JP5063476B2 - Ｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル信号の無線伝送技術に係り、特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）」という。）伝搬環境の無線デジタル信号伝送において利用する復調技術に関し、特に、連続的に発生する誤り（バースト誤り）等の影響を避けるためのインタリーブ技術におけるデインタリーブ処理に関する。

一般に、ニュース映像やイベントの実況映像等の番組素材を、取材現場から放送スタジオまたは中継局へ伝送するためには、無線による映像信号伝送システムを用いることが有効である。例えば、ＦＰＵ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｉｃｋ−ｕｐ Ｕｎｉt）装置、ワイヤレスカメラ等を用いることにより、番組素材の映像信号が伝送される。

その中でも、ハイビジョンテレビ信号を低遅延かつ高い回線信頼性で無線伝送するワイヤレスカメラを実現するために、新しい無線伝送システムの開発が注目されている。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）伝送方式を用いたＭＩＭＯ通信システムは、その新しい無線伝送システムの一つであり、複数の送受信アンテナを用いて、同一周波数上で複数のＯＦＤＭ信号を伝送する。このＭＩＭＯ通信システムによれば、空間分割多重伝送を実現することができる。

図１は、ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。このＭＩＭＯ通信システムは、２本の送信アンテナ１０１を備えた送信装置１００と、４本の受信アンテナ２０１を備えた受信装置２００とにより構成した例であり、送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間にはＭＩＭＯ伝搬路が形成されている。送信装置１００は、例えば自由に移動することが可能な端末装置であり、２系統の異なるデータ信号を２本の送信アンテナ１０１の各々に割り当てて、同一の周波数上または周波数帯が重なる状態の電波により、各々該当する送信アンテナ１０１からＯＦＤＭ信号を出力する。これにより、それぞれのＯＦＤＭ信号は４つの伝搬路を経て送信される。受信装置２００は、例えば基地局装置であり、受信した４系統の信号を用いて、伝搬路毎の伝達関数を頼りにして、送信装置１００から送信された２系統の異なるデータ信号を復調する（例えば、特許文献１を参照）。

ここで、受信装置２００は、データ信号を復調する際に、送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間の伝搬路を推定する。例えば、送信装置１００が、パイロット信号を周波数軸上に所定の間隔で配置すると共に、時間軸上に連続して配置し、かつ、パイロット信号に対して送信アンテナ１０１毎に異なる直交符号を割り当ててＯＦＤＭ信号を出力し、受信装置２００が、そのパイロット信号に基づいて伝搬路を推定する（例えば、特許文献２を参照）。この手法によれば、伝搬路の環境が高速に変動する場合であっても、伝搬路を高精度に推定することができる。

特開２００６−３４５５００号公報 特開２００５−１２４１２５号公報

前述したように、ハイビジョンテレビ信号を低遅延かつ高い回線信頼性で無線伝送するワイヤレスカメラを実現するためには、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式によるＭＩＭＯ通信システムが用いられる。このワイヤレスカメラにおいて、特に、途切れないハイビジョンテレビ信号の映像伝送を実現するためには、復調方式として、同一周波数上で混信して伝送される複数のＯＦＤＭ信号を、高精度に分離する信号分離方式が必要となる。一般に、ＭＩＭＯ通信システムの受信装置２００において、複数のＯＦＤＭ信号を高精度に分離するためには、ＭＩＭＯ復調のための多大な演算量が必要となり、ＭＩＭＯ復調処理の負荷が高くなってしまう。

この課題を解決するために、本特許出願と同一の出願人によりなされた、本特許出願の出願時には未公開の特許出願がある（特願２００７−１９２１２６号公報）。具体的には、図１において、ＭＩＭＯ通信システムの受信装置２００が、受信データより求めた復調点と送信データの変調候補点との間の誤差距離に基づいてメトリックを算出し、このメトリックをトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行う。この場合、ＭＩＭＯ復調において誤差距離を演算する際に、最尤推定方式にて行う誤差距離演算とビタビ復号にて行う誤差距離演算とを統一化して誤差距離演算を１回で済むようにし、ＭＩＭＯ復調処理の負荷の低減を図るようにしている。

一方、連続的に発生する誤り（バースト誤り）等の影響を避けるために、インタリーブ技術が用いられる。一般に、インタリーブ技術として、伝送データをビット方向に分散させるビットインタリーブ、周波数軸方向に分散させる周波数インタリーブ、及び、時間軸方向に分散させる時間インタリーブが知られている。図１に示したＭＩＭＯ通信システムでは、送信装置１００が、伝送データに対し、ビットインタリーブ、周波数インタリーブ及び時間インタリーブの各処理をこの順番に行い、受信装置２００が、伝送データに対応する復号データに対し、時間インタリーブの逆の処理を行う時間デインタリーブ、周波数インタリーブの逆の処理を行う周波数デインタリーブ、及び、ビットインタリーブの逆の処理を行うビットデインタリーブの各処理をこの順番に行う。インタリーブ技術は既知であるので、ここでは説明を省略する。詳細については、電波産業会（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ ｏｆ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ ａｎｄ Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）で定められるテレビ放送番組素材伝送用の無線素材伝送システムの規格（ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３）を参照されたい。

しかしながら、このようなインタリーブ技術は、受信データより求めた復調点と送信前の送信データの変調候補点との間の誤差距離に基づいてメトリックを算出し、トレリスマップを生成してビタビ復号を行う、前述した受信装置２００にはそのまま適用することができない。この受信装置２００は、受信信号をもとに復調した復調信号に対してデインタリーブを行うのではなく、受信信号の復調結果と送信前の送信信号の変調候補点との間の誤差距離に対してデインタリーブを行う必要があり、デインタリーブを行う信号の種類等が異なるからである。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信データと送信前の送信データの変調候補点との間の誤差距離を用いてメトリックを算出し、ビタビ復号を行う場合に、この誤差距離に対してデインタリーブを行うことが可能な受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１の発明は、複数の送信アンテナを備えた送信装置と複数の受信アンテナを備えた受信装置により構成されたＭＩＭＯ通信システムに用いる前記受信装置において、前記複数の送信アンテナからの送信信号毎に、前記送信信号と、前記送信アンテナ及び受信アンテナ間の伝送路を推定して復調を行うことにより得られた復調信号との間の誤差距離を算出し、前記送信装置に用いられる変調方式におけるコンスタレーション上の各信号点について、送信信号がとり得る値におけるビット毎に、複数の誤差距離を合成して求められる合成誤差距離を出力する誤差距離合成部と、前記誤差距離合成部により出力された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の複数の合成誤差距離のうち、前記ビット毎に最小となる誤差距離を抽出し、前記送信装置にて行われるインタリーブに関する情報に基づいて、前記抽出した誤差距離に対してデインタリーブの処理を行うための切り替えを行い、前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を出力する誤差距離抽出部と、前記誤差距離抽出部により出力された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離に対し、デインタリーブの処理を行うデインタリーブ部と、前記デインタリーブ部によりデインタリーブされた、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離をブランチメトリックとしてトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行うビタビ復号部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の受信装置において、前記誤差距離抽出部が、送信信号がとり得る値におけるビット毎の複数の誤差距離のうち、前記ビット毎に最小となる誤差距離を選択する誤差距離選択部と、前記送信装置にて行われるインタリーブに関する情報が記憶された情報記憶部と、前記情報記憶部により記憶されたインタリーブに関する情報に基づいて、前記デインタリーブ部によってデインタリーブの処理を行うために必要な形式の信号を生成するために、前記誤差距離選択部により選択された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離を切り替え、前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を出力する切替部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項２に記載の受信装置において、前記誤差距離抽出部の切替部が、前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を複数ビットの誤差距離によるシリアル信号として出力する、ことを特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項３に記載の受信装置において、前記送信装置が１６ＱＡＭの変調方式を用いた場合に、前記誤差距離抽出部の切替部が、前記送信信号がとり得る値毎に、１ビット目から４ビット目までの誤差距離をシリアル信号として出力する、ことを特徴とする。

また、請求項５の発明は、請求項２に記載の受信装置において、前記誤差距離抽出部の切替部が、前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を複数ビットの誤差距離によるパラレル信号として出力する、ことを特徴とする。

また、請求項６の発明は、請求項５に記載の受信装置において、前記送信装置が１６ＱＡＭの変調方式を用いた場合に、前記誤差距離抽出部の切替部が、前記送信信号がとり得る値毎に、１ビット目から４ビット目までの誤差距離を各ビットに分離したパラレル信号として出力する、ことを特徴とする。

また、請求項７の発明は、請求項１から６までのいずれか一項に記載の受信装置において、前記デインタリーブ部が、前記誤差距離抽出部により抽出された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離に対し、時間デインタリーブ、周波数デインタリーブ及びビットデインタリーブの処理を行う、ことを特徴とする。

また、請求項８の発明は、請求項３または４に記載の受信装置において、前記デインタリーブ部が、前記誤差距離抽出部の切替部により出力された、前記送信信号がとり得る値毎の複数ビットの誤差距離によるシリアル信号に対し、予め設定された時間分遅延させる時間デインタリーブ部と、前記時間デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値毎の複数ビットの誤差距離によるシリアル信号に対し、キャリア単位に入れ替えを行う周波数デインタリーブ部と、前記周波数デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値毎の複数ビットの誤差距離によるシリアル信号に対し、シリアルパラレル変換を施し、予め設定されたビット長分遅延させ、パラレルシリアル変換を施すビットデインタリーブ部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項９の発明は、請求項５または６に記載の受信装置において、前記デインタリーブ部が、前記誤差距離抽出部の切替部により出力された、前記送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離によるパラレル信号に対し、予め設定されたビット長分遅延させ、予め設定された時間分遅延させる時間デインタリーブ部と、前記時間デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離によるパラレル信号に対し、キャリア単位に入れ替えを行う周波数デインタリーブ部と、前記周波数デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離によるパラレル信号に対し、予め設定されたビット長分遅延させるビットデインタリーブ部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信信号より復調した復調結果と送信前の送信信号の変調候補点との間の誤差距離を用いてメトリックを算出し、ビタビ復号を行う場合に、この誤差距離に対してデインタリーブを行う受信装置を実現することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、図１に示したＭＩＭＯ通信システムの構成例において、受信装置２００が、受信データと送信データの変調候補点との間の誤差距離に対してデインタリーブを行うＭＩＭＯ復調処理に特徴がある。このＭＩＭＯ通信システムは、例えば、ミリ波モバイルカメラ等により構成されるワイヤレスカメラシステムに適用することができる。

〔送信装置〕
まず、図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおける送信装置１００について説明する。図２は、送信装置１００の構成例を示すブロック図である。この送信装置１００は、符号化部１１０、マッピング部１２０、フレーム構成部１３０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１４０、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）信号付加部１５０、直交変調部１６０、ミキサ１７０、局部発振器１７１及び送信アンテナ１０１を備えている。マッピング部１２０から後段の送信アンテナ１０１までは２系統で構成されている。

符号化部１１０は、例えば送信装置１００において撮影した映像信号を入力し、エネルギー拡散、誤り訂正符号化及びインタリーブ等の符号化を行い、２つの異なる信号に分離する。マッピング部１２０は、符号化部１１０により符号化された信号を入力し、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等のキャリア変調のコンスタレーション配置上にマッピングする。フレーム構成部１３０は、マッピング部１２０によりキャリア変調へのマッピングが施された信号を入力し、この信号をデータ信号として、復調基準となる直交符号化されたパイロット信号等を付加すると共に、予め設定された周波数に配置してフレームを構成し、ＯＦＤＭ信号として出力する。

ＩＦＦＴ部１４０は、フレーム構成部１３０によりフレーム構成されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）を施し、周波数軸データから時間軸データに変換する。ＧＩ信号付加部１５０は、ＩＦＦＴ部１４０により時間軸データに変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号にＧＩ信号を付加する。直交変調部１６０は、ＧＩ信号付加部１５０によりＧＩ信号が付加されたＯＦＤＭ信号を入力し、ここまで実数と虚数の２つずつの組合せ信号（複素数）として処理されてきたＯＦＤＭ信号を同相信号と直交信号に載せて直交化する直交変調を行う。ミキサ１７０は、直交変調部１６０により直交化されたＯＦＤＭ信号を入力し、局部発振器１７１からの信号を用いてＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）から所要の周波数帯のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）への周波数変換を行う。２系統のマッピング部１２０からミキサ１７０までは、それぞれ同一の処理を行い、ミキサ１７０により出力されたＯＦＤＭ信号は、送信信号として送信アンテナ１０１からそれぞれ送信される。

図３は、図２に示した送信装置１００における符号化部１１０の構成例を示す図である。この符号化部１１０は、エネルギー拡散部１１１、外符号符号化部１１２、外インタリーブ部１１３、内符号符号化部１１４、ビットインタリーブ部１１５、周波数インタリーブ部１１６及び時間インタリーブ部１１７を備えている。ビットインタリーブ部１１５、周波数インタリーブ部１１６及び時間インタリーブ部１１７は２系統で構成される。

エネルギー拡散部１１１は、映像信号を入力し、データフレーム同期が施された映像信号のデータをエネルギー拡散する。外符号符号化部１１２は、エネルギー拡散部１１１によりエネルギー拡散されたデータ信号を入力し、リードソロモン符号の符号化を行う。外インタリーブ部１１３は、外符号符号化部１１２により符号化されたデータ信号を入力し、畳み込みのインタリーブを行う。内符号符号化部１１４は、外インタリーブ部１１３によりインタリーブされたデータ信号を入力し、符号化率１／２の畳み込み符号化を行い、２系統の信号を出力する。

ビットインタリーブ部１１５は、内符号符号化部１１４により符号化された信号を入力し、ビットインタリーブの処理を行う。ここで、ビットインタリーブとは、送信するデータをビット単位に入れ替え、キャリアの誤りを分散させるものである。以下に説明するビットインタリーブは、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３の規格に準じており、ＯＦＤＭ信号に施す処理を例にしたものである。周波数インタリーブ及び時間インタリーブについても同様である。

図４は、ビットインタリーブ部１１５の構成例を示す図である。このビットインタリーブ部１１５は、１６ＱＡＭに変調されるＯＦＤＭ信号におけるビットインタリーブを行う機能を有しており、シリアルパラレル変換部１１５１、ビット遅延部１１５２及びパラレルシリアル変換部１１５３を備えている。ビット遅延部１１５２は、４０ビットの遅延を行う遅延部と、８０ビットの遅延を行う遅延部と、１２０ビットの遅延を行う遅延部とを備えている。

シリアルパラレル変換部１１５１は、内符号符号化部１１４から、「０」または「１」の２値信号で表わされるビットストリーム信号ｂ_０，ｂ_１，ｂ_２，ｂ_３，ｂ_４，・・・を入力し、４ビット毎にシリアル信号からパラレル信号に変換する。シリアルパラレル変換部１１５１により変換された１ビット目のビットデータｂ_０，ｂ_４等は、パラレルシリアル変換部１１５３に出力される。また、２ビット目のビットデータｂ_１，ｂ_５等、３ビット目のビットデータｂ_２，ｂ_６等、及び４ビット目のビットデータｂ_３，ｂ_７等は、ビット遅延部１１５２に出力される。

ビット遅延部１１５２は、シリアルパラレル変換部１１５１から２ビット目のビットデータｂ_１，ｂ_５等を入力し、４０ビット分の遅延処理を行う。また、３ビット目のビットデータｂ_２，ｂ_６等を入力し、８０ビット分の遅延処理を行う。また、４ビット目のビットデータｂ_３，ｂ_７等を入力し、１２０ビット分の遅延処理を行う。

パラレルシリアル変換部１１５３は、シリアルパラレル変換部１１５１から１ビット目のビットデータｂ_０，ｂ_４等を、ビット遅延部１１５２から４０ビット遅延した２ビット目のビットデータｂ_１，ｂ_５等を、８０ビット遅延した３ビット目のビットデータｂ_２，ｂ_６等を、１２０ビット遅延した４ビット目のビットデータｂ_３，ｂ_７等をそれぞれ入力し、４ビットのパラレル信号をシリアル信号に変換して出力する。

図３に戻って、周波数インタリーブ部１１６は、１６ＱＡＭに変調されるＯＦＤＭ信号における周波数インタリーブを行う機能を有しており、ビットインタリーブ部１１５によりビットインタリーブが行われた信号を入力し、周波数インタリーブの処理を行う。ここで、周波数インタリーブとは、送信するデータを周波数軸方向にキャリア単位に入れ替え、データを周波数軸上で分散させるものである。

図５は、周波数インタリーブ部１１６の構成例を示す図であり、擬似ランダム系列を生成する回路図である。周波数インタリーブの処理は、ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^２＋１の生成多項式を示す図５の回路（１１個のシフトレジスタ１１６１及び加算部１１６２からなる構成）を用いて、周波数インタリーブ前のキャリア位置を周波数インタリーブ後のキャリア位置に変換することにより行われる。

図３に戻って、時間インタリーブ部１１７は、１６ＱＡＭに変調されるＯＦＤＭ信号における時間インタリーブを行う機能を有しており、周波数インタリーブ部１１６により周波数インタリーブされたキャリア毎の信号を入力し、時間インタリーブの処理を行う。ここで、時間インタリーブとは、送信するデータを時間方向にキャリア単位に入れ替え、データを時間軸上で分散させるものであり、ここでは畳み込みインタリーブが用いられる。

図６は、時間インタリーブ部１１７の構成例を示す図である。この時間インタリーブ部１１７は、Ｉ×ｍ_０シンボル分の遅延処理を行う遅延部と、Ｉ×ｍ_１〜Ｉ×ｍ_Ｎｃ−１シンボル分の遅延処理を行うそれぞれの遅延部とを備えている。具体的には、キャリア＃１の信号を入力し、Ｉ×ｍ_０シンボル分の遅延処理を行う。また、同様に、キャリア＃２〜＃Ｎｃの信号を入力し、Ｉ×ｍ_１〜Ｉ×ｍ_Ｎｃ−１シンボル分の遅延処理をキャリア単位にそれぞれ行う。そして、キャリア＃１の信号は、１×ｍ_０シンボル分遅延した信号として出力され、同様に、キャリア＃２〜＃Ｎｃの信号は、それぞれＩ×ｍ_１〜Ｉ×ｍ_Ｎｃ−１シンボル分遅延した信号として出力される。時間インタリーブ長は、Ｉの値により決定される。図６において、１〜Ｎｃはキャリア番号を、ｍ_ｉはｍ_ｉ＝（ｉ×５） ｍｏｄ Ｎｃ（ｉ＝０〜Ｎｃ−１）をそれぞれ示すものとする。

〔受信装置〕
次に、図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおける受信装置２００について説明する。図７は、受信装置２００の構成例を示すブロック図である。この受信装置２００は、受信アンテナ２０１、ミキサ２１０、局部発振器２１１、直交復調部２２０、シンボル同期検出部２３０、ＧＩ信号除去部２４０、ＦＦＴ部２５０、フレーム分離部２６０、伝搬路推定部２７０、ＭＩＭＯ復調部２８０及び復号部２９０を備えている。受信アンテナ２０１から後段のフレーム分離部２６０までは４系統で構成されている。

４本の受信アンテナ２０１は、２本の送信アンテナ１０１との間の伝搬路を経由して同一周波数上で混信したＯＦＤＭ信号を受信する。ミキサ２１０は、受信したＯＦＤＭ信号に対して、局部発振器２１１からの信号を用いてＲＦからＩＦへ周波数変換を行う。直交復調部２２０は、ミキサ２１０により周波数変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、直交復調を行って同相信号と直交信号に分離し、実数と虚数の２つずつの組合せ信号（複素数）とする。シンボル同期検出部２３０は、直交復調部２２０により直交復調されたＯＦＤＭ信号を入力し、ガード相関を施し、ＯＦＤＭ信号のシンボルの先頭であるシンボルタイミングを検出する。

ＧＩ信号除去部２４０は、シンボル同期検出部２３０により検出されたシンボルタイミングに従って、ＯＦＤＭ信号からＧＩ信号を除去する。ＦＦＴ部２５０は、ＧＩ信号除去部２４０によりＧＩ信号が除去されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。フレーム分離部２６０は、ＦＦＴ部２５０により周波数軸データに変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号からデータ信号、パイロット信号等を分離し（フレーム分離し）、各信号を抽出する。４系統の受信アンテナ２０１からフレーム分離部２６０までは、各系統で同一の処理を行う。

伝搬路推定部２７０は、４系統のフレーム分離部２６０によりそれぞれ分離されたパイロット信号を入力し、各送信系統に割り当てられる直交符号を１ビットずつシンボル単位で乗算し、送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間の全ての伝搬路特性を推定し、伝搬路推定結果として出力する。

ＭＩＭＯ復調部２８０は、伝搬路推定部２７０により推定された伝搬路推定結果を入力し、４系統のフレーム分離部２６０により分離されたデータ信号をそれぞれ入力し、混信したデータ信号の分離及び復調を行う。復号部２９０は、ＭＩＭＯ復調部２８０により復調されたデータ信号を入力し、誤り訂正の復号及び外デインタリーブ等の復号を行う。このようにして、送信装置１００における元の映像信号を求めることができる。

〔ＭＩＭＯ復調部〕
次に、図７に示したＭＩＭＯ復調部２８０について説明する。図８は、本発明の実施形態による受信装置２００におけるＭＩＭＯ復調部２８０の構成例を示す図である。このＭＩＭＯ復調部２８０は、伝搬路推定部２７０から伝搬路推定結果を、受信アンテナ２０１に対応する４系統のデータ信号をそれぞれ入力し、混信したデータ信号を送信アンテナ１０１に対応する２系統の信号ｘ１，ｘ２に分離して復調を行い、図３に示した送信装置１００における符号化部１１０の内符号符号化部１１４の前段に相当するデータ信号（復号信号）を生成する。図８を参照して、ＭＩＭＯ復調部２８０は、ＱＲ分解部２８１、全変調候補点記録部２８２、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３、候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４、誤差距離合成部２８５、誤差距離抽出部２８６、デインタリーブ部２８７、メトリック配分部２８８及びビタビ復号部２８９を備えている。

ＱＲ分解部２８１は、伝搬路推定部２７０により推定された伝搬路推定結果（送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間の各伝搬路における推定結果）を入力し、ＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出する。伝搬路推定結果である伝搬路行列Ｈを以下に示す。

ここで、伝搬路行列Ｈの要素ｈ_ｉｊは、送信アンテナｊから受信アンテナｉへの伝搬路の周波数応答特性を示す。以下の式によりＱＲ分解を行い、直交行列Ｑ及び上三角行列Ｒを算出する。
Ｈ＝Ｑ・Ｒ （Ｑ：直交行列，Ｒ：上三角行列） ・・・（２）

〔送信信号ｘ２の誤差距離Δ２演算手法〕
ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、ＱＲ分解部２８１により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを入力し、送信信号ｘ２を全候補点Ｓとみなしたときの送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を演算し、また、送信信号ｘ２の復調信号と全候補点Ｓとの間の誤差距離Δ２を演算する。ここで、第１の送信アンテナ＃１から送信される信号を送信信号ｘ１とし、第２の送信アンテナ＃２から送信される信号を送信信号ｘ２とする。以下、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２の演算手法について説明する。

行列Ｑは直交行列であるから、送信信号Ｘと受信信号Ｙとの間の関係は以下の通りとなる。
Ｙ＝ＨＸ＝（Ｑ・Ｒ）Ｘ
Ｑ^ＨＹ＝｛（Ｑ^Ｈ・Ｑ）・Ｒ｝Ｘ＝ＲＸ ・・・（３）
ここで、受信アンテナ＃１〜＃４で受信する受信信号をＹ＝［ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４］^Ｔ（Ｔは転置を表す。）とし、送信アンテナ＃１，＃２から送信される送信信号をＸ＝［ｘ１，ｘ２］^Ｔとする。

行列Ｒは上三角行列であるから、式（３）を以下の式で表すことができる。

ここで、行列Ｒの要素は複素数である。ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、式（４）及び全変調候補点記録部２８２に記録された全変調候補点Ｓを用いて、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を、以下の式により算出する。

ここで、全変調候補点Ｓは、例えば１６ＱＡＭの変調方式におけるコンスタレーションで示される全ての点のことをいう。図９は、テレビ番組素材伝送用の無線素材伝送システムの規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３に準拠した場合の、１６ＱＡＭで表される送信信号の配置を示す図である。このコンスタレーション配置は、図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおける１６ＱＡＭの変調方式における送信信号ｘ１，ｘ２のとり得る配置を示している。

式（５）において、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１は、式（４）の送信信号ｘ２に全変調候補点Ｓを代入して得られた１６点の値である。また、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２は、式（４）により求められるｘ２の復調信号（＝ｙ’２／Ｒ_２２）と、送信信号ｘ２の全変調候補点Ｓとの間における１６点の距離の値となる。

〔送信信号ｘ１の誤差距離Δ１演算手法〕
候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３により算出された送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を入力し、この送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１と、この候補点ｘ’１の表す４ビット信号（１６ＱＡＭ）の順序に従って各ビットで定められた基準点との間の誤差距離（送信信号ｘ１の誤差距離Δ１）を算出する。具体的には、候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号の各ビットの信号点と、“０”の値をとる場合及び“１”の値をとる場合のそれぞれに定めた基準点との誤差距離を、以下の式により算出する。但し、以下の式では、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３において定義される受信信号の振幅Ｚ（＝√１０）による除算は省略してある。

（Ａ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの１ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_10＝abs（abs（Re（x’1）-2）-1） (x1の1ビット目が”0”の場合)・・・（６）
dist_x1_11＝abs（abs（Re（x’1）+2）-1） (x1の1ビット目が”1”の場合)・・・（７）
（Ｂ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの２ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_20＝abs（abs（Im（x’1）-2）-1） (x1の2ビット目が”0”の場合)・・・（８）
dist_x1_21＝abs（abs（Im（x’1）+2）-1） (x1の2ビット目が”1”の場合)・・・（９）
（Ｃ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの３ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_30＝abs（abs（Re（x’1））-3） (x1の3ビット目が”0”の場合)・・・・（１０）
dist_x1_31＝abs（abs（Re（x’1））-1） (x1の3ビット目が”1”の場合)・・・・（１１）
（Ｄ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの４ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_40＝abs（abs（Im（x’1））-3） (x1の4ビット目が”0”の場合)・・・・（１２）
dist_x1_41＝abs（abs（Im（x’1））-1） (x1の4ビット目が”1”の場合)・・・・（１３）
ここで、Ｒｅは実数部、Ｉｍは虚数部、ａｂｓは絶対値をそれぞれ示し、各式において、それぞれ１６個の誤差距離が算出される。

図１０は、コンスタレーション配置において、１６ＱＡＭで表される４ビット信号の分布を示す図である。ここで、横軸は実数（ｒｅａｌ）または同相成分を表し、縦軸は虚数（ｉｍａｇ）または直交成分を表す。図１０に示すように、ｘ１＿１０は１ビット目が“０”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿１１は１ビット目が“１”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿２０は２ビット目が“０”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿２１は２ビット目が“１”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿３０は３ビット目が“０”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿３１は３ビット目が“１”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿４０は４ビット目が“０”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域、ｘ１＿４１は４ビット目が“１”のときの送信信号のコンスタレーションが配置される領域である。

送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの１ビット目について、それが“０”であるか“１”であるかは、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１における実数部の値が正であるか負であるかにより決定される。式（６）の誤差距離は、１ビット目の値が“０”である場合の値であり、その実数部が１または３であるから、基準点を（２＋０ｊ）として算出される。一方、式（７）の誤差距離は、１ビット目の値が“１” である場合の値であり、その実数部が−１または−３であるから、基準点を（−２＋０ｊ）として算出される。

また、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの２ビット目について、それが“０”であるか“１”であるかは、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１における虚数部の値が正であるか負であるかにより決定される。式（８）の誤差距離は、２ビット目の値が“０”である場合の値であり、基準点を（０＋２ｊ）として算出される。一方、式（９）の誤差距離は、２ビット目の値が“１”である場合の値であり、基準点を（０−２ｊ）として算出される。

また、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの３ビット目について、式（１０）の誤差距離は、３ビット目の値が“０”である場合の値であり、基準点を（３＋０ｊ）または（−３＋０ｊ）として算出される。一方、式（１１）の誤差距離は、３ビット目の値が“１”である場合の値であり、基準点を（１＋０ｊ）または（−１＋０ｊ）として算出される。

また、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの４ビット目について、式（１２）の誤差距離は、４ビット目の値が“０”である場合の値であり、基準点を（０＋３ｊ）または（０−３ｊ）として算出される。一方、式（１３）の誤差距離は、４ビット目の値が“１”である場合の値であり、基準点を（０＋１ｊ）または（０−１ｊ）として算出される誤差距離である。

〔合成誤差距離Δ１２演算手法〕
図８に戻って、誤差距離合成部２８５は、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３により演算された送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６個）を入力し、候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４により演算された送信信号ｘ１の誤差距離Δ１（１６×８＝１２８個、式（６）〜（１３）に該当）を入力し、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６個）と、それに対応する（その誤差の１６個の信号点に対応する）送信信号ｘ１の誤差距離Δ１（１６個）とを足し合わせ、送信信号ｘ１及び送信信号ｘ２の合成誤差距離Δ１２（１６個）を、ビットの状態毎に以下のように算出する（算出結果は各式において１６個の値が存在する。合計１６×８＝１２８個の値が存在する）。

ここで、ｘ１の誤差距離Δ１については、ｘ１ の１６ＱＡＭ（４ビットの信号）の１ 点に対して、各ビットにそれぞれ対応する 誤差距離（式（６）〜（１３）)が存在する。よって、ｘ１の１６ＱＡＭの１点あたり１６個×８（式（６）〜（１３）の式数）＝１２８個のｘ’１の誤差距離が存在する。しかし、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２ は、１６ＱＡＭの１ 点に対して求めた誤差距離なので、１６個しか存在しない。合成誤差距離Δ１２は、候補点ｘ’１の各ビットの値に、これに対応する送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を加算して算出される。この場合、合成誤差距離Δ１２は、候補点ｘ’１の各ビットの値に、同じ値である送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を加算して算出される。また、以下に示す合成誤差距離Δ１２の式（１４）〜（２１）は、それぞれ１６個の値が存在する。
（Ａ）１ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_10＝dist_x1_10＋Δ２ ・・・（１４）
Δ１２_x1_11＝dist_x1_11＋Δ２ ・・・（１５）
（Ｂ）２ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_20＝dist_x1_20＋Δ２ ・・・（１６）
Δ１２_x1_21＝dist_x1_21＋Δ２ ・・・（１７）
（Ｃ）３ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_30＝dist_x1_30＋Δ２ ・・・（１８）
Δ１２_x1_31＝dist_x1_31＋Δ２ ・・・（１９）
（Ｄ）４ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_40＝dist_x1_40＋Δ２ ・・・（２０）
Δ１２_x1_41＝dist_x1_41＋Δ２ ・・・（２１）

〔合成誤差距離抽出手法〕
誤差距離抽出部２８６は、誤差距離合成部２８５により合成された合成誤差距離Δ１２（１６個×８式＝１２８個）を入力し、キャリア毎に、（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）の４つのパターンの１ビット目から４ビット目までの誤差距離（後述する図１１において、“００”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“０１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“１０”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）及び“１１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目））を抽出し、出力する。

図１１は、図８に示した誤差距離抽出部２８６の構成例を示す図である。この誤差距離抽出部２８６は、誤差距離選択部２８６１、切替部２８６２及びＯＦＤＭ情報記録部２８６３を備えている。誤差距離選択部２８６１は、誤差距離合成部２８５から合成誤差距離Δ１２を入力し、式（１４）〜（２１）が示す合成誤差距離Δ１２の中から、後段のビタビ復号部２８９にて用いる合成誤差距離（“００”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“０１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“１０”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）及び“１１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目））を選択する。誤差距離選択部２８６１による合成誤差距離選択手法の詳細については後述する。

ＯＦＤＭ情報記録部２８６３には、送信装置１００における符号化部１１０のビットインタリーブ部１１５、周波数インタリーブ部１１６及び時間インタリーブ部１１７の種類、インタリーブ長等のインタリーブに関する情報が予め記憶されている。

切替部２８６２は、誤差距離選択部２８６１により選択された合成誤差距離（“００”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“０１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“１０”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）及び“１１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目））を入力し、ＯＦＤＭ情報記録部２８６３からインタリーブに関する情報を入力し、このインタリーブに関する情報に適合した形式で、入力した合成誤差距離を分配し、キャリア毎の合成誤差距離として出力する。図１１の構成例では、入力した合成誤差距離を、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎に、１ビット目から４ビット目までの順序に並び替えを行い、キャリア毎かつ送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎に、この順序でシリアルなビットデータとして出力する。このような順序で合成誤差距離を出力することにより、後段のデインタリーブ部２８７において各種デインタリーブを行った後に、後段のメトリック配分部２８８において配分するメトリックを後段のビタビ復号部２８９において用いることができ、復号データを生成することが可能となる。

〔第１の合成誤差距離抽出手法〕
以下に、誤差距離選択部２８６１による第１の合成誤差距離選択手法について詳細に説明する。図１２は、図９に示した１６ＱＡＭで表わされる送信信号の全候補点の各プロット点に、番号を割り当てた図である。図１３は、１６ＱＡＭで表される４ビット信号における候補点の選択手法について説明する図である。

１ビット目の合成誤差距離を選択する手法について説明する。まず、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターンが（ｘ１，ｘ２）＝（０，０）の場合について説明する。誤差距離選択部２８６１は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における式（１４）に示す１ビット目が“０”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“０”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が正となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で１番から８番までに対応する合成誤差距離が該当する。そして、この８個の合成誤差距離の中から最小となるものを選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“００”誤差距離（１ビット目）として出力される。

また、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，１）の場合について説明する。誤差距離選択部２８６１は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１４）式に示す１ビット目が“０”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“１”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が負となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で９番から１６番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、この８個の合成誤差距離の中から最小となるものを選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“０１”誤差距離（１ビット目）として出力される。

また、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（１，０）の場合について説明する。誤差距離選択部２８６１は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１５）式に示す１ビット目が“１”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“０”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が正となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で１番から８番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、この８個の合成誤差距離の中から、最小となるものを選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“１０”誤差距離（１ビット目）として出力される。

また、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得る１ビット目の値が（ｘ１，ｘ２）＝（１，１）の場合について説明する。誤差距離選択部２８６１は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１５）式に示す１ビット目が“１”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“１”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が負となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で９番から１６番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、この８個の合成誤差距離の中から最小となるものを選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“１１”誤差距離（１ビット目）として出力される。

同様に、誤差距離選択部２８６１は、２〜４ビット目のそれぞれにおいて、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）について、該当する合成誤差距離群を選択し、その中から最小値をとる合成誤差距離を選択し、それを送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１” の誤差距離（２ビット目〜４ビット目）として出力する。

〔第２の合成誤差距離選択手法〕
次に、誤差距離選択部２８６１による第２の合成誤差距離選択手法について詳細に説明する。前述した第１の合成距離選択手法では、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１（１６個）及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６個）により、合成誤差距離を選択するようにした。これに対し、第２の合成誤差距離選択手法では、１６個の全ての候補点について誤差計算を行うのではなく、１６個のうちの５個の候補点について誤差計算を行うことにより、演算量をさらに削減する。つまり、復調処理の負荷を一層低減するために、送信信号ｘ１の５個の候補点及び送信信号ｘ２の５個の誤差距離により、誤差距離選択部２８６１において合成誤差距離を選択する。つまり、第１の合成誤差距離選択手法では、誤差距離選択部２８６１は、式（１４）〜（２１）で表わされる合成誤差距離Δ１２を、１式あたり１６個のデータとして入力して選択処理を行うようにしたが、第２の合成誤差距離選択手法では、式（１４）〜（２１）で表わされる合成誤差距離Δ１２を、１式あたり１個のデータとして入力して選択処理を行う。

この場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、ＱＲ分解部２８１により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを入力し、まず、式（４）により求められるｘ２（＝ｙ’２／Ｒ_２２）と、送信信号ｘ２の全変調候補点Ｓとの間における誤差距離Δ２を演算し、この送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６点の誤差距離）のうちの最も小さい誤差距離における候補点を選択し、これを送信信号ｘ２の復調点とする。また、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２の復調点について、送信信号ｘ２の４ビット信号のうちの各ビットが異なるパターンとなる信号点を抽出し、この４個に復調点を含めた５個の信号点を候補点Ｓとして、前述した式（５）により、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１（５個）を算出する。後述するように、例えば、送信信号ｘ２の復調点が［０，０，１，０］の場合、候補点として［０，０，１，０］［１，０，１，０］［０，１，１，０］［０，０，０，０］［０，０，１，１］が抽出される。

図１４は、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２のうち、最も小さい誤差距離の候補点を示す図である。ここでは、最も小さい誤差距離の候補点を［０，０，１，０］とする。図１５は、各ビットにおける候補点の抽出手法について説明する図である。図１５において、送信信号ｘ２の復調点が［０，０，１，０］の場合、候補点として［０，０，１，０］［１，０，１，０］［０，１，１，０］［０，０，０，０］［０，０，１，１］が抽出される。

例えば、送信信号ｘ２の１ビット目の値が“０”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２を［０，０，１，０］ としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１に対して、１ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離をそれぞれ求める（式（６）及び式（７））。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の値［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の１ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２の候補点［１，０，１，０］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１ を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１ に対して、１ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離をそれぞれ求める（式（６）及び式（７））。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［１，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

このように、誤差距離選択部２８６１は、１ビット目について式（１４）（１５）で表わされる合成誤差距離Δ１２を、１式あたり１個のデータとして合成誤差距離を選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”誤差距離（１ビット目）として出力される。

同様に、送信信号ｘ２の２ビット目の値が“０”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２を［０，０，１，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１ に対して、２ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（８）及び式（９）)。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１ の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の２ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２の候補点［０，１，１，０］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１ を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１に対して、２ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（８）及び式（９））。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［０，１，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と候補点ｘ’１ の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

このように、誤差距離選択部２８６１は、２ビット目について式（１６）（１７）で表わされる合成誤差距離Δ１２を、１式あたり１個のデータとして合成誤差距離を選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”誤差距離（２ビット目）として出力される。

同様に、送信信号ｘ２の３ビット目の値が“０”の値をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２を［０，０，０，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１ に対して、３ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１０）及び式（１１）)。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，０，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１ の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の３ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１ を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１に対して、３ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１０）及び式（１１））。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と候補点ｘ’１ の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

このように、誤差距離選択部２８６１は、３ビット目について式（１８）（１９）で表わされる合成誤差距離Δ１２を、１式あたり１個のデータとして入力し、合成誤差距離を選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”誤差距離（３ビット目）として出力される。

同様に、送信信号ｘ２の４ビット目の値が“０”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２を［０，０，１，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１ に対して、４ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１２）及び式（１３）)。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１ の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の４ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，１］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１ を式（５）により算出する。候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４は、この候補点ｘ’１に対して、４ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１２）及び式（１３））。誤差距離合成部２８５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と候補点ｘ’１ の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

このように、誤差距離選択部２８６１は、４ビット目について式（２０）（２１）で表わされる合成誤差距離Δ１２を、１式あたり１個のデータとして合成誤差距離を選択する。このようにして選択された合成誤差距離は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”誤差距離（４ビット目）として出力される。

以上のように、第２の合成誤差距離選択手法によれば、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３が、送信信号ｘ２の各ビットの値が“０”及び“１”をとる場合について、それぞれ送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を算出し、候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４が、候補点ｘ’１に対して誤差距離を算出し、誤差距離合成部２８５が、第１の合成誤差距離選択手法よりも少ない個数の誤差距離に基づいて、同様に少ない個数の距離合成誤差距離を求めるようにした。すなわち、第２の合成誤差距離選択手法では、送信信号ｘ２の復調点に対して、ビット毎に異なるパターンの送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を選択し、この選択した候補点ｘ’１に対してのみ誤差距離を演算し、合成誤差距離を算出し選択するようにした。これにより、第１の合成誤差距離選択手法に比べて、誤差距離の演算回数を減らすことができる。つまり、ＭＩＭＯ復調の演算量を一層削減し、復調処理の負荷を一層低減することができる。

図８に戻って、デインタリーブ部２８７は、誤差距離抽出部２８６からキャリア毎かつ送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎に、１ビット目から４ビット目までの順序で誤差信号を入力し、後述するデインタリーブ処理を行う。このデインタリーブの処理は、送信装置１００における符号化部１１０のビットインタリーブ部１１５、周波数インタリーブ部１１６及び時間インタリーブ部１１７によるインタリーブ処理の逆の処理に相当する。

メトリック配分部２８８は、デインタリーブ部２８７によりデインタリーブされた、各キャリアにおける送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離を入力し、これらの誤差距離を、ビタビ復号部２８９において軟判定ビタビ復号のために必要なメトリックとして、キャリア及びビットの順序で配分する。

ビタビ復号部２８９は、メトリック配分部２８８により配分されたメトリックを入力し、トレリスマップに、そのメトリックをブランチメトリックとして代入し、軟判定ビタビ復号を行ってデータ信号（復号信号）を出力する。

〔ビタビ復号〕
図２０は、ビタビ復号部２８９の処理を説明する図である。図２０において、矢印のパスに対応して表された（１）〜（１６）は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”における各ビットのブランチメトリックを示している。具体的には、（１）は、送信信号“００”の１ビット目のブランチメトリックを、（２）は、送信信号“０１”の１ビット目のブランチメトリックを、（３）は、送信信号“１０”の１ビット目のブランチメトリックを、（４）は、送信信号“１１”の１ビット目のブランチメトリックを示している。また、（５）〜（８）は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の２ビット目のブランチメトリックを、（９）〜（１２）は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の３ビット目のブランチメトリックを、（１３）〜（１６）は、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の４ビット目のブランチメトリックをそれぞれ示している。

つまり、ビタビ復号部２８９は、図２０に示すように、入力したメトリックをトレリスマップに代入し、このトレリスマップからブランチメトリックで算出される経路毎の誤差距離の総和（パスメトリック）が最小となるパス（最小パス）を特定し、この最小パスに対応するデータ信号（最小パスが示すデータ信号またはトレリス遷移する状態の変化が示すデータ信号）を、ビタビ復号したデータ信号として出力する。尚、ブランチメトリック及びトレリスマップによるビタビ復号の手法については既知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

〔デインタリーブ／実施例１〕
次に、図８に示したデインタリーブ部２８７の実施例１について詳細に説明する。図１６は、デインタリーブ部２８７の構成例を示す図である。このデインタリーブ部２８７は、時間デインタリーブ部２８７１、周波数デインタリーブ部２８７２及びビットデインタリーブ部２８７３を備えている。

ここで、ＭＩＭＯ復調部２８０において算出される誤差距離は、送信信号が取り得る全ての値に対して求められる。送信信号が２系統ある場合には、誤差距離は、送信信号が取り得る（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）の全てのパターンに対して存在する。また、誤差距離は、コンスタレーションの信号点におけるデータの各ビット（１６ＱＡＭの場合は４ビット）に対しても存在するため、１シンボル１キャリアの信号に対して、合計１６個の誤差距離が存在することになる。このため、軟判定ビタビ復号を行う場合のデインタリーブ処理は、硬判定ビタビ復号を行う場合のインタリーブ処理と異なり、１シンボル１キャリアの信号に対する１６個の誤差距離を対象にしてまとめて演算が行われる。

〔時間デインタリーブ／実施例１〕
図１７は、実施例１の時間デインタリーブ部２８７１の構成例を示す図である。この時間デインタリーブ部２８７１は、各キャリアに対して時間デインタリーブの処理を行う、キャリア毎のシンボルバッファ２８７１−１を備えている。

具体的には、キャリア＃１用のシンボルバッファ２８７１−１は、誤差距離抽出部２８６から、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎に１ビット目から４ビット目までの順序で誤差距離を入力し、（Ｉ×６７２）−ｍ_０×Ｉ分の遅延処理を行う。また、同様に、キャリア＃２〜＃Ｎｃ用のシンボルバッファ２８７１−１は、誤差距離抽出部２８６から、キャリア＃２〜＃Ｎｃの送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎に１ビット目から４ビット目までの順序で誤差距離をそれぞれ入力し、（Ｉ×６７２）−ｍ_１×Ｉ〜（Ｉ×６７２）−ｍ_Ｎｃ−１×Ｉ分の遅延処理をそれぞれ行う。

そして、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離は、（Ｉ×６７２）−ｍ_０×Ｉ分遅延した信号として出力され、同様に、キャリア＃２〜＃Ｎｃの送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離は、それぞれ（Ｉ×６７２）−ｍ_１×Ｉ〜（Ｉ×６７２）−ｍ_Ｎｃ−１×Ｉ分遅延した信号として出力される。時間デインタリーブ長は、Ｉの値により決定される。図１７において、１〜Ｎｃはキャリア番号を、ｍ_ｉはｍ_ｉ＝（ｉ×５） ｍｏｄ Ｎｃ（ｉ＝０〜Ｎｃ−１）をそれぞれ示すものとする。

〔周波数デインタリーブ／実施例１〕
図１８は、実施例１の周波数デインタリーブ部２８７２の構成例を示す図である。この周波数デインタリーブ部２８７２は、各キャリアに対して周波数デインタリーブの処理を行うために、キャリア毎のシンボルメモリ２８７２−１及び周波数デインタリーブ用メモリ２８７２−２を備えている。

具体的には、キャリア＃１用のシンボルメモリ２８７２−１は、時間デインタリーブ部２８７１から、時間デインタリーブされたキャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離を入力し、１シンボルにおけるキャリア＃１の４ビット分×４パターン分の誤差距離として記憶する。また、キャリア＃２〜＃Ｎｃ用のシンボルメモリ２８７２−１についても同様である。

周波数デインタリーブ用メモリ２８７２−２は、キャリア毎のシンボルメモリ２８７２−１から、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離をそれぞれ入力し、送信装置１００における符号化部１１０の周波数インタリーブ部１１６による周波数インタリーブの逆の処理、すなわち、周波数デインタリーブの処理を、キャリア＃１〜＃Ｎｃの信号についてキャリア単位に誤差距離を入れ替えるために、誤差距離に対して行う。

尚、周波数デインタリーブ部２８７２は、シンボルメモリ２８７２−１を備えていなくもよい。この場合、周波数デインタリーブ用メモリ２８７２−２は、時間デインタリーブ部２８７１から、時間デインタリーブされたキャリア＃１〜＃Ｎｃの送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離を直接入力し、周波数デインタリーブを行う。

そして、周波数デインタリーブされた信号は、キャリア毎に、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離として、ビットデインタリーブ部２８７３に出力される。

〔ビットデインタリーブ／実施例１〕
図１９は、実施例１のビットデインタリーブ部２８７３の構成例を示す図である。このビットデインタリーブ部２８７３は、各キャリアに対してビットデインタリーブの処理を行うために、シリアルパラレル変換部２８７３−１、ビット遅延部２８７３−２及びパラレルシリアル変換部２８７３−３を備えている。ビット遅延部２８７３−２は、１２０ビットの遅延を行う遅延部と、８０ビットの遅延を行う遅延部と、４０ビットの遅延を行う遅延部とを備えている。

具体的には、シリアルパラレル変換部２８７３−１は、周波数デインタリーブ部２８７２から、周波数デインタリーブされた各キャリアにおける送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離を入力し、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”のそれぞれについて、入力したビットの順序で、４ビット毎にシリアル信号からパラレル信号に変換する。シリアルパラレル変換部２８７３−１により変換された１ビット目から３ビット目までの誤差距離は、ビット遅延部２８７３−２に出力される。また、４ビット目の誤差距離は、パラレルシリアル変換部２８７３−３に出力される。

ビット遅延部２８７３−２は、シリアルパラレル変換部２８７３−１から１ビット目の誤差距離を入力し、１２０ビット分の遅延処理を行う。また、２ビット目の誤差距離を入力し、８０ビット分の遅延処理を行う。また、３ビット目の誤差距離を入力し、４０ビット分の遅延処理を行う。

パラレルシリアル変換部２８７３−３は、ビット遅延部２８７３−２から、１２０ビット遅延した１ビット目の誤差距離、８０ビット遅延した２ビット目の誤差距離及び４０ビット遅延した３ビット目の誤差距離をそれぞれ入力し、シリアルパラレル変換部２８７３−１から４ビット目の誤差距離を入力し、４ビットのパラレル信号をシリアル信号に変換して出力する。

そして、パラレルシリアル変換部２８７３−３により変換された誤差距離は、各キャリアにおける送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までの誤差距離として出力される。このように、ビットデインタリーブ部２８７３は、送信装置１００における符号化部１１０のビットインタリーブ部１１５によるビットインタリーブの逆の処理、すなわちビットデインタリーブを、誤差距離に対して行う。

以上のように、本発明の実施形態によれば、送信装置１００において、符号化部１１０がインタリーブの処理を行った後、マッピング部１２０がＱＡＭ等のキャリア変調のコンスタレーション配置上に信号をマッピングするが、受信装置２００においては、ＱＡＭ等の信号を復調した信号に対して、デインタリーブの処理を行っていない。つまり、受信装置２００のＭＩＭＯ復調部２８０は、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８３が、行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を演算し、候補点ｘ’１誤差距離演算部２８４が、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１と各ビットで定められた基準点との間の誤差距離（送信信号ｘ１の誤差距離Δ１）を算出し、誤差距離合成部２８５が、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２と送信信号ｘ１の誤差距離Δ１を合成して、１ビット目〜４ビット目の状態毎に合成誤差距離Δ１２を算出し、誤差距離抽出部２８６が、ビット毎に最小となる誤差距離を抽出し、デインタリーブ部２８７が、各キャリアにおける送信信号の誤差信号に対してデインタリーブを行い、メトリック配分部２８８が、誤差距離をメトリックとして配分し、ビタビ復号部２８９が、トレリスマップにメトリックを代入し、軟判定ビタビ復号を行ってデータ信号（復号信号）を出力するようにした。このように、受信装置２００のＭＩＭＯ復調部２８０は、例えば１６ＱＡＭの信号点１本１本について、各ビットに対する誤差距離を算出し、その誤差距離に基づいたトレリスマップを用いて、軟判定ビタビ復号を行い、送信装置１００における元の信号を得るようにした。このため、ビタビ復号部２８９の前段において復調処理を行うことなく、デインタリーブ部２８７が、実施例１において、各キャリアにおける送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”毎の１ビット目から４ビット目までのシリアル信号を１シンボルの処理単位として、デインタリーブの処理を行う。したがって、各ビットに対する誤差距離に基づいて軟判定ビタビ復号を行う場合であっても、その軟判定ビタビ復号に適合したデインタリーブの処理が可能となる。

つまり、本発明の実施形態によれば、受信装置２００のＭＩＭＯ復調部２８０において、送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の各ビットに対する誤差距離をブランチメトリックとして算出し、そのブランチメトリックをトレリスマップに代入して軟判定ビタビ復号を行うようにした。これにより、従来は、復調のための誤差距離演算とビタビ復号のための誤差距離演算との重複した処理を必要としていたのに対し、本発明の実施形態では、その重複がなくなるから、演算量を削減することができ、ＭＩＭＯ復号の負荷を低減することができる。この場合、各ビットに対する誤差距離に対してデインタリーブの処理を行うようにしたから、このような軟判定ビタビ復号に適合したデインタリーブの処理が可能となる。

〔デインタリーブ／実施例２〕
次に、図８に示したデインタリーブ部２８７の実施例２について詳細に説明する。実施例２のデインタリーブ処理は、図１６に示したデインタリーブ部２８７と同一の構成例により実現される。

実施例１のデインタリーブの処理と実施例２のデインタリーブの処理とを比較する。実施例１では、誤差距離抽出部２８６の切替部２８６２が、入力した合成誤差距離を、送信信号毎に１ビット目から４ビット目までの順序に並び替えを行い、キャリア毎かつ送信信号毎に、１シンボル分の４ビットのシリアル信号として出力するのに対し、実施例２では、切替部２８６２が、入力した合成誤差距離の信号に対して並び替えを行うことなく、各キャリアにおける送信信号のビット毎に、１シンボル分のパラレル信号として出力する点で相違する。

つまり、実施例２において、誤差距離抽出部２８６の切替部２８６２は、誤差距離選択部２８６１から合成誤差距離（“００”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“０１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）、“１０”誤差距離（１ビット目〜４ビット目）及び“１１”誤差距離（１ビット目〜４ビット目））を入力し、ＯＦＤＭ情報記録部２８６３からインタリーブに関する情報を入力し、このインタリーブに関する情報に適合した形式で、各キャリアにおける送信信号のビット毎にパラレル信号の合成誤差距離として出力する。

また、実施例１では、時間デインタリーブ部２８７１、周波数デインタリーブ部２８７２及びビットデインタリーブ部２８７３が、各キャリアにおける送信信号００”，“０１”，“１０”，“１１”毎に、１ビット目から４ビット目までの４ビットのシリアル信号を入出力して処理する。これに対し、実施例２では、時間デインタリーブ部２８７１、周波数デインタリーブ部２８７２及びビットデインタリーブ部２８７３が、各キャリアにおける送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の１ビット目から４ビット目までのビット毎に、パラレル信号を入出力して処理する点で相違する。このため、時間デインタリーブ部２８７１、周波数デインタリーブ部２８７２及びビットデインタリーブ部２８７３の構成が異なる。

〔時間デインタリーブ／実施例２〕
図２１は、実施例２の時間デインタリーブ部２８７１の構成例を示す図である。この時間デインタリーブ部２８７１は、送信信号の２ビット目から４ビット目までの誤差距離に対して所定ビットの遅延を施すためのビット遅延部２８７１−２と、各キャリアに対して時間インタリーブの処理を行う、キャリア毎のシンボルバッファ２８７１−１を備えている。

具体的には、キャリア＃１用のビット遅延部２８７１−２は、誤差距離抽出部２８６から、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の２ビット目の誤差距離をそれぞれ入力し、１ビット分の遅延処理を行う。また、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の３ビット目の誤差距離をそれぞれ入力し、２ビット分の遅延処理を行う。また、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の４ビット目の誤差距離をそれぞれ入力し、３ビット分の遅延処理を行う。キャリア＃２〜＃Ｎｃ用のビット遅延部２８７１−２についても同様である。

キャリア＃１用のシンボルバッファ２８７１−１は、誤差距離抽出部２８６から、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の１ビット目の誤差距離をそれぞれ入力し、ビット遅延部２８７１−２から、キャリア＃１の送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の２ビット目〜４ビット目の所定ビット遅延した誤差距離をそれぞれ入力し、（Ｉ×６７２）−ｍ_０×Ｉ分の遅延処理を行う。また、同様に、キャリア＃２〜＃Ｎｃ用のシンボルバッファ２８７１−１は、誤差距離抽出部２８６から、キャリア＃２〜＃Ｎｃの送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の１ビット目の誤差距離をそれぞれ入力し、ビット遅延部２８７１−２から、キャリア＃２〜＃Ｎｃの送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の２ビット目〜４ビット目の所定ビット遅延した誤差距離をそれぞれ入力し、（Ｉ×６７２）−ｍ_１×Ｉ〜（Ｉ×６７２）−ｍ_Ｎｃ−１×Ｉ分の遅延処理をそれぞれ行う。

〔周波数デインタリーブ／実施例２〕
図２２は、実施例２の周波数デインタリーブ部２８７２の構成例を示す図である。この周波数デインタリーブ部２８７２は周波数デインタリーブ用メモリ２８７２−２を備えている。実施例１の周波数デインタリーブ部２８７２と比較すると、シンボルメモリ２８７２−１を備えていない点で相違するため、回路が簡素化されている。

周波数デインタリーブ用メモリ２８７２−２は、時間デインタリーブ部２８７１から、時間デインタリーブされたキャリア＃１〜＃Ｎｃの送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”における１ビット目〜４ビット目の誤差距離をパラレル信号として入力し、周波数デインタリーブを行う。

〔ビットデインタリーブ／実施例２〕
図２３は、実施例２のビットデインタリーブ部２８７３の構成例を示す図である。このビットデインタリーブ部２８７３は、各キャリアに対してビットデインタリーブの処理を行うための遅延部２８７３−２を備えている。ビット遅延部２８７３−２は、１２０ビットの遅延を行う遅延部と、８０ビットの遅延を行う遅延部と、４０ビットの遅延を行う遅延部とを備えている。実施例１のビットデインタリーブ部２８７３と比較すると、シリアルパラレル変換部２８７３−１及びパラレルシリアル変換部２８７３−３を備えていない点で相違するため、回路が簡素化されている。

ビット遅延部２８７３−２は、周波数デインタリーブ部２８７２から１ビット目の誤差距離を入力し、１２０ビット分の遅延処理を行う。また、２ビット目の誤差距離を入力し、８０ビット分の遅延処理を行う。また、３ビット目の誤差距離を入力し、４０ビット分の遅延処理を行う。尚、４ビット目の誤差距離は、ビット遅延部２８７３−２には入力されず、そのままビットデインタリーブ部２８７３から出力される。

以上のように、本発明の実施形態によれば、受信装置２００のＭＩＭＯ復調部２８０は、例えば１６ＱＡＭの信号点１本１本について、各ビットに対する誤差距離を算出し、その誤差距離に基づいたトレリスマップを用いて、軟判定ビタビ復号を行い、送信装置１００における元の信号を得るようにした。このため、ビタビ復号部２８９の前段において復調処理を行うことなく、デインタリーブ部２８７が、実施例２において、各キャリアにおける送信信号“００”，“０１”，“１０”，“１１”の１ビット目から４ビット目までのパラレル信号を１シンボルの処理単位として、デインタリーブの処理を行う。したがって、各ビットに対する誤差距離に基づいて軟判定ビタビ復号を行う場合であっても、その軟判定ビタビ復号に適合したデインタリーブの処理が可能となる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施形態は、図１に示したように、２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１により構成された送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ通信システムについて説明したが、本発明は、このアンテナ本数及び系統数に限定されるものではない。また、本発明が適用されるＭＩＭＯ通信システムは、ミリ波モバイルカメラ等により構成されるワイヤレスカメラシステムだけでなく、他の通信システムにも適用することができる。また、変調方式は１６ＱＡＭに限定されるものではない。

ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。 送信装置の構成例を示す図である。 符号化部の構成例を示す図である。 ビットインタリーブ部の構成例を示す図である。 周波数インタリーブ部の構成例を示す図である。 時間インタリーブ部の構成例を示す図である。 本発明の実施形態による受信装置の構成例を示す図である。 本発明の実施形態による受信装置におけるＭＩＭＯ復調部の構成例を示す図である。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３に準拠した場合の、１６ＱＡＭで表される送信信号の配置を示す図である。 １６ＱＡＭで表される４ビット信号の分布を示す図である。 誤差距離抽出部の構成例を示す図である。 １６ＱＡＭで表される送信信号の全候補点と対応番号とを示す図である。 １６ＱＡＭで表される４ビット信号における候補点の選択手法について説明する図である。 誤差距離の最も小さいｘ２の候補点を示す図である。 各ビットにおける候補点の抽出手法について説明する図である。 ＭＩＭＯ復調部におけるデインタリーブ部２８７の構成例を示す図である。 実施例１の時間デインタリーブ部の構成例を示す図である。 実施例１の周波数デインタリーブ部の構成例を示す図である。 実施例１のビットデインタリーブ部の構成例を示す図である。 ビタビ復号部の処理を説明する図である。 実施例２の時間デインタリーブ部の構成例を示す図である。 実施例２の周波数デインタリーブの構成例を示す図である。 実施例２のビットデインタリーブ部の構成例を示す図である。

符号の説明

１００ 送信装置
１０１ 送信アンテナ
１１０ 符号化部
１１１ エネルギー拡散部
１１２ 外符号符号化部
１１３ 外インタリーブ部
１１４ 内符号符号化部
１１５ ビットインタリーブ部
１１６ 周波数インタリーブ部
１１７ 時間インタリーブ部
１２０ マッピング部
１３０ フレーム構成部
１４０ ＩＦＦＴ部
１５０ ＧＩ信号付加部
１６０ 直交変調部
１７０ ミキサ
１７１ 局部発振器
２００ 受信装置
２０１ 受信アンテナ
２１０ ミキサ
２１１ 局部発振器
２２０ 直交復調部
２３０ シンボル同期検出部
２４０ ＧＩ信号除去部
２５０ ＦＦＴ部
２６０ フレーム分離部
２７０ 伝搬路推定部
２８０ ＭＩＭＯ復調部
２８１ ＱＲ分解部
２８２ 全変調候補点記録部
２８３ ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部
２８４ 候補点ｘ’１誤差距離演算部
２８５ 誤差距離合成部
２８６ 誤差距離抽出部
２８７ デインタリーブ部
２８８ メトリック配分部
２８９ ビタビ復号部
２９０ 復号部
１１５１ シリアルパラレル変換部
１１５２ ビット遅延部
１１５３ パラレルシリアル変換部
１１６１ シフトレジスタ
１１６２ 加算部
１１７１ シンボル遅延部
２８６１ 誤差距離選択部
２８６２ 切替部
２８６３ ＯＦＤＭ情報記録部
２８７１ 時間デインタリーブ部
２８７１−１ シンボルバッファ
２８７１−２ ビット遅延部
２８７２ 周波数デインタリーブ部
２８７２−１ シンボルメモリ
２８７２−２ 周波数デインタリーブ用メモリ
２８７３ ビットデインタリーブ部
２８７３−１ シリアルパラレル変換部
２８７３−２ ビット遅延部
２８７３−３ パラレルシリアル変換部

Claims (9)

1. 複数の送信アンテナを備えた送信装置と複数の受信アンテナを備えた受信装置により構成されたＭＩＭＯ通信システムに用いる前記受信装置において、
   前記複数の送信アンテナからの送信信号毎に、前記送信信号と、前記送信アンテナ及び受信アンテナ間の伝送路を推定して復調を行うことにより得られた復調信号との間の誤差距離を算出し、前記送信装置に用いられる変調方式におけるコンスタレーション上の各信号点について、送信信号がとり得る値におけるビット毎に、複数の誤差距離を合成して求められる合成誤差距離を出力する誤差距離合成部と、
   前記誤差距離合成部により出力された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の複数の合成誤差距離のうち、前記ビット毎に最小となる誤差距離を抽出し、前記送信装置にて行われるインタリーブに関する情報に基づいて、前記抽出した誤差距離に対してデインタリーブの処理を行うための切り替えを行い、前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を出力する誤差距離抽出部と、
   前記誤差距離抽出部により出力された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離に対し、デインタリーブの処理を行うデインタリーブ部と、
   前記デインタリーブ部によりデインタリーブされた、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離をブランチメトリックとしてトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行うビタビ復号部と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   前記誤差距離抽出部は、
   送信信号がとり得る値におけるビット毎の複数の誤差距離のうち、前記ビット毎に最小となる誤差距離を選択する誤差距離選択部と、
   前記送信装置にて行われるインタリーブに関する情報が記憶された情報記憶部と、
   前記情報記憶部により記憶されたインタリーブに関する情報に基づいて、前記デインタリーブ部によってデインタリーブの処理を行うために必要な形式の信号を生成するために、前記誤差距離選択部により選択された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離を切り替え、前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を出力する切替部と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
3. 請求項２に記載の受信装置において、
   前記誤差距離抽出部の切替部は、
   前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を複数ビットの誤差距離によるシリアル信号として出力する、
   ことを特徴とする受信装置。
4. 請求項３に記載の受信装置において、
   前記送信装置が１６ＱＡＭの変調方式を用いた場合に、
   前記誤差距離抽出部の切替部は、前記送信信号がとり得る値毎に、１ビット目から４ビット目までの誤差距離をシリアル信号として出力する、
   ことを特徴とする受信装置。
5. 請求項２に記載の受信装置において、
   前記誤差距離抽出部の切替部は、
   前記送信信号がとり得る値毎に、前記ビット毎の誤差距離を複数ビットの誤差距離によるパラレル信号として出力する、
   ことを特徴とする受信装置。
6. 請求項５に記載の受信装置において、
   前記送信装置が１６ＱＡＭの変調方式を用いた場合に、
   前記誤差距離抽出部の切替部は、前記送信信号がとり得る値毎に、１ビット目から４ビット目までの誤差距離を各ビットに分離したパラレル信号として出力する、
   ことを特徴とする受信装置。
7. 請求項１から６までのいずれか一項に記載の受信装置において、
   前記デインタリーブ部は、前記誤差距離抽出部により抽出された、送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離に対し、時間デインタリーブ、周波数デインタリーブ及びビットデインタリーブの処理を行う、
   ことを特徴とする受信装置。
8. 請求項３または４に記載の受信装置において、
   前記デインタリーブ部は、
   前記誤差距離抽出部の切替部により出力された、前記送信信号がとり得る値毎の複数ビットの誤差距離によるシリアル信号に対し、予め設定された時間分遅延させる時間デインタリーブ部と、
   前記時間デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値毎の複数ビットの誤差距離によるシリアル信号に対し、キャリア単位に入れ替えを行う周波数デインタリーブ部と、
   前記周波数デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値毎の複数ビットの誤差距離によるシリアル信号に対し、シリアルパラレル変換を施し、予め設定されたビット長分遅延させ、パラレルシリアル変換を施すビットデインタリーブ部と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
9. 請求項５または６に記載の受信装置において、
   前記デインタリーブ部は、
   前記誤差距離抽出部の切替部により出力された、前記送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離によるパラレル信号に対し、予め設定されたビット長分遅延させ、予め設定された時間分遅延させる時間デインタリーブ部と、
   前記時間デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離によるパラレル信号に対し、キャリア単位に入れ替えを行う周波数デインタリーブ部と、
   前記周波数デインタリーブされた、前記送信信号がとり得る値におけるビット毎の誤差距離によるパラレル信号に対し、予め設定されたビット長分遅延させるビットデインタリーブ部と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。

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