JP5286184B2 - 電力変換制御装置，電力変換装置及び電力変換制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換制御装置，電力変換装置及び電力変換制御方法に係り、特に、スイッチング素子の発熱の抑制に好適な電力変換制御装置，電力変換装置及び電力変換制御方法に関する。

インバータ装置の制御では、変調波信号をオン・オフ信号に変換することで、スイッチング素子に動作指令を出力している。この変調波信号の変換として、複数種類の方式があるので、インバータ装置の動作領域に応じて適切な変換方式を選択するものが知られている。例えば、変調波信号を搬送波と比較することによりオン・オフ信号を得るパルス幅変調方式としてユニポーラ変調とダイポーラ変調が知られており、いずれも２つの搬送波を用いるもので、ユニポーラ変調方式では、零から正の最大値で変化する三角波と零から負の最大値で変化する三角波を搬送波として用いて変換するものであり、ダイポーラ変調方式では、負の最大値から正の最大値で変化する三角波とその三角波より設定値だけ負側にずらした三角波を搬送波として用いて変換する。

変調波信号が大きな領域ではユニポーラ変調が適しており小さな領域ではダイポーラ変調が適しているので、変調波信号の大きさに応じてユニポーラ変調とダイポーラ変調を運転中に切り替わる。このような技術は、例えば特開２００３−１８００８４号公報に記載されている。

特開２００３−１８００８４号公報

一般に、複数種類の変換方式はインバータ装置の動作領域に応じて適切に選択されるが、スイッチング素子に対する指令が異なるため、両者を比較すると、一方の変換方式は他方の変換方式と比較してスイッチング素子の発熱量が多くなる。このことは、一方の変換方式から他方の変換方式に切り替えが行われる境界近傍で問題となることが多い。例えば、ユニポーラ変調とダイポーラ変調の例では、ユニポーラ変調の方が特定の半導体素子で温度上昇を起こす傾向があるので、ユニポーラ変調からダイポーラ変調に切り替える少し前の領域近傍でユニポーラ変調に留まる時間が長くなると、発熱の問題が生じる。

このように、従来の技術では、スイッチング素子の熱の影響の問題が避けられなかった。すなわち、出力電流容量が大きな素子が必要であり、また、熱放散のためのヒートシンクを大きくせざるを得なく、そのため、電力変換装置が大型でコストが高くなっていた。

本発明の目的は、小型で且つコストを抑えつつスイッチング素子の発熱の影響を抑制することが可能な、電力変換制御装置，電力変換装置及び電力変換制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明では、指令に対して一方の極性のパルスが出力されるようにスイッチング素子に指令を与えるユニポーラ変調と、指令に対して一方の極性のパルスに続いて他方の極性のパルスが出力されるようにスイッチング素子に指令を与えるダイポーラ変調とから選択し、指令の連続としての変調波指令信号を選択されたユニポーラ変調とダイポーラ変調の一方で変調してスイッチング素子に指令を出力するものであって、所定の領域でユニポーラ変調を行っている場合に、変調選択部は、所定の条件で、ユニポーラ変調からダイポーラ変調に切り替えるように構成した。

あるいは、変調波指令信号を第１の変換と第２の変換のいずれかで変換してスイッチング素子に指令を出力するものにおいて、少なくとも所定の動作領域で第２の変換は第１の変換よりもスイッチング素子に多く発熱させるものであるとして、その所定の動作領域で第２のパルス変換で変調波指令信号を変換している場合、電力変換に係る温度抑制を行う所定の条件となった場合に、第２のパルス変換から第１のパルス変換に変更するように構成する。

本発明では、スイッチング素子の発熱の影響を抑制することができ、電力変換装置の小型化及びコスト低減が可能となる。

本発明の変調方式切替判定器の実施形態を説明する図。 電力変換装置を説明する図。 本発明の多重型インバータの基本動作を説明する図。 直列多重型インバータのスイッチングパタンと出力電圧の関係を説明する図。 電力変換主回路の素子のヒートシンクに実装形態の一例を説明する図。 電力変換主回路のスイッチのオン・オフ指令を説明する図。 ユニポーラ変調時の搬送波とインバータ出力電圧（Ｖｏ）の関係を説明する図。 ダイポーラ変調時の搬送波とインバータ出力電圧（Ｖｏ）の関係を説明する図。 交流電動機速度，出力電圧，出力周波数とＰＷＭ変調方式の切替特性を説明する図。 第２の実施例に係る変調方式切替判定器の実施形態を説明する図。 第３の実施例に係る変調方式切替判定器の実施形態を説明する図。

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。まず、全体構成を図２に示す。図２において、電力変換装置（２００）は、商用電源（５００）から変圧器（３００）を介して得られる交流電力を直流電源の電圧（以下、直流電圧とも称する）（Ｅｐ）（Ｅｎ）へ変換する。そして、得られた直流電圧（Ｅｐ）（Ｅｎ）より、任意周波数・振幅の交流電圧へ変換し、交流電動機（４００）へ電力を供給することで、交流電動機の速度を加速制御する。また、その逆に、交流電動機の回転エネルギーを電力変換装置（２００）にて交流電力として回生し、得られる交流電力を直流電圧（Ｅｐ）（Ｅｎ）に変換する。得られた直流電圧（Ｅｐ）（Ｅｎ）より、商用電源周波数・任意振幅の交流電圧へ変換し、変圧器（３００）を介して商用電源（５００）電力を回生することで、交流電動機の速度を減速制御する。

このように、電力変換装置（２００）は、正側直流電源（＋Ｅｐ），負側直流電源（−Ｅｎ），正側直流電源（＋Ｅｐ）と負側直流電源（−Ｅｎ）の中間点（ＣＯＭ）各々を、電力変換素子（自己消弧素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ））を介して出力点（ＡＣ）に接続する構成であり、そして、それらの電力変換素子（自己消弧素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ））を導通・遮断（以後、スイッチングと記す）させることで、実質的な交流電圧を作り出すものである。

この交流電動機（４００）は、例えば、タンデム圧延器の各スタンドの各作業ロールの駆動用動力源として用いることができ、その場合、電力変換装置（２００）は交流電動機（４００）の速度制御に用いられる。タンデム圧延機の圧延開始から圧延終了までの被圧延材の速度パターンに沿って電力変換装置（２００）は制御される。速度パターンが比較的に遅い場合には、後述するように、特に、ユニポーラ変調の領域で電力変換装置（２００）の素子に発熱が生じる傾向がある。

電力変換装置（２００）の基本動作を、図３を用いて直列多重型インバータを例として説明する。電力変換装置（２００）において、直流電圧（Ｅｐ）（Ｅｎ）は、直流母線（Ｐ）（ＣＯＭ）（Ｎ）を介して電力変換主回路（以下、直列多重型インバータとし説明する）（１００）とつながる。ここで、直流電圧（Ｅｐ）（Ｅｎ）は、通常の回路動作中においては、（Ｅｐ）＝（Ｅｎ）となっている。直列多重型インバータ（１００）において、自己消弧素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ）は、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）の素子駆動指令に応じて、任意の時間幅と周期でスイッチングしており、かつ、自己消弧素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ）（以下、電力変換素子で構成されても良いとして説明する。）の各々を「単位素子」としたとき、その「単位素子」は、自己消弧素子１直列または２直列以上の接続構成となっており、さらに、２つの「単位素子」以上の自己消弧素子が同時にオンしないように制御される。本実施例では、自己消弧素子の「単位素子」が、自己消弧素子１直列接続の場合を示している。

図３において、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は、変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）とＰＷＭ変調回路（ＰＷＭＭ）で構成される。変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）は、交流電圧指令（Ｖ*）（以下、交流電圧指令（Ｖ*）は、変調波指令信号とも称する）の大きさに応じてユニポーラ変調またはダイポーラ変調の変調方式信号（ＤＵＳ）をＰＷＭ変調回路（ＰＷＭＭ）に出力し、ユニポーラ変調とダイポーラ変調の切り替えを行う。変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）（以下、電力変換制御装置とも称する）は、選択されたユニポーラ変調またはダイポーラ変調のいずれかの変調方式信号（ＤＵＳ）に基づいて、素子駆動指令を出力する。

ここで、自己消弧素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ）のスイッチングは、駆動回路（ＤＲＶＰ）（ＤＲＶＰＣ）（ＤＲＶＮＣ）（ＤＲＶＮ）にて作成される素子駆動信号（ＧＰ）（ＧＰＣ）（ＧＮＣ）（ＧＮ）で駆動する。素子駆動信号（ＧＰ）（ＧＰＣ）（ＧＮＣ）（ＧＮ）は、制御装置（ＣＴＬ）内のＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）より出力される素子駆動指令（ＧＰ*）（ＧＰＣ*）（ＧＮＣ*）（ＧＮ*）より作成される。なお、以下の説明の実施例において、電力変換素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ）は例えばＩＧＢＴのような電圧駆動素子でもよく、電力変換素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ）がＩＧＢＴのような電圧駆動素子とした場合、素子駆動信号（ＧＰ）（ＧＰＣ）（ＧＮＣ）（ＧＮ）は、電圧信号となる。

各々の素子は内部発生熱を冷却するためヒートシンクに実装されている。一例を図５に示す。ここで、ヒートシンク（ＨＳ１）（ＨＳ２）（ＨＳ３）（ＨＳ４）（ＨＳ５）（ＨＳ６）は同一冷却性能のヒートシンクであり、例えば（ＨＳ１）（ＨＳ２）（ＨＳ３）で１つのヒートシンクを構成する場合もあるが、この例では、個別のヒートシンクとして説明する。

つぎに、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）の出力する素子駆動指令（ＧＰ*）（ＧＰＣ*）（ＧＮＣ*）（ＧＮ*）の出力動作を説明する。出力点（ＡＣ）には、正側の直流電圧（＋Ｅｐ）、０，負側の直流電圧（−Ｅｎ）を出力するのであるが、そのためには、正側の直流電圧（＋Ｅｐ）の出力するには、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｎ、（ＧＰＣ*）がｏｎ、（ＧＮＣ*）がｏｆｆ、（ＧＮ*）がｏｆｆである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。また、出力点（ＡＣ）に０を出力するには、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｆｆ、（ＧＰＣ*）がｏｎ、（ＧＮＣ*）がｏｎ、（ＧＮ*）がｏｆｆである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。また、出力点（ＡＣ）に負側の直流電圧（−Ｅｎ）の出力するには、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｆｆ、（ＧＰＣ*）がｏｆｆ、（ＧＮＣ*）がｏｎ、（ＧＮ*）がｏｎである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。

素子駆動指令（ＧＰ*）（ＧＰＣ*）（ＧＮＣ*）（ＧＮ*）の出力動作について、ユニポーラ変調とダイポーラ変調の場合があるが、ユニポーラ変調の場合で説明する。ここで、変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）が、ユニポーラ変調を選択すればＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）はユニポーラ変調に係る搬送波を用いてＰＷＭ変調を行い、変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）が、ダイポーラ変調を選択すればＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）はダイポーラ変調に係る搬送波を用いてＰＷＭ変調を行う。

ユニポーラ変調は２つの搬送波を用い、一方の搬送波は零から正の最大値Ｅ間で変化する三角波で、他方の搬送波は一方の三角波と周波数と位相が一致し零から負の最大値−Ｅ間で変化する三角波で、両搬送波と変調波（電圧指令）を比較することでＰＷＭ変調を行い、素子駆動指令としてのゲート信号を発生させるものである。交流電圧指令（Ｖ*）と、素子駆動指令（ＧＰ*）（ＧＰＣ*）（ＧＮＣ*）（ＧＮ*）について、図６において、任意周波数・振幅の交流電圧指令（Ｖ*）は、搬送波（Ｃｒ３１）（Ｃｒ３２）と、その振幅が比較され、その大小関係に基づき、素子駆動指令（ＧＰ*）（ＧＰＣ*）（ＧＮＣ*）（ＧＮ*）が作成される。作成された素子駆動指令（ＧＰ*）（ＧＰＣ*）（ＧＮＣ*）（ＧＮ*）に基づき、電力変換素子（ＱＰ）（ＱＰＣ）（ＱＮＣ）（ＱＮ）をスイッチングすることで、出力点（ＡＣ）には、交流電圧指令（Ｖ*）と等価なインバータ出力電圧（Ｖｏ）が出力される。

図６に示すように、ユニポーラ変調では、交流電圧指令（Ｖ*）が正の極性を持ったときには、交流電圧指令（Ｖ*）が搬送波よりも大きくなったときに正側のｏｎ信号を出力する。これに伴って、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｎ、（ＧＰＣ*）がｏｎ、（ＧＮＣ*）がｏｆｆ、（ＧＮ*）がｏｆｆである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。交流電圧指令（Ｖ*）が搬送波よりも小さくなったときにｏｆｆ信号を出力する。これに伴って、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｆｆ、（ＧＰＣ*）がｏｎ、（ＧＮＣ*）がｏｎ、（ＧＮ*）がｏｆｆである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。

交流電圧指令（Ｖ*）が負の極性を持ったときには、交流電圧指令（Ｖ*）の絶対値が搬送波の絶対値よりも大きくなったときに負側のｏｎ信号を出力する。これに伴って、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｆｆ、（ＧＰＣ*）がｏｆｆ、（ＧＮＣ*）がｏｎ、（ＧＮ*）がｏｎである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。交流電圧指令（Ｖ*）の絶対値が搬送波の絶対値よりも小さくなったときにｏｆｆ信号を出力する。これに伴って、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ）は素子駆動指令として（ＧＰ*）がｏｆｆ、（ＧＰＣ*）がｏｎ、（ＧＮＣ*）がｏｎ、（ＧＮ*）がｏｆｆである信号をそれぞれの自己消弧素子に出力する。

ダイポーラ変調する場合の交流電圧指令（Ｖ*）とダイポーラ変調時搬送波（Ｃｒ４１）（Ｃｒ４２）とインバータ出力電圧（Ｖｏ）の関係を図８を用いて説明する。ダイポーラ変調は２つの搬送波を用い、一方の搬送波は負の最大値−Ｅｎと零の間の−０.５Ｅｎから正の最大値の直流電圧Ｅｐより１.５倍大きい１.５Ｅｐで変化する三角波で、他方の搬送波は一方の三角波より設定値だけ負側にずらし、負の最大値−Ｅｎより１.５倍小さい−１.５Ｅｎから零と正の最大値の直流電圧Ｅｐ間の０.５Ｅｐの間で変化する搬送波で、両搬送波と変調波（電圧指令）を比較してＰＷＭ変調を行い、素子駆動指令としてゲート信号を発生させるものである。ダイポーラ変調はユニポーラ変調と比較して用いる搬送波は異なるが、スイッチングの論理動作はユニポーラ変調と同様であるので、スイッチングの論理動作の説明は省略する。

ここで、インバータが０の出力電圧を連続発生しない場合は、インバータが０の出力電圧を連続発生する場合よりも、発熱の電流が減少し、ユニポーラ変調よりもダイポーラ変調の方が内側の自己消弧素子の電流負荷が小さくなるため、内側の自己消弧素子の内部温度の上昇が抑制される。

インバータ駆動で交流電動機の速度制御する時、界磁弱めが無い交流電動機の場合、インバータは、出力電圧÷出力周波数＝一定となるように加速時は各々を増加、減速時は各々を減少させ、０速度から最高速度までの間を加減速する。界磁弱めがある交流電動機の場合は、界磁弱め前まではインバータは、界磁弱め前は出力電圧÷出力周波数＝一定となるように加速時は各々を増加、減速時は各々を減少させ、界磁弱め後は出力電圧＝一定とし、加速時は出力周波数を増加、減速時は出力周波数を減少させることで零速度から最高速度までの間を加減速する。ここで、交流電動機速度とインバータの出力電圧と出力周波数は、界磁弱め無しの場合は零速度から最高速度まで正比例の関係にあり、界磁弱め有りの場合は、０速度から界磁弱めに入る前までの速度において同様関係になる。ＰＷＭ変調方式の切り替えは電圧指令の振幅値を元に判定しているが、出力電圧＝電圧指令となるため、界磁弱め有無に係わらず、交流電動機の加減速中にダイポーラ変調とユニポーラ変調の切り替えが発生する。

変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）の内部判定論理を図１に示す。範囲（ＵＵ）運転時間判定器（２０１）に特徴がある。変調方式切替判定器（ＰＷＭＤＵｔ）には交流電圧指令（Ｖ*）が入力され、まず、振幅判定器（１０１）にて、交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値と切替判定値ＤＵとの大小関係が比較される。交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＤＵ）よりも大きい場合は、ユニポーラ変調指令器（１０５）より変調方式信号（ＤＵＳ）が出力される。交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＤＵ）以下の場合、振幅判定器（１０２）にて切替判定値（ＵＤ）との大小関係が比較される。交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）よりも大きい場合は、変調方式判定器（１０３）にてユニポーラ変調となっているか判定され、ユニポーラ変調にすでに切り替わっている場合はユニポーラ変調指令器（１０５）より、ユニポーラ変調に切り替わっていない場合はダイポーラ変調指令器（１０４）より変調方式信号（ＤＵＳ）が出力される。また、振幅判定器（１０２）にて交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）以下の場合は、ダイポーラ変調指令器（１０４）より変調方式信号（ＤＵＳ）が出力される。

このように、電圧指令の振幅値の大きさが大きくなる領域ではユニポーラ変調が適しており、電圧指令の振幅値が小さくなる領域ではダイポーラ変調が適しているが、ダイポーラ変調とユニポーラ変調間の切替判定は変調波信号となる電圧指令の振幅値を基づく判定は、２つの変調方式間の切り替えが繰返し発生しないように、ダイポーラ変調からユニポーラ変調への切替判定値（ＤＵ）と、ユニポーラ変調からダイポーラ変調への切替判定値（ＵＤ）を個別に設け、ヒステリシス特性をもたせている。これは、もし切替判定値（ＤＵ）をまたがるように電圧指令の変動が繰返し発生すると、ヒステリシス特性が無い場合、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の切り替が繰返し発生するが、ダイポーラ変調およびユニポーラ変調の搬送波は通常数ミリ秒周期であり、搬送波周期と同等周期での変調方式切り替えが発生するとインバータの動作異常の要因となるため、それを防止するためのものである。すなわち、図８のインバータが０の出力電圧を連続発生する（区間郡２）は図７の（区間郡１）よりも減少し、ユニポーラ変調よりもダイポーラ変調の方が内側の自己消弧素子の電流負荷が小さくなるため、内側の自己消弧素子の内部温度の上昇が抑制される。

ユニポーラ変調に切り替わっている場合は、交流電動機速度，出力電圧，出力周波数とＰＷＭ変調方式の切替特性図を図９に示すように、この図９において、交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）以上かつ切替判定値（ＤＵ）以下の範囲（ＵＵ）の領域に留まっているのであるが、範囲（ＵＵ）運転時間判定器（２０１）により交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）以上かつ切替判定値（ＤＵ）以下の範囲（ＵＵ）条件成立した時間が（Ｔｃｈｇ）経過したかの判定がなされ、範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｇｈ）経過した場合はダイポーラ変調指令器（１０４）より、範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｈｇ）経過していない場合はユニポーラ変調指令器（１０５）より変調方式信号（ＤＵＳ）が出力される。ここで、範囲（ＵＵ）条件成立時間は、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の切り替えが繰返し発生しても問題無い周期以上で、かつ、ヒートシンクの熱時定数（τ）以下に設定する。

範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｇｈ）について説明する。

素子内部の冷却媒体に対する温度上昇値ΔＴは、次式で表せる。

ΔＴ＝［ΔＴ（ｊ−ｆ）＋ΔＴ（ＨＳ）＋冷却媒体温度］−冷却媒体温度
＝ΔＴ（ｊ−ｆ）＋ΔＴ（ＨＳ） ・・・［１］
ここでΔＴ（ｊ−ｆ）は素子内部の半導体チップの温度上昇値、ΔＴ（ＨＳ）はヒートシンクの温度上昇値である。ここで、素子内部の半導体チップの温度は、熱時定数が数百ミリ秒と短いため直ぐに温度飽和する。よって、ΔＴの時間推移は、ヒートシンクの熱時定数（τ）に支配されており、素子発生損失（Ｌ），通電時間（ｔ）(素子から電流が流れている時間）を用いると［２］式で近似することができる。

ΔＴ≒Ｌ×（１−exp(−ｔ／τ)） ・・・［２］
ここで素子発生損失（Ｌ）は、素子通流電流（Ｉ），素子通流時間（Ｔｏ）(連続スイッチングしている素子の１回のオン時間)，係数（Ａ）とすると、
Ｌ∝Ａ×Ｉ×√Ｔｏ ・・・［３］
［２］式［３］式より、ΔＴは素子通流電流（Ｉ）が大きいほど、素子通流時間（Ｔｏ）が長いほど、通電時間（ｔ）が長いほど高くなることが分る。同一の素子通流電流，通電時間であれば、ΔＴは素子通流時間が長いほど高くなる。

範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｇｈ）については、素子通流電流（Ｉ），素子通流時間（Ｔｏ），通電時間（ｔ）から温度上昇値ΔＴを推定演算し、この温度上昇値ΔＴが予め定められた素子の耐温度を超えないように、範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｇｈ）を決める。この温度上昇値ΔＴの推定演算に基づく範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｇｈ）
の演算は、例えば、数十ミリ秒毎に実行される。

これにより、範囲（ＵＵ）においてユニポーラ変調となった場合、素子内部の冷却媒体に対する温度上昇値ΔＴが飽和する前にダイポーラ変調に切り替わり、温度上昇が低減される。また、切替判定値（ＤＵ）付近でダイポーラ変調とユニポーラ変調が繰返し発生しても、範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｈｇ）による切替周期が確保されるので、インバータの動作異常の要因となるような周期での変調方式の切り替えは発生しない。

ここで、ユニポーラ変調での運転をする場合を考える。前述したヒステリシス特性が変調方式の切替判定にあるため、交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）以上切替判定値（ＤＵ）以下の範囲（ＵＵ）（図９の斜線領域）では、ダイポーラ変調の場合と、ユニポーラ変調の場合が存在する。範囲（ＵＵ）でユニポーラ変調の場合を考えると、切替判定値（ＵＤ）近傍でユニポーラ変調となる場合と、切替判定値（ＤＵ）近傍でユニポーラ変調となる場合が存在する。前者は後者よりも出力電圧が低い状態となる。出力電圧が低い時は電圧指令の振幅値も小さくなっている。このときの交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値とユニポーラ変調時搬送波（Ｃｒ３１）（Ｃｒ３２）とインバータ出力電圧（Ｖｏ）の関係を図７を用いて説明する。図７の（区間郡１）に示すように、インバータは０の出力電圧を連続して発生する。０の出力電圧を出力する場合、図７に示すように、内側の自己消弧素子がオンした状態となる。すると、インバータから出力される電流は、内側の自己消弧素子を長い時間通流することとなり、内側の自己消弧素子の電流負荷が大きくなるため、内側の自己消弧素子の内部温度が上昇する。一方、同じ交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値でダイポーラ変調する場合の交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値とダイポーラ変調時搬送波（Ｃｒ４１）（Ｃｒ４２）とインバータ出力電圧（Ｖｏ）の関係を図７及び図８を用いて説明する。インバータが０の出力電圧を連続発生する（区間郡２）は図７の（区間郡１）よりも減少し、ユニポーラ変調よりもダイポーラ変調の方が内側の自己消弧素子の電流負荷が小さくなるため、内側の自己消弧素子の内部温度の上昇が抑制される。

なお、振幅判定器（１０１）にて、判定の基準となる運転状態を交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値としたが、例えば、電力変換装置（２００）の出力周波数，電力変換装置（２００）に接続される電動機の回転速度等の他の運転状態を用いて判断しても良いのはもちろんである。このことは、以下に示す他の実施例でも適用される。

次に第２の実施例を説明する。第２の実施例については、第１の実施例と異なる部分のみを説明し、他の部分は第１の実施例と同様であるので、説明を省略する。第１の実施例では、交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）以上切替判定値（ＤＵ）以下の範囲（ＵＵ）（図９の斜線領域）でユニポーラ変調の場合に、範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｈｇ）と比較していたが、第２の実施例では、この代わりに、素子通流電流（Ｉ），素子通流時間（Ｔｏ），通電時間（ｔ）から温度上昇推定値ΔＴを演算し、この演算した温度上昇推定値ΔＴが、素子の耐温度である所定値Ｔより大きくなったとの条件が整った場合に、ダイポーラ変調に切り替えるのである。第２の実施例では、素子の温度推定の結果を用いて判断できるので、素子の温度破壊に対する対応がより精密となる。

次に第３の実施例を説明する。第３の実施例については、第２の実施例と同様に、第１の実施例と異なる部分のみを説明し、他の部分は第１の実施例と同様であるので、説明を省略する。第１の実施例では、交流電圧指令（Ｖ*）の振幅値が切替判定値（ＵＤ）以上切替判定値（ＤＵ）以下の範囲（ＵＵ）（図９の斜線領域）でユニポーラ変調の場合に、範囲（ＵＵ）条件成立時間（Ｔｃｈｇ）と比較していたが、第３の実施例では、この代わりに、素子通流電流（Ｉ），素子通流時間（Ｔｏ），通電時間（ｔ）から温度上昇推定値ΔＴを演算し、この演算した温度上昇推定値ΔＴが、素子の耐温度である所定値Ｔより大きくなる切替判定値（ＵＤ）を演算して、交流電圧指令値（Ｖ*）がこの切替判定値（ＵＤ）より大きくなったとの条件が整った場合に、ダイポーラ変調に切り替える。第３の実施例では、切替判定値（ＵＤ）を用いて判断できるので、比較的に制御構成が簡単になる。

ここで、上記の実施例において、内側の自己消弧素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の内部温度に着目する。（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子通流時間は、インバータが０の出力電圧を発生する時間とほぼ等価である。ここでは説明を簡単にするため、０の出力電圧を発生する時間と内側素子である自己消弧素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子通流時間は等しいとする。ユニポーラ変調のときの搬送波周期をＴｃ、ダイポーラ変調のときの搬送波周期を２×Ｔｃの場合、Ｔｃ間にインバータが０の電圧を発生する時間は、ユニポーラ変調時を（Ｔ０ｕ），ダイポーラ変調時を（Ｔ０ｄ）とすると次式で表される。
交流電圧指令（Ｖ*）＞０の場合、
Ｔ０ｕ＝（１−｜Ｖ*／Ｅｐ｜）×Ｔｃ ・・・［４］
Ｔ０ｄ＝３／４×Ｔｃ｛１−｜Ｖ*／（１.５Ｅｐ）｜｝−１／４×Ｔｃ｛１−｜Ｖ* ／（０.５Ｅｐ）｜｝＝１／２×Ｔｃ ・・・［５］
交流電圧指令（Ｖ*）＜０の場合、
Ｔ０ｕ＝（１−｜Ｖ*／Ｅｎ｜）×Ｔｃ ・・・［４′］
Ｔ０ｄ＝３／４×Ｔｃ｛１−｜Ｖ*／（１.５Ｅｎ）｜｝−１／４×Ｔｃ｛１−｜Ｖ* ／（０.５Ｅｎ）｜｝＝１／２×Ｔｃ ・・・［５′］
通常Ｅｐ＝Ｅｎとなっていることより、Ｅｐ＝Ｅｎ＝Ｅとすれば、（Ｔ０ｕ）（Ｔ０ｄ）は次式で表される。

Ｔ０ｕ＝（１−｜Ｖ*／Ｅ｜）×Ｔｃ ・・・［６］
Ｔ０ｄ＝３／４×Ｔｃ｛１−｜Ｖ*／（１.５Ｅ）｜｝−１／４×Ｔｃ｛１−｜Ｖ*
／（０.５Ｅ）｜｝＝１／２×Ｔｃ ・・・［７］
ここで、（Ｔ０ｕ）と（Ｔ０ｄ）の比を取ると次式で表される。

［７］式／［６］式＝（１／２×Ｔｃ）／｛（１−｜Ｖ*／Ｅ｜）×Ｔｃ｝＝１／２ ×１／（１−｜Ｖ*／Ｅ｜） ・・・［８］
ダイポーラ変調可能な交流電圧指令（Ｖ*）の範囲は｜Ｖ*｜＜０.５Ｅであることから、［８］式の値は次式の範囲で変化する。

１／２＜Ｔ０ｄ／Ｔ０ｕ＜１（｜Ｖ*｜＜０.５Ｅ ） ・・・［９］
［９］式より、ユニポーラ変調時よりもダイポーラ変調時の方が０の出力電圧を発生する時間が最短で１／２倍になり、それと等価な内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子通流時間も短くなることが分る。

ユニポーラ変調時の内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子発生損失を（Ｌｕ）、ダイポーラ変調時の内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子発生損失を（Ｌｄ）とすると、［３］式および［９］式の関係より次式が成立つ。

Ｌｄ＜Ｌｕ ・・・［１０］
ユニポーラ変調時の内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の温度上昇値をΔＴｕ、ダイポーラ変調時の内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の温度上昇値をΔＴｄは、ユニポーラ変調時の内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子発生損失を（Ｌｕ）、ダイポーラ変調時の内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子発生損失を（Ｌｄ）とすると、［２］式［１０］式の関係より次式が成立つ。

ΔＴｄ＜ΔＴｕ ・・・［１１］
［１１］式より、ダイポーラ変調時の方がユニポーラ変調時よりも内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子内部の冷却媒体に対する温度上昇値が低くなることが分る。温度上昇の低減率は、［２］式，［３］式より以下となる。

ΔＴｄ／ΔＴｕ＝√（Ｔ０ｄ／Ｔ０ｕ） ・・・［１２］
［１２］式の平方根の中身は［９］式で表されるため、また、ダイポーラ変調可能な交流電圧指令（Ｖ*）の範囲は｜Ｖ*｜＜０.５Ｅであるが、切替判定値（ＤＵ）は通常０.４Ｅ程度、切替判定値（ＵＤ）は通常０.３Ｅ程度に設定されるため、温度上昇の低減率は次式で表される。

ΔＴｄ／ΔＴｕ＝√（１／２×１／（１−０.３））≒０.８５ （（Ｖ*）＝０.３Ｅ のとき） ・・・［１３］
ΔＴｄ／ΔＴｕ＝√（１／２×１／（１−０.４））≒０.９ （（Ｖ*）＝０.４Ｅの とき） ・・・［１４］
［１３］式［１４］式より、図９の範囲（ＵＵ）において運転する場合、ダイポーラ変調時の方がユニポーラ変調時よりも内側素子（ＱＰＣ）または（ＱＮＣ）の素子内部の冷却媒体に対する温度上昇値を０.８５倍〜０.９倍に抑えられる。しかし、変調方式の切り替えには前述したヒステリシス特性をもたせているため、図９の（軌跡２Ｍ）の運転モードに入っている場合は、範囲（ＵＵ）になってもダイポーラ変調に切り替わらない。交流電動機の運転条件によっては、範囲（ＵＵ）でユニポーラ変調となるため、従来は、その時の素子内部温度上昇を考慮し、範囲（ＵＵ）でインバータの出力電流を制限するか、出力電流容量が大きなインバータを適用していた。このため、前者は納入顧客に対して運転制限を課すこととなり、後者はインバータのコストアップとなった。本発明の目的は運転制限やインバータのコストアップをすることなくＰＷＭ変調方式を切替可能な直列多重方インバータを提供することにある。

１００ 直列多重型インバータ（電力変換主回路）
１０１，１０２ 振幅判定器
１０３ 変調方式判定器
１０４ ダイポーラ変調指令器
１０５ ユニポーラ変調指令器
２００ 電力変換装置
２０１ 範囲（ＵＵ）運転時間判定器
３００ 変圧器
４００ 交流電動機
５００ 商用電源
ＡＣ 電力変換装置の出力点
Ｅｐ，Ｅｎ 直流電源
Ｐ，ＣＯＭ，Ｎ 主回路母線
ＱＰ，ＱＰＣ，ＱＮＣ，ＱＮ 電力変換素子
ＦＷＰ，ＦＷＰＣ，ＦＷＮＣ，ＦＷＮ フリーホイルダイオード
ＤＣＰ，ＤＣＮ クランプダイオード
ＣＴＬ 制御装置
ＰＷＭＭ ＰＷＭ変調回路
ＰＷＭＤＵｔ 変調方式切替判定器
ＧＰ*，ＧＰＣ*，ＧＮＣ*，ＧＮ* 素子駆動指令
Ｖ* 交流電圧指令
Ｃｒ３１，Ｃｒ３２ 交流電圧指令と振幅比較されるユニポーラ変調時の搬送波
Ｃｒ４１，Ｃｒ４２ 交流電圧指令と振幅比較されるダイポーラ変調時の搬送波
ＧＰ，ＧＰＣ，ＧＮＣ，ＧＮ 自己消弧素子（電力変換素子）ＱＰ，ＱＰＣ，ＱＮ，ＱＮの素子駆動信号
ＶＡＣ 出力点ＡＣの出力電圧
ＤＲＶＰ，ＤＲＶＰＣ，ＤＲＶＮＣ，ＤＲＶＮは駆動回路
Ｖｏ インバータ出力電圧
ＤＵ ダイポーラ変調からユニポーラ変調への切替判定値
ＵＤ ユニポーラ変調からダイポーラ変調への切替判定値
ＵＵ 出力電圧がＵＤ以上ＤＵの範囲
ＨＳ１，ＨＳ２，ＨＳ３，ＨＳ４，ＨＳ５，ＨＳ６ ヒートシンク

Claims (12)

1. 指令に対して一方の極性のパルスが出力されるようにスイッチング素子に指令を与えるユニポーラ変調と、指令に対して一方の極性のパルスに続いて他方の極性のパルスが出力されるようにスイッチング素子に指令を与えるダイポーラ変調とから選択する変調選択部と、前記指令の連続としての変調波指令信号を前記選択されたユニポーラ変調とダイポーラ変調の一方で変調してスイッチング素子に指令を出力する変換部とを有する電力変換制御装置において、所定の領域で前記ユニポーラ変調を行っている場合に、電力変換に係る温度抑制を行う所定の条件となった場合に、前記変調選択部は、前記ユニポーラ変調から前記ダイポーラ変調に変更することを特徴とする電力変換制御装置。
2. 請求項１記載の電力変換制御装置において、前記変調選択部は、前記ユニポーラ変調が所定時間続いた場合に、前記ユニポーラ変調から前記ダイポーラ変調に切り替えることを特徴とする電力変換制御装置。
3. 請求項２記載の電力変換制御装置において、前記変調選択部は、搬送波指令信号の振幅値が第１の所定値より小さい場合に前記ダイポーラ変調を選択し、搬送波指令信号の振幅値が第１の所定値より大きな第２の所定値より大きい場合に前記ユニポーラ変調を選択し、搬送波指令信号の振幅値が第１の所定値より大きく前記第２の所定値より小さなヒステリシス領域においては、前記第１の所定値を超えて前記ヒステリシス領域に入った場合に前記ダイポーラ変調を選択し、前記第２の所定値を超えて前記ヒステリシス領域に入った場合に前記ユニポーラ変調を選択するものであって、さらに、前記第２の所定値を超えて前記ヒステリシス領域に入ってから、前記領域に所定時間留まった場合に、前記ユニポーラ変調から前記ダイポーラ変調に切り替えることを特徴とする電力変換制御装置。
4. 第１のパルス変換と第２のパルス変換のいずれかを選択するパルス変換選択部と、変調波指令信号を前記選択されたパルス変換で変換してスイッチング素子に指令を出力する変換部とを有する電力変換制御装置において、少なくとも所定の動作領域で前記第２のパルス変換は前記第１のパルス変換よりも前記スイッチング素子に多く発熱させるものであり、前記所定の動作領域で前記第２のパルス変換で変調波指令信号を変換している場合、電力変換に係る温度抑制を行う所定の条件となった場合に、前記パルス変換選択部は、前記第２のパルス変換から前記第１のパルス変換に選択を変更することを特徴とする電力変換制御装置。
5. 請求項４記載の電力変換制御装置において、前記第１のパルス変換では第１の搬送波信号を用い、前記第２のパルス変換では第１の搬送波信号を用いることを特徴とする電力変換制御装置。
6. 変調波指令信号と搬送波信号とを比較してパルス信号を出力するパルス信号変換部と、変調波指令信号をパルス信号に変換する第１の搬送波信号と、変調波指令信号と異なる極性部分を前記第１の搬送波信号による変換よりも含んだパルス信号に変調波指令信号を変換する第２の搬送信号とから選択して前記パルス信号変換部に供給する搬送波信号選択部を有しており、前記搬送波選択部は、電力変換に係る発熱が所定に相当する条件となった場合に、前記第１の搬送波信号から前記第２の搬送波信号に切り替えることを特徴とする電力変換制御装置。
7. 変調波指令信号と搬送波信号とを比較してパルス信号をスイッチング素子に出力するパルス信号変換部と、変調波指令信号をパルス信号に変換する第１の搬送波信号と、変調波指令信号と異なる極性部分を前記第１の搬送波信号による変換よりも含んだパルス信号に変調波指令信号を変換する第２の搬送信号とから選択して前記パルス信号変換部に供給する搬送波信号選択部を有しており、前記搬送波選択部は、動作状態を示す物理量が第１の所定値より小さい場合に前記第２の搬送波信号を選択し、動作状態を示す物理量が第１の所定値より大きな第２の所定値より大きい場合に前記第１の搬送波信号を選択し、動作状態を示す物理量が第１の所定値より大きく前記第２の所定値より小さなヒステリシス領域においては、前記第１の所定値を超えて前記ヒステリシス領域に入った場合に前記第２の搬送波信号を選択し、前記第２の所定値を超えて前記ヒステリシス領域に入った場合に前記第１の搬送波信号を選択するものであって、さらに、前記第２の所定値を超えて前記ヒステリシス領域に入ってから、電力変換に係る発熱が所定に相当する条件となった場合に、前記第１の搬送波信号から前記第２の搬送波信号に切り替えることを特徴とする電力変換制御装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換制御装置において、前記スイッチング素子の電流から発熱を推定することを特徴とする電力変換制御装置。
9. 変調波指令信号と搬送波信号とを比較してパルス信号を出力するパルス信号変換部と、変調波指令信号をパルス信号に変換する第１の搬送波信号と、変調波指令信号と異なる極性部分を前記第１の搬送波信号による変換よりも含んだパルス信号に変調波指令信号を変換する第２の搬送信号とから選択して前記パルス信号変換部に供給する搬送波信号選択部を有しており、前記搬送波選択部は、運転状態を示す物理量が第１の所定値より小さい場合に前記第２の搬送波信号を選択し、運転状態を示す物理量が第１の所定値より大きな第２の所定値より大きい場合に前記第１の搬送波信号を選択し、前記第１の所定値を電力変換に係る発熱が所定に相当する条件となるように変更することを特徴とする電力変換制御装置。
10. 零から正の最大値で変化する三角波と零から負の最大値で変化する三角波の２つの三角波を搬送波として用いて変換するユニポーラ変調と、負の最大値から正の最大値で変化する三角波とその三角波より設定値だけ負側にずらした三角波の２つの三角波を搬送波として用いて変換するダイポーラ変調とを、選択的に用いて、変調波信号を搬送波と比較することによりオン・オフ信号を得てスイッチング素子に動作指令を出力するものであって、ユニポーラ変調を選択しているときに、素子内部温度上昇に基づいた運転時間判定を行い、ダイポーラ変調に切り替えることを特徴とする電力変換制御装置。
11. 第１のパルス変換と第２のパルス変換のいずれかを選択するパルス変換選択部と、変調波指令信号を前記選択されたパルス変換で変換する変換部と、前記変換部の出力でスイッチング動作するスイッチング素子を有する電力変換装置において、少なくとも所定の動作領域で前記第２のパルス変換は前記第１のパルス変換よりも前記スイッチング素子に多く発熱させるものであり、前記所定の動作領域で前記第２のパルス変換で変調波指令信号を変換している場合、電力変換に係る温度抑制を行う所定の条件となった場合に、前記パルス変換選択部は、前記第２のパルス変換から前記第１のパルス変換に選択を変更することを特徴とする電力変換装置
12. 第１のパルス変換と第２のパルス変換のいずれかを選択し、変調波指令信号を前記選択されたパルス変換で変換してスイッチング素子に指令を出力し、少なくとも所定の動作領域で前記第２のパルス変換は前記第１のパルス変換よりも前記スイッチング素子に多く発熱させるものであり、前記所定の動作領域で前記第２のパルス変換で変調波指令信号を変換している場合、電力変換に係る温度抑制を行う所定の条件となった場合に、前記第２のパルス変換から前記第１のパルス変換に選択を変更する電力変換制御方法。

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