JP2014206419A - 計測装置、それを用いた物品の製造方法 - Google Patents

Abstract

【課題】多波長ヘテロダイン干渉計を用いる場合に、位相雑音の影響を低減し、高精度な計測を可能とする計測装置を提供する。【解決手段】この計測装置は、ヘテロダイン干渉計と、参照光と被検光との干渉光を検出して被検信号４１を出力する第１検出器と、周波数が互いに異なる光同士の干渉光を検出して参照信号４２を出力する第２検出器と、周波数シフト量に相当する周波数の基準信号を発生させる発振器４３と、被検信号４１と基準信号とを同期検波する第１同期検波部４４ａ、４４ｂと、参照信号４２と基準信号とを同期検波する第２同期検波部４４ｃ、４４ｄと、第１同期検波部４４ａ、４４ｂおよび第２同期検波部４４ｃ、４４ｄのそれぞれの出力に基づいて、被検信号４１と参照信号４２との位相差を求める第１処理部４６ａ、４６ｂ（４６）と、位相差に基づいて位置を求める第２処理部４７とを有する。【選択図】図２

Description

本発明は、計測装置、およびそれを用いた物品の製造方法に関する。

従来、対象物の位置（被検面までの絶対距離）、または対象物の形状を高精度に計測（測定）する装置として、多波長ヘテロダイン干渉計を用いた計測装置が知られている。例えば、波長走査型の計測装置や複数の固定波長を利用した計測装置があるが、波長走査型の計測装置単体では、一般的に計測精度が低い。そのため、特許文献１は、波長走査型で、かつ固定波長による相対距離の計測と組み合わせることで、計測精度を向上させる計測装置を開示している。しかしながら、このような計測装置では、それぞれの波長の位相を検出するために光学的に分光し、波長ごとに検出器を必要とするので、装置構成が複雑であり、コストがかかる。さらに、長波長の合成波長を生成しようとすると、必要な波長差の光を光学的に分光することが難しいため、用い得る合成波長が制限される。そこで、特許文献２は、波長ごとに異なるヘテロダイン周波数を有する光源を用いることで、単一の検出器で検出し、また特定の周波数でヘテロダイン検波をすることで、合成波長または単一波長の位相を求める多波長ヘテロダイン装置を開示している。また、特許文献３は、干渉計から得られた参照信号と被検信号とを用いて対象物の位置を高精度に計測する計測装置を開示している。

特開２０１１−９９７５６号公報 特開平１１−２０１７２７号公報 特開２０１２−１２２８５０号公報

ここで、図６に例示する従来の計測装置における光源の周波数雑音のフリーランを見ると、周波数雑音は、数１０ｋＨｚまでの低周波帯域では、周波数が高くなるにつれて徐々に小さくなるが、それ以上の高周波では、ほぼ一定となる。したがって、光源の波長安定化については、低周波帯域での周波数雑音を小さくするのが望ましい。しかしながら、多波長ヘテロダイン干渉計において、複数の光束を重畳し、１つの検出器で検出しようとすると、これらの周波数雑音も周波数シフトにより各波長におけるヘテロダイン周波数だけシフトする。その結果、他のヘテロダイン信号近傍の周波数帯域のものは、その信号への周波数雑音のホワイトノイズ成分を上げることとなり、計測精度に影響を及ぼす。また、ヘテロダイン検波に関して、ヘテロダイン干渉計は、参照信号と被検信号との位相差を検出する際、参照信号に基づいて新たに基準信号を生成し、その基準信号と被検信号との位相差を求めるものが一般的である。したがって、参照信号と被検信号とに対する演算処理方法が異なると、位相雑音の伝達も異なることから、本来、参照信号と被検信号とに共通して乗じている誤差成分を打ち消すことができない。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、例えば、多波長ヘテロダイン干渉計を用いる場合に、位相雑音の影響を低減し、高精度な計測を可能とする計測装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、対象物の位置を計測する計測装置であって、波長がそれぞれ異なる複数の光を用いて、周波数が互いに異なる参照光と被検光とを生成し、参照光と、対象物で反射された被検光とを干渉させるヘテロダイン干渉計と、参照光と被検光との干渉光を検出して被検信号を出力する第１検出器と、周波数が互いに異なる光同士の干渉光を検出して参照信号を出力する第２検出器と、周波数シフト量に相当する周波数の基準信号を発生させる発振器と、第１検出器から出力された被検信号と、発振器からの基準信号とを同期検波する第１同期検波部と、第２検出器から出力された参照信号と、発振器からの基準信号とを同期検波する第２同期検波部と、第１同期検波部および第２同期検波部のそれぞれの出力に基づいて、被検信号と参照信号との位相差を求める第１処理部と、第１処理部にて求められた位相差に基づいて、位置を求める第２処理部と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、例えば、多波長ヘテロダイン干渉計を用いる場合に、位相雑音の影響を低減し、高精度な計測を可能とする計測装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る計測装置の構成を示す図である。 第１実施形態における演算器の構成を示す図である。 演算器内のノッチフィルターの特性を示すグラフである。 図２（ｂ）に関連する演算器の構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る計測装置の構成を示す図である。 従来の計測装置における光源の周波数雑音を示すグラフである。 従来の計測装置における演算器の構成を示す図である。 従来の計測装置における伝達関数を示すグラフである。

以下、本発明を実施するための形態について図面などを参照して説明する。

（第１実施形態）
まず、本発明の第１実施形態に係る計測装置について説明する。図１は、本実施形態に係る計測装置１の構成を示す概略図である。計測装置１は、複数の異なる波長の光を利用する多波長ヘテロダイン干渉計を用いて、対象物（被計測物）２２の位置（被検面までの距離）を計測する。なお、本実施形態では、利用する光の数、すなわち光源の設置数を、一例として３つとする。計測装置１は、まず、第１光源２と、第２光源３と、第３光源４とを有する。第１光源２は、第１波長のレーザー光を出射する。第２光源３は、第２波長のレーザー光を出射する。第３光源４は、第３波長のレーザー光を出射する。各光源２〜４としては、例えばＤＦＢ（分布帰還型）半導体レーザーを出射するものとし得るが、これに限らず、干渉計測を可能とする他のスペクトル線幅の狭い光源としてもよい。各光源２〜４から射出された光は、各ビームスプリッター５により分割され、そのうちの一方の光束は、波長安定化のために、合波器により光軸が同軸になるように調整された上で、波長制御ユニット６に入射される。

波長制御ユニット６は、不図示であるが、波長基準であるガスセルと、分光器（分光素子）と、３つの検出器とを有する。各光源２〜４は、ガスセル内の封入ガスの吸収線を用いてそれぞれの光の波長が安定するように、制御器（レーザー制御ユニット）７で制御される。各光源２〜４からの光束は、分光器で分離され、各波長のレーザー光にそれぞれ対応した検出器でそれぞれ検出される。制御器７は、まず、第１光源２からの光を検出する検出器からの出力信号を用いて第１光源２からの光の波長をガスセルの吸収線である第１波長λ_１に安定化するように制御する。このとき、制御器７は、例えば、第１光源２からの光を検出する検出器の透過強度が一定となるように、第１光源２からの光の波長を調整する。波長を調整する手段としては、例えば、注入電流を変調する方法や、温度の調整による方法などがある。また、制御器７は、第２光源３からの光を検出する検出器の出力信号を用いて第２光源３からの光の波長をガスセル吸収線の第２波長λ_２に安定化するように制御する。さらに、制御部７は、第３光源４からの光を検出する検出器の出力信号を用いて第３光源４からの光の波長をガスセル吸収線の第３波長λ_３に安定化するように制御する。なお、本実施形態では、波長精度を保障するものとしてガスセルのみを用いているが、例えば、ガスセルに換えてエタロン（ファブリペローエタロン）を用いてもよく、または、ガスセルとエタロンとの両方を用いてもよい。エタロンを用いる場合、各固定波長レーザーの波長は、エタロンの透過スペクトルである波長に安定化される。

また、各ビームスプリッター５により分割されたうちの他方の光束は、それぞれビームスプリッター８ａで分割され、分割された一方の光束には、周波数シフター９で周波数変調が与えられた上で、再度合波器８ｂで結合される。第１光源２〜第３光源４にそれぞれ対応する第１周波数シフター９ａ〜第３周波数シフター９ｃは、第１光源２〜第３光源４それぞれからの光に、それぞれ周波数シフト量がｆ_１、ｆ_２、ｆ_３だけ微小に異なる周波数変調を与える。そして、各光束は、合波器２３にて光軸が一致するように調整され、後述する干渉計１００に入射する。

干渉計１００は、特に本実施形態では多波長ヘテロダイン干渉計である。干渉計１００に入射した光束の偏光方向は、ＰＢＳ（偏光ビームスプリッター）１６の透過偏光角と一致している。まず、その光束は、ビームスプリッター１２に入射し、このうちビームスプリッター１２で分離された反射光束（周波数が互いに異なる光同士の干渉光）は、検光子１４を透過した後に、第２検出器２４で検出される。一方、ビームスプリッター１２を透過した光束は、ＰＢＳ１６に入射し、直交する偏光光束は、透過光と反射光とに分離される。このうち、透過光は、被検光となり、被検体（対象物）としてのコーナーキューブ２２へ、一方、反射光は、参照光となり、参照体としてのコーナーキューブ２１へ照射される。各コーナーキューブ２１、２２から帰還した被検光と参照光とは、ＰＢＳ１６で再結合して干渉光となり、検光子１７を透過した後に第１検出器２５で検出される。各検出器２４、２５では、ヘテロダイン信号が検出され、それぞれ参照信号４２、被検信号４１として演算器２６に出力する。各検出器２４、２５としては、例えば、ＣＣＤカメラやＰＤアレイなどの多画素検出器を採用し得る。これによれば、検出器の個数を低減することができるので、コスト的に有利である。

演算器（信号処理部）２６は、例えば、デジタル信号を高速に処理することが可能なＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、またはＤＳＰなどにより構成される。なお、ＦＰＧＡは、Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙの略称である。ＡＳＩＣは、Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔの略称である。ＤＳＰは、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒの略称である。この演算器２６での演算処理については、以下で詳説する。

次に、計測装置１における測長値の算出について説明する。測長値の算出に係る演算処理は、演算器２６が実行する。まず、計測装置１における演算処理の特徴を明確にするために、従来の計測装置における演算処理について説明する。図７は、比較例として上記の特許文献３に開示されている計測装置における演算器６０の演算処理を示すブロック図であり、一例として一波長分の演算処理を抜き出している。まず、演算器６０には、被検信号（Ｉ_ｍｅａｓ）６１と参照信号（Ｉ_ｒｅｆ）６２とが、不図示のＡ／Ｄ変換器（変換部）にてサンプリング周波数ｆ_ｓｐでサンプリングされた上で、デジタル信号として入力される。このうち、参照信号６２は、ＰＬＬ（位相同期回路：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）６３へ入力される。ＰＬＬ６３は、入力された周期的な信号に基づいてフィードバック制御を加え、別の発振器により位相が同期したＳｉｎ信号６９とＣｏｓ信号７０とを出力する。Ｓｉｎ信号６９とＣｏｓ信号７０とは、ミキサー（同期検波部）６４にて被検信号６１とミキシングされる。このミキシングにより発生する信号７１、７２の各高周波成分は、それぞれＣＩＣフィルター（Ｃａｓｃａｄｅｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ Ｆｉｌｔｅｒ）などのノッチフィルター６５の極近傍となるように選択されて、大きく減衰する。なお、ノッチフィルター６５は、デシメーションフィルターの一例である。ノッチフィルター６５を透過した信号７３、７４は、位相演算部としてのＣＯＲＤＩＣ６６にて位相演算される。なお、ＣＯＲＤＩＣは、Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒの略称である。この出力は、位置演算部６７にて距離に変換され、ＬＰＦ（ローパスフィルター：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）６８を通して出力される。

ここで、参照信号６２の誤差伝達関数は、ＰＬＬ６３の伝達関数が支配的となり、（数１）で表される。

一方、被検信号６１の誤差伝達関数は、ノッチフィルター６５の伝達関数が支配的となり、（数２）で表される。

ただし、Ｄは、遅延差（１または２）であり、ｍは、デシメーション比（２以上の整数）であり、Ｎは、積分器と微分器との段数である。（数１）および（数２）と、これらに係る図８に例示する周波数に対するゲインのグラフから、被検信号６１と参照信号６２との信号処理について伝達関数が異なるため、それぞれの差分が計測装置の計測精度に影響を及ぼすことがわかる。特に、位相雑音の影響について考えると、参照光の電場Ｅ_ｒｅｆ（ｔ）および被検光の電場Ｅ_ｔｅｓｔ（ｔ）は、（数３）で表され、被検信号（干渉信号）は、（数４）で表される。

（数４）において、第３項が計測信号であり、第４項が光源の位相雑音φ(ｔ）の被検光と参照光との差分であり、この差分がｄｆ（周波数シフト量）だけ周波数シフトし、計測信号に重畳する。なお、参照信号６２は、τ＝０なので、実際には第４項の成分は発生しない。その結果、光源の位相雑音をφ（ｔ）＝ａ×ｃｏｓ（２πｆｔ）と表せば、（数５）が導かれる。

すなわち、被検信号６１と参照信号６２とに対する演算処理が異なると、位相雑音の伝達も異なるので、従来の計測装置では、本来、被検信号６１と参照信号６２とに共通して乗じている誤差成分を打ち消すことができない。そこで、本実施形態では、演算器２６の演算処理を以下のように実行する。

図２は、本実施形態における演算器２６の演算処理を示すブロック図であり、一例として一波長分（波長λ_１、ヘテロダイン周波数ｆ_１）の演算処理を抜き出している。始めに、図２（ａ）に示す演算器２６の演算処理の第１例を参照し、演算部２６での全体的な演算処理内容について説明する。特に本実施形態における演算部２６は、ヘテロダイン周波数ｆ_１と同等の周波数の基準信号（Ｉ_{ｓｔａｎｄ}：以下、発振器と同一の符号を付す）を発生される発振器４３を含む。まず、演算器２６には、被検信号（Ｉ_ｍｅａｓ）４１および参照信号（Ｉ_ｒｅｆ）４２が、不図示のＡ／Ｄ変換器にてサンプリング周波数ｆ_ｓｐでサンプリングされ、デジタル信号として入力される。次に、被検信号４１および参照信号４２と、基準信号４３のうちの位相がそのままの第１基準信号と、位相遅延器４９にて位相を９０°変化させた第２基準信号とが、ミキサー４４ａ〜４４ｄにより積算され、同期検波される。ミキサー４４ａ〜４４ｄのうち、ミキサー４４ａ、４４ｂは、被検信号４１と基準信号４３とについて同期検波する組（第１同期検波部）であり、特にミキサー４４ｂには、第２基準信号が入力される。一方、ミキサー４４ｃ、４４ｄは、参照信号４２と基準信号４３とについて同期検波する組（第２同期検波部）であり、特にミキサー４４ｄには、第２基準信号が入力される。このとき、被検信号４１、参照信号４２、および基準信号４３は、（数６）で表される。

ただし、ｆ_{（ｎ）ｍｅａｓ}は、被検信号４１の各周波数であり、対象物の移動によりドップラー効果を受け、その移動速度に応じて変化する。

次に、被検信号４１と基準信号４３、および参照信号４２と基準信号４３のミキシングにより発生する各信号は、（数７）で表される。

図３は、参考として、信号周波数に対するゲインを示すグラフである。（数７）に示す各信号から得たい位相は、第１項の低周波成分または静止時の固定値であり、各波長のヘテロダイン周波数は、図３に示すように、第１項以外の高周波成分がノッチフィルターの極近傍でフィルタリングされるように決定される。ここで、波長λ_１、λ_２、・・・、λ_ｎに対するヘテロダイン周波数（波長がそれぞれ異なる複数の光に対して加えた周波数シフト量）をそれぞれｆ_１、ｆ_２、・・・、（ｆ_ｑ：ｑはｎ未満の正の整数）、ｆ_ｎとする。このとき、ヘテロダイン周波数の決定については、基準信号４３とのミキシングによる復調時に発生する不要な高周波成分がノッチフィルターの極近傍となる、以下の（数８）または（数９）に示す条件を満たすような周波数の組み合わせとすることが望ましい。

ただし、ｆ_ｍは、デシメーション後の１／ｍのサンプリング周波数（デシメーション周波数）であり、ｐは、整数である。なお、検出系の非線形性により発生する各ヘテロダイン周波数の倍波成分、およびエイリアシングにより折り返された周波数は、他のヘテロダイン周波数の近傍に回り込まないように規定される。

ここで、従来の対策として行われていたように、すべての不要成分を図３に示すグラフでいう極に落そうとすると、デシメーション比を上げて、極の個数を不要成分の個数相当に増やす必要がある。しかしながら、被検信号４１の周波数帯域を対象物の移動によるドップラー周波数よりも大きく取る場合には、デシメーション比を上げるにも制限があることから、周波数多重時には極を外す必要が出てくる。そこで、本実施形態では、極から外れる不要成分に関しては、ＬＰＦ４８を組み合わせることで第１処理部４７にて求められた位相差に含まれる高調波を除去し、計測精度を達成するのに必要な減衰率を得る。ここで、デシメーション周波数ｆ_ｍとＬＰＦ４８のカットオフ周波数ｆ_ｃとは、ｆ_ｃ＜ｆ_ｍ／２の条件を満たす。また、ある不要信号の周波数ｆ（以下、「ｆ_Ｎ」と表記する）のＣＩＣフィルター（デシメーションフィルター）４５での減衰率をＧ_ｄｅｃ（ｆ_Ｎ）とする。さらに、この信号は、ＣＩＣフィルター４５で、周波数ｆ’（ｆ_Ｎ’＝ｍｏｄ（ｆ_Ｎ，ｆ_ｍ／２））とシフトされるものとする。ただし、ｍｏｄ（ａ，ｂ）は、整数ａをｂで割ったときの剰余である。そして、この信号のＬＰＦ４８での減衰率をＧ_ＬＰＦ（ｆ_Ｎ’）とすると、最終的に出力される不要信号は、Ｇ_ｄｅｃ（ｆ_Ｎ）×Ｇ_ＬＰＦ（ｆ_Ｎ’）だけ減衰される。一方、合成波長の倍率をｋ＝Λ_２３／λ_３またはΛ_１２／Λ_２３（λ_３＜Λ_２３＜Λ_１２）とし、合成波長を生成する２つの波長の位相差をΔφとする。このとき、多波長干渉計の干渉次数の接続に必要な計測精度は、後述の（数１２）に示すように、干渉次数演算時の四捨五入の計算を正確に実行し得る精度として、ｋ×（Δφ）＜π／２が必要となる。そして、それぞれの波長における位相計測精度は、π／（２×（２^１／２）×ｋ）となる。したがって、ＣＩＣフィルター４５とＬＰＦ４８との減衰率は、（数１０）に示す条件を満たす必要がある。例えば、ｋ＝１０である場合、位相計測精度は、１７．６ｍλとなり、Ｇ_ｄｅｃ（ｆ_Ｎ）×Ｇ_ＬＰＦ（ｆ_Ｎ’）＜−９．５ｄＢとなる。

これらのことを踏まえ、具体的に図２に示す演算器２６の演算処理（構成）について説明する。以下、被検信号４１の位相をφ_{（ｎ）ｍｅａｓ}、参照信号４２の位相をφ_{（ｎ）ｒｅｆ}とそれぞれ表記し、簡単のために基準信号４３の位相をゼロとする。なお、各位相の添え字の（ｎ）は、各波長の番号を表す。各信号のそれぞれの位相は、多周波数多重による位相雑音φ_{ｎｏｉｓｅ}を含み、求めたい位相をφ’_{（ｎ）ｍｅａｓ}と表記すると、結果的に（数１１）のように表される。

なお、φ_{(ｋ）ｎｏｉｓｅ}は、他の一波長から受ける位相雑音であり、φ_{ｎｏｉｓｅ}は、これらの和となる。ただし、Ｎは、多重信号数である。ここで、図７を用いて説明した従来の演算器６０について考える。図８は、参考として、従来の演算器６０における参照信号と被検信号との伝達関数を示すグラフである。この場合、参照信号６２がＰＬＬ６３を透過し、被検信号６１がＣＩＣフィルター６５を透過するものとすると、伝達関数が異なるので、それぞれの位相雑音の残差φ_{ｎｏｉｓｅ} ^{（ＰＬＬ）}、φ_{ｎｏｉｓｅ} ^{（ＣＩＣ）}は、イコールにならずに誤差として残る。

まず、図２（ａ）に示す第１例としての演算器２６は、被検信号４１と参照信号４２との位相をそれぞれ独立して求めた後に減算する処理を実行する。この場合、被検信号４１からは、ＣＩＣフィルター４５ａ、４５ｂの出力ｃｏｓ（φ_{（ｎ）ｍｅａｓ}）、ｓｉｎ（φ_{（ｎ）ｍｅａｓ}）をＣＯＲＤＩＣ４６ａにてアークタンジェント演算することで、位相φ’_{（ｎ）ｍｅａｓ}＋φ_{ｎｏｉｓｅ} ^{（ＣＩＣ）}が求まる。一方、参照信号４２からは、ＣＩＣフィルター４５ｃ、４５ｄの出力ｃｏｓ（φ_{（ｎ）ｒｅｆ}）、ｓｉｎ（φ_{（ｎ）ｒｅｆ}）をＣＯＲＤＩＣ４６ａにてアークタンジェント演算することで、位相φ’_{（ｎ）ｒｅｆ}＋φ_{ｎｏｉｓｅ} ^{（ＣＩＣ）}が求まる。そして、ＣＯＲＤＩＣ４６ａの出力位相からＣＯＲＤＩＣ４６ｂの出力位相を減算すれば、φ_{ｎｏｉｓｅ} ^{（ＣＩＣ）}の共通な誤差が排除され、所望の位相φ_(ｎ）＝（φ’_{(ｎ）ｍｅａｓ}−φ’_{(ｎ）ｒｅｆ}）を求めることができる。このように、図２（ａ）の例では、ＣＯＲＤＩＣ４６ａおよびＣＯＲＤＩＣ４６ｂが位相演算部（第１処理部）となる。演算器２６は、このような演算処理を波長ごとに実施し、位置演算部（第２処理部）４７にてそれぞれの位相演算結果に基づいて絶対距離を算出させ、最終的にＬＰＦ４８を通して必要な帯域としてデータを出力する。

一方、図２（ｂ）に示す演算器２６は、発振器による基準信号（Ｉ_{ｓｔａｎｄ}）４３を、デジタル回路であるＰＬＬ５０から被検信号４１と参照信号４２とに送信する。また、演算器２６は、ＣＯＲＤＩＣ４６までの構成を処理回路２００とした上で、その内部に第３処理部５１を含む。第３処理部５１は、各ＣＩＣフィルター４５ａ〜４５ｄのそれぞれの出力ａ、ｂ、ｃ、ｄを用いて、まず、（ａ×ｃ＋ｂ×ｄ）の演算によりｃｏｓ（φ’_{（ｎ）ｍｅａｓ}−φ’_{（ｎ）ｒｅｆ}）となる信号を求める。さらに、第３処理部５１は、（ａ×ｄ−ｂ×ｃ）の演算により、ｓｉｎ（φ’_{（ｎ）ｍｅａｓ}−φ’_{（ｎ）ｒｅｆ}）となる信号を求める。そして、これらの信号を用いてＣＯＲＤＩＣ４６にてアークタンジェント演算することで位相を求める。これによれば、図２（ａ）に示す演算器２６ではＣＯＲＤＩＣの設置数が２つであるのに対して、１つ、すなわちＣＯＲＤＩＣの設置数が半減するので、演算リソースを低減させることができる。

図４は、一例として、図２（ｂ）に示す処理回路２００を複数含み、複数の波長（ここでは３波長）の干渉信号を重畳した計測信号に適用した場合の演算器２６の演算処理を示すブロック図である。この場合、３つの処理回路２００ａ〜２００ｃは、各波長のヘテロダイン周波数に対応して周波数の異なる発振器４３ａ〜４３ｃを含み、それぞれから出力される位相結果φ_１〜φ_３を、位置演算部４７により絶対距離Ｄに演算されて出力される。

位相結果φ_１〜φ_３を用いた絶対距離Ｄの算出方法としては、例えば、波長λ_３と、２つの合成波長Λ_１２、Λ_２３の各干渉次数Ｍ_１２（ｔ_１）、Ｍ_２３（ｔ_１）とから逐次的に波長λ_３の干渉次数Ｎ_３（ｔ_１）を決定し、絶対距離Ｄを算出し得る。干渉次数Ｎ_３（ｔ_１）、Ｍ_２３（ｔ_１）、Ｍ_１２（ｔ_１）は、λ_３＜＜Λ_２３＜＜Λ_１２の関係を踏まえ、それぞれ（数１２）で表される。

ただし、Λ_ｐｑは、λ_ｐとλ_ｑとで生成され、｜λ_ｐλ_ｑ／（λ_ｐ＋λ_ｑ）｜で表される合成波長であり、ｎ_ｇ（λ_ｐ、λ_ｑ）は、λ_ｐとλ_ｑとにおける群屈折率であり、ｎ（λ_ｐ）は、λ_ｐにおける屈折率である。そして、絶対距離Ｄは、得られた波長λ_３の干渉次数Ｎ_３（ｔ_１）を用いて、（数１３）で表される。

このように、従来、被検信号と参照信号とに対する演算処理が異なることで位相雑音の伝達も異なる可能性があったのに対して、計測装置１は、ヘテロダイン周波数と同等の周波数の基準信号４３を利用することで位相雑音の伝達を合わせる。これにより、計測装置１は、被検信号４１と参照信号４２とに共通して乗じている誤差成分を打ち消すことができるため、結果的に計測精度への影響を低減させることができる。

以上のように、本実施形態によれば、多波長ヘテロダイン干渉計を用いる場合に、位相雑音の影響を低減し、高精度な計測を可能とする計測装置を提供することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係る計測装置について説明する。第１実施形態では、３つの異なる波長の光を利用する多波長ヘテロダイン干渉計を用いて対象物２２の被検面までの距離を計測する計測装置を例示した。これに対して、本実施形態に係る計測装置の特徴は、第１実施形態に係る計測装置１で説明した演算処理を適用し、複数（一例として２つ）の異なる波長の光を利用する多波長ヘテロダイン干渉計を用いて対象物上の被検面の形状を計測する点にある。

図５は、本実施形態に係る計測装置７０の構成を示す概略図である。なお、図５に示す計測装置７０では、第１実施形態に係る計測装置１と同一構成のものには同一の符号を付し、説明を省略する。干渉計１０１は、本実施形態においても、多波長ヘテロダイン干渉計である。干渉計１０１に入射する光束のうち、まずコリメートレンズ１０ａに入射する光束は、第１光源２からの光が第１周波数シフター９ａで周波数シフトされた光と、第２光源３からの光が第２周波数シフター９ｂで周波数シフトされた光との合成光束である。一方、コリメートレンズ１０ｂに入射する光束は、第１光源２からの光および第２光源３からの光ともに周波数シフトされていない光の合成光束である。周波数シフトされた合成光束は、コリメートレンズ１０ａで平行光束とされ、ＰＢＳ１６の透過偏光角と一致するように１／２波長板のような偏光調整素子１１ａにて偏光方向が調整される。そして、偏光方向が調整された光束は、ビームスプリッター１２で反射光束３１および透過光束３２に分割される。一方、周波数シフトされていない合成光束は、コリメートレンズ１０ｂで平行光束とされた後に、偏光調整素子１１ｂにてＰＢＳ１６の透過偏光角と一致するように調整され、ビームスプリッター１３で反射光束３３および透過光束３４に分割される。周波数シフトされていない方の透過光束３４は、ＰＢＳ１６を透過した後、１／４波長板１９にて円偏光にされ、対物レンズ２０で平行光束となり、被検面に照射される。被検面からの反射光束は、再び１／４波長板１９を透過することで入射時とは偏波面が９０°回転した直線偏光となり、ＰＢＳ１６で反射され、周波数シフトされた方の透過光束３１と結合する。このとき、ＰＢＳ１６から射出された光は、偏光子１７により干渉信号が切り出されて、検出器２５が光束の周波数差に相当するビート信号を検出し、被検信号４１として演算器２６に出力される。一方、ビームスプリッター１２により分割された周波数シフトされた方の反射光束３２と、ビームスプリッター１３での周波数シフトされていない方の反射光３４とは、ビームスプリッター１３で結合される。そして、検出器２４が両光束の周波数シフト量に相当するビート信号を検出し、参照信号４２として演算器２６に出力される。演算器２６は、得られた被検信号４１と参照信号４２とを用いて、第１実施形態と同様の演算処理を実行する。これにより、本実施形態に係る計測装置７０でも、第１実施形態と同様の効果を奏する。なお、被検面上の複数の位置（距離）を計測することにより、被検面の形状を求めることができる。

（物品の製造方法）
本実施形態における物品の製造方法は、例えば、ギアなどの金属部品や光学素子などの物品を加工する際に用いられる。本実施形態の物品の加工方法は、上記の計測装置（計測方法）を用いて、上記物品の被検面の形状を計測する工程と、かかる工程における計測結果に基づいて被検面を加工する工程とを含む。例えば、被検面の形状を計測装置を用いて計測し、その計測結果に基づいて、被検面の形状が設計値など所望の形状になるように当該被検面を加工する。上記計測装置により高精度に被検面の形状を計測できるため、本実施形態の物品の製造方法は、従来の方法に比べて、少なくとも物品の加工精度の点で有利である。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形および変更が可能である。

例えば、複数の波長のうちの１つについて波長走査することで絶対測長を可能とするような計測装置に上記演算処理を適用し得る。

１ 計測装置
２４ 第２検出器
２５ 第１検出器
４３ 発振器
４５ ミキサー
４６ 位相演算部
４７ 位置演算部
１００ 干渉計

Claims (7)

1. 対象物の位置を計測する計測装置であって、
   波長がそれぞれ異なる複数の光を用いて、周波数が互いに異なる参照光と被検光とを生成し、前記参照光と、前記対象物で反射された被検光とを干渉させるヘテロダイン干渉計と、
   前記参照光と前記被検光との干渉光を検出して被検信号を出力する第１検出器と、
   周波数が互いに異なる光同士の干渉光を検出して参照信号を出力する第２検出器と、
   周波数シフト量に相当する周波数の基準信号を発生させる発振器と、
   前記第１検出器から出力された前記被検信号と、前記発振器からの前記基準信号とを同期検波する第１同期検波部と、
   前記第２検出器から出力された前記参照信号と、前記発振器からの前記基準信号とを同期検波する第２同期検波部と、
   前記第１同期検波部および前記第２同期検波部のそれぞれの出力に基づいて、前記被検信号と前記参照信号との位相差を求める第１処理部と、
   前記第１処理部にて求められた前記位相差に基づいて、前記位置を求める第２処理部と、
   を有することを特徴とする計測装置。
2. 前記第１同期検波部および前記第２同期検波部に入力される前の前記被検信号および前記参照信号のそれぞれをサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換する変換部と、
   前記第１同期検波部および前記第２同期検波部のそれぞれの出力を、前記サンプリング周波数に対して、１／ｍ（ｍは２以上の整数）のサンプリング周波数にデシメーションするデシメーションフィルターと、
   を有し、
   前記デシメーションフィルターのデシメーション比と、波長がそれぞれ異なる複数の光に対する周波数シフト量であるｆ_１、ｆ_２、・・・、ｆ_ｎとは、ｍを前記デシメーション比、ｆ_ｍを１／ｍのサンプリング周波数であるデシメーション周波数、ｐを整数、およびｑをｎ未満の整数とすると、
   

   

   の条件を少なくとも１つ満たし、
   前記第１処理部は、前記デシメーションフィルターからのそれぞれの出力に基づいて前記位相差を算出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の計測装置。
3. 前記第１処理部にて求められた前記位相差に含まれる高調波を除去するローパスフィルターを有し、
   前記デシメーション周波数と前記ローパスフィルターのカットオフ周波数とは、該カットオフ周波数をｆ_ｃとすると、ｆ_ｃ＜ｆ_ｍ／２の条件を満たす、
   ことを特徴とする請求項２に記載の計測装置。
4. 不要信号の周波数ｆ＝ｆ_２±ｆ_１、・・・、ｆ_ｎ±ｆ_１、・・・、ｆ_ｑ±ｆ_ｎでの前記デシメーションフィルターにおける減衰率であるＧ_ｄｅｃ（ｆ）と、
   前記デシメーションフィルターでシフトされた後の周波数ｆ’＝ｍｏｄ（ｆ、ｆ_ｍ／２）での前記ローパスフィルターにおける減衰率であるＧ_ＬＰＦ（ｆ’）と、
   合成波長の倍率であるｋ（＞１）とは、
   

   

   の条件を満たすことを特徴とする請求項３に記載の計測装置。
5. 前記発振器からの前記基準信号の位相を９０°変化させる位相遅延器を有し、
   前記発振器は、前記基準信号のうち、位相を変化させていない第１基準信号と、前記位相遅延器を介して位相を９０°変化させた第２基準信号とを、前記第１同期検波部と前記第２同期検波部とに出力する、
   ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の計測装置。
6. 前記発振器からの前記基準信号を、位相が同期したＳｉｎ信号とＣｏｓ信号として、前記第１同期検波部と前記第２同期検波部とに出力する位相同期回路を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の計測装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の計測装置を用いて物品の被検面の形状を計測する工程と、
   計測された形状に基づいて前記被検面を加工する工程と、
   を有することを特徴とする物品の製造方法。
   

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