JP5076420B2 - 測定装置および材料試験機 - Google Patents

Description

本発明は、計測対象の物理的変化に応じて変化する信号を交流電圧信号に重畳して出力するようにした搬送波型の測定装置およびその測定装置を使用した材料試験機に関する。

従来から、抵抗式ひずみゲージを含むブリッジ回路と測定器とを有し、これらをケーブルなどで接続した搬送波型ひずみ測定装置が知られている（特許文献１）。

このような測定装置では、ブリッジ回路からの計測信号の高周波成分をローパスフィルタで除去した後に、フーリエ変換により周波数分析を行い、搬送波の周波数帯域の信号を抽出している。
特開２００５−１９５５０９号公報

しかしながら、上述したデジタル回路では次のような問題がある。
単に所定値以上の周波数帯域の信号を除去した後にフーリエ変換を行う場合、周波数の高い試験、すなわち高速試験では変換精度が悪い。また、搬送波の周波数帯域の近傍周波数帯域に雑音が含まれているときなどは、搬送波に重畳されている計測信号から特定周波数の信号成分を精度よく取り出せない。

請求項１に係る測定装置は、計測対象の物理的変化に応じた信号を出力する検出回路と、所定周波数および所定振幅の交流電圧を発生する交流電圧発生回路と、前記交流電圧を前記検出回路に印加したとき前記検出回路から得られる交流検出信号を入力し、入力したその交流検出信号に対して所定のウェーブレット変換処理を施すウェーブレット変換回路と、前記ウェーブレット変換回路から出力された信号を入力し、入力したその信号にフーリエ変換処理を施すことにより前記交流検出信号の抵抗成分および容量成分に対応したベクトル成分を検出するベクトル測定回路とを備え、前記ウェーブレット変換処理におけるスケーリング係数ａと、前記交流電圧の前記所定周波数ｆとは、ａ＝４ｆの関係を有することを特徴とする。
請求項２に係る測定装置は、請求項１に記載の測定装置において、さらに加えて、前記ベクトル測定回路により検出されたベクトル成分を所定の補償位相分だけ回転させることにより、前記物理的変化を反映した成分値を算出する位相補償回路を備えることを特徴とする。
請求項３に係る測定装置は、請求項１または２に記載の測定装置において、前記検出回路は、前記計測対象の物理的変化を抵抗値または容量値変化に変換するホイートストーンブリッジであることを特徴とする。
請求項４に係る材料試験機は、請求項１から３のいずれか１項に記載の測定装置と、試験片を負荷する負荷アクチュエータと、前記測定装置で測定した測定信号に基づいて前記アクチュエータを制御して前記試験片を負荷する制御手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、フーリエ変換による周波数分析によって搬送波周波数近傍の帯域の計測信号を精度良く計測することができる。

図１は、本発明を適用したロードセル型荷重測定装置の一実施の形態の概略構成を示すブロック図である。この実施の形態の測定装置は、搬送波に検出信号を重畳して取り出すようにした測定装置であり、校正用ブリッジ１６を含む測定回路１０と、ロードセルブリッジ２０と、電源回路３０とを備えている。測定回路１０は接続ケーブル６１によりにロードセルブリッジ２０に接続され、接続ケーブル６２により材料試験機５０に接続されている。

この実施の形態による測定装置の概要をまず説明する。搬送波である交流電圧信号を抵抗ブリッジに印加した場合、その抵抗変化による出力端子間の電位差は、（抵抗成分による電位差Δｖｒ＋容量成分による電位差Δｖｃ）として表される。電位差ΔｖｒとΔｖｃは９０度位相がずれている。このような前提に基づいて、次の（i）の補償処理と、（ii）の計測処理を行って、抵抗成分による実電位差ΔｖｒＡを算出する。

（i）補償処理：
測定回路１０に容量成分の影響を受けない校正用ブリッジ１６を接続し、抵抗成分による電位差Δｖｒの位相を予め測定する。この位相は搬送波に対する位相遅れであり、補償位相θｖと呼ぶ。

（ii）計測処理：
（ii-1）測定回路１０にケーブ６１を介してロードセルブリッジ２０を接続し、容量成分の電位差が重畳された計測信号を取得する。この計測信号をフーリエ変換し、抵抗成分による電位差Δｖｒと容量成分による電位差Δｖｃとを分離して算出する。
（ii-2）抵抗成分による電位差Δｖｒの位相を補償処理で得た補償位相θｖだけ回転、すなわちずらし、抵抗成分による実際の電位差ΔｖｒＡを算出する。

したがって、校正用ブリッジ１６は、ケーブル６１などの容量成分による遅れを補償するものではない。

材料試験機５０はたとえば引張・圧縮材料試験機であり、コントローラ５１によって、試験機全体が制御される。コントローラ５１には、試験結果などを表示するモニタ５２と、入力装置５３と、試験片を負荷するアクチュエータ５４とを備えている。コントローラ５１は、測定回路１０からの計測信号を入力して周知の信号処理を行い、材料試験機の試験速度、試験方法などを制御する。また、入力装置５３は、ユーザの入力操作により、後述する補償指令を出力するとともに、試験開始時は試験指令を出力する。

測定回路１０は、デジタル演算回路１１と、デジタル演算回路１１のデジタル出力信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器１２と、ローパスフィルタ１３と、交流増幅器１４と、リレー１５と、校正用ブリッジ１６とを備える。

また、測定回路１０は、校正用ブリッジ１６またはロードセルブリッジ２０から入力される信号を増幅する交流増幅器１７と、ローパスフィルタ１８と、アナログ測定信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器１９とを備えている。リレー１５は交流増幅器１４および交流増幅器１７を校正用ブリッジ１６に接続するか、ロードセルブリッジ２０に接続するかを切り替えるものである。

リレー１５は、図２に示すように、フォトＭＯＳスイッチＳＷ１〜ＳＷ８を有している。材料試験機５０の入力装置５３から補償指令が指示されると、スイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４が閉じ、スイッチＳＷ５〜スイッチＳＷ８が開き、校正用ブリッジ１６が測定回路１０に接続される。入力装置５３から試験開始指令が指示されると、スイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４が開き、スイッチＳＷ５〜スイッチＳＷ８が閉じ、ロードセルブリッジ２０が測定回路１０に接続される。すなわち、リレー１５は、ブリッジを択一的に測定回路１０に接続する切換器であり、計測中はロードセルブリッジ２０が接続され、校正中は校正用ブリッジ１６が接続される。

校正用ブリッジ１６は、測定回路１０の最終出力段と入力初段に設けられ、アナログ回路の容量成分による位相遅れθ１と、デジタル回路のデータホールドによる位相遅れθ２を補償するための校正回路である。ここで、データホールドによる位相遅れθ２とはいわゆるデジタル回路におけるＺ変換による遅れである。本明細書では、上述した２つの位相遅れθ１＋θ２を、説明の便宜上、トータル遅れθと呼ぶものとする。

校正用ブリッジ１６は、ホイートストーンブリッジを構成する４つの抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４と、抵抗Ｒ１１に並列接続される付加抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ１４に並列接続されるＲ２２と、付加抵抗Ｒ２１およびＲ２２を抵抗Ｒ１１およびＲ１２に接続するか切り離すかを制御するスイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２とを備えている。スイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２が閉成されると、付加抵抗Ｒ２１およびＲ２２が抵抗Ｒ１１およびＲ１２に並列接続され、ブリッジの平衡状態が変更される。

なお、校正用ブリッジ１６は、抵抗成分だけで構成されて浮遊容量が発生しないようにされ、また、リレー１５と校正用ブリッジ１６とを接続する基板上のパターン回路も抵抗成分だけで構成されて浮遊容量が発生しないようにされている。したがって、校正信号は抵抗成分による電位差だけを表すことになる。

ロードセルブリッジ２０は、４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４をブリッジ接続したホイートストーンブリッジであり、図示しないロードセル内に設けられ、試験片に発生する負荷荷重に応じた抵抗値変化を表す信号を出力する。なお、校正用ブリッジ１６の付加抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値は、実試験時にロードセルブリッジ２０の抵抗値変化幅に応じた大きさの抵抗値である。

交流増幅器１４からロードセルブリッジ２０や校正用ブリッジ１６へ出力される電圧信号は、所定周波数、所定振幅の搬送波信号である。ロードセルブリッジ２０や校正用ブリッジ１６から出力されて交流増幅器１７で増幅される電圧信号は、搬送波にブリッジ抵抗値変化分の信号が重畳された電圧信号である。デジタル演算回路１１は、この電圧信号から搬送波成分を除去し、抵抗値変化に応じた計測信号を得る。なお、計測信号は、ロードセルブリッジ２０が平衡状態のときにゼロに校正される。

デジタル演算回路１１は、図３に示すように、所定周波数、所定振幅の正弦波である搬送波信号（交流電圧信号）をＤＡ変換器１２に出力する。そのため、デジタル演算回路１１は、キャリア発生回路１１１と、正弦波生成回路１１２と、振幅調整回路１１３とを備えている。正弦波生成回路１１２は、キャリア発生回路１１１で発生する周波信号に基づいて正弦波を生成する。振幅調整回路１１３は、正弦波生成回路１１２から出力される正弦波の振幅を、ロードセルブリッジ２０や校正用ブリッジ１６に対応した振幅に調整してＤＡ変換器１２に出力する。

また、デジタル演算回路１１は、ＡＤ変換器１９からのデジタル計測信号を入力し、その入力信号に対して計測処理を施し、上位装置、たとえば、材料試験機のコントローラ５１へ計測信号を出力する。そのため、デジタル演算回路１１は、ウェーブレット変換回路１１４と、フーリエ変換回路１１５と、位相調整回路１１６と、振幅調整回路１１７と、オフセット調整回路１１８とを備えている。ウェーブレット変換回路１１４と、フーリエ変換回路１１５は、キャリア発生回路１１１と同期が取られている。

ウェーブレット変換回路１１４はノイズフィルタである。ウェーブレット変換回路１１４によりノイズ除去された計測信号はフーリエ変換回路１１５に入力される。フーリエ変換回路１１５は周波数分析を行い、キャリア周波数に対応した周波数帯域の計測信号を算出する。

後述する式（１０）に示すように、入力される計測信号を複素空間で表すと、フーリエ変換回路１１５は、図４を参照して後で説明するように、抵抗成分による信号値を実軸の値、容量成分による信号値を虚軸の値として算出する。すなわち、後述する式（１６）に示すように、抵抗成分の電位差Δｖｒ（ｘ座標値）と容量成分の電位差Δｖｃ（ｙ座標値）とを分離して算出する。ここで、容量成分による信号値とは、上述したように、アナログ回路の種々の容量成分に起因して生ずる遅れと、デジタル回路のデータホールドに起因する遅れによって生じる信号成分値、すなわち、トータル遅れによって生じる信号成分値を意味する。

図４は、横軸を実軸、縦軸を虚軸とした複素座標系としてブリッジ出力信号を説明する図である。搬送波にブリッジ出力信号を重畳させてブリッジ出力の変化成分を計測する場合、測定系内のアナログ回路の容量成分による遅れと、デジタル回路のデータホールドによる遅れを総合したトータル遅れθが生じる。このとき、トータル遅れθの影響を受けた信号は、抵抗成分を表す信号に対して９０度の位相遅れを持つ。図４の座標系では、実軸上の値が抵抗成分によるもの、虚軸上の値がトータル遅れ成分によるものとして表される。

位相調整回路１１６は、計測に先立って予め測定した上記補償位相θｖを記憶しており、測定された計測信号の位相を調整する。すなわち、位相調整回路１１６は、記憶している補償位相θｖだけ、抵抗成分による電位差Δｖｒの位相を調整し、上述した座標値ｘを算出する。この座標値ｘが抵抗成分による実電位差ΔｖｒＡである。振幅調整回路１１７は、実電位差ΔｖｒＡに所定のゲインを与える回路である。ゲインは、計測に先立って行われた校正処理で決定される。オフセット調整回路１１８は、振幅調整された計測値に対して、材料試験機のつかみ具などの自重成分をキャンセルするオフセット値を調整する。このオフセット値も計測に先立って行うオフセット処理で予め算出される。オフセット調整された計測値は、材料試験機などの上位装置に出力される。

このような測定装置によって行われる位相遅れの影響を補償する動作について説明する。なお、この補償動作は、測定処理に先だって行われる。リレー１５に補償指令を入力し、スイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４を閉じ、スイッチＳＷ５〜スイッチＳＷ８を開いて、測定回路１０を校正用ブリッジ１６に接続する。このとき、校正用ブリッジ１６のスイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２は開いておく。この状態で、所定周波数、所定振幅の搬送波信号を交流増幅器１４から校正用ブリッジ１６に印加する。校正用ブリッジ１６から出力された計測信号は、デジタル演算回路で信号処理され計測信号を得る。すなわち、デジタル演算回路１１のフーリエ変換回路１１５は、入力信号をフーリエ変換して得られた計測値を座標値（ｘ１，ｙ１）として記憶する。この計測値は図４でベクトルＡｖで示されている。

次いで、校正用ブリッジ１６のスイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２を閉じ、この状態で所定周波数、所定振幅の搬送波信号を交流増幅器１４から校正用ブリッジ１６に印加する。校正用ブリッジ１６から出力された計測信号は、デジタル演算回路１１で信号処理され計測信号を得る。すなわち、デジタル演算回路１１のフーリエ変換回路１１５は、入力信号をフーリエ変換して得られた計測値を座標値（ｘ２，ｙ２）として記憶する。この計測値は図４でベクトルＢｖで示されている。デジタル演算回路１１の位相調整回路１１６は、座標値（ｘ１，ｙ１）と座標値（ｘ２，ｙ２）とに基づいて、ベクトルＡｖとベクトルＢｖの差をベクトル差Ｂｖ−Ａｖとして求める。そして、位相調整回路１１６は、このベクトル差Ｂｖ−Ａｖに基づいて上述した補償位相θｖを算出して記憶する。

図４を参照すると次のように説明することができる。
図４において、ベクトルＡｖは、平衡状態の校正用ブリッジ１６から出力される計測信号を表し、ベクトルＢｖは、付加抵抗Ｒ２１およびＲ２２を平衡状態の校正用ブリッジ１６に付加してバランスを崩した状態で校正用ブリッジ１６から出力される計測信号を表す。ベクトルＡｖとベクトルＢｖとの差分であるベクトル差Ｂｖ−Ａｖは、交流電圧信号の基準位相に対してθｖだけ遅れている。このθｖは、搬送波の位相に対する抵抗成分による電位差の位相遅れ、すなわち補償位相θｖである。

試験を開始する場合、リレー１５に試験指令を入力し、スイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４を開き、スイッチＳＷ５〜スイッチＳＷ８を閉じて、測定回路１０をロードセルブリッジ２０に接続するとともに、所定周波数、所定振幅の搬送波信号を交流増幅器１４からロードセルブリッジ２０に印加する。アクチュエータ５４を駆動して試験片に負荷を加え、ロードセルブリッジ２０から出力される計測信号をデジタル演算回路１１で信号処理して計測信号を得る。デジタル演算回路１１のフーリエ変換回路１１５は、座標値（ｘ３，ｙ３）として記憶する。この計測値は図４でベクトルＣｖで示されている。位相調整回路１１６は、座標値ｘ３の値を、予め記憶した補償位相θｖに基づいて補正して座標値ｘ４をたとえば次式により算出し、ロードセル計測値として記憶する。
X4=a×x3+b×y3
ただし、a,bは、a=x2-x1,b=y2-y1

概念的には、ベクトルＣｖの方向を、補償動作で記憶した補償位相θｖだけ戻したベクトルＣｖｒを算出し、ベクトルＣｖｒの座標値ｘ４を算出する。

次に、ウェーブレット変換回路１１４の信号処理について説明する。
マザーウェーブレットφ(t)を次式（１）で表す。

また、スケーリング係数をa，時間シフト量をbとして、ウェーブレット変換関数ψ(t)を次式（２）で定義する。

入力される信号f(t)を、

と表すと、ウェーブレット変換関数ψ(t)に対する入力信号f(t)のウェーブレット変換Φ(t)は、次式（４）で計算される。

ここで、

のとき，f(t)=0となる時刻tにおいて、ψ(t)=0となるためには、

であり、式（５）を次式（６）のように書き直すことができる。

したがって、スケーリング係数aは、

となる。ただし、fは入力信号f(t)の周波数[Hz]である。

f=10kHzのときのウェーブレット変換関数ψ(t)は、

したがって、フーリエ変換回路１１５の入力信号f(t)は次式（９）で表すことができる。

図３のフーリエ変換回路１１５について詳細に説明する。上述したように、フーリエ変換回路１１５は、以下に示す式（１２）、（１３）に示すように座標(x,y)を算出する。

入力信号f(t)を、

とすると、入力信号f(t)のフーリエ変換F(ω)は、

で表される。このとき、入力信号の座標（ｘ，ｙ）は、

で求められる。

式（１２）に式（１１）を代入して書き直すと、x座標は次式（１４）で表される。

同様に、y座標は次式（１５）で表される。

したがって、入力信号の座標(x,y)は、

のように求めることができる。

ウェーブレット変換関数ψ(t)とフーリエ変換回路１１５の入力信号f(t)のグラフを図５に示す。図５から分かるように、符号Ｌ１で示すウェーブレット変換関数ψ(t)は、Ｌ２で示す入力信号f(t)と非常に強い相関を示す。図６は、ウェーブレット変換回路１１４の出力信号であるψ(t)×f(t)のグラフであり、このようなウェーブレット変換を施した信号を入力信号とすることにより、フーリエ変換回路１１５は、キャリア発生回路１１１で発生するキャリア発振周波数近傍の帯域の計測信号のみを精度良く計測することができる。

図７は、フーリエ変換処理に先立て入力信号に対してウェーブレット変換処理を施すことによる効果を示している。すなわち、フーリエ変換前にウェーブレット変換を施さない場合の結果をＬ１１で示し、フーリエ変換前にウェーブレット変換を施した場合の結果をＬ１２で示している。図７から分かるように、曲線Ｌ１２では、キャリア周波数を越えると周波数応答性が極端に落ちていることが分かる。

以上説明した実施の形態による測定装置では次の作用効果を奏することができる。
（１）測定回路１０の最終出力段と入力初段に校正用ブリッジ回路１６を設け、試験に先立って、搬送波である交流電圧信号の位相を基準として、抵抗成分による電位差の位相遅れを補償位相θｖとして算出して記憶するようにした。計測時に得られた抵抗成分の計測信号の位相を補償位相θｖだけずらし、その抵抗成分の実計測値を算出するようにした。その結果、本実施の形態の測定装置では、測定回路１０とロードセルブリッジ２０とを接続するケーブルなどの浮遊容量の影響を受けることがない。したがって、接続ケーブの引き回しが変わっても、検出値に影響がない。

（２）フーリエ変換処理の前処理として、従来のローパスフィルタに代えてウェーブレット変換によるフィルタリング処理を施した。これにより、フーリエ変換回路１１５は、ウェーブレット変換が施された入力信号に対して周波数分析を行い、搬送波の周波数帯域の計測信号に応答性を良くして計測信号を抽出することができる。その結果、搬送波周波数近傍の帯域の計測信号を精度良く計測することができる。また、搬送波周波数近傍の帯域のノイズを確実に分離することができる。

（３）従来のように、フーリエ変換回路の前段にローパスフィルタを設け、搬送波の周波数以上の周波数を除去する場合には、搬送波の周波数を変更すると、ローパスフィルタを構成するデジタルフィルタのパラメータも変更する必要があった。しかし、ローパスフィルタに代えてウェーブレット変換によるフィルタリング処理を施すことにより、搬送波の周波数が変更されても、従来のデジタルフィルタのパラメータ変更処理が不要である。

以上の実施の形態による測定装置では、ロードセルブリッジについて説明したが、搬送波型測定回路であれば、差動トランス式伸び計や静電容量式ロードセルなどについても本発明を適用できる。ブリッジ回路も必須ではない。また、ウェーブレット変換回路のマザーウェーブレットを（２）式で定義したが、搬送波の周波数帯域近傍の周波数応答を向上させるマザーウェーブレットであれば、他の式で定義するマザーウェーブレットを使用することも可能である。
本発明は、その特徴を損なわない限り、以上説明した実施の形態に何ら限定されない。

本発明の実施の形態に係る測定装置を材料試験機に使用する場合の一例を示すブロック図 図１のリレー１５と校正用ブリッジ１６の詳細を示す回路図 デジタル演算回路１１の詳細を示すブロック図 複素座標系のベクトルで表す計測信号を説明する図 ウェーブレット変換関数ψ(t)とフーリエ変換回路１１５の入力信号f(t)を示すグラフ ウェーブレット変換回路１１４の出力信号であるψ(t)×f(t)のグラフ ウェーブレット変換処理を施すことによる効果を説明する図

符号の説明

１１ デジタル演算回路 １５ リレー
１６ 校正用ブリッジ ２０ ロードセルブリッジ
５０ 材料試験機 １１４ ウェーブレット変換回路
１１５ フーリエ変換回路

Claims (4)

1. 計測対象の物理的変化に応じた信号を出力する検出回路と、所定周波数および所定振幅の交流電圧を発生する交流電圧発生回路と、前記交流電圧を前記検出回路に印加したとき前記検出回路から得られる交流検出信号を入力し、入力したその交流検出信号に対して所定のウェーブレット変換処理を施すウェーブレット変換回路と、前記ウェーブレット変換回路から出力された信号を入力し、入力したその信号にフーリエ変換処理を施すことにより前記交流検出信号の抵抗成分および容量成分に対応したベクトル成分を検出するベクトル測定回路とを備え、前記ウェーブレット変換処理におけるスケーリング係数ａと、前記交流電圧の前記所定周波数ｆとは、ａ＝４ｆの関係を有することを特徴とする測定装置。
2. 請求項１に記載の測定装置において、さらに加えて、前記ベクトル測定回路により検出されたベクトル成分を所定の補償位相分だけ回転させることにより、前記物理的変化を反映した成分値を算出する位相補償回路を備えることを特徴とする測定装置。
3. 請求項１または２に記載の測定装置において、前記検出回路は、前記計測対象の物理的変化を抵抗値または容量値変化に変換するホイートストーンブリッジであることを特徴とする測定装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の測定装置と、試験片を負荷する負荷アクチュエータと、前記測定装置で測定した測定信号に基づいて前記アクチュエータを制御して前記試験片を負荷する制御手段とを備えることを特徴とする材料試験機。

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