JP5170095B2

JP5170095B2 - 高圧放電ランプ点灯装置

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Publication number: JP5170095B2
Application number: JP2009522536A
Authority: JP
Inventors: 崇文戸田; 堅吾宮崎
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2007-07-09
Filing date: 2008-04-04
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2028-04-04
Also published as: JPWO2009008196A1; US20100097003A1; WO2009008196A1; DE112008001761T5

Description

本発明は、フロントプロジェクタ等に用いられる高圧放電ランプを点灯させるための点灯装置に関する。

この種の高圧放電ランプ点灯装置は例えば特許文献１に開示されている。この特許文献１に示されている高圧放電ランプ点灯装置について図１・図２を用いて説明する。図１はその回路図、図２は各部の波形図である。

図１の高圧放電ランプ点灯装置において、交流電源ＡＣから入力される交流電圧は、直流電源１の整流回路ＤＢによって整流され、昇圧チョッパ回路ＣＰ１及び平滑回路２によって、入力された交流電圧よりも高い値の直流電圧に変換されて出力される。次に降圧チョッパ回路ＣＰ２によって、降圧チョッパ回路ＣＰ２への入力電圧より低い値の直流電圧に変換されて、極性反転回路３に出力される。極性反転回路３は、スイッチ素子Ｑ２〜Ｑ５からなるフルブリッジ型に構成されていて、降圧チョッパ回路ＣＰ２から入力された直流電圧を交流電圧に変換して、高圧放電灯ＬＡに供給する。

フルブリッジ型の極性反転回路３の各スイッチ素子Ｑ２〜Ｑ５は、それぞれ駆動回路Ｓによって駆動され、基本的にＱ２とＱ５がオンの時にはＱ３とＱ４がオフし、Ｑ２とＱ５がオフの時にＱ３とＱ４がオンすることで、交流電圧を生成している。駆動回路Ｓは、計測回路５を備えた制御回路ＭＣによって制御される。制御回路ＭＣは昇圧チョッパ制御回路ＣＮ１及び降圧チョッパ制御回路ＣＮ２をも制御している。

特許文献１に記載の発明の目的は、極性反転時にオーバーシュートの発生しない電圧及び電流を高圧放電灯に対して供給することにある。その実現手段として、極性反転回路３において、スイッチ素子Ｑ２が数十〜数百Ｈｚの周波数でオン／オフするのに対し、対となるべきスイッチ素子Ｑ５を数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの周波数でオン／オフさせている。これにより、スイッチ素子Ｑ２のオン期間中にスイッチ素子Ｑ５はオン／オフを繰り返すことになる。同様にスイッチ素子Ｑ４のオン期間中にはスイッチ素子Ｑ３がオン／オフを繰り返す。これにより、図２（ａ）のような鋸波状の電圧及び電流が発生する。また、降圧チョッパ回路ＣＰ２のデューティ比を線形または非線形に可変させることで、図２における期間Ａ及び期間Ｂに相当する期間の鋸波のピーク値を抑えるようにしている。このような電圧波形及び電流波形が、負荷回路４におけるインダクタＬ２及びコンデンサＣ５、またはインダクタＬ３及びコンデンサＣ４からなるローパス・フィルタを介して、図２（ｂ）のような台形波として、高圧放電灯ＬＡに印加される。
特開２００４−２２０８１７号公報

しかしながら、前記特許文献１に開示された高圧放電ランプの点灯方法は、言わば鋸波状にした電圧及び電流波形を台形波状に鈍らせることができるほど、定数の大きなインダクタン及びキャパシタが必要であり、電圧及び電流波形が台形波状になるということは、急速な極性反転は不可能であるということに繋がる。これでは昨今の高圧放電ランプ点灯装置に要求されている、数μｓオーダーでの極性反転には対応できない。

請求項１に記載の高圧放電ランプ点灯装置は、直流入力電源の直流電圧を所定の直流電圧に変換する降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を、所定周波数の交流電圧に変換するフルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路と、
前記高圧放電ランプに流れるランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、
前記高圧放電ランプの点灯時に動作し、前記高圧放電ランプに定常点灯時よりも高い電圧を印加するイグナイタ回路と、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路を制御するＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）で構成された制御回路と、を有し、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路はそれぞれ半導体スイッチ素子を含み、
前記制御回路は、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング周波数を固定してＰＷＭ制御し、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング周波数を前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路の整数倍にして、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の半導体スイッチ素子のオン／オフを、前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路の半導体スイッチ素子のオン／オフに同期させるとともに、前記出力電圧検出回路によって検出された出力電圧の値と、前記ランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流の値とに応じて、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路を制御し、前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路における交流電流波形が極性反転するときに、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の半導体スイッチ素子に対するＰＷＭパルスのオンデューティを短くする制御を行うことを特徴とする。

請求項２に記載の高圧放電ランプ点灯装置は、請求項１に記載の高圧放電ランプ点灯装置において、前記ＤＣ−ＡＣインバータ回路における交流電流波形と前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の前記半導体スイッチ素子のスイッチングとを同期させるとともに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の前記半導体スイッチ素子のスイッチングパルスの位相を前記ＤＣ−ＡＣインバータ回路のスイッチングパルスに対してシフトさせることを特徴とする。

本発明によれば、数μｓオーダーで極性反転するようなＤＣ−ＡＣインバータを備えた高圧放電ランプ点灯装置において、ＤＣ−ＡＣインバータの前段に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータと、該ＤＣ−ＡＣインバータのスイッチングタイミングとを同期させて制御し、極性反転時近傍において、該ＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間を可変させることにより、オーバーシュート／アンダーシュートをランプ電圧範囲全域に亘って安定的に抑えることができる。

特許文献１に示されている高圧放電ランプ点灯装置の回路ブロック図である。特許文献１に示されている高圧放電ランプ点灯装置の各部の波形図である。第１の実施形態における高圧放電ランプ点灯装置の回路ブロック図である。従来の高圧放電ランプ点灯装置において、高圧放電ランプに印加される交流電流波形図である。理想的な高圧放電ランプ点灯装置において、高圧放電ランプに印加される交流電流波形図である。第１の実施形態における高圧放電ランプ点灯装置において、高圧放電ランプに印加される交流電流波形図及び降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１に印加されるＰＷＭパルスのパルス波形図である。第２の実施形態における高圧放電ランプ点灯装置において、高圧放電ランプに印加される交流電流波形図及び降圧チョッパ回路２のスイッチ素子Ｑ１に印加されるＰＷＭパルスのパルス波形図である。第３の実施形態における高圧放電ランプ点灯装置において、高圧放電ランプに印加される交流電流波形図及び降圧チョッパ回路２のスイッチ素子Ｑ１に印加されるＰＷＭパルスのパルス波形図である。

符号の説明

ＣＮ１１，ＣＮ１２，ＣＮ１３：コネクタ
Ｃ１〜Ｃ５，Ｃ１１〜１４：コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１：ダイオード
Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ１１〜Ｌ１３：インダクタ
Ｑ０〜Ｑ５，Ｑ１１〜Ｑ１５：スイッチ素子
Ｒ１１〜Ｒ１３：抵抗
Ｓ１：双方向性２端子サイリスタ
Ｔ１：トランス
ＡＣ：交流電源
ＣＮ１：昇圧チョッパ制御回路
ＣＮ２：降圧チョッパ制御回路
ＣＰ１：昇圧チョッパ回路
ＣＰ２，１２：降圧チョッパ回路
ＤＢ：ダイオードブリッジ
ＬＡ：高圧放電ランプ
ＭＣ：制御回路
Ｓ：駆動回路
１：直流電源
２：平滑回路
３，１３：極性反転回路
４：負荷回路
５：計測回路
１１：３端子レギュレータ
１３：極性反転回路（ＤＣ−ＡＣインバータ回路）
１２：降圧チョッパ回路
１４：ドライバ
１５：イグナイタ
１６：ディジタル制御回路

《第１の実施形態》
以下、本発明の第１の実施の形態を図３から図６までを参照して説明する。
図３において、コネクタＣＮ１１から直流電圧が入力される。インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１からなるローパス・フィルタによって入力される直流電圧の安定化、ノイズの除去等を行っている。その後段に降圧チョッパ回路１２（本発明に係る「ＤＣ−ＤＣコンバータ回路」に相当する。）が接続されている。第１の実施形態では、入力電圧が高い場合を想定しているため、降圧チョッパ回路としているが、入力電圧が低い場合などは昇圧チョッパ回路にすることや、状況に応じて昇降圧チョッパ回路にすることが可能であることは言うまでもない。

降圧チョッパ回路１２はスイッチ素子Ｑ１１、ダイオードＤ１１、インダクタＬ１２、コンデンサＣ１２から構成される。降圧チョッパ回路１２は入力される直流電圧を所望の電圧値に降圧するための回路であって、ディジタル制御回路１６によってスイッチ素子Ｑ１１のオン／オフが制御され、所望の出力電圧を得る仕組みとなっている。

降圧チョッパ回路１２から出力される出力電圧は、コンデンサＣ１３で平滑されるとともに、抵抗Ｒ１２及びＲ１３によって分圧され、その分圧された電圧がディジタル制御回路１６に入力される。この部分の回路がこの発明に係る「出力電圧検出回路」に相当する。

これによってディジタル制御回路１６は降圧チョッパ回路１２の出力電圧をモニタすることが可能となり、一定の出力電圧を得るための制御が可能となる。

なお、降圧チョッパ回路１２の前段にある３端子レギュレータ１１は、ディジタル制御回路１６の電源電圧を生成するためのものであり、３端子レギュレータ１１から出力される電圧が、ディジタル制御回路１６の電源電圧として使用される。

降圧チョッパ回路１２から出力された直流出力電圧は後段の極性反転回路１３（本発明に係る「ＤＣ−ＡＣインバータ回路」に相当する。）に供給される。

極性反転回路１３は４つのスイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５、インダクタＬ１３、コンデンサＣ１４、スイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５を駆動するためのドライバ１４から構成される、所謂フルブリッジ回路を構成している。本実施形態では極性反転回路１３にフルブリッジ回路を用いているが、状況に応じて、ハーフブリッジ回路、プッシュプル回路等を用いることが可能であることは言うまでもない。

ドライバ１４は、ディジタル制御回路１６からの指令信号によって、スイッチ素子Ｑ１２とＱ１５、Ｑ１３とＱ１４の組合せで、それらを相補的にオン／オフさせ、直流電圧を交流電圧に変換している。ここで生成された交流電圧は、コネクタＣＮ１３に接続される高圧放電ランプに供給される。

また、コネクタＣＮ１３までの交流電圧の出力ライン上には、双方向性２端子サイリスタＳ１と、トランスＴ１からなるイグナイタ回路１５が形成されている。高圧放電ランプは一般的に点灯時にかなりの高電圧を印加しないと点灯しないという性質を持ち、一度点灯してしまえば比較的低電圧で点灯し続けるという特性を持つことから、点灯時にディジタル制御回路１６からの指令信号によって、双方向性２端子サイリスタＳ１を瞬時的にオンさせることで定常点灯時よりも高い電圧を発生させ、高圧放電ランプに瞬時的に高電圧を印加する仕組みとなっている。

また、負荷に相当する高圧放電ランプに流れるランプ電流は、抵抗Ｒ１１が電流検出抵抗の役割を果たすことによって、ディジタル制御回路１６でモニタされる。この部分の回路がこの発明に係る「ランプ電流検出回路」に相当する。

ディジタル制御回路１６に接続されているコネクタＣＮ１２は、フロントプロジェクタ等の機器側のマイクロコンピュータ等と接続するためのものであり、このコネクタを通して高圧放電ランプ点灯装置の動作状況や、出力電圧や出力電流の指令信号等のやり取りを通信できるようになっている。

ディジタル制御回路１６は、抵抗Ｒ１２及びＲ１３によって検出される降圧チョッパ回路１２の出力電圧値と、抵抗Ｒ１１によって検出される高圧放電ランプに流れる交流電流値と、コネクタＣＮ１２によって行われる機器側からの指令等に応じて、降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１に対するオン／オフ指令、極性反転回路のスイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５のオン／オフを制御するためのドライバ１４に対する指令、及び点灯時のイグナイタ回路１５への指令等を一元的に管理している。

ディジタル制御回路１６は、降圧チョッパ回路１２の出力電圧値と、高圧放電ランプに流れる交流電流値とに応じて、定常点灯時には所定の輝度で点灯するように定電力制御を行う。すなわち、降圧チョッパ回路１２の出力電圧値と高圧放電ランプの交流電流値とを、その両者の積（出力電力）が一定となるように制御する。さらに、後述する制御を行うことによって高圧放電ランプに流れる電流のオーバーシュート／アンダーシュートの発生を抑制している。

図３に示された回路において、降圧チョッパ回路１２の出力電圧制御と、極性反転回路１３の交流電圧生成制御を独立して行った場合、負荷である高圧放電ランプには図４に示したような交流電流波形の電流が流れる。ここで、高圧放電ランプに印加される交流電圧の周波数は５０〜５００Ｈｚ程度である。

近年のフロントプロジェクタ用途の高圧放電ランプ点灯装置においては、極性反転時における急峻な立上り／立下り時間（例えば２０μｓ以下）、電圧波形及び電流波形のオーバーシュート／アンダーシュートの低減が要求されており、この場合、極性反転時の立上り／立下り時間の短縮を優先させると、どうしてもオーバーシュート／アンダーシュートの低減に限界があるという問題が生じる。

極性反転時の立上り／立下り時間の短縮は、高圧放電ランプのちらつきに影響し、電圧波形及び電流波形のオーバーシュート／アンダーシュートは、高圧放電ランプの寿命にも影響を及ぼすものであるため、理想的には図５に示した波形のように、どちらも満足させなければならない要求である。

極性反転時にオーバーシュート／アンダーシュートが生じる原因は、極性反転の瞬間に、降圧チョッパ回路１２から見て、高圧放電ランプは無負荷状態になることである。すなわち、極性反転時に一瞬出力電圧が跳ね上がり、このことでオーバーシュート／アンダーシュートが生じる。

この現象を防ぐために、本発明では図３に示した回路において、極性反転回路１３が極性反転する瞬間に、ディジタル制御回路１６は降圧チョッパ回路１２におけるスイッチ素子Ｑ１１のオン時間を制御し、スイッチ素子Ｑ１１のオンデューティを短くすることによって、負荷に印加されるエネルギーを少なくし、オーバーシュート／アンダーシュートが発生しないようにしている。

図６はそのオンデューティを短くすることによる効果を示している。図６（Ａ）は高圧放電ランプへ印加される交流電流波形図、図６（Ｂ）は降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１に印加されるＰＷＭパルスのパルス波形図である。このように極性反転回路１３が極性反転する瞬間（図６においてＴｕ，Ｔｄで示す区間）に、降圧チョッパ回路１２におけるスイッチ素子Ｑ１１のオンデューティを短くすることによって、オーバーシュート／アンダーシュートの発生を抑制している。

この際、安定的にオーバーシュート／アンダーシュートの発生を抑えるために、極性反転回路１３におけるスイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５のスイッチングタイミングと、降圧チョッパ回路１２におけるスイッチ素子Ｑ１１のスイッチングタイミングを同期させることが重要である。この第１の実施形態では、ディジタル制御回路１６が降圧チョッパ回路１２におけるスイッチ素子Ｑ１１の制御と共に極性反転回路１３におけるスイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５の制御を行うことによって、これらの同期をとっている。

ディジタル制御回路１６は、降圧チョッパ回路１２の出力電圧とランプ電流値を常に監視し、高圧放電ランプが不点灯状態からグロー放電に遷移すると、インピーダンスが急降下して、降圧チョッパ回路１２の出力電圧も急降下する。基本的にはこれを検出して、降圧チョッパ回路１２のオンデューティを抑える。よって、「降圧チョッパ回路１２の出力電圧値の、単位時間当たりの落ち幅」や、「ランプ電流値の増加幅」等に応じて、「降圧チョッパ回路１２のオンデューティ」をどのように定めるかを予めプログラムしておく。

これにより、検出されたランプ電圧値及び／またはランプ電流値に応じてオーバーシュート／アンダーシュートの度合いを極性反転直前に予測し、極性反転時近傍において、該ＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間を可変させることにより、オーバーシュート／アンダーシュートをランプ電圧範囲全域に亘って安定的に抑えることができる。

また、ディジタル制御回路１６としてはＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を用いることが望ましい。他のディジタル制御回路としてはマイクロコンピュータ等が考えられるが、処理速度の速さという点において、ＤＳＰが有効である。

さらに、降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１は、ディジタル制御回路１６から出力されるオン／オフの指令信号によって、ＰＷＭ制御されることが好ましい。スイッチ素子Ｑ１１をＰＷＭ制御すれば、スイッチング周波数は固定となるため、スイッチ素子Ｑ１１のスイッチング周波数を、極性反転回路３のスイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５のスイッチング周波数の整数倍に設定することで、必然的にスイッチ素子Ｑ１１のスイッチングタイミングと、極性反転回路１３におけるスイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５のスイッチングタイミングの同期をとることができる。この際、上述したように、極性反転時近傍におけるスイッチ素子Ｑ１１のオンデューティを小さくすることによって、極性反転時の交流電圧波形及び交流電流波形にオーバーシュート／アンダーシュートを抑制することが可能となる。

《第２の実施形態》
次に、第２の実施の形態を図３及び図７を用いて説明する。第１の実施形態においては、スイッチ素子Ｑ１１のスイッチングタイミングと、スイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５のスイッチングタイミングとを同期させ、スイッチ素子Ｑ１１のオンデューティを小さくすることで、極性反転回路１３から高圧放電ランプに印加される交流電流波形のオーバーシュート／アンダーシュートを抑えるというものであったが、第２の実施形態では、スイッチ素子Ｑ１１のスイッチングタイミングと、スイッチ素子Ｑ１２〜Ｑ１５のスイッチングタイミングとを同期させ、極性反転回路１３が極性反転するタイミングの近傍において、ディジタル制御回路１６からスイッチ素子Ｑ１１に対してオン／オフ指令信号を出力しないように構成する。

図７はその作用効果を示している。図７（Ａ）は高圧放電ランプへ印加される交流電流波形図、図７（Ｂ）は降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１に印加されるＰＷＭパルスのパルス波形図である。このように、極性反転回路１３が極性反転するタイミングの近傍（図７においてＴａ，Ｔｂで示す区間）には、ディジタル制御回路１６からスイッチ素子Ｑ１１に対してオン／オフ指令信号を出力しない。このことによって、結果的に所定数のＰＷＭパルスが出力されず、オンデューティがゼロのＰＷＭパルス区間を生じ、極性反転回路１３に供給するエネルギーが減少して、オーバーシュート／アンダーシュートが抑えられる。

このように第２の実施形態では、ディジタル制御回路１６からスイッチ素子Ｑ１１に対してオン／オフ指令信号を出力しないようにして、降圧チョッパ回路１２のスイッチングパルスの抜き回数を制御する方法であるので、ディジタル制御回路１６は、降圧チョッパ回路１２の出力電圧とランプ電流値を常に監視し、高圧放電ランプが不点灯状態からグロー放電に遷移したことを、降圧チョッパ回路１２の出力電圧の急降下の検出により検知し、降圧チョッパ回路１２のスイッチングパルスの抜き回数を制御する。よって、「降圧チョッパ回路１２の出力電圧値の、単位時間当たりの落ち幅」や、「ランプ電流値の増加幅」等に応じて、「降圧チョッパ回路１２のスイッチングパルスの抜き回数」をどのように定めるかを予めプログラムしておく。

《第３の実施形態》
さらに、第３の実施の形態を図３及び図８を用いて説明する。
第３の実施形態では、降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１のスイッチングパルスの位相を、極性反転回路１３のスイッチングパルスに対してタイミング（位相）をシフトさせる。

図８はそのオンデューティを短くすることによる効果を示している。図８（Ａ）は高圧放電ランプへ印加される交流電流波形図、図８（Ｂ）は降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１に印加されるＰＷＭパルスのパルス波形図である。このように降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１のスイッチングパルスのタイミング（位相）を、極性反転回路１３のスイッチングパルスに対してシフトさせた状態で同期をとる。

一般に、高圧放電ランプが点灯していない状態で高圧放電ランプに電圧を印加することにより、絶縁破壊を起こしてグロー放電が始まると、急激にランプのインピーダンスが下がる。このインピーダンスが下がった状態で降圧チョッパから過剰にエネルギーが供給されるとオーバーシュート／アンダーシュートが生じる。そのため、インピーダンスが下がった状態では降圧チョッパから過剰にエネルギーが供給されないように回路が作用すればよい。負荷である高圧放電ランプの特性によっては、降圧チョッパ回路１２のスイッチングタイミングと極性反転回路１３の反転タイミングとのずれに応じて、降圧チョッパから高圧放電ランプへ過剰にエネルギーが供給されない場合がある。

そこで、第３の実施形態では、高圧放電ランプの特性に応じて降圧チョッパ回路１２のスイッチ素子Ｑ１１のスイッチングパルスのタイミング（位相）を、極性反転回路１３のスイッチングパルスに対してΔＴだけシフトさせる。このことによって交流電流波形のオーバーシュート／アンダーシュートを低減する。

Claims

高圧放電ランプの点灯装置であって、
直流入力電源の直流電圧を所定の直流電圧に変換する降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を、所定周波数の交流電圧に変換するフルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路と、
前記高圧放電ランプに流れるランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、
前記高圧放電ランプの点灯時に動作し、前記高圧放電ランプに定常点灯時よりも高い電圧を印加するイグナイタ回路と、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路を制御するＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）で構成された制御回路と、を有し、
前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路はそれぞれ半導体スイッチ素子を含み、
前記制御回路は、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング周波数を固定してＰＷＭ制御し、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング周波数を前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路の整数倍にして、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の半導体スイッチ素子のオン／オフを、前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路の半導体スイッチ素子のオン／オフに同期させるとともに、前記出力電圧検出回路によって検出された出力電圧の値と、前記ランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流の値とに応じて、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路を制御し、前記フルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ回路における交流電流波形が極性反転するときに、前記降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の半導体スイッチ素子に対するＰＷＭパルスのオンデューティを短くする制御を行うことを特徴とする高圧放電ランプ点灯装置。
前記制御回路は、前記ＤＣ−ＡＣインバータ回路における交流電流波形と前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の前記半導体スイッチ素子のスイッチングとを同期させるとともに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の前記半導体スイッチ素子のスイッチングパルスの位相を前記ＤＣ−ＡＣインバータ回路のスイッチングパルスに対してシフトさせる、請求項１に記載の高圧放電ランプ点灯装置。