Ｓ−９にルックアップテーブル２３−５がサンプリング信号Ｓ−５から算出した歪補償値を乗算器２４で乗算して歪信号Ｈ−９，５を出力する。なお、ルックアップテーブルの引用に用いる信号が同一の場合もある。具体的には、ルックアップテーブル３２−５が引用に用いたサンプリング信号Ｓ−５を、図示しない他のルックアップテーブルが引用してサンプリング信号Ｓ−７に乗じ、歪信号Ｈ−７，５を出力してもよい。ここで、ルックアップテーブル２３−０、ルックアップテーブル２３−５及びルックアップテーブル２３−１３は一変数ルックアップテーブルである。

歪信号生成部３２−１１は、ルックアップテーブル２３−１１がサンプリング信号Ｓ−１１とサンプリング信号Ｓ−１７の強度を参照して歪補償値を算出し、乗算器２４が歪補償値をサンプリング信号Ｓ−１１に乗算して歪信号Ｈ−１１，１７を出力する。ここで、ルックアップテーブル２３−１１は二変数ルックアップテーブルである。

歪補償値生成部３３は、歪信号生成部３２が出力した歪信号Hを加算し、予歪補償信号Ａを生成する。具体的には、歪補償値生成部３３は、歪信号生成部３２−０が出力した歪信号Ｈ−０，０、歪信号生成部３２−５が出力した歪信号Ｈ−９，５、歪信号生成部３２−１３が出力した歪信号Ｈ−１３，１３、歪信号生成部３２−１１が出力した歪信号Ｈ−１１，１７を加算し、予歪補償信号Ａを生成する。予歪補償信号Ａは、被補償回路４０１の歪特性の逆歪特性（歪補償特性）が加えられているので、被補償回路４０１の出力信号Ｙの歪を小さくすることができる。

制御部１３は、図３に図示されない入力信号Ｘと出力信号Ｙとの差分が０に近づくようにそれぞれのルックアップテーブル２３のテーブル値を更新する。全てのルックアップテーブル２３のテーブル値を更新してもよいし、更新が必要なルックアップテーブル２３のみのテーブル値を更新してもよい。

（歪補償アルゴリズム）
次に、プリディストータ３０１のルックアップテーブル２３の詳細について説明する。図１は複数の増幅器で構成された増幅回路をモデル化した図であり、入力信号Ｘが入力され出力信号Ｙを出力する。ここで、入力信号Ｘ、および出力信号Ｙをともに周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をそれぞれｘ（ｎＴ_ｓ）、およびｙ（ｎＴ_ｓ）とし、表記を簡単にするためにそれぞれｘ（ｎ）、およびｙ（ｎ）で表すこととする。また、ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）はともに実数成分と虚数成分を持つ複素数信号であり、ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）に対する乗算、および加算は、それぞれ複素乗算、および複素加算を示すものとする。すなわち、先に説明した図２においては、歪補償部１１には複素数信号が入力され、歪補償部１１と被補償回路４０１の間には図示しない直交変調器、Ｄ／Ａ変換器、およびアップコンバータがあり、被補償回路４０１と制御部１３の間には図示しないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器、および直交復調器がある。図１のようにモデル化された増幅器の歪補償値を得るのに、複数のルックアップテーブルを用いる。すなわち、増幅器を構成する要素増幅器の歪特性を表す歪特性多項式を

とし，要素増幅器を合成する比率が入力信号の振幅値の関数（合成多項式）

として図１のモデルを数式で表現した数式３において、同じサンプリング時刻の入力信号、および入力信号の強度を有する項を数式７のようにまとめて分類する。この多項式の分類により、入力信号の強度から歪補償値の一部を算出する複数のルックアップテーブルが作成できる。

ここで、各パラメータの定義を整理しておく。
ｊ：要素増幅器の番号
Ｊ：要素増幅器の総数
ｒ：正規化先行時間、または正規化遅延時間
Ｒ１_ｊ：ｊ番目要素増幅器に対応する合成多項式の最大の正規化先行時間
Ｒ２_ｊ：ｊ番目要素増幅器に対応する合成多項式の最大の正規化遅延時間
D：入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間
Ｄ１_ｊ：ｊ番目要素増幅器の最大の正規化先行時間
Ｄ２_ｊ：ｊ番目要素増幅器の最大の正規化遅延時間
ｌ：要素増幅器の合成多項式の次数
Ｌ_ｊ：ｊ番目要素増幅器の合成多項式の最大次数
ｋ：要素増幅器の歪特性多項式の次数
Ｋ_ｊ：ｊ番目要素増幅器の歪多項式の最大次数

ここで、数式３を整理する。まず、異なる増幅器（異なるｊ）の同じ項をまとめると

である。

次に、数式４のｒ＝ｄの項をまとめると

である。

また、数式５は、

である。

さらに、

である。

ここで、数式３、および数式３を整理して得られた数式７でモデル化される歪特性多項式を持つ増幅器の歪補償方法について説明する。増幅装置全体の入力信号と対応する出力信号の関係は
ｙ（ｎ）＝Ｇｘ（ｎ）
となり、線形であるのが理想的である。但し、Ｇは増幅装置の利得を表す実数定数である。ここでは、以降の議論を簡単にする目的で、Ｇ＝１とおくこととする。

しかし、実際の増幅装置では、入力信号の振幅（もしくは電力）が大きくなると入出力信号の関係は線形ではなく数式３、又は数式３を整理した数式７で表現されるように非線形となる。一方、数式３、又は数式７において入力信号と出力信号の関係が理想的になるとき、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｘ）の関係が成立する。従って、図１のモデルに基づいた増幅回路を歪補償するには、図１のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式３、または数式７において入力信号Ｘと出力信号Ｙを入れ替えた

を満たす複素数係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を求め、歪補償部１１において、

なる予歪補償信号Ａのａ（ｎ）を出力すればよい。ここで、数式８を満たす係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を求めるには、係数の個数よりも多い個数Ｎの入力信号ｘ（ｎ）と出力信号ｙ（ｎ）の組を数式８のｘ（ｎ）とｙ（ｎ）に代入してＮ個の連立方程式を作成し、掃き出し法、あるいは最小2乗法などで解けばよい。

但し、実際には数式８を満たす係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を求めるのに必要な係数の個数よりも多い個数Ｎのｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の組が確保できても雑音の影響で歪補償量の精度が十分に確保できない場合がある。そこで、雑音の影響があっても歪補償量の精度を向上させる目的でＮを係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}の個数よりも大幅に増やす場合が多い。しかし、現実にはｘ（ｎ）、およびｙ（ｎ）を保持しておくメモリ量が十分に確保できず歪補償の精度が十分に得られない場合がある。このような場合には、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を求めるのが可能で、かつメモリに保持しておけるＮ個のｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の組で連立方程式を作成して係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}の誤差を求め、適応信号処理で更新する。

ここで、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を更新する場合についても説明する。増幅回路の歪補償をしながら歪補償多項式ａ（ｎ）の係数を更新する場合、増幅回路へ入力する信号はｘ（ｎ）ではなく、増幅回路の出力信号Ｙであるｙ（ｎ）をｘ（ｎ）に近づけるように歪補償した数式１０で表せる予歪補償信号Ａ、すなわちａ’（ｎ）である。但し、ｗ’_ｄ，ｋ（ｉ）、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}（ｉ）、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}（ｉ）はｉ回目の更新で得られた歪補償多項式ａ（ｎ）の係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}をそれぞれ表す。

このとき、正確に増幅回路の歪補償がなされていれば、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）が成立するので、

も成立する。
しかし、増幅回路の歪補償が十分でなければ、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）とはならず、

とおくと、誤差信号ｅ（ｎ）が得られる。

この誤差信号ｅ（ｎ）と出力信号ｙ（ｎ）の組により得られる式

をＮ個用いて係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}それぞれの誤差Δｗ’_ｄ，ｋ、Δｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびΔｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を求めて数式１５により更新する。

但し、ｗ’_ｄ，ｋ（ｉ）、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}（ｉ）、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}（ｉ）はｉ回目の更新により得られた係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を表す。

以下、例として図３の場合について予歪補償信号Ａのａ’（ｎ）を得る方法について説明する。このａ’（ｎ）を得るのに、例えば数式１０の一部である

となり、数式１６の多項式表現そのものではなく、強度｜ｘ（ｎ）｜により引用されるルックアップテーブル値と最新の入力信号ｘ（ｎ）との乗算によっても表現できるのが理解できる。

入力信号ｘ（ｎ）に対する強度｜ｘ（ｎ）｜を用いたルックアップテーブルは数式１７により、全ての｜ｘ｜を代入することで得られる。

ただし、｜ｘ｜は｜ｘ（ｎ）｜_ｍｉｎ≦｜ｘ｜≦｜ｘ（ｎ）｜_ｍａｘを満たす量子化された値、｜ｘ（ｎ）｜_ｍｉｎは入力信号Ｘの最小振幅値、｜ｘ（ｎ）｜_ｍａｘは入力信号Ｘの最大振幅値である。例えば、０≦｜ｘ｜≦８１９１を満たす全ての整数値である。

数式１７で計算されるルックアップテーブル２３−０が出力する歪補償値は表１のようになる。ここで、前述したように係数ｗ’_０，ｋ（ｉ）は複素数なので、表１の歪補償値も複素数である。

同様にして、数式１０の一部

となり、数式１８の多項式表現そのものではなく、強度｜ｘ（ｎ−１３）｜により引用されるルックアップテーブル値と遅延した入力信号ｘ（ｎ−１３）との乗算によっても表現できるのが理解できる。

遅延した入力信号ｘ（ｎ−１３）に対する強度｜ｘ（ｎ−１３）｜のルックアップテーブルは数式１９により、全ての｜ｘ｜を代入することで得られる。

ただし、｜ｘ｜は｜ｘ（ｎ−１３）｜_ｍｉｎ≦｜ｘ｜≦｜ｘ（ｎ−１３）｜_ｍａｘを満たす量子化された値、｜ｘ（ｎ−１３）｜_ｍｉｎは入力信号Ｘの最小振幅値、｜ｘ（ｎ−１３）｜_ｍａｘは入力信号Ｘの最大振幅値である。例えば、０≦｜ｘ｜≦８１９１を満たす全ての整数値である。

数式１９で計算されるルックアップテーブル２３−１３が出力する歪補償値は表２のようになる。ここで、前述したように係数ｗ’_１３，ｋ（ｉ）は複素数なので、表2の歪補償値も複素数である。

また、数式１０の一部、

となり、数式２０の多項式表現そのものではなく、強度｜ｘ（ｎ−５）｜により引用されるルックアップテーブル値と遅延した入力信号ｘ（ｎ−９）との乗算によっても表現できるのが理解できる。

遅延した入力信号ｘ（ｎ−９）に対する強度｜ｘ（ｎ−５）｜のルックアップテーブルは数式２１により、全ての｜ｘ｜を代入することで得られる。

ただし、｜ｘ｜は｜ｘ（ｎ−５）｜_ｍｉｎ≦｜ｘ｜≦｜ｘ（ｎ−５）｜_ｍａｘを満たす量子化された値、｜ｘ（ｎ−５）｜_ｍｉｎは入力信号Ｘの最小振幅値、｜ｘ（ｎ−５）｜_ｍａｘは入力信号Ｘの最大振幅値である。例えば、０≦｜ｘ｜≦８１９１を満たす全ての整数値である。

ここでの注意点は、入力信号のサンプリング時刻と、ルックアップテーブルを引用する入力信号の強度のサンプリング時刻が異なる点である。数式２１で計算されるルックアップテーブル２３−５が出力する歪補償値は表３のようになる。ここで、前述したように係数ｗ’_{５，９，ｌ}（ｉ）は複素数なので、表３の歪補償値も複素数である。

更に、次のように入力信号と異なる２つのサンプリング時刻における入力信号の強度を用いる場合もある。具体的には数式１０の一部

となり、数式２２の多項式表現そのものではなく、ルックアップテーブルは２つの異なるサンプリング時刻における入力信号の強度｜ｘ（ｎ−１７）｜、および強度｜ｘ（ｎ−１１）｜により引用される。

このように２つの入力信号の強度の二変数ルックアップテーブルは数式２３により、全ての｜ｘ_１｜と｜ｘ_２｜を代入することで得られる。

ただし、｜ｘ_１｜は｜ｘ（ｎ−１７）｜_ｍｉｎ≦｜ｘ_１｜≦｜ｘ（ｎ−１７）｜_ｍａｘを満たす量子化された値、｜ｘ_２｜は｜ｘ（ｎ−１１）｜_ｍｉｎ≦｜ｘ_２｜≦｜ｘ（ｎ−１１）｜_ｍａｘを満たす量子化された値、｜ｘ（ｎ−１７）｜_ｍｉｎと｜ｘ（ｎ−１１）｜_ｍｉｎは入力信号の最小振幅値、｜ｘ（ｎ−１７）｜_ｍａｘと｜ｘ（ｎ−１１）｜_ｍａｘは入力信号の最大振幅値である。例えば、０≦｜ｘ_１｜≦８１９１、０≦｜ｘ_２｜≦８１９１を満たす全ての整数値である。

ここでの注意点は、サンプリング時刻の異なる２つの入力信号の振幅でルックアップテーブル値を引用していることである。数式２３で計算されるルックアップテーブル２３−１１が出力する歪補償値は表４のようになる。ここで、前述したように係数ｗ’_{１７，１１，ｌ，ｋ}（ｉ）は複素数なので、表４の歪補償値も複素数である。

ここまでは、本発明の内容をわかりやすく説明する目的で、数式１０の一部である数式１６、数式１８、および数式２０においてそれぞれｄ＝０とｄ＝１３の項のみ、ｒ＝５かつｄ＝９の項のみ、およびｒ＝１７かつｄ＝１１の項のみが存在する場合のプリディストータ（図３）について説明した。しかし、より一般的に数式９又は数式１０に対応するプリディストータを表すと図５となる。図５において、遅延部２７の遅延時間は、遅延部２７毎に設定できる。

更に、ここまでの議論では数式９又は数式１０を歪補償多項式として用いてきたので、ある１つのサンプリング時刻の入力信号の強度で一変数ルックアップテーブルを引用するか、サンプリング時刻の異なる２つの入力信号の強度で二変数ルックアップテーブルを引用した例を示したが、より一般的にサンプリング時刻の異なる３個以上の入力信号の強度で多変数ルックアップテーブルを引用することも可能である。サンプリング時刻の異なる３個以上の入力信号の強度でルックアップテーブルを引用する場合は、数式１０の一部である数式２２をより一般化した

のうち入力信号の強度が関わる部分を抜き出した

を用いて多変数ルックアップテーブルを作成すればよい。図６は、数式２４、および数式２４から得られた数式２５の多変数ルックアップテーブル２３−ＭＤを用いた場合の歪補償部１１のブロック図である。

（実施例）
被補償回路４０１としてＥ級ドハティ増幅回路を歪補償した実験結果を図４に示す。図４のグラフにおいて横軸は周波数［ＭＨｚ］を示しており、縦軸は電力を対数で示している。図４（ａ）は、歪補償無し時の増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。図４（ｂ）は、特許文献５に記載の歪補償方法のプリディストータで歪補償した増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。図４（ｃ）は、本発明のプリディストータで歪補償した増幅器の出力信号Ｙのスペクトラムである。

図４では横軸の中心部に位置する電力が大きい４つの部分はぞれぞれが携帯電話の国際規格である３ＧＰＰ／Ｗ−ＣＤＭＡの信号キャリア１波であり、図４では４波のＷ−ＣＤＭＡの信号キャリアを増幅装置に入力しているのがわかる。

増幅装置を評価する値として、信号キャリア帯域の平均電力と信号キャリアの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数を中心とした一定の周波数範囲における平均電力の比である隣接チャネル漏洩電力比（ＡｄｊａｃｅｎｔＣｈａｎｎｅｌＬｅａｋａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ：ＡＣＬＲ）がある（例えば、非特許文献１を参照。）。例えば、携帯電話の規格であるＷ−ＣＤＭＡでは、信号キャリアの帯域幅３．８４ＭＨｚの平均電力と信号キャリアの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数を中心とした３．８４ＭＨｚ帯域の平均電力比によりＡＣＬＲが定義されている。そしてＷ−ＣＤＭＡでは、携帯電話の基地局に対して、信号キャリアの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れたＡＣＬＲがそれぞれ−４５ｄＢ以下、および−５０ｄＢ以下になるように定められている。ここでは、このＡＣＬＲにより増幅装置、および歪補償方法の効果について説明する。

歪補償無し時の増幅回路の出力結果である図４（ａ）では、信号キャリアの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数におけるＡＣＬＲがそれぞれ−３５．９４ｄＢ、および−３７．２７ｄＢである。メモリ効果を補償できない従来の歪補償方法（例えば、特許文献５を参照。）により図４（ａ）の増幅装置を歪補償した結果である図４（ｂ）では、信号キャリアの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数におけるＡＣＬＲがそれぞれ−４４．９２ｄＢ、および−４４．６７ｄＢであり、図４（ａ）と比べた改善量がそれぞれ８．９８ｄＢ、および７．４０ｄＢに留まる。一方、メモリ効果を補償できる本発明の歪補償方法により図４（ａ）の増幅装置を歪補償した結果である図４（ｃ）では、信号キャリアの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数におけるＡＣＬＲがそれぞれ−５４．８６ｄＢ、および−５４．９４ｄＢであり、図４（ａ）と比べた改善量がそれぞれ1８．９2ｄＢ、および1７．６７ｄＢに向上する。

従って、本発明の歪補償方法は、メモリ効果を補償できない従来の歪補償方法よりも精度の高い歪補償が可能である。

本発明に係るプリディストータは、移動体通信基地局などに用いられる無線送信機の電力増幅器に適用することができる。

複数の増幅器で構成された増幅回路をモデル化した図である。本発明に係るプリディストータの構成を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの歪補償部を説明するブロック図である。被補償回路としてＥ級ドハティ増幅回路を歪補償した実験結果を説明する図である。（ａ）は歪補償無し時の増幅回路の出力信号のスペクトラムである。（ｂ）は従来の歪補償方法のプリディストータで歪補償した増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。（ｃ）は本発明に係るプリディストータで歪補償した増幅器の出力信号Ｙのスペクトラムである。本発明に係るプリディストータの歪補償部を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの歪補償部を説明するブロック図である。

符号の説明

３０１：プリディストータ
１１：歪補償部
１３：制御部
２１：遅延素子
２２：強度算出部
２３、２３−０、２３−５、２３−１１、２３−１３：ルックアップテーブル
２３−１D：一変数ルックアップテーブル
２３−２D：二変数ルックアップテーブル
２３−ＭＤ：多変数ルックアップテーブル
２４：複素乗算器
２７：遅延部
３１：遅延部
３２、３２−０、３２−５、３２−１１、３２−１３：歪信号生成部
３３：歪補償値生成部
４０１：被補償回路
５１１：遅延素子
５１２−ｊ：振幅値関数（ｊは自然数）
５１３：要素増幅器
５１４：複素乗算器
５１５：積算器
Ｘ：入力信号
Ｙ：出力信号
Ａ：予歪補償信号
Ｓ、Ｓ−０、Ｓ−５、Ｓ−９、Ｓ−１１、Ｓ−１３：サンプリング信号
Ｈ、Ｈ−０、０，Ｈ−９，５、Ｈ−１１，１７：歪信号

Claims

互いに異なる時刻で入力信号を取り込んだサンプリング信号を、互いに異なる遅延量で遅延させる複数の遅延部と、
最新の前記サンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を最新の前記サンプリング信号に適用して歪信号を生成する第一ルックアップテーブルと、
前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうちの１つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記１つのサンプリング信号に適用して歪信号を生成する第二ルックアップテーブルと、
最新の前記サンプリング信号、及び前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうちの１つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を前記１つのサンプリング信号と異なる他のサンプリング信号に適用して歪信号を生成する第三ルックアップテーブルと、
最新の前記サンプリング信号、及び前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうち、少なくとも２つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を前記少なくとも２つのサンプリング信号のいずれか１つに適用して歪信号を生成する第四ルックアップテーブルと、
前記第一ルックアップテーブル、前記第二ルックアップテーブル、前記第三ルックアップテーブル、及び前記第四ルックアップテーブルのそれぞれが生成した前記歪信号を加算し、被補償回路へ出力する歪補償値生成部と、
を備えており、
前記第一ルックアップテーブル、前記第二ルックアップテーブル、前記第三ルックアップテーブル、及び前記第四ルックアップテーブルは、それぞれが前記サンプリング信号を前記入力信号として直接引用して前記歪補償値を算出することを特徴とするプリディストータ。
互いに異なる時刻で入力信号を取り込んだサンプリング信号を、互いに異なる遅延量で遅延させる複数の遅延部と、
最新の前記サンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を最新の前記サンプリング信号に適用して歪信号を生成する第一ルックアップテーブルと、
前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうちの１つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記１つのサンプリング信号に適用して歪信号を生成する第二ルックアップテーブルと、
最新の前記サンプリング信号、及び前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうちの１つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を前記１つのサンプリング信号と異なる他のサンプリング信号に適用して歪信号を生成する第三ルックアップテーブルと、
前記第一ルックアップテーブル、前記第二ルックアップテーブル、及び前記第三ルックアップテーブルのそれぞれが生成した前記歪信号を加算し、被補償回路へ出力する歪補償値生成部と、
を備えており、
前記第一ルックアップテーブル、前記第二ルックアップテーブル、及び前記第三ルックアップテーブルは、それぞれが前記サンプリング信号を前記入力信号として直接引用して前記歪補償値を算出することを特徴とするプリディストータ。
互いに異なる時刻で入力信号を取り込んだサンプリング信号を、互いに異なる遅延量で遅延させる複数の遅延部と、
最新の前記サンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を最新の前記サンプリング信号に適用して歪信号を生成する第一ルックアップテーブルと、
前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうちの１つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記１つのサンプリング信号に適用して歪信号を生成する第二ルックアップテーブルと、
最新の前記サンプリング信号、及び前記遅延部が遅延させた複数の前記サンプリング信号のうち、少なくとも２つのサンプリング信号の強度を参照して歪補償値を算出し、前記歪補償値を前記少なくとも２つのサンプリング信号のいずれか１つに適用して歪信号を生成する第四ルックアップテーブルと、
前記第一ルックアップテーブル、前記第二ルックアップテーブル、及び前記第四ルックアップテーブルのそれぞれが生成した前記歪信号を加算し、被補償回路へ出力する歪補償値生成部と、
を備えており、
前記第一ルックアップテーブル、前記第二ルックアップテーブル、及び前記第四ルックアップテーブルは、それぞれが前記サンプリング信号を前記入力信号として直接引用して前記歪補償値を算出することを特徴とするプリディストータ。
前記歪補償値生成部は、数９Ｃで表される予歪補償信号ａ（ｎ）を出力することを特徴とする請求項１に記載のプリディストータ。

ただし、ｄ、ｒは前記入力信号の正規化先行時間又は正規化遅延時間、ｌ、ｋは次数、ｈ’ _ｄ，ｋ、ｈ’ _{ｒ，ｄ，ｌ} 、ｈ’ _{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ} は複素数係数、
Ｄ１は増幅器を構成する全ての要素増幅器において歪成分に影響する入力信号の最大正規化先行時間、
Ｄ２は増幅器を構成する全ての要素増幅器において歪成分に影響する入力信号の最大正規化遅延時間、
Ｒ１は増幅器を構成する全ての要素増幅器の歪成分を合成する比率に影響する入力信号の振幅値の最大正規化先行時間、
Ｒ２は増幅器を構成する全ての要素増幅器の歪成分を合成する比率に影響する入力信号の振幅値の最大正規化遅延時間、
Ｌは増幅器を構成する全ての要素増幅器を合成する比率に影響する入力信号の振幅値の最大次数から１次高い次数、
Ｋは増幅器を構成する全ての要素増幅器の歪成分に影響する入力信号の最大次数、
ＤａはＤ１，Ｒ１の最大値（どちらか大きい数）、
ＤｂはＤ２，Ｒ２の最大値（どちらか大きい数）、
ＫｂはＫｂ＝Ｋ＋Ｌ−１である。
前記入力信号と前記被補償回路の出力信号との差分に基づいて前記ルックアップテーブルのテーブル値を更新する制御部をさらに備えることを特徴とする請求項１から４に記載のいずれかのプリディストータ。