JP4304487B2

JP4304487B2 - 誘導加熱装置

Info

Publication number: JP4304487B2
Application number: JP2004160981A
Authority: JP
Inventors: 道雄玉手; 隆宣角垣
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-05-31
Filing date: 2004-05-31
Publication date: 2009-07-29
Anticipated expiration: 2024-05-31
Also published as: JP2005340127A

Description

本発明は、一般家庭やレストランなどで使用される誘導加熱調理器や金属溶解、シームレス溶接などに使用される産業用誘導加熱装置に関し、詳しくは、スイッチング素子を用いて交流電源から高周波交流を作り出す電力変換回路を有する誘導加熱装置に関するものである。

誘導加熱装置の回路構成は、図4に示すように、ダイオード2a〜2dにより構成されるダイオードブリッジ2、平滑用コンデンサ13および高周波インバータ部15から構成され、交流電源１の電圧をダイオードブリッジ2により全波整流した直流に変換した後に高周波インバータにより加熱コイル7に高周波交流電流を流す構成が広く普及している。このような整流回路と高周波インバータを組み合わせた回路構成が記載されている一例として特許文献1が挙げられる。

これに対し、図5に示すように交流電源1と加熱コイル7の間に周波数変換部14を挿入し、交流電源を整流することなく、交流電源から直接高周波交流を作り出す交流−交流直接変換技術を応用した構成も提案されている。周波数変換部14の回路構成としては、特許文献2に記載されている図6(a)、(b)等の回路構成や、特許文献3に記載されている図7(a)、(b)等の回路構成が知られている。

最初に図6(a)の回路を用いて構成した図8の誘導加熱装置を説明する。本誘導加熱装置はダイオード2a、2bからなるダイオード直列回路と、共振コンデンサ3a、3bからなるコンデンサ直列回路と、逆並列接続されたスイッチング素子4aおよびダイオード5aからなるスイッチングアーム、並びに、スイッチング素子4bおよびダイオード5bからなるスイッチングアームにより構成されるスイッチングアーム直列回路とが、各々並列接続されている。
ダイオード直列回路の内部接続点には交流電源1の一端が接続され、コンデンサ直列回路の内部接続点には、交流電源1の他端と、加熱コイル7およびコンデンサ6の並列回路の一端とが接続される。また、スイッチングアーム直列回路の内部接続点には加熱コイル7およびコンデンサ6の並列回路の他端が接続されている。また、制御回路部8は、交流電源1の両端子に接続され交流電源の極性を判別する極性判別部9と、極性判別部9の情報を基に駆動指令を生成する制御部10を有し、制御回路の出力段には、スイッチング素子4a、4bを駆動するための駆動回路11a、11bが接続される。

次にこの従来技術の動作を説明する。以下の回路動作は特許文献2の誘導加熱装置に記載されているとおりである。

交流電源1が正の期間では、スイッチング素子4aをオンさせると、交流電源1→ダイオード2a→スイッチング素子4a→加熱コイル7→交流電源1の経路（この方向を正の方向と呼ぶ）で加熱コイル7の電流が増加する。この時、コンデンサ6はスイッチング素子4a側が正になるように充電されており、この極性を正極性とする。ここで、交流電源1にはダイオード2aを介して共振コンデンサ3aが並列接続されているので、高周波的には、共振コンデンサ3aから加熱コイル7へ電流が供給される。

スイッチング素子4aをオフさせると、加熱コイル7の電流はコンデンサ6に流れ込むため、コンデンサ6の電圧は緩やかに低下してスイッチング素子4aは零電圧ターンオフ動作となる。

コンデンサ6の電圧が低下すると次にダイオード5bが自然に導通し、加熱コイル7を介して共振コンデンサ3bを正の極性に充電する。この時、スイッチング素子4bをオンさせると、共振コンデンサ3bと加熱コイル7とは共振回路を構成しているので、電流はスイッチング素子4bを通る経路に反転し、共振コンデンサ3bは負の方向に充電される。この状態でスイッチング素子4bをオフさせると、加熱コイル7の電流はコンデンサ6を放電させる。

その後、スイッチング素子4bの電圧は緩やかに上昇し、スイッチング素子4bは零電圧ターンオフ動作となる。次にダイオード5aが自然に導通し、共振コンデンサ3aを充電する。この時、スイッチング素子4aをオンさせると共振コンデンサ3aと加熱コイル7とは共振回路を構成しているので、電流はスイッチング素子4aを通る経路に反転する。

以上のような動作を高周波で繰り返すことにより、加熱コイル7には高周波の電流が供給される。また、交流電源1が負の期間には、スイッチング素子4a、4bの動作を交流電源1が正の期間の動作と逆にするだけで、全体の動作は同様となる。

交流電源1の極性反転時は制御回路8の極性判別部9により正負を判別し、制御部10で交流電源1の極性に応じて生成したパルスパターンを基に、駆動回路部11a、11bによりスイッチング素子4a、4bを駆動する。

図9に電源電圧v_inとスイッチング素子4a、4bのパルスパターン例を示す。電力の調整は4a、4bのパルス幅（以後、導通比と呼ぶ）を調節することで行い、電源電圧v_inの極性により4a、4bのパルスパターンを反転して動作させる。

図9に示したパルスパターンで動作させた際の交流電源波形と高周波電流波形の概略図を図10に示す。図10に示すように高周波電流には交流電源周波数成分が重畳した波形となる。これは交流−交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置の代表的な波形であり、特許文献2に記載されている回路構成の高周波電流は全てこのような波形となる。

交流―交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置のもう一つの例として、図7(a)の回路について説明する。本回路は交流電源1の一端と、ノーマルモードチョークコイル16の一端が接続され、ノーマルモードチョークコイル16の他端とバイパスコンデンサ17、および、加熱コイル7と共振コンデンサ3との並列回路の一端が接続され、前記並列回路の他端と、
逆並列接続されたスイッチング素子4aおよびダイオード5bからなるスイッチングアーム、並びに、スイッチング素子4bおよびダイオード5bからなるスイッチングアームをダイオード5a、5bの導通方向が逆になるように接続されたスイッチングアーム直列回路の一端が接続される。また、前記スイッチングアーム直列回路の他端とバイパスコンデンサ17および交流電源1の他端が接続される。

次に回路動作について説明する。以下の回路動作は特許文献3の誘導加熱装置に記載されているとおりである。

交流電源1が正の期間では、スイッチング素子4bには常にオン指令を与えておき、その間、スイッチング素子4aを高周波でスイッチングすることで高周波交流を出力する。

ここで、スイッチング素子4aをオンさせると、交流電源1→ノーマルモードチョークコイル16→加熱コイル7→スイッチング素子4a→ダイオード5b→交流電源1の経路（この方向を正の方向と呼ぶ）で加熱コイル7の電流が増加する。このとき、バイパスコンデンサ17は加熱コイル7側が正になるように充電されており、この極性を正極性とする。ここで、交流電源1にはスイッチングリプル低減用ノーマルモードチョークコイル16を介してパイパスコンデンサ17が並列接続されているので、高周波的には、バイパスコンデンサ17から加熱コイルへ電流が供給される。

スイッチング素子4aをオフさせると、加熱コイル7と共振コンデンサ3が共振し加熱コイル7の電流が減少する。その後、加熱コイル7の電流は、加熱コイル7→バイパスコンデンサ17→スイッチング素子4b→ダイオード5aの経路に反転する。

さらに、図7(a)の主回路構成は図9のパルスパターンでスイッチング素子4a、4bを駆動しても同様の動作となり、高周波電流波形も図10となる。

図10のように高周波出力電流に低周波の交流電源周波数成分が重畳する交流−交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置において、極性判別の検出遅れ等により、スイッチングパターンの変更が遅れると図11のような高周波電流波形となり、出力電流に急峻な歪みが発生する。この極性判別の検出遅れは極性判別部の遅れだけでなく、制御部や駆動回路部の遅れにより生じる。特に、制御部10をCPUで構成する場合には、CPUの処理能力に依存して大きな遅れが生じる場合がある。

特許文献2、3の全ての回路においては、図10の出力電流と同様の出力電流波形となり、同じ課題が生じる。
特許第2532565号特許第3456209号特開2000-286051号公報

高周波電流に低周波の交流電源周波数成分が重畳する交流−交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置において、交流電源の極性判別検出遅れ等により出力電流に急峻な歪みが発生する場合、スイッチング素子の破壊を招くだけでなく、鍋および鍋を乗せる台などから不快なうなり音を発生する原因となる。したがって、本発明はスイッチング素子の破壊や、鍋および鍋を乗せる台などからの不快なうなり音の発生を防止できる誘導加熱装置を提供することにある。

請求項１の発明では、交流電源と加熱コイルとの間に周波数変換部を挿入し、出力高周
波交流電流に交流電源の周波数成分が重畳する交流― 交流直接変換技術を応用した図６に示す誘導加熱装置において、
交流電源がゼロ電圧となる時点よりも十分早い時間に周波数変換部の前記交流電源から前記加熱コイルに電力を供給している一方のスイッチング素子の導通比を電力の調整により決まる比率から0 . 5に徐々に移行し、前記交流電源がゼロ電圧となった後に周波数変換部の他方のスイッチング素子の導通比を0 . 5から電力の調整により決まる比率に徐々に移行させるようにした。

請求項２の発明では、交流電源と加熱コイルとの間に周波数変換部を挿入し、出力高周
波交流電流に交流電源の周波数成分が重畳する交流― 交流直接変換技術を応用した図７に示す誘導加熱装置において、
交流電源がゼロ電圧となる時点よりも早い時間に周波数変換部の前記交流電源から前記加熱コイルに電力を供給する一方のスイッチング素子の導通比を電力の調整により決まる比率から0 . 5に移行し、前記交流電源がゼロ電圧となった後に周波数変換部の他方のスイッチング素子の導通比を0 . 5から電力の調整により決まる比率に移行させるようにした。

交流−交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置を代表とする高周波出力電流に低周波の交流電源周波数成分が重畳する誘導加熱装置において、交流電源の極性判別検出遅れ等により発生する出力電流の歪みを防止することで、スイッチング素子の破壊や、鍋および鍋を乗せる台などからの不快なうなり音の発生を防止できる。

図1に、本発明の第1の実施例を示す。図9に示した従来技術のパルスパターンが、極性判別の瞬間にパルス4a、4bのパルスを反転するのに対し、図1の実施例ではゼロクロスの瞬間よりも十分に早いタイミングで周波数変換部をソフトストップし、極性反転から十分に時間が経過した後にソフトスタートする。このように電源電圧のゼロクロス付近で周波数変換部を停止する期間を設けることで、不適切なパルスパターンでの駆動を防止する。そして、ソフトストップ、ソフトスタートすることで、高周波電流波形の急峻な歪みの発生を防げるので、スイッチング素子の破壊や、鍋および鍋を乗せる台などからの不快なうなり音の発生を防止できる。

図2は本発明の第２の実施例を示す波形図である。

図1の実施例を用いると交流電源のゼロクロス付近で一度周波数変換部を停止するために加熱コイルの電流値が減少し、被加熱物を加熱しにくくなる問題が生じる。

本実施例は、この新たな課題を解決するためのものであり、ゼロクロス付近では常に導
通比0 . 5で周波数変換部を動作させることを特徴とする。導通比0 . 5とすることによって、4 a、4 bともに同じパルス幅で駆動され、極性判別の遅れにより不適切なパルスパターンで周波数変換部が動作することを防げる。また、ゼロクロス点よりも十分早いタイミングから導通比を電力の調整により決まる比率から徐々に0 . 5に移行させ、ゼロクロスから十分経過した後に電力の調整により決まる導通比に徐々に移行することで、高周波電流波形に急峻な歪みが発生しない。そのため、スイッチング素子の破壊や、鍋および鍋を乗せる台などからの不快なうなり音の発生を防止できる。さらに、周波数変換部は常時動作していることから加熱コイルの電流値は減少せず、図１の実施例で生じた課題も解決できる。

図3は本発明の第3の実施例を示す回路ブロック図である。ここで図8の従来技術とは制御回路部8の構成が異なる。

図1、図2の実施例を適用すると図8における制御部10の処理内容が複雑化し、制御部10は比較的高価なCPUを用いなければならない課題が生じる。

そこで第3の実施例では、極性判別部9の出力を制御部8に入力せず、制御部8と極性判別部9の出力からパルスパターンを変更するパルス変換部12を追加した構成となっている。

制御回路部8から出力された電源電圧の極性情報を持たないゲート信号を、パルス変更部12で極性判別部8から出力された信号に見合ったパルスパターンに変更する。ここで、極性判別部9、パルス変換部12を高速に動作するデバイスを用いて構成すれば、制御回路部8の処理能力に依存せず、極性判別遅れが生じない適切なパルスパターンで周波数変換部14のスイッチング素子を駆動できる。また、制御部は極性判別に関する処理を軽減できること、極性判別部以外には高速な応答が必要でないことから、処理速度の遅い安価なCPUを適用できる。

この発明では、単相入力の交流電源の場合の誘導加熱装置について説明したが、三相交流入力の場合も同様に適用可能である。また、誘導加熱装置に限らず、共振負荷である放電灯点灯装置などにも適用可能である。

本発明の第1実施形態を示す波形図である。本発明の第2実施形態を示す波形図である。本発明の第3実施形態を示す回路ブロック図である。従来技術に基づく誘導加熱装置の第1の主回路構成図である。従来技術に基づく誘導加熱装置の第2の主回路構成図である。従来技術に基づく誘導加熱装置の第1、第2の主回路構成である。従来技術に基づく誘導加熱装置の第3、第4の主回路構成である。従来技術に基づく誘導加熱装置の回路構成図である。従来技術に基づく誘導加熱装置の駆動パルスパターンである。従来技術に基づく誘導加熱装置の第1の動作波形である。従来技術に基づく誘導加熱装置の第2の動作波形である。

符号の説明

1・・・交流電源 2・・・ダイオードブリッジ
2a、2b、2c、2d、5a、5b・・・ダイオード
3、3a、3b・・・共振コンデンサ 4a、4b・・・スイッチング素子
6、6a、6b、13・・・コンデンサ 7・・・加熱コイル
8・・・制御回路 9・・・極性判別部 10・・・制御部
11a、11b・・・駆動回路 12・・・パルス変更部 14・・・周波数変換部
15・・・高周波インバータ部 16・・・ノーマルモードチョークコイル
17・・・バイパスコンデンサ

Claims

ダイオード直列回路と、共振コンデンサ直列回路と、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子を直列接続したスイッチングアーム直列回路とが、各々並列接続され、ダイオード直列回路の内部接続点には交流電源の一端が、共振コンデンサ直列回路の内部接続点には、交流電源の他端と加熱コイルの一端とが、スイッチングアーム直列回路の内部接続点には加熱コイルの他端が、各々接続され、前記加熱コイルに高周波交流電流に交流電源の周波数成分が重畳した高周波交流電流が流れる交流−交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置において、
交流電源がゼロ電圧となる時点よりも早い時間に周波数変換部の前記交流電源から前記加熱コイルに電力を供給している一方のスイッチング素子の導通比を電力の調整により決まる比率から0 . 5に徐々に移行し、前記交流電源がゼロ電圧となった後に周波数変換部の他方のスイッチング素子の導通比を0 . 5から電力の調整により決まる比率に徐々に移行させることを特徴とする誘導加熱装置の制御方式。
交流電源と並列にリアクトルと共振コンデンサの直列回路を接続し、ダイオードを逆並列接続した第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子と構成が同じで方向が逆の第２のスイッチング素子と、加熱コイルと、の直列回路を、前記共振コンデンサと並列に接続し、前記加熱コイルに高周波交流電流に交流電源の周波数成分が重畳した高周波交流電流が流れる交流−交流直接変換技術を応用した誘導加熱装置において、
交流電源がゼロ電圧となる時点よりも早い時間に周波数変換部の前記交流電源から前記加熱コイルに電力を供給している一方のスイッチング素子の導通比を電力の調整により決まる比率から0 . 5に徐々に移行し、前記交流電源がゼロ電圧となった後に周波数変換部の他方のスイッチング素子の導通比を0 . 5から電力の調整により決まる比率に徐々に移行させることを特徴とする誘導加熱装置の制御方式。