JP6188106B2 - Ｍｉｍｏ受信装置及びｍｉｍｏ受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線伝送システムおよび受信装置に関するものである。

従来、アナログ伝送であった無線伝送装置や伝送システムは、デジタル変調された信号を伝送する技術であるデジタル伝送システムの普及に伴い、より多くの情報量を伝送することが可能となった。
例えば、テレビジョン放送番組素材をデジタル伝送する無線中継伝送装置はＦＰＵ（Field Pickup Unit）と称され、その伝送システムは、一般社団法人電波産業会（ARIB：Association of Radio Industries and Business）の標準規格番号STD-B57で規格化されている（非特許文献２参照。）。
ＦＰＵの送信制御部では誤り訂正符号に畳み込み符号を用いており、畳み込み符号に対応する復号方法として、一般に最尤法に基づいたビタビアルゴリズムによる復号（以下、ビタビ復号と称する）が用いられる。

近年、所要伝送レートの増加に伴い、送信機と受信機に複数のアンテナを用いて、伝送レートを向上させる信号処理技術としてＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）がある。
ＭＩＭＯは送信データ（ストリーム）を複数の信号（サブストリーム）に分割し、サブストリームを複数のアンテナから同時に送信させ、複数の受信アンテナに受信させている。各アンテナで受信された信号は、それぞれの送信アンテナからのサブストリームが互いに干渉しているが、サブストリームを分離検出することで伝送レートの増加を実現している。

ＦＰＵにおいてもＭＩＭＯ伝送システムを採用しており、ARIB STD-B57では１本の送信アンテナと１本の受信アンテナで構成されるＳＩＳＯ（Single Input Single Output）と、２本の送信アンテナと２本の受信アンテナで構成される２×２ＭＩＭＯが規定されている。
ＭＩＭＯ伝送システムは、各サブストリーム間の空間相関が高くなると、受信機側での分離検出は困難になるため、その伝送特性は空間相関の影響を大きく受ける。
空間相関を低減させる手段として、送信側でアンテナ間隔を離す必要があることが知られているが、ＦＰＵは中継車のアンテナ設置場所に限りがあり、空間相関が高い状況下での運用が求められる。

近年、空間相関が高い状況下でもＭＩＭＯの復号性能を向上させる信号処理技術として、ターボ等化信号処理が注目されている。ターボ等化信号処理とは、等化器の役割を果たすデマッパと復号器をデインタリーバとインタリーバを介して接続し、復号器の復号結果より得られる外部情報をデマッパへの事前情報としてフィードバックさせる処理を繰り返すことにより、干渉成分を除去することで復号性能を向上させる手法である。
具体的に、ＭＩＭＯでは現実的なターボ等化信号処理の実現方法としてＳＣ／ＭＭＳＥ（Soft Canceller followed by Minimum Mean Square Error filter）アルゴリズムが提案されている。ＳＣ／ＭＭＳＥアルゴリズムは、復号器に入力される受信ビットＬＬＲ(対数尤度比：Logarithm of Likelihood Ratio)を、誤り訂正復号処理された符号化ビットＬＬＲから減算することで得られる復号器の外部ＬＬＲに対してインタリーブ処理し、インタリーブ処理された外部ＬＬＲから軟推定値を作成してデマッパに出力する。
デマッパでは、入力された軟推定値を用いて干渉成分のレプリカを生成し、受信信号から減算後、残りの干渉成分をＭＭＳＥフィルタで除去させることにより、復号性能の向上を図っている。このアルゴリズムを実現するには、軟推定値を作成するための外部ＬＬＲが独立である必要があり、インタリーブ長が十分に長くてランダムなインタリーバが求められる。

ターボ等化信号処理では、軟入力軟出力の復号器を用いる必要があり、復号法として最大事後確率（ＭＡＰ：Maximum A posteriori Possibility）復号やＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）復号などが例として挙げられる。
特に、ＭＡＰ復号を実現するアルゴリズムとして、ＢＣＪＲアルゴリズムによる復号（以下、ＢＣＪＲ復号と称する）が知られている。
実際には、ＢＣＪＲアルゴリズムをそのまま適用すると計算量が膨大となり現実的ではないため、一般的にはＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号を用いる。

ここでは、ＢＣＪＲアルゴリズムに基づいたＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号について説明する。（非特許文献１等参照。） 畳み込み符号器に対応するトレリス線図において、状態遷移確率をγ、前向きメトリックをα、後ろ向きメトリックをβ、復号ビット系列長をＬ、復号ビット系列番号をｌ（小文字のＬ）、トレリス線図における遷移元内部状態をＳ’、遷移先内部状態をＳ、内部状態Ｓの畳み込み符号器出力をνとすると、各計算は以下の数式で表される。

ターボ等化信号処理を用いるためにＢＣＪＲ復号を選択した場合、復号処理を行うためのフレーミングを行い、トレリス線図の始点ｌ＝０と終点ｌ＝Ｌを決定すると共に、始点ｌ＝０の内部状態Ｓ_０と終点ｌ＝Ｌの内部状態Ｓ_Ｌを事前知識として知る必要がある。一般的には、内部状態を特定するためにテイルバイティング処理などの終端処理を施す。
しかしながら、ARIB STD-B57で規格されるＦＰＵでは終端処理を行わないため、始点と終点の内部状態が不定である。従って、始点と終点で生き残りパスを選択した時に曖昧さが発生し、始点付近と終点付近の復号時に誤りが発生しやすく、ビット誤り率特性は劣化してしまう。
このような終端処理が施されない無線伝送装置や伝送システムの復号方法として、スライディング窓復号が提案されている。（特許文献１等参照。） スライディング窓復号では、始点をｌ＝０、終点をｌ＝Ｌと定義する窓の長さがＬの復号ビット系列に対して、まずトレリス学習期間Ｋを定義し、ｌ＝−Ｋからｌ＝０まで前向きメトリックα、ｌ＝Ｌ＋Ｋからｌ＝Ｌまでの後ろ向きメトリックβを算出し、ｌ＝０の内部状態Ｓ_０とｌ＝Ｌの内部状態のＳ_Ｌを特定する。特定した内部状態を用いて、ｌ＝０からｌ＝ＬまでＢＣＪＲ復号処理を行う。従って、Ｋはｌ＝０とｌ＝Ｌの内部状態を特定できるような長さに設定する。
スライディング窓復号を用いることによって、終端処理が施されない無線伝送システムや装置においてもＢＣＪＲ復号の復号性能の劣化を低減し、実装することが可能となる。

次に課題としては、送信側で終端処理を施さず、かつ、誤り訂正の向上を図るために処理単位がフレーム間に跨り、並び替え方がランダムなインタリーバを備えた伝送システムにターボ等化信号処理を適用する場合、軟推定値作成時のビット情報の欠落がある。
例えば、ARIB STD-B57に準拠したＦＰＵでは、ＯＦＤＭシンボル間に跨るビット単位の並び替えを行うビットインタリーバと、各送信アンテナの送信信号に異なるパターンでサブキャリア単位の並び替えを行う周波数インタリーバを組み合わせることで、ランダムな並び替えを実現している。以下、説明の簡単化のため、ＦＰＵの空間多重方式ＭＩＭＯ伝送システムの一例について説明する。

まず、ＦＰＵの送信機における処理の流れについて図３で説明する。
ＦＰＵの送信機の処理のブロック図を示す図３において、３０１は誤り訂正符号部、１１３はビットインタリーバ、１１５−１は送信信号1に対応する周波数インタリーバ１部、１１５−２は送信信号２に対応する周波数インタリーバ２部、３０２はマッパ、３０３−１は送信信号１に対応する処理ブロック（３０４−１はＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部、３０５−１はＤ／Ａ（Digital to Analog Converter）、３０６−１は直交変調部）、３０３−２は送信信号２に対応する処理ブロック（３０４−２はＩＦＦＴ部、３０５−２はＤ／Ａ、３０６−２は直交変調部）、３０７−１は送信アンテナ１、３０７−２は送信アンテナ２である。

送信ビット系列は、誤り訂正符号部３０１に入力され、畳み込み符号による誤り訂正符号化処理を施される。ＦＰＵでは拘束長７、符号化率１／２を原符号とするパンクチュアード畳み込み符号を用いる。誤り訂正符号化と共に、パンクチュアー化パターンに応じて、送信アンテナ１（３０７−１）から送信される送信信号１と送信アンテナ２（３０７−２）から送信される送信信号２に系統振り分けされ、ビットインタリーバ１１３に入力される。

ビットインタリーバ１１３入力時から後に示す周波数インタリーバ１１５−１、１１５−２出力後のビット系列を図９に示す。
ビットインタリーバ１１３では、多値変調を用いる場合、サブキャリア変調方式に応じたビット単位のインタリーブを行う。入力信号をｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，・・・と定義した時、サブキャリア変調方式がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）では、図４に示すように入力信号をＳ／Ｐ（Serial to Parallel）変換１部で２ビット化し、１２０ビット遅延素子４０２をｂ１，ｂ３，ｂ５に挿入してビットインタリーブされて出力される。

サブキャリア変調方式が８ＰＳＫ（Phase Shift Keying）では、図５に示すように入力信号をＳ／Ｐ変換２部５０１で３ビット化し、６０ビット遅延素子５０２をｂ１，ｂ４、１２０ビット遅延素子４０２をｂ２，ｂ５に挿入してビットインタリーブされた信号が出力される。
サブキャリア変調方式が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）では、図６に示すように入力信号をＳ／Ｐ変換３部６０１で４ビット化し、４０ビット遅延素子６０２をｂ１，ｂ５、８０ビット遅延素子６０３をｂ２、１２０ビット遅延素子４０２をｂ３に挿入してビットインタリーブされた信号が出力される。サブキャリア変調方式が３２ＱＡＭでは、図７に示すように入力信号をＳ／Ｐ変換４部７０１で５ビット化し、３０ビット遅延素子７０２をｂ１、６０ビット遅延素子６０２をｂ２、９０ビット遅延素子７０３をｂ３、１２０ビット遅延素子４０２をｂ４に挿入してビットインタリーブされた信号が出力される。

サブキャリア変調方式が６４ＱＡＭでは、図８に示すように入力信号をＳ／Ｐ変換５部で６ビット化し、２４ビット遅延素子８０２をｂ１、４８ビット遅延素子８０３をｂ２、７２ビット遅延素子８０４をｂ３、９６ビット遅延素子８０５をｂ４、１２０ビット遅延素子４０２をｂ５に挿入してビットインタリーブされた信号が出力される。
従って、多値変調時はサブキャリア変調方式を問わず、ビットインタリーブ時に１２０ビット遅延素子４０２が挿入されるため、送受信で最大１２０キャリアシンボルの遅延が生じることにより、Ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのビット系列の一部は遅延素子によって、遅延されたビットが含まれる。インタリーブ時にフレーム間を跨いで遅延されるビットの最大遅延長をＭ’と定義する。ＦＰＵの場合はＭ’＝１２０である。

図９（ｉ）に示すように、ビットインタリーバ入力前（図９（ｉ））の信号をｂ０〜ｂＬ−１とする（Ｌは１変調シンボルに割り当てるビット数がＱ、ＯＦＤＭシンボルのデータサブキャリア数がＬ’である時、Ｌ＝ＱＬ’の関係より得られる）。
ここでは一例として、図６で示しているサブキャリア変調方式が１６ＱＡＭ時のビットインタリーブを想定しており、Symbol Indexは０〜３のＱ＝４ビット単位である。
図６より、入力信号をＳ／Ｐ変換３部６０１で４ビット化した後（図９（ii））、Symbol Indexが１の時は遅延素子６０２を用いて４０ビット遅延、２の時は遅延素子６０３を用いて８０ビット遅延、３の時は遅延素子４０２を用いて１２０ビット遅延をさせて出力される（図９（iii））。
図９（iii）で示される斜線部は、ビットインタリーブ時の遅延挿入により混在したｂ０より過去のビットを表しており、本例ではSymbol Indexが１の時は４０ビット、２の時は８０ビット、３の時は１２０ビットが含まれる。

ビットインタリーバ１１３から出力された信号は、周波数インタリーバ１１５−１、１１５−２に入力される。周波数インタリーバ１１５−１、１１５−２では図９（iv）に示すように、入力されたビット系列によって構成されるＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアを予め決められた順序で並び替える。周波数インタリーブの処理単位はＯＦＤＭシンボル内のデータサブキャリア本数と等しく、このインタリーブ処理単位長はＬ’となる。この長さＬ’の範囲内で並び替えが行われる。

これらの一連のインタリーブ処理されたビット系列は、マッパ３０２に入力され、サブキャリア変調方式に応じたシンボルにマッピング処理が施される。
マッピング処理されたビット系列は、ＩＦＦＴ部３０４−１、３０４−２で逆高速フーリエ変換処理され、時間軸信号へと変換される。この時間軸信号をＤ／Ａ３０５−１，３０５−２でデジタル信号からアナログ信号へと変換し、直交変調部３０６−１、３０６−２で直交変調を施した後、送信信号１は送信アンテナ３０７−１、送信信号２は３０７−２からそれぞれ送信される。
従って、ビットインタリーバの遅延素子によって、Ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのビット系列の一部は、ｂ０より過去のビットが含まれ、ｂ０〜ｂＬ−１の一部はＮ＋１番目のＯＦＤＭシンボルのビット系列に含まれる。
ＦＰＵは上記で示した送信機構成によって規定されるため、復号部でｂ０〜ｂＬ−１を揃えるには、Ｎ＋１番目のＯＦＤＭシンボルを待つ必要があり、その待ち時間は復号ビット系列長Ｌで規定される。ＦＰＵにスライディング窓復号を用いることで、ビット情報の欠落を回避した状態でＢＣＪＲ復号が可能となる。

下記に従来構成として、ＦＰＵの受信機にトレリス学習期間がＫであるスライディング窓復号、ＢＣＪＲ復号、及びＳＣ／ＭＭＳＥアルゴリズムに従うターボ等化処理を実装した時の流れについて示す。
従来構成の受信制御部の処理を説明するブロック図の図２において、１０１−１は受信アンテナ１、１０１−２は受信アンテナ２、１０２−１は受信信号１に対する処理ブロック（１０３−１は直交検波部、１０４−１はＡ／Ｄ（Analog to Digital Converter）、１０５−１はＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部）、１０２−２は受信信号２に対する処理ブロック（１０３−２は直交検波部、１０４−２はＡ／Ｄ、１０５−２はＦＦＴ）、１０６はデマッパ、１０７−１は周波数インタリーバ１１５−１に対応する周波数デインタリーバ１、同様に１０７−２は周波数インタリーバ１１５−２に対応する周波数デインタリーバ２、１０８はビットデインタリーバ、１０９はフレームバッファ、１１１はＢＣＪＲ復号部、１１２は硬判定部、２０１は復号データ抽出２部である。

受信アンテナ１０１−１と１０１−２に受信された受信信号は、Ａ／Ｄ１０４−１，１０４−２でアナログからデジタルサンプル系列へ変換され、シンボル間干渉が生じないようなタイミングで有効シンボル長のＦＦＴ時間窓が設けられる。
ＦＦＴ時間窓内の時間軸データは、ＦＦＴ部１０５−１，１０５−２で高速フーリエ変換処理され、周波数軸信号へ変換される。
デマッパ１０６ではまずソフトキャンセラ処理としてインタリーブ処理された復号器出力の外部ＬＬＲから軟推定値を作成する。得られた軟推定値より受信アンテナ１（１０１−１）と受信アンテナ２（１０１−２）の受信信号に対応する干渉レプリカを生成し、各受信信号から干渉レプリカをそれぞれ減算する。但し、繰り返し処理前は干渉レプリカに対する事前情報がないため、減算しない。干渉成分を差し引いた信号はＭＭＳＥフィルタに入力され、各送信アンテナからの送信信号を空間的にフィルタリングすることで分離検出される。分離検出された信号より、シンボルにおける受信ビットＬＬＲを算出する。

受信ビットＬＬＲに関するビット系列は、送信アンテナ１から送信された信号に対応する受信ビットＬＬＲが周波数デインタリーバ１０７−１、送信アンテナ２から送信された信号に対応する受信ビットＬＬＲが周波数デインタリーバ１０７−２に入力される。
周波数デインタリーバ１０７−１は、周波数インタリーバ１１５−１で並び替えたサブキャリアの順序を、周波数デインタリーバ１０７−２は、周波数インタリーバ１１５−２で並び替えたサブキャリアの順序を元の順序に再度並び替える。この時、デインタリーブ処理単位は周波数インタリーバと同様にＬ’で規定される。周波数デインタリーブ後のビット系列をビットデインタリーバ１０８に出力する。

ビットデインタリーバ１０８に入力されたビット系列は、ビットインタリーバ１１３で各サブキャリア変調方式に応じて挿入した遅延を取り除いた後にＰ／Ｓ（Parallel to Serial）変換処理を施し、フレームバッファ１０９へ出力される。
フレームバッファ１０９には、一連のデインタリーブ処理された受信ビットＬＬＲに関するビット系列が長さＬ毎に格納される。

従来構成での復号部入力からターボループでの周波数インタリーバ入力までのビット系列の処理イメージを図１０に示す。
復号処理を行うＮ番目のＯＦＤＭシンボルの始点をｌ＝（Ｎ−１）Ｌ、終点をｌ＝ＮＬと定義した時、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｋからｌ＝ＮＬ＋Ｋまでの復号ビット系列をフレームバッファ１０９から復号データ抽出２部を用いて抽出し、ＢＣＪＲ復号部１１１に入力させる（図１０（i））。

ＢＣＪＲ復号部１１１に入力されたｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｋからｌ＝（Ｎ−１）Ｌまでのトレリス学習期間Ｋの受信ビットＬＬＲから数式１〜２を用いて、遷移状態確率γと前向きメトリックαを算出し、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌの内部状態を特定する。
同様に、ｌ＝ＮＬ＋Ｋからｌ＝ＮＬまでのトレリス学習期間Ｋの受信ビットＬＬＲから数式１と３を用いて、遷移状態確率γと後ろ向きメトリックβを算出し、ｌ＝ＮＬの内部状態を確定する。
上記処理より得られたｌ＝（Ｎ−１）Ｌの内部状態とｌ＝ＮＬの内部状態より、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌからｌ＝ＮＬまでのビット系列に対する遷移状態確率γ、前向きメトリックα、後ろ向きメトリックβを数式１〜３を用いて算出する。
ＢＣＪＲ復号部１１１では得られた遷移状態確率γ、前向きメトリックα、後ろ向きメトリックβより数式４〜６を用いてｌ＝（Ｎ−１）Ｌからｌ＝ＮＬまでの復号を行い、復号ビットＬＬＲと符号化ビットＬＬＲを算出し、出力する（図１０（ii））。
得られたｌ＝（Ｎ−１）Ｌからｌ＝ＮＬまでの長さＬの符号化ビットＬＬＲから、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌからｌ＝ＮＬまでの長さＬのＢＣＪＲ復号部１１１入力の事前ＬＬＲを減算し、ＢＣＪＲ復号部１１１出力の外部ＬＬＲを算出する。

ＢＣＪＲ復号部１１１出力の外部ＬＬＲをビットインタリーバ１１３に入力する。ビットインタリーバ１１３では、送信機側と同様に、ビット単位でＳ／Ｐ変換後、サブキャリア変調方式に応じて遅延素子による畳み込みインタリーブ処理を施されて出力される（図１０（iii））。この時、遅延素子により、最大Ｍ’＝１２０キャリアシンボルの遅延が生じるため、ビットインタリーバ出力時（図１０（iii））、（１）と（３）がＮ番目のＯＦＤＭシンボルの外部ＬＬＲに関するビット系列、（２）がＮ−１番目のＯＦＤＭシンボルの外部ＬＬＲに関するビット系列として並び替わる。

送信アンテナ１からの送信信号に対応する外部ＬＬＲは周波数インタリーバ１１５−１、送信アンテナ２からの送信信号に対応する外部ＬＬＲは周波数インタリーバ１１５−２に入力させる。各周波数インタリーバでは入力されたビット系列によって構成されるＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアを予め決められた順序で並び替える。この時、周波数インタリーバ１１５−１と周波数インタリーバ１１５−２で異なるパターンで並び替えを行い、出力される。周波数インタリーブの処理単位はＬ’であり、長さＬ’の範囲内で並び替えが行われるため、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ’からｌ＝ＮＬ’のビット系列である（１）と（２）が対象となる。

一連のインタリーブ処理された外部ＬＬＲのビット系列をデマッパ１０６に入力し、外部ＬＬＲとサブキャリア変調方式で取り得るマッピング点より、軟推定値を算出する。この軟推定値から受信アンテナ1に対応する受信信号１の干渉レプリカと、受信アンテナ２に対応する受信信号２の干渉レプリカを生成し、各受信信号からそれぞれ干渉レプリカを減算し、ＳＣ（Soft Cancel）を行う。
従って、Ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの復号結果から軟推定値を作成する際、周波数インタリーバ入力時（図１０（iv））に（１）と（２）のビット系列が必要となるが、（２）はＮ−１番目のＯＦＤＭシンボルのビット系列であるため、従来構成ではビット情報の欠落が生じる。ビット情報の欠落による不完全な軟推定値による干渉除去が行われるため、復号性能は劣化してしまう。

他の先行技術文献としては、特表２００２−５３３９９１号公報（特許文献２）等が挙げられる。

特許３７４１６１６号公報（特開２００１−２６７９３６号公報） 特表２００２−５３３９９１号公報

特許庁：技術資料集（分類）２−４−１ 周辺要素技術／誤り制御技術／誤り訂正技術 (参照 2014-07-14) 1.2GHz／2.3GHz帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形OFDM方式デジタル無線伝送システム、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ５７、一般社団法人電波産業会

前述の従来技術には、送信側で終端処理を施さず、かつ、誤り訂正の向上を図るために処理単位がフレーム間に跨り、並び替え方がランダムなインタリーバを備えた伝送システムにターボ等化信号処理を適用する場合、軟推定値作成時のビット情報の欠落が課題となる。
本発明は、誤り訂正符号部において、終端処理が行われず、かつ、フレーム間に跨るインタリーブ処理が用いられた無線伝送装置および無線伝送システムにおいて、ビット情報の欠落を回避した軟推定値を作成し、ターボ等化処理を実現することを目的とする。

本発明の無線伝送システムは、送信装置と受信装置を有する無線伝送システムであって、送信装置は誤り訂正符号化手段と、フレーム間を跨ぐ並び替えを行う第一のインタリーブ手段と、フレーム内で並び替えを行う第二のインタリーブ手段と、第一のインタリーブ手段と第二のインタリーブ手段によって並び替えられたデータに対してデジタル変調する手段を備え、受信装置は受信信号を検波する手段と、受信ビット対数尤度比を算出するデマッパ手段と、受信ビット対数尤度比に対して第二のインタリーブ手段によって並び替えられデータの順序を元の順序に再度並び替える第二のデインタリーブ手段と、デインタリーブ手段によって元の順序に並び替えられた受信ビット対数尤度比をフレームバッファに記憶する手段と、所定期間のデータを抽出する周波数インタリーバデータ抽出部と、復号部と、硬判定部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線伝送システムは、上述の無線伝送システムであって、デマッパ手段は復号器部出力の外部対数尤度比に対して、フレーム間を跨ぐ並び替えを行う第一のインタリーブ手段と、フレーム内で並び替えを行う第二のインタリーブ手段と、インタリーブ出力をデマッパの事前情報として入力する手段と、当該事前情報に基づいて干渉成分を除去することを特徴とする。

また、本発明の無線伝送システムは、上述の無線伝送システムであって、さらに最大事後確率復号手段を有することを特徴とする。

また、本発明の無線伝送システムは、上述の無線伝送システムであって、硬判定部は入力された情報ビット対数尤度比に対して硬判定処理を行うことを特徴とする。

さらに、本発明の受信装置は、受信信号を検波する手段と、受信ビット対数尤度比を算出するデマッパ手段と、受信ビット対数尤度比に対して第二のインタリーブ手段によって並び替えられデータの順序を元の順序に再度並び替える第二のデインタリーブ手段と、デインタリーブ手段によって元の順序に並び替えられた受信ビット対数尤度比をフレームバッファに記憶する手段と、所定期間のデータを抽出する周波数インタリーバデータ抽出部と、復号部と、硬判定部とを有することを特徴とする。

本発明によれば、送信制御部で終端処理を施さず、かつ、フレーム間に跨るインタリーブ処理を施すデジタル伝送システム及び装置においても、ターボ等化処理のためにＢＣＪＲ復号を用いた場合の復号性能の劣化を低減することができる。

本発明での実施形態である一実施例の受信装置の構成例を説明するブロック図である。 受信装置の従来構成を説明するブロック図である。 ARIB STD-B57規格における送信装置の構成例を説明するブロック図である。 ARIB STD-B57規格におけるサブキャリア変調方式がＱＰＳＫ時のビットインタリーブ構成を示す図である。 ARIB STD-B57規格におけるサブキャリア変調方式が８ＰＳＫ時のビットインタリーブ構成を示す図である。 ARIB STD-B57規格におけるサブキャリア変調方式が１６ＱＡＭ時のビットインタリーブ構成を示す図である。 ARIB STD-B57規格におけるサブキャリア変調方式が３２ＱＡＭ時のビットインタリーブ構成を示す図である。 ARIB STD-B57規格におけるサブキャリア変調方式が６４ＱＡＭ時のビットインタリーブ構成を示す図である。 ARIB STD-B57規格におけるビットインタリーバ入力前から周波数インタリーバ出力後までのビット系列を説明するための図である。 従来構成でのターボループ時の復号部入力から周波数インタリーバ入力前までのビット系列を説明するための図である。 本発明での実施形態である一実施例の構成での復号部入力から周波数インタリーバ入力前までのビット系列を説明するための図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
本発明の第１実施例として、フレーム間を跨ぐ並び替えを行うインタリーバとフレーム内で並び替えを行うランダムなインタリーバを備えた伝送システムの受信制御部にＢＣＪＲ復号を用いたターボ信号処理を適用する場合を説明する。
例えば、ARIB STD-B57に準拠したＦＰＵでは、ＯＦＤＭシンボル間に跨るビット単位の並び替えを行うビットインタリーバと、各送信アンテナの送信信号に異なるパターンでサブキャリア単位の並び替えを行う周波数インタリーバを組み合わせることで、ランダムな並び替えを実現している。以下、説明の簡単化のため、従来構成と同様にＦＰＵの空間多重方式ＭＩＭＯ伝送システムを例に取り、説明する。

本発明における受信機側の処理の流れについて図１を用いて説明する。
図１は本発明での実施形態である一実施例の受信装置の構成例を説明するブロック図である。
図1において、１０１−１は受信アンテナ１、１０１−２は受信アンテナ２、１０２−１は受信信号１に対する処理ブロック（１０３−１は直交検波部、１０４−１はＡ／Ｄ（Analog to Digital Converter）、１０５−１はＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部）、１０２−２は受信信号２に対する処理ブロック（１０３−２は直交検波部、１０４−２はＡ／Ｄ、１０５−２はＦＦＴ）、１０６はデマッパ、１０７−１は周波数インタリーバ１１５−１に対応する周波数デインタリーバ１、同様に１０７−２は周波数インタリーバ１１５−２に対応する周波数デインタリーバ２、１０８はビットインタリーバ、１０９はフレームバッファ、１１０は復号データ抽出１部、１１１はＢＣＪＲ復号部、１１２は硬判定部、１１４は周波数インタリーバデータ抽出部である。

受信アンテナ１０１−１と受信アンテナ１０１−２に受信された受信信号は、Ａ／Ｄ１０４−１、Ａ／Ｄ１０４−２でアナログからデジタルサンプル系列へ変換され、シンボル間干渉が生じないようなタイミングで有効シンボル長のＦＦＴ時間窓が設けられる。
ＦＦＴ時間窓内の時間軸データは、ＦＦＴ部１０５−１、ＦＦＴ部１０５−２で高速フーリエ変換処理され、周波数軸信号へ変換される。

デマッパ１０６は、まずソフトキャンセラ処理としてインタリーブ処理された復号器出力の外部ＬＬＲから軟推定値を作成する。得られた軟推定値より受信アンテナ１０１−１と受信アンテナ１０１−２の受信信号に対応する干渉レプリカを生成し、各受信信号から干渉レプリカをそれぞれ減算する。但し、繰り返し処理前は干渉レプリカに対する事前情報がないため、減算しない。干渉成分を差し引いた信号はＭＭＳＥフィルタに入力され、各送信アンテナからの送信信号を空間的にフィルタリングする。分離検出された信号より、シンボルにおける受信ビットＬＬＲを算出する。

受信ビットＬＬＲに関するビット系列は、送信アンテナ１（３０７−１）から送信された信号に対応する受信ビットＬＬＲが周波数デインタリーバ１０７−１、送信アンテナ２（３０７−２）から送信された信号に対応する受信ビットＬＬＲが周波数デインタリーバ１０７−２に入力される。
周波数デインタリーバ１０７−１は、周波数インタリーバ１１５−１で並び替えたサブキャリアの順序を、周波数デインタリーバ１０７−２は、周波数インタリーバ１１５−２で並び替えたサブキャリアの順序を元の順序に再度並び替える。この時、インタリーブ処理単位は周波数インタリーバと同様にＬ’で規定される。周波数デインタリーブ後のビット系列をビットデインタリーバ１０８に出力する。

ビットデインタリーバ１０８に入力されたビット系列は、ビットインタリーバ１１３で各サブキャリア変調方式に応じて挿入した遅延を取り除いた後にＰ／Ｓ変換処理を施し、フレームバッファ１０９へ出力される。
フレームバッファ１０９には、一連のデインタリーブ処理された受信ビットＬＬＲに関するビット系列がビット系列長Ｌ毎に格納される。

次に、本発明の一実施例における復号部入力からターボループでの周波数インタリーバ入力までのビット系列の処理イメージを図１１に示す。
図１１は本発明での実施形態である一実施例の構成での復号部入力から周波数インタリーバ入力前までのビット系列を説明するための図である。
復号処理を行うＮ番目のＯＦＤＭシンボルの始点をｌ＝（Ｎ−１）Ｌ、終点をｌ＝ＮＬと定義した時、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−（Ｋ＋Ｍ）からｌ＝ＮＬ＋Ｋまでのビット系列をフレームバッファ１０９から復号データ抽出１部１１０を用いて抽出し、ＢＣＪＲ復号部１１１に入力させる（図１１（ｉ））。この時、Ｋをトレリス学習期間、Ｍ’をフレーム間に跨るインタリーブによって遅延されたビット系列長の最大値、Ｑを１変調シンボルに割り当てるビット数とした時、Ｍ＝Ｍ’Ｑである。

ＢＣＪＲ復号部１１１に入力されたｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−（Ｋ＋Ｍ）からｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍまでのトレリス学習期間Ｋの受信ビットＬＬＲに基づき、遷移状態確率γと前向きメトリックαを算出し、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍの内部状態を確定する。
同様に、ｌ＝ＮＬ＋Ｋからｌ＝ＮＬまでのトレリス学習期間Ｋの受信ビットＬＬＲに基づき、遷移状態確率γと後ろ向きメトリックβを算出し、ｌ＝ＮＬの内部状態を確定する。

上記処理より得られたｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍの内部状態とｌ＝ＮＬの内部状態を用いて、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでのビット系列に対する遷移状態確率γ、前向きメトリックα、後ろ向きメトリックβを算出する。ＢＣＪＲ復号部１１１では得られたγ、α、βより数式４〜６を用いてｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの復号を行い、復号ビットＬＬＲと符号化ビットＬＬＲを算出し、出力する（図１１ (ii)）。
得られたｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの長さＬ＋Ｍの符号化ビットＬＬＲから、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの長さＬ＋ＭのＢＣＪＲ復号部１１１入力の事前ＬＬＲを減算し、ＢＣＪＲ復号部１１１出力の外部ＬＬＲを算出する。

ＢＣＪＲ復号部１１１出力の外部ＬＬＲをビットインタリーバ１１３に入力する。ビットインタリーバ１１３では、送信側と同様に、ビット単位でＳ／Ｐ変換後、サブキャリア変調方式に応じて遅延素子による畳み込みインタリーブ処理を施されて出力される（図１１(iii)）。この時、１２０ビット遅延素子４０２により、最大Ｍ’＝１２０キャリアシンボルの遅延が生じる。

ビットインタリーブ処理された外部ＬＬＲは、周波数インタリーバデータ抽出部１１４でｌ＝（Ｎ−１）Ｌ’からｌ＝ＮＬ’までのデータを抽出することで、図１０（iv）で説明したようなビット情報の欠落が生じることはない（図１１（iv））。
送信アンテナ１（３０７−１）からの送信信号に対応する外部ＬＬＲは周波数インタリーバ１１５−１、送信アンテナ２（３０７−２）からの送信信号に対応する外部ＬＬＲは周波数インタリーバ１１５−２に入力させる。各周波数インタリーバでは入力されたビット系列によって構成されるＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアを予め決められた順序で並び替える。この時、周波数インタリーバ１１５−１と周波数インタリーバ１１５−２で異なるパターンで並び替えを行い、出力される。周波数インタリーブの処理単位はＬ’であり、ＯＦＤＭシンボル内のデータサブキャリアの本数に相当する。この長さＬ’の範囲内で並び替えが行われる。

一連のインタリーブ処理された外部ＬＬＲのビット系列をデマッパ１０６に入力し、外部ＬＬＲとサブキャリア変調方式で取り得るマッピング点より、軟推定値を算出する。この軟推定値から受信アンテナ１（１０１−１）に対応する受信信号１の干渉レプリカと、受信アンテナ２（１０１−２）に対応する受信信号２の干渉レプリカを生成し、各受信信号からそれぞれ干渉レプリカを減算する。

以上の処理がターボ等化信号処理の一巡処理であり、この処理を複数回繰り返すことで、復号性能の向上を実現することが可能となる。繰り返す回数は所定回数Ｔあるいは、復号性能が所定の性能を満たすまで行う最大事後確率復号手段によって得られた情報ビットＬＬＲを硬判定部１１２にて最終的な復号結果を得る。

以上の説明した実施例により、スライディング窓復号単位を延ばすことで、フレーム間を跨るインタリーブ処理を施すデジタル伝送システム及び装置においても、ターボ等化処理のためにビット情報の欠落を回避した軟推定値を作成し、復号性能の劣化を低減することが実現できる。

上述の一実施例として、空間多重方式ＭＩＭＯ伝送システムのＦＰＵを用いて説明したが、シングルキャリアのＩＳＩ（符号間干渉）に関するターボ等化信号処理においても、本発明を用いることができる。

本発明の実施形態である無線伝送システムは、送信制御部で終端処理を施さず、かつ、フレーム間に跨るインタリーブ処理を施すデジタル伝送システム及び装置においても、ターボ等化処理のためにＢＣＪＲ復号を用いた場合の復号性能の劣化を低減することができる。

以上本発明について詳細に説明したが、本発明は、ここに記載された無線伝送システムに限定されるものではなく、上記以外の無線伝送システムに広く適用することができることは言うまでもない。

１０１−１，２：受信アンテナ、１０３−１，２：直交検波部、１０４−１，２：Ａ／Ｄ、１０５−１，２：ＦＦＴ部、１０６：デマッパ、１０７−１，２：周波数デインタリーバ、１０８：ビットデインタリーバ、１０９：フレームバッファ、１１０：復号データ抽出１部、１１１：ＢＣＪＲ復号部、１１２：硬判定部、１１３：ビットインタリーバ、１１４：周波数インタリーバデータ抽出部、１１５−１，２：周波数インタリーバ、２０１：復号データ抽出２部、３０１：誤り訂正符号部、３０２：マッパ、３０４−１，２：ＩＦＦＴ部、３０５−１，２：Ｄ／Ａ、３０６−１，２：直交変調部、３０７−１，２：送信アンテナ、４０１：Ｓ／Ｐ変換１部、４０２：１２０ビット遅延素子、５０１：Ｓ／Ｐ変換２部、５０２：６０ビット遅延素子、６０１：Ｓ／Ｐ変換３部、６０２：４０ビット遅延素子、６０３：８０ビット遅延素子、７０１：Ｓ／Ｐ変換４部、７０２：３０ビット遅延素子、７０３：９０ビット遅延素子、８０１：Ｓ／Ｐ変換５部、８０２：２４ビット遅延素子、８０３：４８ビット遅延素子、８０４：７２ビット遅延素子、８０５：９６ビット遅延素子。

Claims (5)

1. 送信側において誤り訂正符号化され、所定の伝送単位であるフレーム間を跨ぐ並び替えを行う第一のインタリーブを施された後、前記フレーム内で並び替えを行う第二のインタリーブを施され、シンボルにマッピングされて送信された信号を受信しターボ等化を行うＭＩＭＯ受信装置であって、
   複数のアンテナで受信された受信信号をそれぞれ検波する検波手段と、
   前記検波手段で検波された複数の信号と事前情報とから、サブストリームの分離検出及び干渉除去を行って、受信ビットＬＬＲをそれぞれ計算するデマッパと、
   前記複数のアンテナの夫々についての前記受信ビットＬＬＲに対して、前記第二のインタリーブによって並び替えられデータの順序を元の順序に並び替える第二デインタリーバと、
   前記第二デインタリーバの出力に対して、前記第一のインタリーブによって並び替えられデータの順序を元の順序に並び替える第一デインタリーブ手段と、
   前記第一デインタリーバによって元の順序に並び替えられた受信ビットＬＬＲを、復号対象となるフレーム及びその前後のフレームの一部について記憶するフレームバッファと、
   前記フレームバッファに記憶させた受信ビットＬＬＲを読み出して、ＢＣＪＲアルゴリズムに基づく最大事後確率復号を行い、外部ＬＬＲを出力する復号手段と、
   前記外部ＬＬＲに対し、前記第一のインタリーブ及び第二のインタリーブを施し、前記デマッパに前記事前情報として与える手段と、を備え、
   前記フレームの復号ビット系列長をＬ、トレリス学習期間をＫ、前記第一のインタリーブによるフレーム間を跨ぐ遅延の最大値をＭ’シンボル、１つの前記シンボルに割り当てるビット数をＱ、Ｍ＝Ｍ’Ｑとしたときに、
   前記復号手段は、ビット系列番号ｌがｌ＝（Ｎ−１）Ｌからｌ＝ＮＬで表されるＮ番目のフレームを復号するために、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−（Ｋ＋Ｍ）からｌ＝ＮＬ＋Ｋまでの受信ビットＬＬＲを前記フレームバッファから読出して事前ＬＬＲとし、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−（Ｋ＋Ｍ）からｌ＝（Ｎ−１）Ｌまでの遷移状態確率γと前向きメトリックαを算出するとともに、ｌ＝ＮＬ＋Ｋからｌ＝ＮＬまでの遷移状態確率γと後ろ向きメトリックβを算出し、特定されたｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍ及びｌ＝ＮＬの状態を用いて、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの間をＢＣＪＲアルゴリズムに基づいて復号して復号ビットＬＬＲと符号化ビットＬＬＲを算出し、入力された前記受信ビットＬＬＲを前記符号化ビットＬＬＲから減算して得られる前記外部ＬＬＲを、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの長さで出力することを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
2. 前記第一のインタリーブは、ビットインターリーブであり、
   前記第二のインタリーブは、周波数インターリーブであり、
   前記マッピングされたシンボルは、データサブキャリア数がＬ’＝Ｌ／ＱであるＯＦＤＭによって前記送信側から送信され、
   前記デマッパ手段は、ＳＣ／ＭＭＳＥ方式であり、
   前記復号手段は、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰを用いて復号ビットＬＬＲと符号化ビットＬＬＲを算出することを特徴とする請求項１記載のＭＩＭＯ受信装置。
3. 前記ビットインターリーブは、入力信号をＱビットの並列信号にＳ／Ｐ変換し、Ｑ本の信号毎に異なる遅延を与えることでインターリーブされるものであり、
   前記周波数インターリーブは、前記第一のインタリーブから出力される前記Ｑビットを単位として、インターリーブを行うものであことを特徴とする請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
4. 請求項２又は３のＭＩＭＯ受信装置を用いたテレビジョン放送番組素材伝送システム。
5. 送信側において誤り訂正符号化され、所定の伝送単位であるフレーム間を跨ぐ並び替えを行う第一のインタリーブを施された後、前記フレーム内で並び替えを行う第二のインタリーブを施され、シンボルにマッピングされて送信された信号を受信しターボ等化を行うＭＩＭＯ受信方法であって、
   複数のアンテナで受信された受信信号をそれぞれ検波する検波過程と、
   前記検波過程で検波された複数の信号と事前情報とから、サブストリームの分離検出及び干渉除去を行って、受信ビットＬＬＲをそれぞれ計算するデマッピング過程と、
   前記複数のアンテナの夫々についての前記受信ビットＬＬＲに対して、前記第二のインタリーブによって並び替えられデータの順序を元の順序に並び替える第二デインタリーブ過程と、
   前記第二デインタリーブ過程の出力に対して、前記第一のインタリーブによって並び替えられデータの順序を元の順序に並び替える第一デインタリーブ過程と、
   前記第一デインタリーブ過程によって元の順序に並び替えられた受信ビットＬＬＲを、復号対象となるフレーム及びその前後のフレームの一部についてフレームバッファに記憶する記憶過程と、
   前記フレームバッファに記憶させた受信ビットＬＬＲを読み出して、ＢＣＪＲアルゴリズムに基づく最大事後確率復号を行い、外部ＬＬＲを出力する復号過程と、
   前記外部ＬＬＲに対し、前記第一のインタリーブ及び第二のインタリーブを施し、前記デマッピング過程に前記事前情報として与える過程と、を備え、
   前記フレームの復号ビット系列長をＬ、トレリス学習期間をＫ、前記第一のインタリーブによるフレーム間を跨ぐ遅延の最大値をＭ‘シンボル、１つの前記シンボルに割り当てるビット数をＱ、Ｍ＝Ｍ’Qとしたときに、
   前記復号過程は、ビット系列番号ｌがｌ＝（Ｎ−１）Ｌからｌ＝ＮＬで表されるＮ番目のフレームを復号するために、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−（Ｋ＋Ｍ）からｌ＝ＮＬ＋Ｋまでの受信ビットＬＬＲを前記フレームバッファから読出して事前ＬＬＲとし、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−（Ｋ＋Ｍ）からｌ＝（Ｎ−１）Ｌまでの遷移状態確率γと前向きメトリックαを算出する副過程と、ｌ＝ＮＬ＋Ｋからｌ＝ＮＬまでの遷移状態確率γと後ろ向きメトリックβを算出する副過程と、特定されたｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍ及びｌ＝ＮＬの状態を用いて、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの間をＢＣＪＲアルゴリズムに基づいて復号して復号ビットＬＬＲと符号化ビットＬＬＲを算出する副過程と、入力された前記受信ビットＬＬＲを前記符号化ビットＬＬＲから減算して得られる前記外部ＬＬＲを、ｌ＝（Ｎ−１）Ｌ−Ｍからｌ＝ＮＬまでの長さで出力する副過程と、を有するＭＩＭＯ受信方法。

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