JP4783337B2 - Ｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル信号の無線伝送技術に係り、特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）」という。）伝搬環境の無線デジタル信号伝送において利用する復調技術に関する。

従来、広帯域移動通信においては、利用できる周波数帯域が制限されていること、マルチメディア通信の需要があること等により、高品質かつ固定通信並みの高い周波数利用効率の達成が求められるようになっている。これに対処する技術として注目を集めているものがＭＩＭＯ通信技術である。

〔ＭＩＭＯ通信システムの構成〕
図１は、ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。このＭＩＭＯ通信システムは、２本の送信アンテナ１０１を備えた送信装置１００と、４本の受信アンテナ２０１を備えた受信装置２００とにより構成した例であり、送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間にはＭＩＭＯ伝搬路が形成されている。送信装置１００は、例えば自由に移動することが可能な端末装置であり、２系統の異なるデータ信号を２本の送信アンテナ１０１の各々に割り当てて、同一の周波数上または周波数帯が重なる状態の電波により、各々該当する送信アンテナ１０１からＯＦＤＭ信号を出力する。これにより、それぞれのＯＦＤＭ信号は４つの伝搬路を経て送信される。受信装置２００は、例えば基地局装置であり、受信した４系統の信号から経由した伝搬路毎の伝達関数を頼りに分離し、送信装置１００から送信された２系統の異なるデータ信号を復調する（例えば、特許文献１を参照）。

〔送信装置〕
図２は、図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおける送信装置１００の構成例を示す図である。この送信装置１００は、符号化部１１０、マッピング部１２０、フレーム構成部１３０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１４０、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）信号付加部１５０、直交変調部１６０、ミキサ１７０、局部発振器１７１及び送信アンテナ１０１を備えている。マッピング部１２０から後段の送信アンテナ１０１までは２系統で構成される。

符号化部１１０は、例えば送信装置１００において撮影した映像信号を入力し、エネルギー拡散、誤り訂正符号化及びインタリーブ等の符号化を行い、２つの異なる信号に分離する。マッピング部１２０は、符号化部１１０により符号化された信号を入力し、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等のキャリア変調のコンスタレーション配置上にマッピングする。フレーム構成部１３０は、マッピング部１２０によりキャリア変調へのマッピングが施された信号を入力し、この信号をデータ信号として、復調基準となる直交符号化されたパイロット信号等を付加すると共に、予め設定された周波数に配置してフレームを構成し、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号として出力する。

ＩＦＦＴ部１４０は、フレーム構成部１３０によりフレーム構成されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）を施し、周波数軸データから時間軸データに変換する。ＧＩ信号付加部１５０は、ＩＦＦＴ部１４０により時間軸データに変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号にＧＩ信号を付加する。直交変調部１６０は、ＧＩ信号付加部１５０によりＧＩ信号が付加されたＯＦＤＭ信号を入力し、ここまで実数と虚数の２つずつの組合せ信号（複素数）として処理されてきたＯＦＤＭ信号を同相信号と直交信号に載せて直交化する直交変調を行う。ミキサ１７０は、直交変調部１６０により直交化されたＯＦＤＭ信号を入力し、局部発振器１７１からの信号を用いてＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）から所要の周波数帯のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）への周波数変換を行う。２系統のマッピング部１２０からミキサ１７０までは、それぞれ同一の処理を行い、ミキサ１７０により出力されたＯＦＤＭ信号は、送信信号として送信アンテナ１０１からそれぞれ送信される。

図３は、図２に示した送信装置１００における符号化部１１０の構成例を示す図である。この符号化部１１０は、エネルギー拡散部１１１、外符号化部１１２、外インタリーブ部１１３、内符号化部１１４、及び２系統の内インタリーブ部１１５を備えている。エネルギー拡散部１１１は、映像信号を入力し、データフレーム同期が施された映像信号のデータをエネルギー拡散する。外符号化部１１２は、エネルギー拡散部１１１によりエネルギー拡散されたデータ信号を入力し、リードソロモン符号の符号化を行う。外インタリーブ部１１３は、外符号化部１１２により符号化されたデータ信号を入力し、畳み込みのインタリーブを施す。内符号化部１１４は、外インタリーブ部１１３によりインタリーブされたデータ信号を入力し、後述の図４に示すように、符号化率１／２の畳み込み符号化を行う。

内インタリーブ部１１５は、内符号化部１１４により符号化された信号を入力し、ビットインタリーブ、周波数インタリーブ、時間インタリーブの処理を施す。ここで、ビットインタリーブとは、送信するデータをビット単位に入れ替え、キャリアの誤りを分散させるものである。後述する受信装置２００において、この逆手順で、受信したデータをビット単位に入れ替えることにより復調する。また、周波数インタリーブとは、送信するデータを周波数軸方向にキャリア単位に入れ替え、データを分散させるものである。後述する受信装置２００において、この逆手順で、受信したデータをキャリア単位に入れ替えることにより復調する。また、時間インタリーブとは、送信するデータを時間方向にキャリア単位に入れ替え、データを分散させるものである。後述する受信装置２００において、この逆手順で、受信したデータをキャリア単位に入れ替えることにより復調する。この周波数インタリーブまたは時間インタリーブによって、伝搬路にて劣化した信号に対し、バースト的な誤りをランダム誤りにすることができ、畳み込み符号に基づく誤り訂正の精度を向上させることができる。内インタリーブ部１１５は、２系統で構成され、それぞれ同一の処理を行い、２系統の信号は、それぞれ対応する２系統のマッピング部１２０に出力される。

図４は、図３に示した符号化部１１０における内符号化部１１４の構成例を示す図である。この内符号化部１１４は、符号化率１／２の畳み込み符号化を行う機能を有し、外インタリーブ部１１３からデータ信号を入力し、原符号の生成多項式（Ｇ１＝１７１ｏｃｔ、Ｇ２＝１３３ｏｃｔ）に従い、２系統の信号を生成し、それぞれ２系統の内インタリーブ部１１５に出力する。尚、符号化率を１／２以外の２／３，３／４等に設定するときには、２系統の出力のいくつかを規則に従って間引いて用いるパンクチュアー化によって行う。内符号化部１１４における畳み込み符号化については既知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

〔受信装置〕
図５は、図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおける受信装置２００の構成例を示す図である。この受信装置２００は、受信アンテナ２０１、ミキサ２１０、局部発振器２１１、直交復調部２２０、シンボル同期検出部２３０、ＧＩ信号除去部２４０、ＦＦＴ部２５０、フレーム分離部２６０、伝搬路推定部２７０、ＭＩＭＯ復調部２８０及び復号部２９０を備えている。受信アンテナ２０１から後段のフレーム分離部２６０までは４系統で構成される。

４本の受信アンテナ２０１は、２本の送信アンテナ１０１との間の伝搬路を経由して同一周波数上で混信したＯＦＤＭ信号を、受信信号として受信する。ミキサ２１０は、受信したＯＦＤＭ信号に対して、局部発振器２１１からの信号を用いてＲＦからＩＦへ周波数変換を行う。直交復調部２２０は、ミキサ２１０により周波数変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、直交復調を行って同相信号と直交信号に分離し、実数と虚数の２つずつの組合せ信号（複素数）とする。シンボル同期検出部２３０は、直交復調部２２０により直交復調されたＯＦＤＭ信号を入力し、ガード相関を施し、ＯＦＤＭ信号のシンボルの先頭であるシンボルタイミングを検出する。

ＧＩ信号除去部２４０は、シンボル同期検出部２３０により検出されたシンボルタイミングに従って、ＯＦＤＭ信号からＧＩ信号を除去する。ＦＦＴ部２５０は、ＧＩ信号除去部２４０によりＧＩ信号が除去されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴ（フーリエ変換）を施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。フレーム分離部２６０は、ＦＦＴ部２５０により周波数軸データに変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号からデータ信号、パイロット信号等を分離し（フレーム分離し）、各信号を抽出する。４系統の受信アンテナ２０１からフレーム分離部２６０までは、４系統の各系統それぞれで同一の処理を行う。

伝搬路推定部２７０は、４系統のフレーム分離部２６０によりそれぞれ分離されたパイロット信号を入力し、各送信系統に割り当てられる直交符号を１ビットずつシンボル単位で乗算し、送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間の全ての伝搬路特性を推定し、伝搬路推定結果として出力する（例えば、特許文献２を参照）。

ＭＩＭＯ復調部２８０は、伝搬路推定部２７０により推定された伝搬路推定結果を入力し、４系統のフレーム分離部２６０により分離されたデータ信号をそれぞれ入力し、混信したデータ信号の分離及び復調を行う。復号部２９０は、ＭＩＭＯ復調部２８０により復調されたデータ信号を入力し、誤り訂正の復号及びデインタリーブ等の復号を行う。このようにして、送信装置１００における元の映像信号を求めることができる。

図６は、図５に示した受信装置２００における従来のＭＩＭＯ復調部２８０の処理を示すフロー図である。このフロー図には、空間分割多重を行うＭＩＭＯ方式に基づく信号伝送におけるＭＩＭＯ復調部の代表例が示されている。尚、送信信号Ｘはｍ系統により形成され、受信信号はｎ系統により形成されているものとする。まず、従来のＭＩＭＯ復調部２８０における第１の処理は、逆行列方式を用いるものである。ＭＩＭＯ復調部２８０は、伝搬路推定部２７０から伝搬路推定結果である伝搬路行列Ｈを入力し、フレーム分離部２６０からデータ信号Ｙを入力し、ステップＳ６１１に示す計算を行い、ソフトビタビ復号を行う。この逆行列方式によれば、演算量が少なく、ハードウェアによる実現が容易になる。また、ダイバーシティ利得を得るためには、送信アンテナ数よりも受信アンテナ数を多くする必要がある。また、雑音が強調されてしまう場合がある。

また、従来のＭＩＭＯ復調部２８０における第２の処理は、最尤推定方式を用いるものである。ＭＩＭＯ復調部２８０は、伝搬路推定部２７０から伝搬路行列Ｈを入力し、フレーム分離部２６０からデータ信号Ｙを入力し、ステップＳ６２１において、各送信信号ｘ_１〜ｘ_ｍの全変調候補点Ｓについて、尤度計算として誤差距離Δ１〜Δｎを算出し、そして、ステップＳ６２２において、最大尤度の判定のため、復調信号Ｘｓ及び最小誤差距離Δｓを算出して、ソフトビタビ復号を行う。ここで、全変調候補点は、１６ＱＡＭの変調方式の場合、送信信号ｘ_１について候補点が１６存在し、送信信号ｘ_２について候補点が１６存在し、同様に送信信号ｘ_ｍに候補点が１６存在するから、合計で１６^ｍ個存在する。２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１の構成では、全変調候補点は１６^２＝２５６個存在することになる。この最尤推定方式によれば、莫大な演算量が必要になるから、ハードウェアによる実現が困難である。ここで、変調多値数Ｍ、送信アンテナ数ｍ、受信アンテナ数ｎとすると、ｎ×Ｍ^ｍ回の誤差距離の演算が必要になる。一方、高い復調精度を実現でき、受信アンテナ数分のダイバーシティ利得を得ることができる。

また、従来のＭＩＭＯ復調部２８０における第３の処理は、逆行列による候補絞込み最尤推定方式を用いたものである。ＭＩＭＯ復調部２８０は、伝搬路推定部２７０から伝搬路行列Ｈを入力し、フレーム分離部２６０からデータ信号Ｙを入力し、ステップＳ６３１に示す計算を行い、ステップＳ６３２において、送信信号ｘ_１〜ｘ_ｍ毎に４つの候補点を抽出し、ステップＳ６３３において、各送信信号ｘ_１〜ｘ_ｍの４つの候補点の組み合わせＳ_ａｌｌについて、尤度計算として誤差距離Δ１〜Δｎを算出し、ステップＳ６３４において、最大尤度の判定を行い、復調信号Ｘｓ及び最小誤差距離Δｓを算出して、ソフトビタビ復号を行う。この逆行列による候補絞込み最尤推定方式によれば、演算量は、逆行列方式よりも多くなり、最尤推定方式よりも少なくなる。また、復調精度は、逆行列方式と最尤推定方式との中間程度となる。

図７は、図５に示した受信装置２００における従来のＭＩＭＯ復調部２８０の構成例を示す図である。このＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐは、図６に示した第２の処理である最尤推定方式を用いて復調を行うものであり、全変調候補点記録部２８１、レプリカ信号生成部２８２、尤度計算部２８３、尤度判定部２８４、内デインタリーブ部２８５及びビタビ復号部２８６を備えている。

レプリカ信号生成部２８２は、伝搬路推定部２７０から伝搬路推定結果Ｈを入力し、全変調候補点記録部２８１から全変調候補点Ｓ（２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１の構成では、全変調候補点Ｓは２５６個存在する。）を入力し、レプリカ信号ｈ_１Ｓ〜ｈ_４Ｓを生成する。尤度計算部２８３は、レプリカ信号生成部２８２からレプリカ信号ｈ_１Ｓ〜ｈ_４Ｓを入力し、４系統のフレーム分離部２６０からデータ信号Ｙ（ｙ_１，ｙ_２，ｙ_３，ｙ_４）を入力し、尤度計算として、データ信号Ｙとレプリカ信号ｈ_１Ｓ〜ｈ_４Ｓとの間の誤差距離Δ１〜Δ４及びこれらの２乗和ΔＳ＝Δ１^２＋Δ２^２＋Δ３^２＋Δ４^２を算出する（図６のステップＳ６２１を参照）。

尤度判定部２８４は、尤度計算部２８３から誤差距離ΔＳ（誤差距離の個数は、２５６×４＝１０２４である。）を入力し、最大尤度を判定し、データ信号（復調信号）Ｘｓ（データ数は２である。）及び対応する最小誤差距離Δｓを出力する（図６のステップＳ６２２を参照）。内デインタリーブ部２８５は、データ信号（復調信号）Ｘｓ及び最小誤差距離Δｓを入力し、データ信号Ｘｓに対して時間インタリーブ、周波数インタリーブ及びビットインタリーブに対するデインタリーブを行い、内デインタリーブの施されたデータ信号（復調信号）及び最小誤差距離を出力する。ビタビ復号部２８６は、内デインタリーブ部２８５により内デインタリーブの施されたデータ信号（復調信号）及び誤差距離を入力し、ビタビ復号を行う。

図２０は、図７に示した従来のビタビ復号部２８６の処理を説明する図である。図２０には、ビタビ復号部２８６に入力された時系列のデータ信号（００，１０，０１，１０，０１，１０，０１，０１，０１，・・・／左側のデータが第１の送信系統に対応し、右側のデータが第２の送信系統に対応する。すなわち、図４に示した内符号化部１１４における２系統の出力に対応する。ただし、図４ではシフトレジスタが６個ある拘束長７の事例を示したが、ここではシフトレジスタが２個の拘束長３の事例とする。）と、図４に示した内符号化部１１４におけるシフトレジスタの状態（００，０１，１０，１１）とにより形成されるトレリスマップが示されている。そして、各パスには、当該パスに対応するデータ信号の候補となる組合せが付されており、このパス毎のデータ信号の候補とビタビ復号部２８６に入力されたデータ信号との間で誤差距離を各々算出している。ここで、矢印のパスのうちの最小パス（黒丸が矢印上に付加されたパス、当該経路について求めた誤差距離の総和が最小となるパス）に対応するデータ信号の判定値（矢印が実線“０”か、破線“１”かにより決まる。０，１，１，１，０，１，１，０，０）がビタビ復号部２８６により出力される時系列のデータ信号である。このトレリスマップは、内符号化部１１４の構成により一義的に決定されるマップである。この一義的な拘束条件により、誤りを有したデータ信号をビタビ復号部２８６に入力しても、その誤りが修正されて正しい結果が判定されているのがわかる。

ビタビ復号部２８６は、時系列のデータ信号を入力すると、硬判定ビタビ復号の場合、ビタビ復号部２８６に入力されるデータ信号は既に数値化された硬判定結果であり、このデータ信号とトレリスマップ上の各パスのつながりで示される送信信号の候補との間のハミング距離を算出する。また、軟判定ビタビ復号の場合、ビタビ復号部２８６に入力されるデータ信号は誤差を含む数値化前の復調結果であり、このデータ信号とトレリスマップ上の各パスのつながりで示される送信信号の候補との間のユークリッド距離を算出する。そして、ビタビ復号部２８６は、各パスに付されるハミング距離またはユークリッド距離をパス単位で合算してブランチメトリックを算出する。図２０には、このようにして算出したブランチメトリックを記入したトレリスマップが示されている。そして、ビタビ復号部２８６は、このトレリスマップ上に存在する全通りのパスの組み合わせについて検索して、ハミング距離またはユークリッド距離の総和が最小となるパス（最小パス）を特定し、この最小パスに対応するデータ信号（最小パスが示すデータ信号またはトレリス遷移する状態の変化が示すデータ信号）を、ビタビ復号により誤り訂正したデータ信号として出力する。これは、一種の最尤推定の処理であるといえる。尚、ビタビ復号部２８６の処理については既知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

特開２００６−３４５５００号公報 特開２００５−１２４１２５号公報

このように、ＭＩＭＯ通信システムにおける従来のＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐは、他の復調方式に比べて復調性能の高い最尤推定方式により復号を行うものであるが、受信したデータ信号を復調するために尤度計算部２８３及び尤度判定部２８４にて尤度計算及び最尤推定を行い、そして、ビタビ復号を行うためにビタビ復号部２８６にて再度同様の尤度計算(図２０の各パスに付するハミング距離またはユークリッド距離の計算)及び最尤推定を行っている。ここで、前者は、実際に受信したデータ信号と全変調候補点を基準として生成したレプリカ信号との間の誤差距離を算出し、そして最小誤差距離を算出する候補を選択するものであり、後者は、軟判定ビタビ復号を行う場合は、前者の尤度計算と同様の誤差距離を算出してユークリッド距離を求め、そして最小のユークリッド距離を算出する候補を選択するものである。つまり、尤度計算部２８３における尤度計算及び最尤推定とビタビ復号部２８６における尤度計算及び最尤推定とは、誤差距離を求め、最小の値を取る候補を選択する点で同様の計算を行っているといえる。例えば、図１に示したように、２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１で構成されるＭＩＭＯ通信システムにおいて、１６ＱＡＭの変調方式の場合、前者の尤度計算は、１本の送信アンテナ１０１からの送信データに対して１６個の信号点候補があることから、２本の送信アンテナ１０１では１６×１６＝２５６の組み合わせの候補点が存在することになる。この候補点の組み合わせは、送信アンテナ１０１の数が増えるほど指数関数的に増加し、また、誤差距離を求める負荷も、同様に送信アンテナ１０１の数が増えるほど増加し、さらに受信アンテナ２０１の数が増えるほど増加する。このため、従来のＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐでは、ＭＩＭＯ復調処理の演算量が極めて多く負荷が高いという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、最尤推定方式により復調を行うＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＩＭＯ復調の演算量を削減し、復調処理の負荷を低減可能なＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１の発明は、複数の送信アンテナを備えた送信装置と複数の受信アンテナを備えた受信装置により構成されたＭＩＭＯ通信システムに用いる受信装置において、複数の送信アンテナのうちの第１の送信アンテナから送信された信号を第１の送信信号とし、複数の送信アンテナのうちの第２の送信アンテナから送信された信号を第２の送信信号とした場合に、前記送信アンテナと受信アンテナとの間の伝搬路特性に対しＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出するＱＲ分解部と、前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、第２の送信信号を候補点としたときに、第１の送信信号の全候補点を生成する候補点生成部と、前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、第２の送信信号と第２の送信信号の全候補点との間の誤差距離を示す、第２の送信信号の誤差距離を演算する第１の候補点誤差距離演算部と、前記候補点生成部により生成された第１の送信信号の全候補点と、該第１の送信信号の全候補点の表すビット信号の順序に従って各ビットで定められた基準点との間の誤差距離を示す、第１の送信信号の誤差距離を演算する第２の候補点誤差距離演算部と、前記第１の候補点誤差距離演算部により演算された第２の送信信号の誤差距離と、第２の候補点誤差距離演算部により演算された第１の送信信号の誤差距離とを加算し、各ビットの状態毎の合成誤差距離を算出する誤差距離合成部と、前記誤差距離合成部により算出された合成誤差距離を用いて、第１の送信信号の各ビット及び第２の送信信号の各ビットがとり得るビットの組み合わせパターンについて、ブランチメトリックを算出するビタビブランチメトリック算出部と、前記ビタビブランチメトリック算出部により算出されたブランチメトリックをトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行うビタビ復号部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の受信装置において、Ｘを送信信号、Ｙを受信信号、Ｒ１１〜Ｒ２２を行列Ｒの要素、Ｓを候補点とした場合に、前記候補点生成部が、後述する式（４）及び式（５）により、第２の送信信号を候補点としたときに、第１の送信信号（ｘ１）の全候補点（ｘ’１）を生成し、前記第１の候補点誤差距離演算部が、後述する式（４）及び式（５）により、第２の送信信号（ｘ２）と第２の送信信号の全候補点（ｙ’２／Ｒ_２２）との間の誤差距離を示す、第２の送信信号の誤差距離（Δ２）を演算することを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項１または２に記載の受信装置において、前記第２の候補点誤差距離演算部が、変調方式が１６ＱＡＭの場合に、
（Ａ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの１ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
dist_x1_10＝abs（abs（Re（x’1）-2）-1）
dist_x1_11＝abs（abs（Re（x’1）+2）-1）にて演算し、
（Ｂ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの２ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
dist_x1_20＝abs（abs（Im（x’1）-2）-1）
dist_x1_21＝abs（abs（Im（x’1）+2）-1）にて演算し、
（Ｃ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの３ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
dist_x1_30＝abs（abs（Re（x’1））-3）
dist_x1_31＝abs（abs（Re（x’1））-1）にて演算し、
（Ｄ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの４ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
dist_x1_40＝abs（abs（Im（x’1））-3）
dist_x1_41＝abs（abs（Im（x’1））-1）にて演算することを特徴とする。

また、請求項４の発明は、複数の送信アンテナを備えた送信装置と複数の受信アンテナを備えた受信装置により構成されたＭＩＭＯ通信システムに用いる受信装置において、複数の送信アンテナのうちの第１の送信アンテナから送信された信号を第１の送信信号とし、複数の送信アンテナのうちの第２の送信アンテナから送信された信号を第２の送信信号とした場合に、前記送信アンテナと受信アンテナとの間の伝搬路特性に対しＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出するＱＲ分解部と、前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、第２の送信信号と第２の送信信号の全候補点との間の誤差距離を示す、第２の送信信号の誤差距離を演算し、該誤差距離が最小となる候補点を選択し、該候補点の各ビットが異なるパターンとなる信号点を選択して、各誤差距離を演算する第１の候補点誤差距離演算部と、前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、前記第１の候補点誤差距離演算部において選択された第２の送信信号の信号点に基づいて、第１の送信信号の候補点を選択する候補点選択部と、前記候補点選択部により選択された第１の送信信号の候補点と、該第１の送信信号の候補点の表すビット信号の順序に従って各ビットで定められた基準点との間の誤差距離を示す、第１の送信信号の誤差距離を演算する第２の候補点誤差距離演算部と、前記第１の候補点誤差距離演算部により演算された第２の送信信号の誤差距離と、第２の候補点誤差距離演算部により演算された第１の送信信号の誤差距離とを加算し、各ビットの状態毎の合成誤差距離を算出する誤差距離合成部と、前記誤差距離合成部により算出された合成誤差距離を用いて、第１の送信信号の各ビット及び第２の送信信号の各ビットがとり得るビットの組み合わせパターンについて、ブランチメトリックを算出するビタビブランチメトリック算出部と、前記ビタビブランチメトリック算出部により算出されたブランチメトリックをトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行うビタビ復号部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信したデータ信号に対して最尤推定方式による処理を行うための尤度計算と、ビタビ復号を行うための尤度計算とを統一化することにより、演算負荷の高い尤度計算を再度行わないようにした。これにより、従来に比べて、ＭＩＭＯ復調の演算量を削減し、復調処理の負荷を低減可能なＭＩＭＯ受信装置を実現することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、図２に示した送信装置１００と図５に示した受信装置２００とにより構成されるＭＩＭＯ通信システム（図１）の例において、受信装置２００におけるＭＩＭＯ復調部２８０の復調処理に特徴がある。また、図４に示した内符号化部１１４のように、送信装置１００において畳み込み符号化を行い、受信装置２００では、最尤推定方式を用いたＭＩＭＯ復調処理を行ってビタビ復号を行うシステムに適用がある。

〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。図８は、本発明の実施の形態による受信装置におけるＭＩＭＯ復調部の構成例（実施例１）を示す図である。また、図９は、図８に示すＭＩＭＯ復調部（実施例１）の処理を示すフロー図である。このＭＩＭＯ復調部２８０−１は、図１に示した２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１を備えたＭＩＭＯ通信システムにおいて、図５に示した受信装置２００におけるＭＩＭＯ復調部２８０に相当し、ＱＲ分解部２８０１、全変調候補点記録部２８０２、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４、誤差距離合成部２８０５、メモリ部２８０６、内デインタリーブ部２８０７、ビタビブランチメトリック算出部２８０８及びビタビ復号部２８０９を備えている。

ＱＲ分解部２８０１は、伝搬路推定部２７０により推定された伝搬路推定結果（送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間の各伝搬路における推定結果）を入力し、ＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出する（ステップＳ９０１）。伝搬路推定結果である伝搬路行列Ｈを以下に示す。

ここで、伝搬路行列Ｈの要素ｈ_ｉｊは、送信アンテナｊから受信アンテナｉへの伝搬路の周波数応答特性を示す。以下の式によりＱＲ分解を行い、直交行列Ｑ及び上三角行列Ｒを算出する。
Ｈ＝Ｑ・Ｒ （Ｑ：直交行列，Ｒ：上三角行列） ・・・（２）

ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１は、ＱＲ分解部２８０１により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを入力し、送信信号ｘ２を全候補点Ｓとみなしてして送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を演算し、また、送信信号ｘ２の復調信号と全候補点Ｓとの間の誤差距離Δ２を演算する（ステップＳ９０２〜ステップＳ９０４）。ここで、第１の送信アンテナ＃１から送信される信号を送信信号ｘ１とし、第２の送信アンテナ＃２から送信される信号を送信信号ｘ２とする。以下、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２の演算手法について説明する。

行列Ｑは直交行列であるから、送信信号Ｘと受信信号Ｙとの間の関係は以下の通りとなる。
Ｙ＝ＨＸ＝（Ｑ・Ｒ）Ｘ
Ｑ^ＨＹ＝｛（Ｑ^Ｈ・Ｑ）・Ｒ｝Ｘ＝ＲＸ ・・・（３）
ここで、受信アンテナ＃１〜＃４で受信する受信信号をＹ＝［ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４］^Ｔ（Ｔは転置を表す。）とし、送信アンテナ＃１，＃２から送信される送信信号をＸ＝［ｘ１，ｘ２］^Ｔとする。

行列Ｒは上三角行列であるから、式（３）を以下の式で表すことができる。

ここで、行列Ｒの要素は複素数である。ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１は、式（４）及び全変調候補点記録部２８０２に記録された全変調候補点Ｓを用いて、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を、以下の式により算出する。

ここで、全変調候補点Ｓは、例えば１６ＱＡＭの変調方式におけるコンスタレーションで示される全ての点のことをいう。図１０は、電波産業会（Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ ｏｆ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ ａｎｄ Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）で定められるテレビ番組素材伝送用の無線素材伝送システムの規格（ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３）に準拠した場合の、１６ＱＡＭで表される送信信号の配置を示す図である。このコンスタレーション配置は、図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおける１６ＱＡＭの変調方式における送信信号ｘ１，ｘ２のとり得る配置を示している。

式（５）において、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１は、式（４）の送信信号ｘ２に全変調候補点Ｓを代入して得られた１６点の値である。また、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２は、式（４）により求められるｘ２（＝ｙ’２／Ｒ_２２）と、送信信号ｘ２の全変調候補点Ｓとの間における１６点の距離の値となる。

候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１により算出された送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を入力し、この送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１と、この候補点ｘ’１の表す４ビット信号の順序に従って各ビットで定められた基準点との間の誤差距離（送信信号ｘ１の誤差距離Δ１）を算出する（ステップＳ９０５）。具体的には、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号の各ビットの信号点と、“０”の値をとる場合及び“１”の値をとる場合のそれぞれに定めた基準点との誤差距離を、以下の式により算出する。但し、以下の式では、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３において定義される受信信号の振幅Ｚ（＝√１０）による除算は省略してある。

（Ａ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの１ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_10＝abs(abs(Re(x’1)-2)-1) (1ヒ゛ット目”0”を基準)・・・（６）
dist_x1_11＝abs(abs(Re(x’1)+2)-1) (1ヒ゛ット目”1”を基準)・・・（７）
（Ｂ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの２ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_20＝abs(abs(Im(x’1)-2)-1) (2ヒ゛ット目”0”を基準)・・・（８）
dist_x1_21＝abs(abs(Im(x’1)+2)-1) (2ヒ゛ット目”1”を基準)・・・（９）
（Ｃ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの３ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_30＝abs(abs(Re(x’1))-3) (3ヒ゛ット目”0”を基準)・・・（１０）
dist_x1_31＝abs(abs(Re(x’1))-1) (3ヒ゛ット目”1”を基準)・・・（１１）
（Ｄ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの４ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離
dist_x1_40＝abs(abs(Im(x’1))-3) (4ヒ゛ット目”0”を基準)・・・（１２）
dist_x1_41＝abs(abs(Im(x’1))-1) (4ヒ゛ット目”1”を基準)・・・（１３）
ここで、Ｒｅは実数部、Ｉｍは虚数部、ａｂｓは絶対値をそれぞれ示し、各式において、それぞれ１６個の誤差距離が算出される。

図１１は、コンスタレーション配置において、１６ＱＡＭで表される４ビット信号の分布を示す図である。ここで、横軸は実数（ｒｅａｌ）または同相成分を表し、縦軸は虚数（ｉｍａｇ）または直交成分を表す。図１１に示すように、ｘ１＿１０は１ビット目が“０”のときの領域、ｘ１＿１１は１ビット目が“１”のときの領域、ｘ１＿２０は２ビット目が“０”のときの領域、ｘ１＿２１は２ビット目が“１”のときの領域、ｘ１＿３０は３ビット目が“０”のときの領域、ｘ１＿３１は３ビット目が“１”のときの領域、ｘ１＿４０は４ビット目が“０”のときの領域、ｘ１＿４１は４ビット目が“１”のときの領域である。

送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの１ビット目について、それが“０”であるか“１”であるかは、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１における実数部の値が正であるか負であるかにより決定される。式（６）の誤差距離は、１ビット目“０”を基準にしたものであり、その実数部が１または３であるから、基準点を（２＋０ｊ）として算出される。一方、式（７）の誤差距離は、１ビット目“１”を基準にしたものであり、その実数部が−１または−３であるから、基準点を（−２＋０ｊ）として算出される。

また、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの２ビット目について、それが“０”であるか“１”であるかは、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１における虚数部の値が正であるか負であるかにより決定される。式（８）の誤差距離は、２ビット目“０”を基準にしたものであり、基準点を（０＋２ｊ）として算出される。一方、式（９）の誤差距離は、２ビット目“１”を基準にしたものであり、基準点を（０−２ｊ）として算出される。

また、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの３ビット目について、式（１０）の誤差距離は、３ビット目“０”を基準にしたものであり、基準点を（３＋０ｊ）または（−３＋０ｊ）として算出される。一方、式（１１）の誤差距離は、３ビット目“１”を基準にしたものであり、基準点を（１＋０ｊ）または（−１＋０ｊ）として算出される。

また、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの４ビット目について、式（１０）の誤差距離は、４ビット目“０”を基準にしたものであり、基準点を（０＋３ｊ）または（０−３ｊ）として算出される。一方、式（１１）の誤差距離は、４ビット目“１”を基準にしたものであり、基準点を（０＋１ｊ）または（０−１ｊ）として算出される誤差距離である。

誤差距離合成部２８０５は、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１により算出された送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６個）を入力し、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４により算出された送信信号ｘ１の誤差距離Δ１（１６×８＝１２８個）を入力し、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２と、それに対応する（その誤差の１６個の信号点に対応する）送信信号ｘ１の誤差距離Δ１とを足し合わせ、送信信号ｘ１及び送信信号ｘ２の合成誤差距離Δ１２を、ビットの状態毎に以下のように算出する（ステップＳ９０６）。
（Ａ）１ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_10＝dist_x1_10＋Δ２ ・・・（１４）
Δ１２_x1_11＝dist_x1_11＋Δ２ ・・・（１５）
（Ｂ）２ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_20＝dist_x1_20＋Δ２ ・・・（１６）
Δ１２_x1_21＝dist_x1_21＋Δ２ ・・・（１７）
（Ｃ）３ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_30＝dist_x1_30＋Δ２ ・・・（１８）
Δ１２_x1_31＝dist_x1_31＋Δ２ ・・・（１９）
（Ｄ）４ビット目の合成誤差距離
Δ１２_x1_40＝dist_x1_40＋Δ２ ・・・（２０）
Δ１２_x1_41＝dist_x1_41＋Δ２ ・・・（２１）

メモリ部２８０６は、誤差距離合成部２８０５により合成された送信信号ｘ１及び送信信号ｘ２の合成誤差距離Δ１２を、後述する内デインタリーブ部２８０７において必要となる時間分のデータ量を一時的に記録する（図９の処理フローではこのステップは省略してある。）。

内デインタリーブ部２８０７は、メモリ部２８０６に記録された合成誤差距離Δ１２を読み出し、送信装置１００における符号化部１１０の内インタリーブ部１１５により送信信号に付加された時間インタリーブ、周波数インタリーブ及びビットインタリーブに対してデインタリーブを行い、このデインタリーブに従って合成誤差距離を並び替える。そして、内インタリーブを行う前の信号に戻す（図９の処理フローではこのステップは省略してある。）。

ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、内デインタリーブ部２８０７により内デインタリーブされた、ビットの状態毎の合成誤差距離（１６×８＝１２８個）を入力し、各ビットにおいて、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得る４つのパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）について、該当する合成誤差距離群を選択し、その中から最小値をとる合成誤差距離を選択し、それを各パターンのブランチメトリックとして出力する（ステップＳ９０７）。以下、ブランチメトリックを生成する手法について説明する。

図１２は、１６ＱＡＭで表される送信信号の全候補点と対応番号とを示す図である。図１２において、図１０に示した送信信号の信号点に対応した番号が示されている。

図１３は、１６ＱＡＭで表される４ビット信号における候補点の選択手法について説明する図である。例として、１ビット目の合成誤差距離を選択する手法について説明する。まず、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターンが（ｘ１，ｘ２）＝（０，０）の場合について説明する。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１４）式に示す１ビット目が“０”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“０”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が正となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で１番から８番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この８個の合成誤差距離の中から、最小となるものを選択し、この合成誤差距離を、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が（０，０）の場合のブランチメトリックとする。

また、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，１）の場合について説明する。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１４）式に示す１ビット目が“０”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“１”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が負となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で９番から１６番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この８個の合成誤差距離の中から、最小となるものを選択し、この合成誤差距離を、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が（０，１）の場合のブランチメトリックとする。

また、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（１，０）の場合について説明する。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１５）式に示す１ビット目が“１”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“０”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が正となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で１番から８番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この８個の合成誤差距離の中から、最小となるものを選択し、この合成誤差距離を、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が（１，０）の場合のブランチメトリックとする。

また、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（１，１）の場合について説明する。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１における（１５）式に示す１ビット目が“１”のときの合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）を選択する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この合成誤差距離群（１６個の合成誤差距離）の中から、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が“１”をとる場合の最も確からしい８個の合成誤差距離を選択する。この８個の合成誤差距離は、送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の実数が負となる範囲における距離であり、図１３において、１ビット目の座標上で９番から１６番までの信号点に対応する合成誤差距離が該当する。そして、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この８個の合成誤差距離の中から、最小となるものを選択し、この合成誤差距離を、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の１ビット目が（１，１）の場合のブランチメトリックとする。

同様に、ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、２〜４ビット目のそれぞれにおいて、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２がとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）について、該当する合成誤差距離群を選択し、その中から最小値をとる合成誤差距離を選択し、それを各パターンのブランチメトリックとして出力する。このようにして、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの１ビット目、２ビット目、３ビット目及び４ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）について、ブランチメトリック（誤差距離）が算出される。

ビタビ復号部２８０９は、ビタビブランチメトリック算出部２８０８により算出された、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの１ビット目、２ビット目、３ビット目及び４ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）のブランチメトリックを入力し、トレリスマップに代入してビタビ復号を行う。

図２１は、ビタビ復号部２８０９の処理を説明する図である。図２１において、矢印のパスに対応して表された（１）〜（４）は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの１ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）のブランチメトリックを示す。また、（５）〜（８）は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの２ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）のブランチメトリックを示す。また、（９）〜（１２）は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの３ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）のブランチメトリック（誤差距離）を示す。また、（１３）〜（１６）は、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの４ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）のブランチメトリック（誤差距離）を示す。尚、図２１は図２０に対応している。

つまり、ビタビ復号部２８０９は、図２１に示すように、入力したブランチメトリックをトレリスマップに代入し、このトレリスマップからブランチメトリックで算出される経路毎の誤差距離の総和（パスメトリック）が最小となるパス（最小パス）を特定し、この最小パスに対応するデータ信号（最小パスが示すデータ信号またはトレリス遷移する状態の変化が示すデータ信号）を、ビタビ復号したデータ信号として出力する。

以上、図８のＭＩＭＯ復調部２８０−１の構成について説明した。ここで、図７に示した従来のＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐと、図８に示したＭＩＭＯ復調部２８０−１とを比較する。図１４は、実施例１のＭＩＭＯ復調部２８０−１を、従来のＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐに対応させた場合の構成を示す図である。すなわち、図１４のＭＩＭＯ復調部２８０−１は、図７の従来のＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐにその構成を対応させるために、図８の表現を変えたものである。図１４において、このＭＩＭＯ復調部２８０−１は、ＱＲ分解部２８１１、全変調候補点記録部２８１２、レプリカ信号生成部２８１３、尤度計算部２８１４、内デインタリーブ部２８１５、ブランチメトリック生成部２８１６及びビタビ復号部２８１７を備えている。

ＱＲ分解部２８１１は図８に示したＱＲ分解部２８０１に対応し、全変調候補点記録部２８１２は図８に示した全変調候補点記録部２８０２に対応する。また、レプリカ信号生成部２８１３及び尤度計算部２８１４は、図８に示したｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４及び誤差距離合成部２８０５に対応する。また、内デインタリーブ部２８１５は図８に示したメモリ部２８０６及び内デインタリーブ部２８０７に対応し、ブランチメトリック生成部２８１６は図８に示したビタビブランチメトリック算出部２８０８に対応し、ビタビ復号部２８１７は図８に示したビタビ復号部２８０９に対応する。尚、図１４の各構成部の機能は、図８及び図９により既に説明済みであるので、ここでは説明を省略する。

図１５は、実施例１において、ｍ本の送信アンテナ１０１及びｎ本の受信アンテナ２０１を備えたＭＩＭＯ通信システムに適用した場合の処理を示すフロー図である。すなわち、このフロー図は、図９に示した、２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１を備えたＭＩＭＯ通信システムにおける処理を一般化したものである。以下、図１５の処理について説明する。

このＭＩＭＯ通信システムでは、送信装置１００が、それぞれ１６ＱＡＭにマッピングされたＯＦＤＭ信号の送信信号Ｘ＝［ｘ_１，・・・，ｘ_ｍ］を同一周波数上で、ｍ本の送信アンテナ１０１を介して送信し、受信装置２００が、ＭＩＭＯ伝搬路を経てｎ本の受信アンテナ２０１を介して受信信号Ｙ＝［ｙ_１，・・・ｙ_ｎ］として受信する。

そして、受信装置２００は、パイロットキャリアを用いて送受信アンテナ間の伝搬路行列Ｈを算出し、この伝搬路行列Ｈに対してＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出する（ステップＳ１５０１）。また、この行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、送信信号ｘ_ｍを全候補点Ｓ（多値変数分：１６点）とみなして送信信号ｘ_ｍに対する送信信号ｘ_ｍ−１，・・・ｘ_１の全候補点ｘ’_ｍ−１，・・・，ｘ’_１を演算し、送信信号ｘ_ｍの復調信号と全候補点Ｓとの間の誤差距離Δｍを演算する（ステップＳ１５０２〜ステップＳ１５０４）。また、送信信号ｘ_ｍ−１，・・・ｘ_１の全候補点ｘ’_ｍ−１，・・・，ｘ’_１と、この候補点の表す４ビット信号の順序に従い、１ビット目〜４ビット目の各ビットが“０”及び“１”の値をとり得る場合に各ビットで定められた基準点との間の誤差距離Δｍ−１〜Δ１を算出する（ステップＳ１５０５）。

そして、受信装置２００は、送信信号ｘ_ｍの誤差距離Δｍと、それに対応する（その誤差の１６個の信号点に対応する）送信信号ｘ_ｍ−１，・・・ｘ_１の誤差距離Δｍ−１〜Δ１とを足し合わせ、合成誤差距離ｄＸをビットの状態毎に算出する（ステップＳ１５０６）。また、この合成誤差距離ｄＸについて、各ビットにおいてとり得るパターン（ｘ_１，・・・，ｘ_ｍ）＝（０，・・・，０），（０，・・・，１），・・・，（１，・・・，１）に応じて合成誤差距離群を選択し、その中から最小値をとる合成誤差距離を選択し、それを各パターンのブランチメトリックとして出力する（ステップＳ１５０７）。

以上、図１５の処理について説明したが、これらは図９に示したステップＳ９０１〜ステップＳ９０７にそれぞれ対応するので、具体的な説明及び数式等についてはそちらを参照されたい。

このように、実施例１のＭＩＭＯ復調部２８０−１によれば、ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１が、行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を演算し、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４が、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１と各ビットで定められた基準点との間の誤差距離（送信信号ｘ１の誤差距離Δ１）を算出し、誤差距離合成部２８０５が、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２と送信信号ｘ１の誤差距離Δ１を合成して、１ビット目〜４ビット目の状態毎に合成誤差距離Δ１２を算出し、ビタビブランチメトリック算出部２８０８が、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の候補点ｘ’２の４ビット信号のうちの１ビット目〜４ビット目がそれぞれとり得るパターン（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）のブランチメトリックを算出し、ビタビ復号部２８０９が、このブランチメトリックをトレリスマップに代入してビタビ復号を行い、復号信号を生成するようにした。従来のＭＩＭＯ復調部２８０−Ｐでは２回の尤度計算（誤差距離計算）を行っていたのに対し、ＭＩＭＯ復調部２８０−１は、受信したデータ信号に対して最尤推定方式による処理を行うための尤度計算とビタビ復号を行うための尤度計算とを統一化して、１回の尤度計算で済むようにした。また、復調信号を生成することなくビタビ復号を行うようにした。したがって、ＭＩＭＯ復調における演算量を削減し、復調処理の負荷を低減することができる。また、従来の最尤推定方式とほぼ同等の信号分離性能を実現することができると共に、ハードウェアの実現が容易になる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。実施例１では、送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１（１６個）及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６個）により、ビタビ復号のためのブランチメトリックを算出するようにした。これに対し、実施例２では、１６個の全ての候補点について誤差計算を行うのではなく、１６個のうちの４個の候補点について誤差距離を行うことにより、演算量をさらに削減する。つまり、実施例２は、復調処理の負荷を一層低減するために、送信信号ｘ１の４個の候補点及び送信信号ｘ２の４個の誤差距離により、ビタビ復号のためのブランチメトリックを算出する。

図１６は、本発明の実施の形態による受信装置におけるＭＩＭＯ復調部の構成例（実施例２）を示す図である。また、図１７は、図１６に示すＭＩＭＯ復調部（実施例２）の処理を示すフロー図である。このＭＩＭＯ復調部２８０−２は、図１に示した２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１を備えたＭＩＭＯ通信システムにおいて、図５に示した受信装置２００におけるＭＩＭＯ復調部２８０に相当し、ＱＲ分解部２８０１、全変調候補点記録部２８０２、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４、誤差距離合成部２８０５、メモリ部２８０６、内デインタリーブ部２８０７、ビタビブランチメトリック算出部２８０８及びビタビ復号部２８０９を備えている。

図８に示したＭＩＭＯ復調部２８０−１（実施例１）の構成と図１６に示すＭＩＭＯ復調部２８０−２（実施例２）の構成とを比較すると、両者は、ＱＲ分解部２８０１、全変調候補点記録部２８０２、候補点ｘ１‘誤差距離演算部２８０４、誤差距離合成部２８０５、メモリ部２８０６、内デインタリーブ部２８０７、ビタビブランチメトリック算出部２８０８及びビタビ復号部２８０９において共通するが、ＭＩＭＯ復調部２８０−２は、ＭＩＭＯ復調部２８０−１のｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部２８０３−１とは異なる機能を有するｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２を備えている点で相違する。また、図９に示したＭＩＭＯ復調部２８０−１（実施例１）の処理フローと図１７に示すＭＩＭＯ復調部２８０−２（実施例２）の処理フローとを比較すると、ＭＩＭＯ復調部２８０−２のステップＳ１７０３が、ＭＩＭＯ復調部２８０−１のステップＳ９０３と異なる処理である点において相違する。つまり、ＭＩＭＯ復調部２８０−２が全候補である１６点について演算するのに対し、ＭＩＭＯ復調部２８０−２は、４個の候補点についてのみ演算する点において相違する。

ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、ＱＲ分解部２８０１により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを入力し、まず、式（４）により求められるｘ２（＝ｙ’２／Ｒ_２２）と、送信信号ｘ２の全変調候補点Ｓとの間における誤差距離Δ２を演算し、この送信信号ｘ２の誤差距離Δ２（１６点の誤差距離）のうちの最も小さい誤差距離における候補点を選択し、これを送信信号ｘ２の復調点とする。また、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２の復調点について、送信信号ｘ２の４ビット信号のうちの各ビットが異なるパターンとなる信号点を抽出し、この４個の信号点を候補点Ｓとして、前述した式（５）により、送信信号ｘ１の候補点ｘ’１（４個）を算出する。後述するように、例えば、送信信号ｘ２の復調点が［０，０，１，０］の場合、候補点として［１，０，１，０］［０，１，１，０］［０，０，０，０］［０，０，１，１］が抽出される。

図１８は、送信信号ｘ２の誤差距離Δ２のうち、最も小さい誤差距離の候補点を示す図である。ここでは、最も小さい誤差距離の候補点を［０，０，１，０］とする。図１９は、各ビットにおける候補点の抽出手法について説明する図である。図１９において、送信信号ｘ２の復調点が［０，０，１，０］の場合、候補点として［１，０，１，０］［０，１，１，０］［０，０，０，０］［０，０，１，１］が抽出される。

例えば、ｘ２の１ビット目の値が“０”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２を［０，０，１，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、１ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離をそれぞれ求める（式（６）及び式（７））。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の値［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の１ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２の候補点［１，０，１，０］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、１ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離をそれぞれ求める（式（６）及び式（７））。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［１，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この上記の計算処理により求めた合成誤差距離に対して、（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）の値をとるときのブランチメトリックとして振り分け、ビタビ復号部２８０９は、このブランチメトリックをトレリスマップに代入する。

同様に、送信信号ｘ２の２ビット目の値が“０”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２を［０，０，１，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、２ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（８）及び式（９）)。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の２ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２の候補点［０，１，１，０］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、２ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（８）及び式（９））。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［０，１，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この上記の計算処理により求めた合成誤差距離に対して、（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）の値をとるときのブランチメトリックとして振り分け、ビタビ復号部２８０９は、このブランチメトリックをトレリスマップに代入する。

同様に、送信信号ｘ２の３ビット目の値が“０”の値をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２を［０，０，０，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、３ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１０）及び式（１１）)。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，０，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の３ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、３ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１０）及び式（１１））。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この上記の計算処理により求めた合成誤差距離に対して、（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）の値をとるときのブランチメトリックとして振り分け、ビタビ復号部２８０９は、このブランチメトリックをトレリスマップに代入する。

同様に、送信信号ｘ２の４ビット目の値が“０”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２を［０，０，１，０］としたときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、４ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１２）及び式（１３）)。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と、候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。

また、送信信号ｘ２の４ビット目の値が“１”をとる場合、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，１］を抽出し、このときに対応する送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を式（５）により算出する。候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４は、この候補点ｘ’１に対して、４ビット目が“０”及び“１”の基準点との誤差距離を求める（式（１２）及び式（１３））。誤差距離合成部２８０５は、送信信号ｘ２の候補点［０，０，１，０］に応じた誤差距離Δ２を選択し、この誤差距離Δ２と候補点ｘ’１の誤差距離Δ１とを加算して合成誤差距離を求める。ビタビブランチメトリック算出部２８０８は、この上記の計算処理により求めた合成誤差距離に対して、（ｘ１，ｘ２）＝（０，０），（０，１），（１，０），（１，１）の値をとるときのブランチメトリックとして振り分け、ビタビ復号部２８０９は、このブランチメトリックをトレリスマップに代入する。

このように、実施例２のＭＩＭＯ復調部２８０−２によれば、ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部２８０３−２が、送信信号ｘ２の各ビットの値が“０”及び“１”をとる場合について、それぞれ送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を算出し、候補点ｘ１’誤差距離演算部２８０４が、候補点ｘ’１に対して誤差距離を算出し、誤差距離合成部２８０５が、合成誤差距離を求めるようにした。すなわち、実施例２では、送信信号ｘ２の復調点に対して、ビット毎に異なるパターンの送信信号ｘ１の候補点ｘ’１を選択し、この選択した候補点ｘ’に対してのみ誤差距離を演算し、ブランチメトリックを算出してビタビ復号を行うようにした。これにより、実施例１に比べて、ＭＩＭＯ復調の演算量を一層削減し、復調処理の負荷を一層低減することができる。

尚、実施例１，２では、受信したデータ信号に対して最尤推定方式による処理を行うための尤度計算とビタビ復号を行うための尤度計算とを統一化して、１回の尤度計算によりＭＩＭＯ復調を行うようにした。しかし、ＱＲ分解を行って送信信号ｘ１の候補点ｘ’１及び送信信号ｘ２の誤差距離Δ２を算出しているため、式（５）で用いる行列Ｒの成分が０の場合には、式（５）の分母が０となり値が発散してしまう。また、ＱＲ分解のアルゴリズムにもよるが、４本の受信アンテナ２０１である受信アンテナ＃１〜＃４のうちの第１の受信アンテナ＃１や第２の受信アンテナ＃２において、十分な電力の送信信号ｘ１、送信信号ｘ２のいずれかまたは両方ともを受信することができない場合には、行列Ｒそのものの値が発散する。これらに対応するため、例えば、受信信号レベルの大きな順に受信信号を並び替えたり、送信信号ｘ１と送信信号ｘ２を入れ替えたりして行列Ｑ及び行列Ｒを導出する場合がある。

以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施例１，２では、２本の送信アンテナ１０１及び４本の受信アンテナ２０１により構成された送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ通信システムについて説明したが、これに限定されるものではない。

ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。 送信装置の構成例を示す図である。 符号化部の構成例を示す図である。 内符号化部の構成例を示す図である。 受信装置の構成例を示す図である。 従来のＭＩＭＯ復調部の処理を示すフロー図である。 従来のＭＩＭＯ復調部の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態による受信装置におけるＭＩＭＯ復調部の構成例（実施例１）を示す図である。 実施例１の処理を示すフロー図である。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３に準拠した場合の、１６ＱＡＭで表される送信信号の配置を示す図である。 １６ＱＡＭで表される４ビット信号の分布を示す図である。 １６ＱＡＭで表される送信信号の全候補点と対応番号とを示す図である。 １６ＱＡＭで表される４ビット信号における候補点の選択手法について説明する図である。 実施例１のＭＩＭＯ復調部の構成例（従来の構成に対応させた場合の構成例）を示す図である。 実施例１の処理（送信アンテナ数ｍ、受信アンテナ数ｎの場合の処理）を示すフロー図である。 本発明の実施の形態による受信装置におけるＭＩＭＯ復調部の構成例（実施例２）を示す図である。 実施例２の処理を示すフロー図である。 誤差距離の最も小さいｘ２の候補点を示す図である。 各ビットにおける候補点の抽出手法について説明する図である。 図７における従来のビタビ復号部の処理を説明する図である。 図８におけるビタビ復号部の処理を説明する図である。

符号の説明

１００ 送信装置
１０１ 送信アンテナ
１１０ 符号化部
１１１ エネルギー拡散部
１１２ 外符号化部
１１３ 外インタリーブ部
１１４ 内符号化部
１１５ 内インタリーブ部
１２０ マッピング部
１３０ フレーム構成部
１４０ ＩＦＦＴ部
１５０ ＧＩ信号付加部
１６０ 直交変調部
１７０ ミキサ
１７１ 局部発振器
２００ 受信装置
２０１ 受信アンテナ
２１０ ミキサ
２１１ 局部発振器
２２０ 直交復調部
２３０ シンボル同期検出部
２４０ ＧＩ信号除去部
２５０ ＦＦＴ部
２６０ フレーム分離部
２７０ 伝搬路推定部
２８０ ＭＩＭＯ復調部
２８１ 全変調候補点記録部
２８２ レプリカ信号生成部
２８３ 尤度計算部
２８４ 尤度判定部
２８５ 内デインタリーブ部
２８６ ビタビ復号部
２９０ 復号部
２８０１ ＱＲ分解部
２８０２ 全変調候補点記録部
２８０３−１ ｘ１候補点生成及びｘ２誤差距離演算部
２８０３−２ ｘ１候補点選択及びｘ２誤差距離演算部
２８０４ 候補点ｘ１’誤差距離演算部
２８０５ 誤差距離合成部
２８０６ メモリ部
２８０７ 内デインタリーブ部
２８０８ ビタビブランチメトリック算出部
２８０９ ビタビ復号部
２８１１ ＱＲ分解部
２８１２ 全変調候補点記録部
２８１３ レプリカ信号生成部
２８１４ 尤度計算部
２８１５ 内デインタリーブ部
２８１６ ブランチメトリック生成部
２８１７ ビタビ復号部

Claims (4)

1. 複数の送信アンテナを備えた送信装置と複数の受信アンテナを備えた受信装置により構成されたＭＩＭＯ通信システムに用いる受信装置において、
   複数の送信アンテナのうちの第１の送信アンテナから送信された信号を第１の送信信号とし、複数の送信アンテナのうちの第２の送信アンテナから送信された信号を第２の送信信号とした場合に、
   前記送信アンテナと受信アンテナとの間の伝搬路特性に対しＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出するＱＲ分解部と、
   前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、第２の送信信号を候補点としたときに、第１の送信信号の全候補点を生成する候補点生成部と、
   前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、第２の送信信号と第２の送信信号の全候補点との間の誤差距離を示す、第２の送信信号の誤差距離を演算する第１の候補点誤差距離演算部と、
   前記候補点生成部により生成された第１の送信信号の全候補点と、該第１の送信信号の全候補点の表すビット信号の順序に従って各ビットで定められた基準点との間の誤差距離を示す、第１の送信信号の誤差距離を演算する第２の候補点誤差距離演算部と、
   前記第１の候補点誤差距離演算部により演算された第２の送信信号の誤差距離と、第２の候補点誤差距離演算部により演算された第１の送信信号の誤差距離とを加算し、各ビットの状態毎の合成誤差距離を算出する誤差距離合成部と、
   前記誤差距離合成部により算出された合成誤差距離を用いて、第１の送信信号の各ビット及び第２の送信信号の各ビットがとり得るビットの組み合わせパターンについて、ブランチメトリックを算出するビタビブランチメトリック算出部と、
   前記ビタビブランチメトリック算出部により算出されたブランチメトリックをトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行うビタビ復号部と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   Ｘを送信信号、Ｙを受信信号、Ｒ１１〜Ｒ２２を行列Ｒの要素、Ｓを候補点とした場合に、
   前記候補点生成部は、次の数式１及び２により、第２の送信信号を候補点としたときに、第１の送信信号（ｘ１）の全候補点（ｘ’１）を生成し、
   前記第１の候補点誤差距離演算部は、次の数式１及び２により、第２の送信信号（ｘ２）と第２の送信信号の全候補点（ｙ’２／Ｒ_２２）との間の誤差距離を示す、第２の送信信号の誤差距離（Δ２）を演算することを特徴とする受信装置。
   〔数式１〕
   

   

   〔数式２〕
   

   
3. 請求項１または２に記載の受信装置において、
   前記第２の候補点誤差距離演算部は、変調方式が１６ＱＡＭの場合に、
   （Ａ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの１ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
   dist_x1_10＝abs（abs（Re（x’1）-2）-1）
   dist_x1_11＝abs（abs（Re（x’1）+2）-1）にて演算し、
   （Ｂ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの２ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
   dist_x1_20＝abs（abs（Im（x’1）-2）-1）
   dist_x1_21＝abs（abs（Im（x’1）+2）-1）にて演算し、
   （Ｃ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの３ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
   dist_x1_30＝abs（abs（Re（x’1））-3）
   dist_x1_31＝abs（abs（Re（x’1））-1）にて演算し、
   （Ｄ）送信信号ｘ１の全候補点ｘ’１を表す４ビット信号のうちの４ビット目の信号点と基準点との間の誤差距離を、
   dist_x1_40＝abs（abs（Im（x’1））-3）
   dist_x1_41＝abs（abs（Im（x’1））-1）にて演算することを特徴とする受信装置。
4. 複数の送信アンテナを備えた送信装置と複数の受信アンテナを備えた受信装置により構成されたＭＩＭＯ通信システムに用いる受信装置において、
   複数の送信アンテナのうちの第１の送信アンテナから送信された信号を第１の送信信号とし、複数の送信アンテナのうちの第２の送信アンテナから送信された信号を第２の送信信号とした場合に、
   前記送信アンテナと受信アンテナとの間の伝搬路特性に対しＱＲ分解を行い、行列Ｑ及び行列Ｒを算出するＱＲ分解部と、
   前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、第２の送信信号と第２の送信信号の全候補点との間の誤差距離を示す、第２の送信信号の誤差距離を演算し、該誤差距離が最小となる候補点を選択し、該候補点の各ビットが異なるパターンとなる信号点を選択して、各誤差距離を演算する第１の候補点誤差距離演算部と、
   前記ＱＲ分解部により算出された行列Ｑ及び行列Ｒを用いて、前記第１の候補点誤差距離演算部において選択された第２の送信信号の信号点に基づいて、第１の送信信号の候補点を選択する候補点選択部と、
   前記候補点選択部により選択された第１の送信信号の候補点と、該第１の送信信号の候補点の表すビット信号の順序に従って各ビットで定められた基準点との間の誤差距離を示す、第１の送信信号の誤差距離を演算する第２の候補点誤差距離演算部と、
   前記第１の候補点誤差距離演算部により演算された第２の送信信号の誤差距離と、第２の候補点誤差距離演算部により演算された第１の送信信号の誤差距離とを加算し、各ビットの状態毎の合成誤差距離を算出する誤差距離合成部と、
   前記誤差距離合成部により算出された合成誤差距離を用いて、第１の送信信号の各ビット及び第２の送信信号の各ビットがとり得るビットの組み合わせパターンについて、ブランチメトリックを算出するビタビブランチメトリック算出部と、
   前記ビタビブランチメトリック算出部により算出されたブランチメトリックをトレリスマップに代入し、ビタビ復号を行うビタビ復号部と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。

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