JP5188127B2 - 絶対位置の計測装置および計測方法 - Google Patents

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Description

本発明は絶対位置の計測装置に係り、特に、エンコーダやレーザ干渉計など、位置もしくは角度の変動に伴って位相が変化する信号を出力する絶対位置の計測装置に関する。
エンコーダは、一般的に、一定のピッチで光の透過部と遮光部が設けられたスケールを透過する光量を計測するものである。また、レーザ干渉計は、一般的に、レーザ光線を二つの光束に分岐し、一方は可動部に設けられた鏡にて反射させ、他方は固定部に設けられた鏡にて反射させ、これらの干渉光の強度を計測するものである。
エンコーダ及びレーザ干渉計のいずれの装置でも、被測定物の位置もしくは角度の変動に従い、正弦波状の出力信号の位相が変化する。これらには、正弦波関数及び余弦波関数で近似される、位相が互いに90°異なる二相信号を出力する計測装置や、位相が120°毎に異なる三相信号を出力する計測装置などが知られている。このように、エンコーダ及びレーザ干渉計は、位相が異なる複数の信号を出力する。
また、エンコーダ及びレーザ干渉計に用いられる信号処理装置は、位相が異なる複数の出力信号に対して、例えばアークタンジェント演算などの処理を施すことにより、出力信号の位相を求める。このような演算処理により、計測対象物の微細な位置情報を得て、出力信号の波数を求め、粗い位置信号を得る。
エンコーダやレーザ干渉計などの計測装置では、被測定物の粗い位置もしくは角度は、信号の波数を求めることにより計測される。しかしながら、いずれの点が原点であるか、すなわち絶対的な位置もしくは角度は、一般的なエンコーダやレーダ干渉計の出力信号からだけでは求めることができない。
このため、エンコーダでは、一般的に、原点信号を出力する手段が別途設けられている。特に、スケールピッチの狭いエンコーダにおいては、狭い範囲でのみ信号を出力する原点信号を形成することは困難である。
また、レーザ干渉計においては、原点信号を得るため、リミットスイッチなどの他の手段を用いて粗々の原点を設定する手法が採られている。しかし、その手法の詳細は知られていない。
ところで、特開2007−33318号公報(特許文献1)及び特開2007−33317号公報(特許文献2)には、原点計測可能なレーザ干渉計が開示されている。特許文献1には、位相差の異なる二つの光源を用いてレーザ干渉計を構成し、双方の干渉信号の位相差がゼロになった点を原点とすることが開示されている。また、特許文献2には、干渉性の異なる二つの光源を用いてレーザ干渉計を構成し、干渉性の低い光源から得られる干渉信号が最大となる点を原点とすることが開示されている。
特開2007−33318号公報 特開2007−33317号公報
しかしながら、特許文献1及び特許文献2には、原点を判定するための具体的手段が記載されていない。実際のレーザ干渉計から得られる信号にはノイズが含まれている。また、干渉性の低い光源から得られる干渉信号は、通常、理想的な正弦波に対して大きな歪みを有しており、そのピーク位置を精度よく計測することは困難である。
本発明は、簡易な構成で信頼性の高い絶対位置の計測装置を提供する。
本発明の絶対位置の計測装置のうち代表的な一つは、被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力手段と、前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力手段と、前記第一の信号の位相を算出する位相演算器と、前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算器と、前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算器により算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算手段と、前記平均値演算手段により算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算手段と、前記回帰演算手段による二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算手段と、前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置から前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出手段とを有する。
本発明の絶対位置の計測方法のうち代表的な一つは、被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップとを有する。
本発明の絶対位置の計測方法のうち代表的な一つは、被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップと、前記ピーク位置演算ステップで求めた前記原点位置から前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出ステップとを有する。
本発明によれば、簡易な構成で信頼性の高い絶対位置の計測装置を提供することができる。
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明する。
本実施例における絶対位置の計測装置は、位置又は角度の変化に対応して位相が変化する二つの信号の組を用いる。それぞれの信号の組は、従来のエンコーダ又はレーザ干渉計と同様の二相信号、又は、三相信号からなる。第二の信号は、被測定物の原点付近で振幅が大きく、原点から離れるに従い振幅が減少する。
このような計測装置の基本的なハード構成部分は、公知の技術を用いて容易に構成される。例えば、光学式のエンコーダであれば、第二の信号を出力するスケールとして、原点付近において正常な開口を有する一方、原点から離れるに従い開口度又は幅を縮小することにより所望の信号が出力される。
レーザ干渉計においては、第二の光源に干渉性の低い低可干渉性の光源を選択すればよい。
(エンコーダ200の構成)
本発明の計測装置の一例として用いられるエンコーダについて、図3を参照しながら説明する。図3は、エンコーダの構成の概略図である。
エンコーダ200は、光学式のリニアエンコーダであり、直線的な機械変位量を測定するものである。エンコーダ200は、可動スケール90、固定スケール120、発光素子(発光ダイオード)140−1、140−2、及び、受光素子(フォトダイオード)150からなる。
可動スケール90は被測定物とともに直線的に移動可能に構成されている。一方、固定スケール120は固定されている。エンコーダ200は、発光素子140−1、140−2と受光素子150の間に可動スケール90及び固定スケール120を配置した構成となっている。
可動スケール90には、移動した距離を計測するために、一定幅のスリット100が設けられている。また、可動スケール90には、被測定物の原点を計測するために、原点付近で幅が拡大するスリット110が設けられている。
固定スケール120は、可動スケール90に対向して配置されており、同一ピッチの固定スリット130を有する。固定スケール120の裏面、すなわち可動スケール90が配置されている側の面とは反対の面には、受光素子150が設けられている。
可動スケール90の裏面、すなわち固定スケール120が配置されている側の面とは反対の面には、二つの発光素子140−1、140−2が設けられている。被測定物の変位長さを計測するために、一定幅のスリット100の裏面に設けられた発光素子140−1は常時点灯する。一方、被測定物の原点を計測するために、原点付近で幅が拡大するスリット110の裏面に設けられた発光素子140−2は、原点計測時において点滅させて用いられる。
発光素子140−1、140−2の光は、可動スケール90が移動することにより、透過又は遮断する。また、固定スケール120は、エンコーダ200の出力信号を複数相(A相、B相、A’相、B’相)にするため、固定スリット130は実際には複数に分かれている。このため、受光素子150もそれぞれ複数個設けられている。
スリット100に基づくA相、B相の出力信号は、互いに位相が90°異なり、後述の第一の信号の組(C1、S1)として扱われる。また、スリット110に基づくA’相、B’相の出力信号は、互いに位相が90°異なり、後述の第二の信号の組(C2、S2)として扱われる。
受光素子の出力信号(A相、B相、A’相、B’相)は、後述のように、図1に示される位置計測部400により処理される。被測定物の原点位置では、固定スケール120に対向するスリット110の幅が最大の点で第二の信号(C2、S2)の強度が最大となる。この結果、被測定物の原点を正確に計測することが可能になる。
なお、エンコーダ200には、受光素子の出力信号を処理するため、後述の位置計測部400が設けられている。
(レーザ干渉計300の構成)
次に、本発明の計測装置の一例として用いられるレーザ干渉計の構成について、図4を参照しながら説明する。図4(A)はレーザ干渉計の側面図、図4(B)はレーザ干渉計の正面図である。
レーザ干渉計300には、高可干渉性のシングルモード半導体レーザLD(半導体レーザLD)として、レーザ波長λが安定な0.85μmの面発光レーザ(VCSEL)が用いられる。また、低可干渉性のレーザSLDとして、スペクトル半値幅ΔΛが約15nmで中心波長λ’が約0.82μmのスーパールミネッセントダイオードSLD(ダイオードSLD)が用いられる。
半導体レーザLDからの光LDのパワースペクトルは0.85μmの輝線である。ダイオードSLDからの光SLDのパワースペクトルは中心波長0.82μmで半値幅が15nmのローレンツ型のパワースペクトルに近似したものである。光SLDの中心波長(0.82μm)からの波長ずれΔλに対するパワースペクトルS(Δλ)は次式よる。
S(Δλ)=(ΔΛ/2)/{Δλ+(ΔΛ/2)} ・・・(1式):ΔΛは半値幅を示し、ここでは15nmである。
半導体レーザLDとダイオードSLDからの光束は、それぞれコリメータレンズCOL1、COL2によりコリメート光(平行光)になる。そして、ダイクロイックミラーDM1で同一光軸上に合波し、レンズLNS1にハーフミラーNBSを介し、レンズLNS2の焦点面の位置P1に集光照明する。
半導体レーザLDとダイオードSLDのスペクトルは、上述のとおりである。このため、ダイクロイックミラーDM1は波長0.84μm近傍に透過、反射特性の境界を持つことにより、これらの光束はダイクロイックミラーDM1で合波される。
位置P1からの光束を、レンズLNS2より、光軸がわずかに斜めの平行光束を射出させ、偏光ビームスプリッタ(光分割手段)PBSにて偏光成分にて2光束に分離する。偏光ビームスプリッタPBSからの反射光(S偏光)を参照ミラー(参照面)M1に入射させ、偏光ビームスプリッタPBSからの透過光(P偏光)を被測定対象面としての測定(ミラー(測定面))M2に入射させる。
そして、それぞれの反射光を、偏光ビームスプリッタPBSを介して合成し、レンズLNS2の焦点面の位置P2に集光照明し、その近傍に設けられた反射膜M0により、元の光路に戻す。位置P2からの反射光は、レンズLNS2より平行光束として射出させ、偏光ビームスプリッタPBSにて2光束に分離し、反射光(S偏光)で参照ミラーM1を照明し、透過光(P偏光)で被測定面(ミラー)M2を照明する。
それぞれの反射光は、偏光ビームスプリッタPBSを介して、レンズLNS2の焦点面の位置P1を集光照明する。
そこから光源側に光束を取り出す。(S偏光は、参照面M1とビームスプリッタPBSの間を2往復し、P偏光は、被測定面M2とビームスプリッタPBSの間を2往復する)。これらの光束は、非偏光ビームスプリッタ(ハーフミラー)NBSにより、受光系側に取り出し、1/4波長板QWPを透過させて、位相差の変化に応じて偏光方位回転する直線偏光に変換する。
その後、光LD(第1の光束)と光SLD(第2の光束)を分離するため、集光レンズCON、アパーチャーAPを介してビーム分割素子GBSにて3光束に分割する。3光束に分割後、ダイクロイックミラーDM1と同じ構成のダイクロイックミラーDM2により、LD光を透過させ、SLD光を反射させて、LD光とSLD光を分離する。
ダイクロイックミラーDM1と同様に、ダイクロイックミラーDM2は波長0.84μm近傍に透過、反射特性の境界を持つ。このため、LD光とSLD光をダイクロイックミラーDM2で分波することができる。
ダイクロイックミラーDM2を透過した光LDと、反射した光SLDの各3光束は、互いに60°ずつ透過軸をずらして配置した偏光素子アレイ3CH−POL、及び3CH−POL’に入射する。偏光素子アレイ3CH−POL、及び3CH−POL’を通過した光は、3分割受光素子PDA及びPDA’の各受光部に入射する。これにより、被測定対象面(ミラー)M2の面外変位に基づく位相が120度ずつずれたそれぞれ3つの干渉信号UVW及び干渉信号U’V’W’が検出される。
干渉信号UVWから、演算手段SPCで位相が90°ずれたA相、B相を干渉信号が算出される。また、干渉信号U’V’W’から、演算手段SPCで位相が90°ずれたA’相、B’相が算出される。演算手段SPCにおいて、A相及びB相は、A=2/3×{U−(V+W)/2}、B=1/√3×(V−W)の計算により求められる。また、A’相及びB’相は、A’={U’−(V’+W’)/2}、B’=1/√3×(V’−W’)の計算により求められる。
干渉光LDの位相θはtan−1(B/A)、干渉光SLDの位相θ’はtan−1(B’/A’)により得られる。干渉光LDの位相θと干渉光SLDの位相θ’の位相差Δθ=θ-θ’は、被測定面M2と参照面M1が等光路のときゼロになる。また、光路長を大きくしていくと、干渉光LDと干渉光SLDの位相差Δθ=θ-θ’はリニアに増加し、2π、すなわち再びゼロになる。
干渉光LDのU出力に対応する偏光素子アレイ3CH−POLの偏光素子3CH−POL−1と干渉光SLDのU’出力に対応する偏光素子アレイ3CH−POL’の偏光素子3CH−POL−1’の偏方向を考える。このとき被測定面M2と参照面M1の光路差が所定値のとき、例えばゼロのときピークになる方向に配置する。これによれば干渉光LDのU相およびA相は、被測定面M2と参照面M1の光路差がゼロのときを原点とするコサイン信号になり、B相はサイン信号となる。
ここで、干渉信号UVWから作られた干渉信号A,B相は、2往復光路による干渉測長を原理としているので、半導体レーザLDによる干渉信号U源の波長の1/4を周期とする正弦波状信号である。波長0.85μmのレーザダイオードLDを使用した場合には、周期が0.213μmの正弦波信号となる。
レーザ干渉計300の演算手段SPCには、第一の干渉信号の位相を計測するための、後述の位置計測部400および第二の干渉信号の強度を計測するための手段が設けられている。
原点は、第二の干渉信号の信号強度が最大となる点として検出される。この信号強度は、第二の光源を用いて得られる干渉信号の二乗和もしくは二乗和平方根として得ることができる。しかしながら、第一の信号の場合の光源よりも干渉性の低い光源を用いて得られる第二の信号(第一の信号より干渉性の低い第二の信号)は、信号に含まれる歪成分を充分に除去することが難しい。
第二の信号には、信号一周期毎に同じ誤差が繰り返して発生する。このため、信号強度を信号一周期にわたって平均すれば、信号歪みによる誤差を効率よく除去することができる。すなわち、信号一周期にわたる信号強度の平均値を求め、これが最大値となる位置を被測定物の原点とすればよい。
(位置計測部400の構成)
次に、絶対位置の計測装置における位置計測部400について、詳細に説明する。図1は、位置計測部のブロック図である。
上述のように、エンコーダ200又はレーザ干渉計300の出力信号において、A相はコサイン信号C1、B相はサイン信号S1、A’相はコサイン信号C2、B’相はサイン信号S2として表される。また、コサイン信号C1及びサイン信号S1は第一の信号の組(C1、S1)として表される。同様に、コサイン信号C2及びサイン信号S2は第二の信号の組(C2、S2)として表される。
15−1は第一の出力手段であり、上述のエンコーダ200又はレーザ干渉計300からの第一の信号の組(C1、S1)を出力する。15−2は第二の出力手段であり、エンコーダ200又はレーザ干渉計300からの第二の信号の組(C2、S2)を出力する。
第一の信号の位相及び第二の信号の位相を求めるには、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ/デジタル変換器1−1、1−2が用いられる。しかし、アナログ/デジタル変換器は一般に高価である。このため、第一の信号及び第二の信号を同一のアナログ/デジタル変換器でデジタル化の処理を行うことが好ましい。これは、第一の信号の組(C1、S1)と第二の信号の組(C2、S2)を、時間的に交互に計測することで実現される。本実施例において、第一の信号の組(C1、S1)が計測される期間を第一の期間と定義し、第二の信号の組(C2、S2)の計測される期間を第二の期間と定義する。
コサイン信号C1とコサイン信号C2は加算回路8−1にて重畳されることにより、アナログ/デジタル変換器1−1に入力され、デジタル信号へ変換される。また、サイン信号S1とサイン信号S2は加算回路8−2にて重畳されることにより、アナログ/デジタル変換器1−2に入力され、デジタル信号へ変換される。
ここで、第二の信号の組(C2、S2)は、短い周期でオン/オフ制御される。本実施例では、オン/オフ制御の周期を10kHzに設定されている。ただし、特にこの周期に限定されるものではなく、他の周期でオン/オフ制御するものでもよい。また、第二の信号の組(C2、S2)は、被測定物の原点位置に相当する基準点において振幅が最大となる。
なお、第一の信号の組(C1、S1)は、通常の位置検出を行う際に用いられる信号である。一方、第二の信号の組(C2、S2)は、被測定物の原点位置を検出する際に特別に用いられる信号である。
アナログスイッチ7−1、7−2は、第一の信号の組(C1、S1)に第二の信号の組(C2、S2)を重畳させる場合には、導通状態(オン状態)に制御される。この期間は第二の期間であり、第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)の重畳信号がアナログ/デジタル変換器1−1、1−2に入力される。一方、アナログスイッチ7−1、7−2は、第二の信号の組(C2、S2)の出力を遮断させる場合には、遮断状態(オフ状態)に制御される。この期間は第一の期間であり、第一の信号の組(C1、S1)のみがアナログ/デジタル変換器1−1、1−2に入力される。このように、第二の信号は、一定期間毎に、第一の信号に重畳されることによりアナログ/デジタル変換器1−1、1−2に入力される。
上記のとおり、第二の信号の組(C2、S2)の出力のオン/オフ制御は、図1に示されるようにアナログスイッチ7−1、7−2を用いることができる。ただし、アナログスイッチ7−1、7−2に代えて、例えば、出力信号の元となる光源をオン/オフ制御してもよい。
なお、図1において、参照符号「*」は、第二の信号の組(C2、S2)の重畳の有無を示す選択信号を表している。この選択信号に基づいて、各部の動作は制御される。
アナログスイッチ7−1、7−2が遮断状態で、第二の信号の組(C2、S2)の出力が遮断されている場合には、アナログ/デジタル変換器1−1、1−2には第一の信号の組(C1、S1)のみが入力される。このとき、アナログ/デジタル変換器1−1、1−2から出力される第一の信号の組(C1、S1)のデジタル信号は、そのまま位相演算器3に入力される。
一方、アナログスイッチ7−1、7−2が導通状態の場合、アナログ/デジタル変換器1−1、1−2には第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)の重畳信号が入力される。このため、アナログ/デジタル変換器1−1、1−2が出力するデジタル信号は、第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)の重畳信号を示す。
ここで、後述のように、前回更新された第一の信号の組(C1、S1)の位相を用いて、第一の信号の組(C1、S1)の現在の値を予想する。第一の信号の組(C1、S1)の予想値は、予想器2−1、2−2にて算出される。
マルチプレクサ11−1、11−2は、第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)が重畳されている場合、予想器2−1、2−2の信号を選択して減算器9−1、9−2に出力する。一方、マルチプレクサ11−1、11−2は、第二の信号の組(C2、S2)の出力が遮断されている場合、ゼロ信号を選択して減算器9−1、9−2に出力する。
第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)を重畳した重畳信号の値は、予想器2−1、2−2にて算出された第一の信号の組(C1、S1)の予想値を用いて、減算器9−1,9−2にて減算される。このような演算処理を行うことにより、第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)が重畳されている期間には、位相演算器3に対して第二の信号の組(C2、S2)のデジタル信号が入力される。
以上のとおり、アナログスイッチ7−1、7−2が遮断状態で、第二の信号の組(C2、S2)の出力が遮断されている第一の期間には、第一の信号の組(C1、S1)のデジタル信号が位相演算器3に入力される。一方、アナログスイッチ7−1、7−2が導通状態で、第二の信号の組(C2、S2)が重畳されている第二の期間には、第二の信号の組(C2、S2)のデジタル信号が位相演算器3に入力される。位相演算器3は、第一の期間に第一の信号を算出する。
位相演算器3において算出された第一の信号の位相は、回帰演算器5に入力される。回帰演算器5は、位相演算器3で算出された第一の信号の位相に基づいて、第一の信号の位相の計測時刻に対する回帰係数を算出する。回帰係数は、計測値である第一の信号の位相に、計測時刻からの経過時間に応じた指数関数的重み係数を乗じて算出される。回帰演算器5にて算出された回帰係数は、予想器2−1、2−2に入力される。予想器2−1、2−2は、上述のとおり、第一の信号の組(C1、S1)及び第二の信号の組(C2、S2)が重畳されているときに、第一の信号の組(C1、S1)の現在の予想値を算出する。このように、重畳期間における第一の信号の位相は、第一の信号の回帰係数を用いて算出される。
また、位相演算器3において算出された第一の信号の位相は、マルチプレクサ12を介して、内部レジスタ4に入力される。内部レジスタ4に入力された第一の信号の位相は、内部レジスタ4に保持される。第一の信号の位相は、位相演算器3により第一の信号の位相が算出されるたびに更新される。なお、内部レジスタ4は、第一の信号の位相情報を保持するのに必要なビット長より長いビット長を備えている。内部レジスタ4の上位ビットには、第一の信号の波数(周期)が保持される。
第一の信号の組(C1、S1)が位相演算器3に入力されている場合には、減算器10において、位相演算器3の出力値から内部レジスタ4の保持値を減算する。減算した値は、内部レジスタ4の保持値に加算される。
一方、第二の信号の組(C2、S2)が位相演算器3に入力されている場合には、加算器16を用いて、回帰演算器5から出力される変化速度(回帰係数)を内部レジスタ4の値に加算する。このとき、第一の信号の組(C1、S1)の位相及び波数情報は更新される。なお、内部レジスタ4への加算時には、内部レジスタ4のビット長に適合するように符号拡張が行われる。
次に、本実施例における被測定物の原点位置の計測方法について説明する。
アナログスイッチ7−1、7−2が導通状態で、第二の信号の組(C2、S2)が重畳されている期間(第二の期間)、減算器9−1、9−2を介して出力された第二の信号の組(C2、S2)は、振幅演算器30に入力される。
振幅演算器30は、第二の信号の組(C2、S2)の振幅の大きさを算出する。振幅値は、コサイン信号C2とサイン信号S2をそれぞれ二乗し、これらの値の和の平方根をとることにより求められる。なお、互いに2π/3ずつ位相の異なる三相信号の場合には、各信号の二乗和平方根の2/3倍が振幅値となる。
このようにして得られる振幅値は、各相の信号が正弦波に近似される信号である場合、位相によらず一定の値を示す。ところが、第二信号のように、干渉性の低い信号は、被測定物の原点付近でのみ所定値以上の振幅値を有する。このため、ゲイン、オフセットなどを調整して信号の歪を抑制することは技術的に困難であり、それぞれの信号には大きな歪が含まれる。この結果、演算によって得られる信号の振幅値は、位相の変化に対して大きく変動し、誤差が生じる。
このような誤差は、信号の一周期毎に同じ誤差が繰り返される。このため、位相差を信号一周期にわたって平均すれば、信号歪による誤差は効率よく除去することができる。すなわち、第一の信号の一周期毎に第二の信号振幅の平均値を求め、この平均値を二次回帰演算することによってピーク位置を求める。このピーク位置を被測定物の原点位置とすることができる。
第二の信号の組(C2、S2)は、第一の信号の組(C1、S1)と比較して干渉性が低い。このため、振幅演算器30にて算出される第二の信号の振幅値は、被測定物の位置又は角度に応じて大きく変化する。
振幅演算器30にて算出された振幅値は、デジタルシグナルプロセッサ(DSP)40に入力される。また、デジタルシグナルプロセッサ40には、内部レジスタ4に保持された第一の信号の波数(周期)が入力される。
デジタルシグナルプロセッサ40は、振幅演算器30で算出された第二の信号の振幅値が所定値以上であるか否かを判定する。デジタルシグナルプロセッサ40は、第二の信号の振幅値が所定値以上であると判断すると、第二の信号の振幅値を、第一の信号の波数(周期)をアドレスとする振幅値記憶領域に記憶し、振幅値記憶領域を一つ増加させる。振幅値記憶領域に所定数(例えば、10点以上)の振幅値が記憶されると、これらの振幅値の平均値を求める。
デジタルシグナルプロセッサ40は、振幅値の平均値を算出する平均値演算手段を有する。振幅値の平均値は、平均値演算手段により、振幅値記憶領域に記憶された振幅値の和を振幅値の数で除算することにより算出される。算出された平均値は、デジタルシグナルプロセッサ40の平均値記憶領域に記憶される。
平均値記憶領域に保持された平均振幅値は、原点位置の計測開始を指示する信号によりクリアされる。平均振幅値は、計測の進行にともない、振幅値記憶領域に振幅値が蓄積される。
デジタルシグナルプロセッサ40は、平均振幅値を新たに記憶するたびに、記憶された振幅値がピーク値を含むか否かを判定する。また、デジタルシグナルプロセッサ40は、演算に必要な平均値が全て平均値記憶領域に記憶されているか否かを判定する。ここで、演算に必要な平均値とは、例えば、振幅のピーク値を中心として連続する16点の平均値である。デジタルシグナルプロセッサ40は、演算に必要な平均値を全て保持している場合、公知の二次回帰演算を行う回帰演算手段を有する。回帰演算手段は、平均値演算手段により算出された平均値を用いて二次回帰演算を行う。
また、デジタルシグナルプロセッサ40は、平均振幅値のピーク位置を算出するピーク位置演算手段を有する。ピーク位置演算手段は、二次回帰演算で求められた第二の信号のピーク位置から被測定物の原点位置を求める。
以上のように、デジタルシグナルプロセッサ40は、第一の信号の周期毎に、振幅演算器30により算出された第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算手段を有する。また、デジタルシグナルプロセッサ40は、平均値演算手段により算出された平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算手段を有する。また、デジタルシグナルプロセッサ40は、、第二の信号のピーク位置を算出して被測定物の原点位置を求めるピーク位置検出手段を有する。
このように、ピーク位置演算手段にて求められたピーク位置を、被測定物の原点位置と判断することができる。しかし、二次回帰演算から求められるピーク位置の精度と比較して、第一の信号から求められる位相の精度のほうが高い。
このため、本実施例では、位相演算器3で計測された第一の信号の位相が所定値(例えば、位相ゼロ)になるときの複数の位置のうち、ピーク位置に最も近い位置を被測定物の原点位置と判定する判定手段を設けることもできる。この判定手段は、例えば、デジタルシグナルプロセッサ40に設けられる。
デジタルシグナルプロセッサ40の判定手段にて求められた原点位置は、バイアスレジスタ6に入力される。バイアスレジスタ6の値と内部レジスタ4に保持されている波数(周期)との差分が被測定物の絶対位置となり、減算器17を介して絶対位置が算出される。減算器17は、ピーク位置演算手段で求めた原点位置から被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出手段である。
次に、回帰演算器5について詳細に説明する。回帰演算器5は回帰係数を算出するものである。回帰係数は、各計測値に計測時刻からの経過時間に対応した指数関数的重み係数を乗じて算出される。
図2は、回帰演算器5の内部ブロック図を示したものである。図2に示される構成は、一般にカルマンフィルタとして知られている。ここでは、その原理の説明を省略し、構成の一例のみを示す。回帰演算器5のレジスタ群は、第一の信号の組(C1、S1)のみが入力されているときに更新される。
DPは、第一の信号の組(C1、S1)の最新の位相と前回の位相との差である。PDPは位相の差DPを格納するためのレジスタである。レジスタPDPは、所定のPビットだけ右シフトして、位相の差DPを格納する。
レジスタPDPの値からレジスタFXの値を減算した値は、レジスタQに格納される。次に、レジスタQの値をPビットだけ右シフトした値をレジスタPQに格納する。また、レジスタQの値からレジスタPQの値を減算した値がレジスタFXに格納される。
レジスタPQの値にレジスタVXの値を加算した値は、レジスタBに格納される。レジスタBは第一の信号の組(C1、S1)の位相の変化速度に対応する値である。第一の信号の組(C1、S1)に第二の信号の組(C2、S2)が重畳されているとき、第一の信号の組(C1、S1)の位相を更新するために用いられる。
レジスタBの値をPビットだけ右シフトした値は、レジスタPBに格納される。次に、レジスタBの値からレジスタPBの内容を減算した値が、レジスタVXに格納される。
レジスタFXの値からレジスタVXの値を減算した値Cは、回帰係数の回帰式の定数項となる。この定数項は、計測された第一の信号の組(C1、S1)の位相に含まれるノイズを除去する目的にも利用できる。
被測定物の原点は、第一の信号と第二の信号の位相差に基づいて決定される。このため、第一の信号及び第二の信号の一方の信号の計測中に、他方の信号の位相を予想する必要がある。本実施例では、第一の信号の位相の計測時刻に対する回帰係数を算出し、第二の信号の位相の計測時刻における第一の信号の位相を、回帰係数を用いて算出する。このとき、回帰係数は各計測値に計測時刻からの経過時間に対応した指数関数的重み係数を乗じて算出される。
従来の一般的な回帰演算は、数十ないし数百のデータの組を用い、これらのデータに等しい重みを与えて行われる。しかし、このような演算方法は多数の記憶領域が必要であり、演算も複雑である。
これに対し、本実施例のように、経過時間に対応して指数関数的に減少する重み係数を乗じる回帰演算は、最新の積算値のみを記憶し、新しい値が得られる毎にこれを更新する。このため、記憶領域の量及び演算手段の負荷を大幅に減少することが可能である。
以上詳細に説明したように、本発明の絶対位置の計測装置によれば、簡素なハードウエア構成で、正確な被測定物の原点計測が可能となる。このため、安価で高精度の絶対位置の計測装置を提供することができる。
また、位置計測部(論理演算部)はLSI化が容易である。このため、速度が要求されない計測装置の場合には、マイクロプロセッサ又はDSPを用いてソフトウエアにより実現することも可能である。このような構成を採用する場合には、さらに安価で高精度な計測装置を構成することができる。
以上のとおり、本発明を実施例に基づいて具体的に説明した。ただし、本発明は上記実施例にて説明した具体的構成に限定されるものではなく、技術思想の同一性の範囲内で適宜変更が可能である。
本発明における位置計測部のブロック図である。 本発明における回帰演算器のブロック図である。 本発明に適用されるエンコーダの概略図である。 (A)本発明に適用されるレーザ干渉計の側面図、(B)レーザ干渉計の正面図である。
符号の説明
1−1、1−2 アナログ/デジタル変換器
2−1、2−2 予想器
3 位相演算器
4 内部レジスタ
5 回帰演算器
6 バイアスレジスタ
15−1 第一の出力手段
15−2 第二の出力手段
30 振幅演算器
40 デジタルシグナルプロセッサ
200 エンコーダ
300 レーザ干渉計
400 位置計測部

Claims (5)

  1. 被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力手段と、
    前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力手段と、
    前記第一の信号の位相を算出する位相演算器と、
    前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算器と、
    前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算器により算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算手段と、
    前記平均値演算手段により算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算手段と、
    前記回帰演算手段による二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算手段と、
    前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置を用いて前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出手段と、を有することを特徴とする絶対位置の計測装置。
  2. 前記絶対位置算出手段は、前記位相演算器により算出された前記第一の信号の位相の情報と前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置の情報とを用いて、前記位相演算器により算出された前記第一の信号の位相の情報と前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置の情報との差分により前記被測定物の絶対位置を算出することを特徴とする請求項1に記載の絶対位置の計測装置。
  3. 被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、
    前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、
    前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、
    前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、
    前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、
    前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、
    前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップと、を有することを特徴とする絶対位置の計測方法。
  4. 被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、
    前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、
    前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、
    前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、
    前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、
    前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、
    前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップと、
    前記ピーク位置演算ステップで求めた前記原点位置を用いて前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出ステップと、を有することを特徴とする絶対位置の計測方法。
  5. 前記絶対位置算出ステップは、前記位相演算ステップにより求められた前記第一の信号の位相の情報と前記ピーク位置演算ステップで求めた前記原点位置の情報との差分により前記被測定物の絶対位置を算出することを特徴とする請求項4に記載の絶対位置の計測方法。
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