JP5306859B2 - 抵抗測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、測定対象回路の抵抗値を測定する抵抗測定装置に関するものである。

この種の抵抗測定装置として、下記の特許文献１に開示された抵抗測定装置が知られている。この抵抗測定装置は、測定回路網の接続導線をクリップして測定回路網（測定対象）に流れる第１周波数の電流と弁別し得る第２周波数の電流を測定回路網に注入する注入用変成器と、測定回路網に流れている上記の２種類の電流を接続導線にクリップして検出する検出用変成器（検出コイル）と、検出用変成器の出力のうち第２周波数の成分を取り出す周波数選択回路と、周波数選択回路の出力を表示する表示手段を具備し、さらに、注入用変成器は、発振器の出力電圧が与えられて第２周波数の電流を測定回路網に注入する注入コイル、および帰還コイルを有し、帰還コイルに誘起する電圧が一定値に制御されるように注入コイルに供給される電圧を可変するようにした帰還ループを備えて構成されている。この抵抗測定装置では、帰還コイルに誘起する電圧を測定回路網の接続導線数（クリップされる本数。１本）に対する帰還コイルの巻線数の比で除算して得られる注入電圧についても一定値に制御されるため、検出用変成器に流れる電流に起因してこの検出用変成器に接続された抵抗に発生する電圧を検出することにより、この検出用変成器に接続された抵抗の抵抗値、この抵抗に発生する電圧、帰還コイルに発生する電圧、注入コイルの巻数および検出用変成器（検出コイル）の巻数に基づいて、測定回路網に接続された抵抗素子の値（被測定抵抗）を測定することが可能となっている。

特公平２−７０３１号公報（第１−４頁、第２図）

ところで、上記の抵抗測定装置には、注入コイルおよび検出コイルの測定回路網へのクリップ作業を個別に行うことに起因して、２回のクリップ作業を常に行う必要があり、作業性が良くないという課題と、両コイルの測定回路網への各クリップ位置がばらつくために両コイルの相対位置が安定せずに、測定条件が不安定になるという課題との２つの課題が存在している。このため、これらの課題を改善すべく、本願発明者は、１つのクランプ型のハウジングに注入コイルおよび検出コイルを収容する構成を上記の抵抗測定装置に適用することにより、クリップ作業に対する作業性の改善しつつ、両コイルの相対位置の安定化を図り得る新たな抵抗測定装置を既に開発している。

しかしながら、１つのクランプ型のハウジングに両コイルを収容する構成においては、注入コイルと検出コイルとが近接した状態となるため、注入コイルに発生する磁界が検出コイルに直接回り込むという現象が発生する。上記した従来の抵抗測定装置では、周波数選択回路において、検出用変成器（検出コイル）の出力から不要な周波数成分を除去して第２周波数の成分を取り出しているが、注入コイルに発生する磁界の検出コイルへの回り込みに起因して検出コイルに発生する周波数成分については、注入コイルから注入される周波数成分（第２周波数の成分）そのものであるため、周波数選択回路では除去することができず、測定精度の確保が困難であるという課題が存在している。

本発明は、かかる問題点を解決すべくなされたものであり、注入コイルおよび検出コイルのクリップ作業についての作業性の改善と、両コイルの相対位置の安定化とを図りつつ測定精度を確保し得る抵抗測定装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく請求項１記載の抵抗測定装置は、注入コイルに交流電圧を印加することによって測定対象回路に検査用交流信号を注入する電圧注入部と、前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出コイルで検出して測定する電流測定部と、前記注入された検査用交流信号の電圧値および前記測定された交流電流の電流値に基づいて前記測定対象回路の抵抗値を算出する処理部とを備えた抵抗測定装置であって、前記注入コイルおよび前記検出コイルを収容する１つのクランプ型のハウジングを備え、前記電圧注入部は、基準信号に同期した信号を前記交流電圧として印加し、前記電流測定部は、前記検査用交流信号の注入に起因して前記検出コイルに流れる電流を電圧信号に変換すると共に当該電圧信号を前記基準信号を用いて同期検波し、当該同期検波によって得られた信号に基づいて前記交流電流の電流値を測定し、前記ハウジングは、当該ハウジングの厚み方向に沿って配置された中間ハウジングおよび一対の側部ハウジングを備えて当該厚み方向に沿って３つに分割される３ピース構造に構成されると共に、前記中間ハウジングと各側部ハウジングとの間にそれぞれ空隙が形成され、前記注入コイルおよび前記検出コイルは、前記ハウジングにおける前記各空隙内にそれぞれ配設されて各々の厚み方向で積層された状態で収容されている。

また、請求項２記載の抵抗測定装置は、請求項１記載の抵抗測定装置において、前記電圧注入部は、前記基準信号に同期した前記信号を増幅して前記交流電圧を生成するＤ級アンプを備えている。

請求項１記載の抵抗測定装置によれば、注入コイルおよび検出コイルが１つのクランプ型のハウジングに収容されているため、注入コイルおよび検出コイルを１回のクランプ操作で測定対象回路にクリップさせることができ、作業性を向上させることができる。また、両コイルの相対位置を安定させること（一定にすること）ができるため、１つの測定対象回路に対して繰り返し抵抗測定を行ったときの測定結果を安定させることができる（繰り返し測定精度を向上させることができる）。また、電流測定部が、検査用交流信号の注入に起因して検出コイルに流れる電流を電圧信号に変換すると共にこの電圧信号を基準信号を用いて同期検波し、この同期検波によって得られた信号に基づいて交流電流の電流値を測定するため、注入コイルおよび検出コイルを１つのハウジングに収容したことによって注入コイルからの磁束が検出コイルに直接漏れ込むが、この磁束の漏れ込みに起因して交流電流に発生する成分を基準信号を用いた同期検波によって完全に除去することができ、検出電流の電流値、ひいては測定対象回路の抵抗値を十分な精度で測定することができる。また、注入コイルと検出コイルとを各々の厚み方向で積層された状態で１つのハウジングに収容したことにより、ハウジングの内径と外径との差を小さくすることができ、同じ外径であっても、より太い測定対象回路をクリップすることができるため、より多くの種類の測定対象回路の抵抗を測定することができる。

また、請求項２記載の抵抗測定装置によれば、電圧注入部をＤ級アンプで構成したことにより、低損失で交流電圧を生成することができる結果、装置の効率についても十分に向上させることができる。したがって、同じ消費電力であっても、交流電圧を効率よく生成できることから、注入コイルのインダクタンスを小さくすることができる。このため、注入コイルの厚みを薄くできる結果、ハウジングの厚みについても薄くすることができる。また、Ｄ級アンプで電圧注入部を構成した場合には高周波ノイズが交流電圧内に多く含まれることになるが、同期検波によって高周波ノイズを除去できるため、ノイズに対する耐性を高めることができる。

抵抗測定装置１の構成を示す構成図である。 Ａ／Ｄ変換部６８を除く電流測定部４２の回路図である。 電流測定部４２の動作を説明するための波形図である。 抵抗測定装置１による抵抗測定処理を説明するためのフローチャートである。 階段波生成部５１の回路図である。 階段波生成部５１から出力される鋸歯状に変化する階段波である三角波信号Ｖｔの波形図である。 階段波生成部５１から出力される鋸歯状に変化する階段波である他の三角波信号Ｖｔの波形図である。 階段波生成部５１から出力される階段波である矩形波Ｖｔの波形図である。 階段波生成部５１から出力される階段波である擬似正弦波Ｖｔの波形図である。 クランプセンサＣＳ１の正面図である。 クランプセンサＣＳ１におけるクランプ部２の拡大斜視図である。 図１０における第１ハウジング３２のＷ１−Ｗ１線断面図である。 他のクランプセンサＣＳ２におけるクランプ部２Ａの拡大正面図である。 図１３における第１ハウジング３２ＡのＷ２−Ｗ２線断面図である。

以下、本発明に係る抵抗測定装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、本発明に係る抵抗測定装置１の構成について、図面を参照して説明する。

図１に示す抵抗測定装置１は、クランプセンサＣＳ１、およびクランプセンサＣＳ１とケーブル３を介して接続された装置本体部４を備え、測定対象回路５の抵抗（ループ抵抗）の抵抗値Ｒｘを測定可能に構成されている。

クランプセンサＣＳ１は、一例として、図１０に示すように、測定対象回路５をクランプするクランプ部２、およびクランプ部２を開閉自在に保持するグリップ部６を備えている。クランプ部２は、図１，１０，１１に示すように、注入クランプ部１１、検出クランプ部２１およびハウジング３１を備えて構成されている。本例では、ハウジング３１は、図１０に示すように、絶縁性を有する樹脂材料を用いて構成された第１ハウジング３２および第２ハウジング３３を備えて、クランプ型のハウジングに構成されている。本例では、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３は、一例として、ほぼ同形状に形成されると共に、互いに対向した状態でグリップ部６に回動自在に取り付けられている。また、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３の各一端部（同図中の上端部）は、同図に示すように、グリップ部６から同一方向（同図では上方向）に突出すると共に弧状に形成されて、互いの先端が突き合わされた状態において全体として環状になるように構成されている。

また、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３の各他端部は、一例として、グリップ部６の中央部位（符号Ｏで示す位置）において回動自在に軸支されている。また、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３の各他端部の先端には、グリップ部６から突出した状態でレバー部ＬＥ１，ＬＥ２が形成されている。また、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３は、グリップ部６内に配設された不図示のスプリングにより、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３の各一端部が突き合わされる方向（レバー部ＬＥ１，ＬＥ２がグリップ部６から突出する方向）に常時付勢されている。この構成により、レバー部ＬＥ１，ＬＥ２をスプリングの付勢力に抗してグリップ部６内に押し込む操作を行うことにより、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３を互いに逆方向に回動させて、各々の一端部同士を離間させることが可能となっている。

また、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３は、図１１に示すように、厚み方向に沿って３つに分割される３ピース構造に構成されている。具体的には、第１ハウジング３２は、同図に示すように、中間ハウジング３４と、中間ハウジング３４の両側に中間ハウジング３４を挟んで配置される一対の側部ハウジング３５，３６とで３ピース構造に構成されている。同様にして、第２ハウジング３３は、同図に示すように、中間ハウジング３７と、中間ハウジング３７の両側に中間ハウジング３４を挟んで配置される一対の側部ハウジング３８，３９とで３ピース構造に構成されている。

次いで、第１ハウジング３２を構成する各ハウジング３４，３５，３６の構造、第２ハウジング３３を構成する各ハウジング３７，３８，３９の構造、並びに第１ハウジング３２および第２ハウジング３３の全体構造の詳細について説明する。なお、第１ハウジング３２および第２ハウジング３３は、上記したようにほぼ同形状に形成され、また全体構造もほぼ同じであるため、図１２を参照して第１ハウジング３２を構成する各ハウジング３４，３５，３６の構造と、第１ハウジング３２の全体構造とについて説明し、第２ハウジング３３を構成する各ハウジング３７，３８，３９の構造、および第２ハウジング３３の全体構造の説明については、その説明を省略する。

中間ハウジング３４は、その平面形状が図１０に示される第１ハウジング３２の平面形状とほぼ同形状に形成された板状体３４ａ、板状体３４ａの一方の面に板状体３４ａの外縁に沿って立設された壁部３４ｂ、および板状体３４ａの他方の面に板状体３４ａの外縁に沿って壁部３４ｂと逆方向に立設された壁部３４ｃを備えて構成されている。一方の側部ハウジング３５は、その平面形状が図１０に示される第１ハウジング３２の平面形状とほぼ同形状（中間ハウジング３４の平面形状とほぼ同形状でもある）に形成された板状体３５ａ、および板状体３５ａにおける中間ハウジング３４との対向面に板状体３５ａの外縁に沿って立設された壁部３５ｂを備えて構成されている。他方の側部ハウジング３６は、その平面形状が図１０に示される第１ハウジング３２の平面形状とほぼ同形状（中間ハウジング３４の平面形状とほぼ同形状でもある）に形成された板状体３６ａ、および板状体３６ａにおける中間ハウジング３４との対向面に板状体３６ａの外縁に沿って立設された壁部３６ｂを備えて構成されている。このため、板状体３５ａの壁部３５ｂと板状体３４ａの壁部３４ｂとが突き合わされ、かつ板状体３６ａの壁部３６ｂと板状体３４ａの壁部３４ｃとが突き合わされた状態で、中間ハウジング３４の両側に中間ハウジング３４を挟んで各側部ハウジング３５，３６を配置して構成された第１ハウジング３２の内部には、図１１，１２に示すように、板状体３５ａ、その壁部３５ｂ、板状体３４ａおよびその壁部３４ｂ間（ハウジング３４，３５間）に空隙Ｘ１が形成されると共に、板状体３６ａ、その壁部３６ｂ、板状体３４ａおよびその壁部３４ｃ間（ハウジング３４，３６間）に空隙Ｘ２が形成されている。また、第１ハウジング３２の各ハウジング３４，３５，３６と同様の構成を有するハウジング３７，３８，３９によって構成されて、第１ハウジング３２と同様の全体構造を有する第２ハウジング３３の内部にも、図１１に示すように、ハウジング３７，３８間に空隙Ｘ１が形成されると共に、ハウジング３７，３９間に空隙Ｘ２が形成されている。

注入クランプ部１１は、一例として、図１０，１１に示すように、弧状の第１注入クランプ部１１ａと弧状の第２注入クランプ部１１ｂとで構成されている。また、第１注入クランプ部１１ａは、第１ハウジング３２における一端部側の空隙Ｘ１内に配設され、第２注入クランプ部１１ｂは、第２ハウジング３３における一端部側の空隙Ｘ１内に配設されている。検出クランプ部２１は、一例として、図１１に示すように、弧状の第２検出クランプ部２１ａと弧状の第２検出クランプ部２１ｂとで構成されている。また、第１検出クランプ部２１ａは、第１ハウジング３２における一端部側の空隙Ｘ２内に配設され、第２検出クランプ部２１ｂは、第２ハウジング３３における一端部側の空隙Ｘ２内に配設されている。

この構成により、図１１，１２に示すように、第１ハウジング３２の空隙Ｘ１内に配設された第１注入クランプ部１１ａと、同じ第１ハウジング３２の空隙Ｘ２内に配設された第１検出クランプ部２１ａとは、第１ハウジング３２を構成する中間ハウジング３４の板状体３４ａのみを介して、それぞれの厚み方向（図１２中の左右方向。第１ハウジング３２の厚み方向でもある）に沿って積層された状態となっている。同様にして、第２ハウジング３３の空隙Ｘ１内に配設された第２注入クランプ部１１ｂと、同じ第２ハウジング３３の空隙Ｘ２内に配設された第２検出クランプ部２１ｂとは、第２ハウジング３３を構成する中間ハウジング３７の不図示の板状体（中間ハウジング３４の板状体３４ａに対応する部材）のみを介して、図１１に示すように、それぞれの厚み方向（第２ハウジング３３の厚み方向でもある）に沿って積層された状態となっている。つまり、注入クランプ部１１に発生する磁界の検出クランプ部２１への漏れ込みを低減させるためのシールド材（金属製の板体やシート材）の注入クランプ部１１と検出クランプ部２１との間への配置を省略した構成となっている。したがって、このクランプ部２（ハウジング３１）では、注入クランプ部１１および検出クランプ部２１全体の厚み（図１２中の左右方向の長さ）が大幅に低減されている。

次いで、第１注入クランプ部１１ａ、第２注入クランプ部１１ｂ、第２検出クランプ部２１ａ、および第２検出クランプ部２１ｂの具体的な構成について、図１２を参照して説明する。なお、第２注入クランプ部１１ｂは第１注入クランプ部１１ａとほぼ同じ構成を有し、かつ第２検出クランプ部２１ｂは第１検出クランプ部２１ａとほぼ同じ構成を有しているため、第１注入クランプ部１１ａおよび第１検出クランプ部２１ａの構成について説明し、第２注入クランプ部１１ｂおよび第２検出クランプ部２１ｂの構成についての説明を省略する。

第１注入クランプ部１１ａは、図１２に示すように、一方の弧状コア１２ａ、この弧状コア１２ａに装着された一方のボビン１４ａ、およびこのボビン１４ａに巻回された一方の巻線１３ａで構成されている。また、図示はしないが、上記した第２注入クランプ部１１ｂは、第１注入クランプ部１１ａと同様にして、他方の弧状コア１２ａ、この弧状コア１２ａに装着された他方のボビン１４ａ、およびこのボビン１４ａに巻回された他方の巻線１３ａで構成されている。この場合、２つの弧状コア１２ａ，１２ａは、図１に示す第１環状コア１２が２つに分割されたものである。また、２つのボビン１４ａ，１４ａは、絶縁性を有する樹脂材料で構成されている。また、２つの巻線１３ａ，１３ａは、直列に接続されて、図１に示す第１巻線１３（既知のターン数：Ｎ１）、つまり１つの注入コイルを構成している。

第１検出クランプ部２１ａは、図１２に示すように、一方の弧状コア２２ａ、この弧状コア２２ａに装着された一方のボビン２４ａ、およびこのボビン２４ａに巻回された一方の巻線２３ａで構成されている。また、図示はしないが、上記した第２検出クランプ部２１ｂは、第１検出クランプ部２１ａと同様にして、他方の弧状コア２２ａ、この弧状コア２２ａに装着された他方のボビン２４ａ、およびこのボビン２４ａに巻回された他方の巻線２３ａで構成されている。この場合、２つの弧状コア２２ａ，２２ａは、図１に示す第２環状コア２２が２つに分割されたものである。また、２つのボビン２４ａ，２４ａは、絶縁性を有する樹脂材料で構成されている。また、２つの巻線２３ａ，２３ａは、直列に接続されて、図１に示す第２巻線２３（既知のターン数：Ｎ２）、つまり１つの検出コイルを構成している。

このように構成された注入クランプ部１１および検出クランプ部２１は、先端が開閉自在なクランプ型の樹脂材料製ハウジング３１に共に収容されている。具体的には、上記したように、第１ハウジング３２における一端部側の空隙Ｘ１内に注入クランプ部１１を構成する第１注入クランプ部１１ａが配設されると共に、第２ハウジング３３における一端部側の空隙Ｘ１内に注入クランプ部１１を構成する第２注入クランプ部１１ｂが配設され、かつ第１ハウジング３２における一端部側の空隙Ｘ２内に検出クランプ部２１を構成する第２検出クランプ部２１ａが配設されると共に、第２ハウジング３３における一端部側の空隙Ｘ２内に検出クランプ部２１を構成する第２検出クランプ部２１ｂが配設されている。このため、ハウジング３１の開閉動作（各ハウジング３２，３３の回動動作）に伴い、注入クランプ部１１の第１環状コア１２、および検出クランプ部２１の第２環状コア２２が同時に開閉する。つまり、ハウジング３１の開閉動作に伴い、第１注入クランプ部１１ａおよび第２注入クランプ部１１ｂが開閉すると共に、第１検出クランプ部２１ａおよび第２検出クランプ部２１ｂが開閉する。

したがって、ハウジング３１が不図示の開状態（第１ハウジング３２の一端部と第２ハウジング３３の一端部とが離間した状態）から、図１０に示すように閉状態となったとき、つまり第１ハウジング３２の一端部と第２ハウジング３３の一端部とが突き合わされたときには、第１注入クランプ部１１ａおよび第２注入クランプ部１１ｂも閉じた状態となる（注入クランプ部１１が閉状態となる）。また、図示はしないが、第１検出クランプ部２１ａおよび第２検出クランプ部２１ｂも、ハウジング３１が閉じたときには、第１注入クランプ部１１ａおよび第２注入クランプ部１１ｂと同時に閉じた状態となる（検出クランプ部２１も閉状態となる）。

このようにして、注入コイルとしての第１巻線１３を有する注入クランプ部１１と、検出コイルとして構成された第２巻線２３を有する検出クランプ部２１とが１つのハウジング３１に収容されているため、ハウジング３１を開状態としてその内側に測定対象回路５の一部を構成する配線５ａを導入することで、開状態となった第１環状コア１２および第２環状コア２２のそれぞれの内側にも配線５ａが導入され、この状態においてハウジング３１を閉状態とすることで、閉状態となった第１環状コア１２および第２環状コア２２によって配線５ａが同時にクリップ（クランプ）された状態、すなわちクランプ部２によって配線５ａがクリップされた状態となる。この場合、配線５ａは、第１環状コア１２および第２環状コア２２において１ターンの巻線として機能する。

装置本体部４は、図１に示すように、電圧注入部４１、電流測定部４２、処理部４３、出力部４４および基準信号生成部４５を備えている。電圧注入部４１は、階段波生成部５１、ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」ともいう）５２、電力増幅部５３および注入クランプ部１１を備えて構成されている。この場合、階段波生成部５１は、所定周期Ｔ（周波数ｆ）の三角波信号Ｖｔを生成して出力する。この三角波信号Ｖｔは、本発明における階段波の一例であって、同図に示すように、基準クロックＣＬＫの周期Ｔｃで段階的（ステップ的）に振幅が変化しつつ、全体として三角波の形状となる信号である。

この階段波生成部５１は、一例として、図５に示すように、基準クロックＣＬＫに同期して作動すると共に、アップカウント動作およびダウンカウント動作の一方を選択的に実行可能なカウンタ（アップダウンカウンタ。一例として４ビットバイナリアップダウンカウンタ）５１ａと、このカウンタ５１ａに対してアップカウント動作およびダウンカウント動作を繰り返し実行させるためのフリップフロップ（一例としてＤフリップフロップ）５１ｂと、カウンタ５１ａの各カウンタ出力端子Ｄ３〜Ｄ０から出力されるカウント値に基づいて（具体的にはカウンタ値をＤ／Ａ変換して）階段波Ｖｔ０を生成するＤ／Ａ変換回路５１ｃと、階段波Ｖｔ０に含まれる直流成分をカットするコンデンサ５１ｄとで構成されている。

この場合、カウンタ５１ａは、例えば７４ＨＣＴ１９１と、そのリップルクロックを反転して出力するインバータ（例えば７４ＨＣＴ０４）とで構成されて（いずれも図示せず）、クロック入力端子ＣＰに入力される基準クロックＣＬＫに同期して、アップダウン制御端子ＵＤに入力されている信号のレベルに応じたカウント動作（レベル「Ｌｏｗ」のときにはダウンカウント動作、レベル「Ｈｉｇｈ」のときにはアップカウント動作）を実行する。また、カウンタ５１ａは、アップカウント動作時において各カウンタ出力端子Ｄ３〜Ｄ０から出力されているカウント値が「１１１１」（バイナリ）となったとき、およびダウンカウント動作時において各カウンタ出力端子Ｄ３〜Ｄ０から出力されているカウント値が「００００」（バイナリ）となったときに、リップルクロック端子ＲＣから出力されるリップルクロックのレベルを「Ｌｏｗ」から「Ｈｉｇｈ」に移行させる。フリップフロップ５１ｂは、図５に示すように、反転出力端子Ｑ２とデータ入力端子Ｄとが接続され、かつ非反転出力端子Ｑ１がカウンタ５１ａのアップダウン制御端子ＵＤに接続され、かつクロック入力端子ＣＰがカウンタ５１ａのリップルクロック端子ＲＣに接続されている。

この構成により、フリップフロップ５１ｂがクロック入力端子ＣＰにリップルクロックが入力される都度、その立ち上がりに同期して、各出力端子Ｑ１，Ｑ２から出力されている出力信号のレベルをそれぞれ反転させるため、カウンタ５１ａは、アップカウント動作時において各カウンタ出力端子Ｄ３〜Ｄ０から出力されているカウント値が「１１１１」となったときに、そのアップダウン制御端子ＵＤに入力される信号のレベルが「Ｈｉｇｈ」から「Ｌｏｗ」に変化させられてダウンカウント動作に移行する。これにより、カウンタ５１ａは、カウント値を「１１１１」からデクリメントさせる。その後、カウンタ５１ａは、カウント値が「００００」となったときに、そのアップダウン制御端子ＵＤに入力される信号のレベルが「Ｌｏｗ」から「Ｈｉｇｈ」に変化させられて、再度、アップカウント動作に移行する。これにより、カウンタ５１ａは、カウント値を「００００」からインクリメントさせる。このようにして、カウンタ５１ａは、基準クロックＣＬＫが入力されている間、基準クロックＣＬＫに同期して、予め規定されたスタート値（本例では「００００」）とエンド値（本例では「１１１１」）との間でアップ・ダウンカウント動作を繰り返す。

Ｄ／Ａ変換回路５１ｃは、図５に示すように、一例としてラダー抵抗回路（図５において、「Ｒ」および「２Ｒ」はそれぞれ抵抗値を示すものであり、「２Ｒ」は「Ｒ」の二倍の抵抗値であることを示している）で構成されて、直流信号としての階段波Ｖｔ０を生成する。コンデンサ５１ｄは、この階段波Ｖｔ０に含まれる直流成分をカットして、交流信号としての階段波Ｖｔを出力する。ＬＰＦ５２は、三角波信号Ｖｔを入力してその基本周波数成分（周波数ｆ）を主として通過させ、それ以外の周波数成分を減衰させることにより（基本周波数成分を選択的に通過させることにより）、図３に示す交流電圧（擬似正弦波信号）Ｖａに変換して出力する。

電力増幅部５３は、本例では一例としてＤ級アンプとして構成されて、この交流電圧Ｖａを所定の増幅率で増幅して予め規定された電圧値（本例では電圧実効値）の交流電圧Ｖ１を生成すると共に、生成した交流電圧Ｖ１を注入クランプ部１１の第１巻線１３に印加する。図示はしないが、電力増幅部５３は、一例として、一定周波数の鋸歯状信号を生成する信号発生回路と、この鋸歯状信号と交流電圧Ｖａとを比較して、交流電圧Ｖａの振幅に比例してパルス幅（デューティ比）が変化する所定周期のパルス信号（ＰＷＭ信号）を生成するＰＷＭ信号生成回路と、このＰＷＭ信号を電力増幅するＤ級電力増幅回路と、Ｄ級電力増幅回路からの出力信号に対してフィルタリング処理することで交流電圧Ｖ１を生成するローパスフィルタ回路とで構成されている。これにより、注入クランプ部１１を介して測定対象回路５に所定の周波数ｆで、かつ所定の電圧実効値の検査用交流信号Ｖｘが注入される。この場合、上記したように配線５ａが第１環状コア１２において１ターンの巻線として機能するため、測定対象回路５に注入される検査用交流信号Ｖｘは、その電圧値が交流電圧Ｖ１をターン数Ｎ１で除算して得られる電圧値（Ｖｘ＝Ｖ１／Ｎ１）となる。検出クランプ部２１は、第２環状コア２２において配線５ａが１ターンの巻線として機能するため、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘを検出して、その第２巻線２３に検出電流（本発明における検出コイルに流れる電流）Ｉ１（＝Ｉｘ／Ｎ２）を出力する。

電流測定部４２は、検出クランプ部２１、第１増幅部６１、第１バンドパスフィルタ（以下、「第１ＢＰＦ」ともいう）６２、第１切替部６３、第２増幅部６４、第２バンドパスフィルタ（以下、「第２ＢＰＦ」ともいう）６５、第２切替部６６、第３増幅部６７およびＡ／Ｄ変換部６８を備えている。この場合、第１増幅部６１は、第２巻線２３の一端に接続されて、この一端に発生する検出電流Ｉ１を第１電圧信号Ｖｂ１に変換して出力する。また、第１増幅部６１は、一例として、図２に示すように、第１演算増幅器６１ａ、抵抗６１ｂ，６１ｃ，６１ｄおよび第１コンデンサ６１ｅを備えて構成されている。この場合、第１演算増幅器６１ａは、その反転入力端子が第２巻線２３の一端に直接接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗６１ｂが帰還抵抗として接続され、非反転入力端子が抵抗６１ｃを介して接地されて（基準電圧（グランド）が入力される一例）、入力した検出電流Ｉ１を電圧信号Ｖｂ（振幅が検出電流Ｉ１の電流値に比例して変化する信号）に変換して出力する。第１コンデンサ６１ｅは、第１演算増幅器６１ａの後段に配設されて（本例では、その一端が第１演算増幅器６１ａの出力端子に直接接続されて）、電圧信号Ｖｂに含まれる直流成分を除去する。また、第１コンデンサ６１ｅは、その他端が抵抗６１ｄを介して接地されている。これにより、第１コンデンサ６１ｅにおいて直流成分が除去された電圧信号Ｖｂは、その直流レベルが接地電位（ゼロボルト）に規定されて、ゼロボルトを中心として変化する交流信号である第１電圧信号Ｖｂ１として第１増幅部６１から出力される。

第１ＢＰＦ６２は、入力した第１電圧信号Ｖｂ１に含まれている交流電圧Ｖａの高調波成分を除去して（フィルタリング処理して）、第１電圧信号Ｖｂ２として出力する。具体的には、第１ＢＰＦ６２は、第１電圧信号Ｖｂ１に含まれている交流電圧Ｖａの基本周波数成分（周波数ｆの成分。検査用交流信号Ｖｘの基本周波数成分でもある）を選択的に（主として）通過させることで、第１電圧信号Ｖｂ２を出力する。第１切替部６３は、例えばアナログスイッチで構成されて、基準信号生成部４５から出力される基準信号Ｓｒ（交流電圧Ｖａに同期し（同位相で）、かつデューティ比が０．５のパルス信号）に同期して、図３に示すように、第１電圧信号Ｖｂ２と第２ＢＰＦ６５から出力される後述の第２電圧信号Ｖｃ２とを半周期ずつ切り替えて出力する（同期検波動作する）。これにより、第１切替部６３は、第１電圧信号Ｖｂ２の正側波形および第２電圧信号Ｖｃ２の正側波形で構成される脈流信号である正極性信号Ｖｄを生成して出力する。

第２増幅部６４は、第２巻線２３の他端に接続されて、この他端に発生する検出電流Ｉ１を第２電圧信号Ｖｃ１に変換して出力する。また、第２増幅部６４は、一例として、図２に示すように、第２演算増幅器６４ａ、抵抗６４ｂ，６４ｃ，６４ｄおよび第２コンデンサ６４ｅを備えて、第１増幅部６１と同一に構成されている。この場合、第２演算増幅器６４ａは、その反転入力端子が第２巻線２３の他端に直接接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗６４ｂが帰還抵抗として接続され、非反転入力端子が抵抗６４ｃを介して接地されて（基準電圧（グランド）が入力される一例）、入力した検出電流Ｉ１を電圧信号Ｖｃ（振幅が検出電流Ｉ１の電流値に比例して変化し、かつ電圧信号Ｖｂと逆極性の信号）に変換して出力する。第２コンデンサ６４ｅは、第２演算増幅器６４ａの後段に配設されて（本例では、その一端が第２演算増幅器６４ａの出力端子に直接接続されて）、電圧信号Ｖｃに含まれる直流成分を除去する。また、第２コンデンサ６４ｅは、その他端が抵抗６４ｄを介して接地されている。これにより、第２コンデンサ６４ｅにおいて直流成分が除去された電圧信号Ｖｃは、その直流レベルが接地電位（ゼロボルト）に規定されて、ゼロボルトを中心として変化する交流信号である第２電圧信号Ｖｃ１として第２増幅部６４から出力される。ここで、第２巻線２３の他端に発生する検出電流Ｉ１は、一端に発生する検出電流Ｉ１と位相が反転したものとなる。このため、第２演算増幅器６４ａは、入力した検出電流Ｉ１を電圧信号Ｖｂと位相が反転した電圧信号Ｖｃに変換して出力する。これにより、第２増幅部６４は、ゼロボルトを中心として変化し、かつ第１電圧信号Ｖｂ１と位相が反転した交流信号である第２電圧信号Ｖｃ１を生成して出力する。

第２ＢＰＦ６５は、第１ＢＰＦ６２と同様のバンドパスフィルタに構成されて、入力した第２電圧信号Ｖｃ１に含まれている交流電圧Ｖａの高調波成分を除去して（フィルタリング処理して）、第２電圧信号Ｖｃ２として出力する。第２切替部６６は、第１切替部６３と同一の構成を備えて、基準信号Ｓｒに同期して、図３に示すように、第１電圧信号Ｖｂ２と第２電圧信号Ｖｃ２とを半周期ずつ切り替えて出力することにより、第１電圧信号Ｖｂ２の負側波形および第２電圧信号Ｖｃ２の負側波形で構成される脈流信号である負極性信号Ｖｅを生成して出力する。

第３増幅部６７は、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅを入力して、これらの極性信号Ｖｄ，Ｖｅの差分を出力する。本例では、第３増幅部６７は、一例として、図２に示すように、演算増幅器６７ａ、第１切替部６３と演算増幅器６７ａの非反転入力端子との間に接続された抵抗６７ｂ、第２切替部６６と演算増幅器６７ａの反転入力端子との間に接続された抵抗６７ｃ、演算増幅器６７ａの反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗６７ｄ、および演算増幅器６７ａの非反転入力端子と基準電圧（この例ではグランド）との間に接続された抵抗６７ｅとを備えて、差動増幅部として構成されている。この構成により、第３増幅部６７は、図３に示すように、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅに同期し、かつ正側波形で構成される脈流信号である差分信号Ｖｆを、各極性信号Ｖｄ，Ｖｅの上記差分として演算して出力する。この差分信号Ｖｆは、振幅が検出電流Ｉ１の電流値にそれぞれ比例する電圧信号Ｖｂ，Ｖｃに基づいて上記のように生成されるため、差分信号Ｖｆの振幅も検出電流Ｉ１の電流値に比例したものとなっている。Ａ／Ｄ変換部６８は、この差分信号Ｖｆをデジタルデータに変換して電流データＤｉとして出力する。したがって、Ａ／Ｄ変換部６８から出力される電流データＤｉは、検出電流Ｉ１を表すデータとなる。

基準信号生成部４５は、コンパレータ７１およびＤ型フリップフロップ（本発明における同期回路部の一例であって、以下、「ＤＦＦ」ともいう）７２を備え、交流電圧Ｖ１に基づいて基準信号Ｓｒを生成して出力する。具体的には、コンパレータ７１は、比較用電圧値Ｖｒｅｆがゼロボルトに規定されると共に、本例では、一例としてヒステリシス型に構成されている。この構成により、コンパレータ７１は、擬似正弦波信号である交流電圧Ｖ１と、比較用電圧値Ｖｒｅｆとを比較することにより、交流電圧Ｖ１のゼロクロスで極性が反転し、かつデューティ比が０．５のパルス信号を二値化信号Ｓｒ０として生成して出力する。また、コンパレータ７１がヒステリシス型のため、交流電圧Ｖ１の電圧値が比較用電圧値Ｖｒｅｆを超えたときには、比較用電圧値Ｖｒｅｆがゼロボルトよりも低下することで、交流電圧Ｖ１に重畳しているノイズによって二値化信号Ｓｒ０の極性の不要な反転を回避することができる結果、ノイズの影響を低減して抵抗値Ｒｘの測定精度がより向上されている。ＤＦＦ７２は、Ｄ入力端子に入力される二値化信号Ｓｒ０をクロック端子ＣＫに入力される基準クロックＣＬＫに同期させて（二値化信号Ｓｒ０の立ち上がりおよび立ち下がりを基準クロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）に一致させて）基準信号Ｓｒとして出力する。この場合、ＤＦＦ７２で同期回路部を構成したことにより、二値化信号Ｓｒ０を基準クロックＣＬＫに確実に同期させて生成された基準信号Ｓｒが出力される。

処理部４３は、ＣＰＵおよびメモリ（いずれも図示せず）を備えて構成されて、抵抗測定処理を実行する。出力部４４は、一例として、モニタ装置などで構成されて、抵抗測定処理の結果を表示する。

次に、抵抗測定装置１による抵抗測定処理１００について、図４を参照して説明する。

この抵抗測定処理１００では、処理部４３は、まず、所定の周波数ｆの検査用交流信号Ｖｘを測定対象回路５に注入する注入処理を実行する（ステップ１０１）。具体的には、この注入処理において、処理部４３は、電圧注入部４１に対して交流電圧Ｖａの生成を開始させるため、基準クロックＣＬＫの出力を開始する。この基準クロックＣＬＫは、階段波生成部５１およびＤＦＦ７２に出力される。これにより、電圧注入部４１では、階段波生成部５１が、基準クロックＣＬＫに同期した三角波信号Ｖｔの生成、および生成した三角波信号Ｖｔの出力を開始し、ＬＰＦ５２が三角波信号Ｖｔを交流電圧Ｖａに変換する。電力増幅部５３は、Ｄ級増幅動作を行って、入力した交流電圧Ｖａを所定の増幅率で増幅して予め規定された電圧実効値の交流電圧Ｖ１を生成すると共に、生成した交流電圧Ｖ１を注入クランプ部１１の第１巻線１３に印加する。これにより、注入クランプ部１１から測定対象回路５に検査用交流信号Ｖｘ（周波数ｆ）が注入される。このため、測定対象回路５には、検査用交流信号Ｖｘの注入に起因して、周波数ｆの交流電流Ｉｘが流れる。一方、基準信号生成部４５では、コンパレータ７１が、交流電圧Ｖ１と比較用電圧値Ｖｒｅｆとを比較することにより、交流電圧Ｖ１のゼロクロスで極性が反転し、かつデューティ比が０．５の二値化信号Ｓｒ０の生成を開始する。また、ＤＦＦ７２が、この二値化信号Ｓｒ０を基準クロックＣＬＫに同期させて基準信号Ｓｒとして出力する処理を開始する。これにより、基準信号生成部４５から電流測定部４２の各切替部６３，６６に対して基準信号Ｓｒの供給が開始される。

この周波数ｆの検査用交流信号Ｖｘが測定対象回路５へ注入されている状態において、電流測定部４２は、交流電流Ｉｘを検出して電流データＤｉを生成する処理を実行する。具体的には、電流測定部４２では、検出クランプ部２１が、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘを検出して、その第２巻線２３から検出電流Ｉ１を出力し、第１および第２増幅部６１，６４が、この検出電流Ｉ１を第１および第２電圧信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に変換して出力する。この場合、この電流測定部４２では、従来の構成（検出コイルとしての第２巻線２３をシングルエンドで使用し、電流検出のための抵抗を直列に接続する構成）とは異なり、第２巻線２３の各端部を演算増幅器６１ａ，６４ａの反転入力端子に接続する構成としたことにより、ゲインの低下や周波数特性の劣化を招くおそれのある電流検出用の抵抗（シャント抵抗）を不要とすることができ、十分な検出ゲインを維持しつつ良好な周波数特性が確保されている。なお、抵抗測定装置１では、注入クランプ部１１および検出クランプ部２１が１つのハウジング３１に、近接した状態で収容されているため、検出クランプ部２１の第２巻線２３には、注入クランプ部１１の第１巻線１３で発生する磁束が直接入力される。このため、第２巻線２３から出力される検出電流Ｉ１には、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘに起因して発生する電流成分（第１電流成分）と、第１巻線１３からの磁束に起因して発生し、第１電流成分に対して位相が９０°ずれた電流成分（第２電流成分）とが含まれている。

次いで、第１および第２ＢＰＦ６２，６５が、対応する電圧信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に含まれている高調波成分を除去して、第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２として出力し、各切替部６３，６６が、この第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を基準信号Ｓｒに同期して切り替えることにより（基準信号Ｓｒで同期検波することにより）、検出電流Ｉ１に含まれている第１電流成分のみに基づいて正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅを生成して出力する。なお、検出電流Ｉ１に含まれている第２電流成分については、第１電流成分と位相が９０°ずれているため、基準信号Ｓｒに基づく同期検波によって完全に除去される。この場合、基準信号Ｓｒは、基準信号生成部４５のＤＦＦ７２を介して出力される。このため、交流電圧Ｖ１の基準クロックＣＬＫに対する位相が温度や湿度の変化に起因して変化した場合であっても、その変化量が基準クロックＣＬＫの１周期以内であれば、基準信号Ｓｒは、その立ち上がりおよび立ち下がりが基準クロックＣＬＫの立ち上がり（または立ち下がり）にＤＦＦ７２によって強制的に同期させられる。したがって、温度や湿度の変化に起因した基準信号Ｓｒの基準クロックＣＬＫに対する位相のずれが大幅に低減される、つまり基準信号Ｓｒのデューティ比のゆらぎが大幅に低減される。このため、各切替部６３，６６がこの基準信号Ｓｒに基づいて第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を安定して切り替えることができる結果、各切替部６３，６６による正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの生成の精度が高められている。また、ノーマルモードノイズが検出電流Ｉ１に含まれていたとしても、各切替部６３，６６による基準信号Ｓｒに同期した各電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２に対する上記の切替動作により、このノーマルモードノイズが除去される。

続いて、第３増幅部６７が、この正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分を演算して差分信号Ｖｆを生成し、Ａ／Ｄ変換部６８が、この差分信号Ｖｆをデジタルデータに変換して電流データＤｉとして処理部４３に出力する。この場合、電流測定部４２では、第２巻線２３の各端部に接続された第１増幅部６１と第２増幅部６４とが、それぞれが接続された第２巻線２３の端部に発生する検出電流Ｉ１に基づいて、互いの位相が反転する第１電圧信号Ｖｂ１と第２電圧信号Ｖｃ１とを出力し、第３増幅部６７が、これらの電圧信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に基づいて各切替部６３，６６で生成される正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分を演算して差分信号Ｖｆを生成する。このため、検出電流Ｉ１にコモンモードノイズが重畳していたとしても、第３増幅部６７が差分演算を行うことにより、このノイズがキャンセルされる。

次いで、処理部４３は、周波数がｆのときの測定対象回路５の抵抗値Ｒｘを算出する算出処理を実行する（ステップ１０２）。具体的には、この算出処理において、処理部４３は、まず、電流データＤｉに基づいて検出電流Ｉ１の電流値（本例では電流実効値）を算出し、次いで、交流電圧Ｖ１の電圧実効値および第１巻線１３のターン数（Ｎ１）に基づいて検査用交流信号Ｖｘの電圧実効値を算出すると共に、算出した検出電流Ｉ１の電流実効値および第２巻線２３のターン数（Ｎ２）に基づいて交流電流Ｉｘの電流値（本例では電流実効値）を算出する。続いて、処理部４３は、算出した検査用交流信号Ｖｘおよび交流電流Ｉｘの各実効値に基づいて、検査用交流信号Ｖｘの周波数がｆのときの測定対象回路５の抵抗値Ｒｘを算出すると共に、算出した抵抗値Ｒｘを周波数ｆに対応させてメモリに記憶する。本例では一例として、処理部４３は、この抵抗値Ｒｘの算出に際して、抵抗値Ｒｘを複数回算出すると共に、これらの平均（一例として移動平均）を算出して、最終的な抵抗値Ｒｘとする。これにより、抵抗値Ｒｘの算出処理が完了する。最後に、処理部４３は、算出した抵抗値Ｒｘを出力部４４に出力させる（ステップ１０３）。これにより、抵抗測定処理が完了する。

このように、この抵抗測定装置１によれば、注入コイルとしての第１巻線１３を有する注入クランプ部１１と、検出コイルとして構成された第２巻線２３を有する検出クランプ部２１とが１つのクランプ型のハウジング３１に収容されているため、注入コイルとしての第１巻線１３を有する注入クランプ部１１と、検出コイルとして構成された第２巻線２３を有する検出クランプ部２１とを１回のクリップ操作（クランプ操作）で測定対象回路５の一部を構成する配線５ａにクリップさせることができ、作業性を向上させることができる。また、注入クランプ部１１と検出クランプ部２１との相対位置を安定させること（一定にすること）ができるため、１つの測定対象回路５に対して繰り返し抵抗値Ｒｘを測定した場合であっても、測定結果を安定させる（測定される抵抗値Ｒｘのばらつきを少なくする）ことができる結果、繰り返し測定精度を向上させることができる。

また、この抵抗測定装置１では、電圧注入部４１が、基準信号Ｓｒに同期した交流電圧Ｖ１を第１巻線１３に印加することにより、測定対象回路５に検査用交流信号Ｖｘを注入し、電流測定部４２が、検査用交流信号Ｖｘの注入に起因して第２巻線２３に流れる検出電流Ｉ１を各電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２に変換すると共に各電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を基準信号Ｓｒを用いて同期検波し、この同期検波によって得られた差分信号Ｖｆに基づいて検出電流Ｉ１の電流値（すなわち、検出電流Ｉ１の電流値に比例する交流電流Ｉｘの電流値）を測定する。したがって、この抵抗測定装置１によれば、注入クランプ部１１と検出クランプ部２１とを１つのハウジング３１に収容したことによって注入クランプ部１１からの磁束が検出クランプ部２１に直接漏れ込むが、この磁束の漏れ込みに起因して交流電流Ｉｘに発生する第２電流成分を基準信号Ｓｒを用いた同期検波によって完全に除去することができ、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘに起因して発生する第１電流成分のみに基づいて差分信号Ｖｆを生成することができる結果、検出電流Ｉ１の電流値（すなわち、検出電流Ｉ１の電流値に比例する交流電流Ｉｘの電流値）を十分な精度で測定することができると共に、注入クランプ部１１と検出クランプ部２１との間へのシールド材の配置を不要にできるため、注入クランプ部１１および検出クランプ部２１全体の厚みを低減することができる結果、クランプ部２を十分に小型化することができる。

また、この抵抗測定装置１によれば、電圧注入部４１の電力増幅部５３をＤ級アンプで構成したことにより、低損失で交流電圧Ｖａを交流電圧Ｖ１に増幅することができる結果、装置の効率についても十分に向上させることができる。したがって、同じ消費電力であっても、交流電圧Ｖ１を効率よく増幅できることから、注入コイルとしての第１巻線１３のインダクタンスを小さくすることができる。このため、注入クランプ部１１を構成する第１環状コア１２の厚み、つまり注入クランプ部１１の厚みを薄くできる結果、クランプ部２を薄くすることができる。また、Ｄ級アンプで電力増幅部５３を構成した場合には、高周波ノイズが交流電圧Ｖ１内に多く含まれることになる。しかしながら、電力増幅部５３で増幅される交流電圧Ｖ１および同期検波用の基準信号Ｓｒが共に基準クロックＣＬＫに同期して生成されるため、検査用交流信号Ｖｘの注入に起因して検出コイルとしての第２巻線２３に流れる検出電流Ｉ１が電圧に変換されてなる各電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を基準信号Ｓｒを用いて正確に同期検波できる結果、抵抗測定装置１のノイズに対する耐性を高めることができる。

また、この抵抗測定装置１によれば、注入コイルとしての第１巻線１３を有する注入クランプ部１１と、検出コイルとして構成された第２巻線２３を有する検出クランプ部２１とが各々の厚み方向で積層された状態で１つのハウジング３１に収容されているため、クランプ部２の内径と外径との差Ｌ１（図１０参照）を小さくすることができ、同じ外径であっても、より太い測定対象回路５の配線５ａをクリップすることができるため、より多くの種類の測定対象回路５の抵抗を測定することができる。

なお、上記の例では、注入コイルとしての第１巻線１３を有する注入クランプ部１１と、検出コイルとして構成された第２巻線２３を有する検出クランプ部２１とを各々の厚み方向で積層した状態で１つのハウジング３１に収容する構成を採用しているが、図１３に示す構成のクランプセンサＣＳ２を採用することもできる。具体的には、注入コイルとしての第１巻線１３を有する注入クランプ部１１と、検出コイルとして構成された第２巻線２３を有する検出クランプ部２１とを互いに異なる径に形成して、大径に形成された一方のクランプ部（同図では一例として注入クランプ部１１。つまり、注入コイルとしての第１巻線１３）の内周側に他方のクランプ部（同図では一例として検出クランプ部２１。つまり、検出コイルとしての第２巻線２３）が位置し、かつこの２つのクランプ部（つまり２つのコイル）が同一平面上に位置する状態で１つのハウジング３１Ａ（絶縁性を有する樹脂材料製のハウジング）に収容される構成を採用することもできる。この構成によれば、注入クランプ部１１と検出クランプ部２１とを厚み方向で積層する構成と比較して、クランプ部２Ａの厚みをより薄くすることができる。この場合、ハウジング３１Ａは、一例として、図１３に示すように、ハウジング３１における第１ハウジング３２および第２ハウジング３３にそれぞれ対応する第１ハウジング３２Ａおよび第２ハウジング３３Ａを備えている。また、第１ハウジング３２Ａおよび第２ハウジング３３Ａは、一例として、図１４に示すように（両ハウジング３２Ａ，３３Ａはほぼ同じ構造であるため、同図では第１ハウジング３２Ａのみを示している）、厚み方向に沿って２つに分割される２ピース構造に構成されて、それぞれの一端部側の内部に注入クランプ部１１と検出クランプ部２１とが収容されている。なお、クランプセンサＣＳ１と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略している。

また、上記の構成では、各演算増幅器６１ａ，６４ａの後段にコンデンサ６１ｅ，６４ｅをそれぞれ配設しているが、各演算増幅器６１ａ，６４ａのオフセット電圧が極めて少ないときには、コンデンサ６１ｅ，６４ｅを配設しない構成とすることもできる。この構成では、各抵抗６１ｄ，６４ｄについても不要とすることができる。また、抵抗値Ｒｘの測定精度の向上のために第１および第２ＢＰＦ６２，６５を使用する構成について上記したが、必要とされる測定精度が確保できるときには、第１および第２ＢＰＦ６２，６５を配設しない構成を採用することもできる。また、電力増幅部５３をＤ級アンプに代えて、Ａ級やＡＢ級のアンプで構成することもできる。また、基準信号生成部４５をヒステリシス型のコンパレータ７１を用いて構成したが、ヒステリシスを有しないコンパレータを用いて構成することもできる。

また、第１電圧信号Ｖｂ２および第２電圧信号Ｖｃ２を基準信号Ｓｒでそれぞれ同期検波する構成の一例として、各切替部６３，６６を使用した構成について上記したが、乗算器を使用して同期検波する構成を採用することもできる。また、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としての電圧実効値と交流電流Ｉｘの電流値としての電流実効値とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する例について上記したが、電圧値は電圧実効値に限定されるものではなく、また電流値も電流実効値に限定されるものではない。具体的には、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としての電圧平均値と交流電流Ｉｘの電流値としての電流平均値とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する構成や、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としてのピークｔｏピーク値（電圧振幅）と交流電流Ｉｘの電流値としてのピークｔｏピーク値（電流振幅）とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する構成や、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としての電圧ピーク値と交流電流Ｉｘの電流値としての電流ピーク値とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する構成を採用することもできる。

また、電力増幅部５３から出力される交流電圧Ｖ１に基づき、コンパレータ７１とＤＦＦ７２とを有する基準信号生成部４５で基準信号Ｓｒを生成する構成について上記したが、階段波生成部５１から出力される三角波信号ＶｔおよびＬＰＦ５２から出力される交流電圧（擬似正弦波信号）Ｖａのうちのいずれかに基づき、基準信号生成部４５が基準信号Ｓｒを生成する構成を採用することもできる。また、基準信号Ｓｒを生成する基準信号生成部４５をコンパレータ７１を用いて構成することにより、簡易な構成で交流電圧Ｖ１から二値化信号Ｓｒ０を確実に生成し得るようにした例について上記したが、入力値（交流電圧Ｖ１の電圧値）をしきい値（比較用電圧値Ｖｒｅｆ）と比較して、その比較結果（二値化信号Ｓｒ０）を出力するものであれば、コンパレータ７１に限定されず、種々の回路を採用することができる。また、ＤＦＦ７２に代えて、ＪＫフリップフロップや、ＲＳフリップフロップなどを使用する構成を採用することもできる。

また、上記の例では、アップダウン制御端子ＵＤに入力される信号のレベルを「Ｈｉｇｈ」から「Ｌｏｗ」へ、次いで「Ｌｏｗ」から「Ｈｉｇｈ」へというように周期的（Ｔ／２の周期毎に）に変化させて、階段波生成部５１を構成するカウンタ５１ａに対してアップカウント動作およびダウンカウント動作を繰り返させ、これにより、階段波生成部５１から三角波状（振幅がスタート値からエンド値まで階段状に増加する波形とエンド値からスタート値まで階段状に減少する波形とで構成される三角波状）に変化する階段波である三角波信号Ｖｔ（周期Ｔ）を出力させて、電力増幅部５３から高調波成分のより少ない交流電圧Ｖ１を出力させる構成を採用しているが、これに限らない。例えば、図５において、アップダウン制御端子ＵＤに入力されている信号のレベルを「Ｈｉｇｈ」に固定してカウンタ５１ａに対してアップカウント動作（スタート値からエンド値までカウント値をインクリメントすると共に、エンド値に達したときにカウント値をスタート値にリセットするカウント動作）を周期Ｔで繰り返させることにより、階段波生成部５１から図６に示す鋸歯状に変化する階段波である三角波信号Ｖｔを出力させる構成や、図５において、アップダウン制御端子ＵＤに入力されている信号のレベルを「Ｌｏｗ」に固定してカウンタ５１ａに対してダウンカウント動作（スタート値からエンド値までカウント値をデクリメントすると共に、エンド値に達したときにカウント値をスタート値にリセットするカウント動作）を周期Ｔで繰り返させることにより、階段波生成部５１から図７に示す鋸歯状に変化する階段波である三角波信号Ｖｔを出力させる構成を採用することもできる。これらの構成によれば、図５に示す三角波信号Ｖｔを階段波生成部５１から出力させる構成と比較して、電力増幅部５３から出力される交流電圧Ｖ１に含まれる高調波成分が若干増加するものの、フリップフロップ５１ｂを省くことができるため、部品点数を低減することができ、ひいては製品コストを低下させることができる。また、上記した各例のように、カウンタ５１ａとＤ／Ａ変換回路５１ｃとを用いて階段波生成部５１を構成することにより、簡単な回路構成で所望の階段波を確実に生成させることができる。

また、図５に示すように三角波状に変化する階段波である三角波信号Ｖｔや、図６，７に示すように鋸歯状に変化する階段波である三角波信号Ｖｔに代えて、図８に示すように、基準クロックＣＬＫに同期して振幅が変化する１段の階段波である矩形波（周期Ｔでデューティ比０．５の矩形波）Ｖｔを階段波生成部５１で生成させて、ＬＰＦ５２に出力する構成を採用することもできる。この構成の階段波生成部５１は、図示はしないが、基準クロックＣＬＫに同期して基準クロックＣＬＫを分周する分周回路と、矩形波の直流成分をカットするコンデンサとで実現することができる。この構成によれば、階段波生成部５１から鋸歯状に変化する階段波である三角波信号を出力させる構成と比較して、電力増幅部５３から出力される交流電圧Ｖ１に含まれる高調波成分がさらに増加するものの、Ｄ／Ａ変換回路５１ｃを省くことができるため、部品点数を一層低減することができ、製品コストを一層低下させることができる。

また、回路構成は逆に複雑化するものの、階段波生成部５１にＤＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ。図示せず）を使用する構成を採用することもできる。この構成よれば、三角波信号Ｖｔよりもさらに正弦波に近い図９に示すような階段波を擬似正弦波Ｖｔとして階段波生成部５１から出力させることができるため、電力増幅部５３から一層高調波成分の少ない交流電圧Ｖ１を出力させることができる。

また、処理部４３とは別個に、階段波生成部５１および基準信号生成部４５を設ける構成について上記したが、ＣＰＵ、Ａ／ＤコンバータおよびＤ／Ａコンバータを少なくとも含むＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で処理部４３を構成することにより、階段波生成部５１および基準信号生成部４５の少なくとも１つの生成部を処理部４３に含める構成を採用することもできる。この構成において、ＣＰＵに対して、基準クロックＣＬＫに同期したアップカウント動作、ダウンカウント動作、およびアップダウンカウント動作のいずれかのカウント動作を繰り返させ、そのカウント値をＤ／Ａコンバータに出力させることにより、階段波生成部５１を構成することができる。また、ＤＳＰ内または外部に設けたメモリに波形用データを記憶させて、この波形用データをＣＰＵが読み出してＤ／Ａコンバータに出力することによっても構成することができる。また、基準信号生成部４５については、ＣＰＵが、上記のカウント動作におけるスタート値とエンド値との中間値を基準として、この中間値をカウント値が横切るタイミングを検出し、検出されたタイミングに同期して立ち上がりと立ち下がりとが交互に繰り返す信号を、基準信号Ｓｒとして生成することにより構成することができる。

また、図１の構成において、各切替部６３，６６を省いて、第１および第２ＢＰＦ６２，６５から出力される第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を第３増幅部６７に直接入力する構成を採用することもできる。この構成では、図２に示すように差動増幅器として構成された第３増幅部６７が、第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２の差分を増幅することにより、例えば利得が１倍のときには第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２の２倍の振幅の交流信号を差分信号Ｖｆとして出力する。この差分信号Ｖｆは、Ａ／Ｄ変換部６８によってデジタルデータに変換されて電流データＤｉとして処理部４３に入力される。このため、少なくとも基準信号生成部４５をＤＳＰ内に設けておくことにより、各切替部６３，６６が実行していた同期検波については、ＣＰＵが、上記のようにして生成している基準信号Ｓｒの半周期における電流データＤｉに基づいて、検出電流Ｉ１の電流値（本例では電流実効値）を算出することで実現される。以上のようにして、処理部４３をＤＳＰで構成して、階段波生成部５１および基準信号生成部４５の少なくとも１つを処理部４３に含めたり、さらには同期検波回路の機能を処理部４３に持たせたりすることにより、部品点数をさらに削減できるため、製品コストのさらなる低減を図ることができる。

また、上記の例では、階段波生成部５１から出力される三角波信号Ｖｔなどの階段波をＬＰＦ５２に入力して、その基本周波数成分（周波数ｆ）以外の周波数成分を減衰させる好ましい構成を採用したが、基本周波数成分（周波数ｆ）以外の周波数成分が多く含まれていても問題のない場合には、ＬＰＦ５２を省略する構成、つまり階段波に対するフィルタリング処理を実行しない構成を採用することもできる。また、階段波生成部５１に含めるＤ／Ａ変換回路５１ｃを安価なラダー抵抗回路で構成して、製品コストを低減し得る例について上記したが、抵抗ストリング形、電流出力形またはデルタシグマ形の変換回路で構成することもできる。

１ 抵抗測定装置
５ 測定対象回路
１３ 第１巻線（注入コイル）
２３ 第２巻線（検出コイル）
３１，３１Ａ ハウジング
４１ 電圧注入部
４２ 電流測定部
４３ 処理部
Ｉ１ 検出電流
Ｉｘ 交流電流
Ｒｘ 抵抗
Ｓｒ 基準信号
Ｖ１ 交流電圧
Ｖｘ 検査用交流信号

Claims (2)

1. 注入コイルに交流電圧を印加することによって測定対象回路に検査用交流信号を注入する電圧注入部と、前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出コイルで検出して測定する電流測定部と、前記注入された検査用交流信号の電圧値および前記測定された交流電流の電流値に基づいて前記測定対象回路の抵抗値を算出する処理部とを備えた抵抗測定装置であって、
   前記注入コイルおよび前記検出コイルを収容する１つのクランプ型のハウジングを備え、
   前記電圧注入部は、基準信号に同期した信号を前記交流電圧として印加し、
   前記電流測定部は、前記検査用交流信号の注入に起因して前記検出コイルに流れる電流を電圧信号に変換すると共に当該電圧信号を前記基準信号を用いて同期検波し、当該同期検波によって得られた信号に基づいて前記交流電流の電流値を測定し、
   前記ハウジングは、当該ハウジングの厚み方向に沿って配置された中間ハウジングおよび一対の側部ハウジングを備えて当該厚み方向に沿って３つに分割される３ピース構造に構成されると共に、前記中間ハウジングと各側部ハウジングとの間にそれぞれ空隙が形成され、
   前記注入コイルおよび前記検出コイルは、前記ハウジングにおける前記各空隙内にそれぞれ配設されて各々の厚み方向で積層された状態で収容されている抵抗測定装置。
2. 前記電圧注入部は、前記基準信号に同期した前記信号を増幅して前記交流電圧を生成するＤ級アンプを備えている請求項１記載の抵抗測定装置。

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