CN108206794B - 通信系统的接收器、集成电路设备及信号解调方法 - Google Patents

通信系统的接收器、集成电路设备及信号解调方法 Download PDF

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Abstract

本发明描述接收器和操作的方法。用于通信系统的经调制信号的接收器包括解调器以将接收的信号的该等接收的经调制符号解调成接收到的软位。硬决策解码器被布置和配置成将该等接收到的软位解码成经解码的位。反馈回路被布置成将来自该硬决策解码器的反馈提供到该解调器。该反馈回路被配置成将来自该硬决策解码器的该等经解码的位重新编码成经重新编码的位。该解调器被进一步布置和配置成使用该反馈回路的输出反复地解调该接收到的经调制信号。

Description

通信系统的接收器、集成电路设备及信号解调方法
技术领域
本说明书涉及通信系统的接收器，且特别是涉及由通信系统发送的信号的解调和解码。
背景技术
多种通信系统是已知的且使用多种方法用于使用有线或无线通信信道将信息从发送装置发送到接收装置。
一些通信技术使用正从发射装置发送到接收装置的信号的调制来编码正被发射的信息。可使用模拟调制技术和数字调制技术两种。调制技术通常属于调幅(其中调制载波信号的振幅)或角度调制(其包括调频、调相和交叉调制)的类别。
数字调制通常涉及待由发射装置发射到接收装置的数据的编码，载波信号的调制，和然后那信号在发射媒体上的发射。在接收装置处，处理接收到的信号以通过解调接收到的信号且接着解码以恢复所发射数据来提取发射的信息。
发射的信号将通常在发射期间在一定程度上降级，且因此，一些接收器装置还可包括电路系统来尝试和改善数据在接收器装置处恢复的准确度。错误校正码的例子包括卷积码、涡轮码、低密度奇偶校验(LDPC)码、里德-所罗门(RS)码等。在一些通信系统中，可一起使用两个或更多个错误校正码以改善系统的错误校正能力，例如，与RS码串接的卷积码。
解码方法包括软决策解码方法和硬决策解码方法。一般来说，软决策解码方法解码已按某一形式的错误校正码编码的数据。关于解码中的决策的可靠性的一些另外信息用以尝试和改善解码的可靠性，且产生关于解码的位信息的软决策。此可靠性信息可由接收器中的其它解码器或其它块使用。软决策解码器的例子包括用于卷积码的软输出维特比(SOVA)解码器和BCJR解码器。硬决策解码方法通常比软决策解码器简单，且对呈现可能值的固定集合的数据操作以产生关于解码的位信息的硬决策，而非产生关于解码的位的另外可靠性信息。
硬决策解码器可比不上软决策解码器可靠，但是可更简单地实施。
因此，使用硬决策解码但具有改善的所发射数据的解码的可靠性的设备和方法可为有益的。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供一种用于通信系统的经调制信号的接收器，包括：解调器，其被布置和配置成将接收到的信号的所述接收的经调制符号解调成接收到的软位；硬决策解码器，其被布置和配置成将所述接收到的软位解码成经解码的位；反馈回路，其被布置成将来自所述硬决策解码器的反馈提供到所述解调器，所述反馈回路被配置成将来自所述硬决策解码器的所述经解码的位重新编码成经重新编码的位，且其中所述解调器被进一步布置和配置成使用所述反馈回路的输出反复解调所述接收的经调制信号。
在一或多个实施例中，所述经调制信号可为经差分调制信号，且所述解调器可为差分解调器或相干解调器。
在一或多个实施例中，所述经调制信号可为经相干调制信号且所述解调器可为相干解调器。
在一或多个实施例中，所述反馈回路的所述输出可为所述经重新编码的位或交错的经重新编码的位。
在一或多个实施例中，所述经调制信号可为经差分调制信号，且所述反馈回路可被进一步配置成将所述经重新编码的位调制成估计的经调制符号。
在一或多个实施例中，所述接收器可进一步包括噪声抑制电路，其被布置和配置成组合估计的经调制符号与接收的经调制符号。所述解调器可被进一步布置和配置成使用所述组合的估计的经调制符号与所述接收的经调制符号反复解调所述接收到的信号。
在一或多个实施例中，所述噪声抑制电路可被配置成将所述估计的经调制符号与所述接收的经调制符号组合为加权和。
在一或多个实施例中，所述解调器可为相干解调器，且所述接收器可进一步包括信道估计器，其被配置和布置成将接收所述经调制信号所通过的通信信道的估计供应到所述相干解调器。
在一或多个实施例中，所述信道估计器可被配置和布置成接收并处理所述接收的经调制符号，或所述信道估计器可被配置和布置成接收并处理估计的经调制符号和所述接收的经调制符号。
在一或多个实施例中，所述接收器可包括额外解调器，且其中所述额外解调器可被布置成接收所述接收的经调制符号，且其中由所述解调器输出的软位和由所述额外解调器输出的另外软位可在供应到所述硬决策解码器前由组合器组合。
在一或多个实施例中，所述接收器可进一步包括信道改变估计器和补偿器，其被布置成接收所述接收的经调制符号和/或估计的经调制符号，且被配置成估计发送所述经调制信号所通过的通信信道的改变和补偿那些改变以改善所述接收的经调制符号和/或所述估计的经调制符号。
在一或多个实施例中，所述接收器可进一步包括符号缓冲器，其被布置成在所述反馈回路产生所述输出时接收所述接收的经调制符号且缓冲所述接收的经调制符号。
在一或多个实施例中，所述符号缓冲器可被进一步配置成随机地选择接收的经调制符号用于缓冲和反复解调。
在一或多个实施例中，所述符号缓冲器可被进一步配置成基于发射所述接收的经调制符号所通过的所述通信信道的强度选择接收的经调制符号供缓冲。
在一或多个实施例中，所述接收器可进一步包括信道强度估计器，其被布置成接收所述接收的经调制符号，且被配置成估计发射所述接收的经调制符号所通过的所述通信信道的所述强度，和确定在具有在信道强度上限与信道强度下限之间的适度强度的信道上接收哪些接收的经调制符号。
在一或多个实施例中，所述接收器可进一步被配置成在第一时间周期内使用所述反馈回路的所述输出反复解调所述接收的经调制信号，和在第二时间周期内不使用所述反馈回路的所述输出不反复地解调所述接收的经调制信号。
根据本公开的第二方面，提供一种包括集成电路的封装，其中所述集成电路被配置成提供所述第一方面的接收器，并且还提供所述接收器的任何优选特征。
根据本公开的第三方面，提供一种包括所述第一方面的接收器或所述第二方面的封装的接收装置。
在一或多个实施例中，所述接收装置可为无线电。
在一或多个实施例中，所述无线电可为DAB无线电。
根据本公开的第四方面，提供一种反复解调通信系统的经调制信号的方法，所述方法包括：使用解调器将接收的经调制符号解调成软位；使用硬决策解码器将所述软位硬决策解码成经解码的位；将由所述硬决策解码器输出的所述经解码的位重新编码成经重新编码的位；将从所述经重新编码的位获得的所述经重新编码的位或估计的经调制符号反馈给所述解调器；和使用所述经重新编码的位或所述估计的经调制符号反复解调所述经调制信号。
第一方面的特征还可以是用于第四方面的对应特征。
附图说明
现将仅借助于例子且参考附图详细描述本发明的实施例，其中：
图1示出通信系统的示意性框图；
图2示出图1中示出的通信系统的发射装置的第一例子发射器的示意性框图；
图3示出图1中示出的通信系统的接收装置的第一例子接收器的示意性框图；
图4示出图1中示出的通信系统的接收装置的第二例子接收器的示意性框图；
图5示出图1中示出的通信系统的接收装置的第三例子接收器的示意性框图；
图6示出图1中示出的通信系统的接收装置的第四例子接收器的示意性框图；
图7示出图1中示出的通信系统的接收装置的第五例子接收器的示意性框图；
图8示出示出用于完全反复解调的接收器的反馈回路的第一例子组合器部分的示意性框图；
图9示出示出用于部分反复解调的接收器的反馈回路的第二例子组合器部分的示意性框图；
图10示出示出用于部分反复解调的接收器的反馈回路的第三例子组合器部分的示意性框图；
图11示出图1中示出的通信系统的接收装置的第六例子接收器的示意性框图；
图12示出图11中示出的第六例子接收器的第一例子变化的示意性框图；
图13示出图11中示出的第六例子接收器的第二例子变化的示意性框图；
图14示出图1中示出的通信系统的接收装置的第七例子接收器的示意性框图；
图15示出图1中示出的通信系统的接收装置的第八例子接收器的示意性框图；
图16示出使用反复差分解调示出和比较各种不同例子接收器的性能的曲线图；且
图17示出使用反复相干解调示出和比较各种不同例子接收器的性能的曲线图。
具体实施方式
除非另有指示，否则不同图中的类似项目共享相似参考标记。
以下将描述用于解调和解码所发射数据的设备和方法。在下文中，将使用数字音频广播(DAB)系统的例子系统，但应了解，该方法也可应用于其它通信系统，例如，DAB+、T-DMB、WiFi标准、光通信系统、电缆通信系统和卫星通信系统。
一般来说，设备和方法可应用于相干调制系统和差分调制系统。对于差分调制，则可使用差分或相干解调。对于相干调制，则可使用相干解调。
参考图1，示出包括发射装置110和接收装置120的通信系统100的示意性框图。图1中示出的通信系统100为无线通信系统，但在其它实施例中，通信系统可为有线通信系统。举例来说，发射装置110可为DAB发射器，且接收装置120可为DAB接收器。
发射装置包括主要系统112，其包括一或多个数据处理装置且其充当用于发射的数字数据的来源。主要系统的细节是常规性的，且本领域的技术人员将会理解，且因此不在本文中作详细描述。将数字数据的位传递到发射器114，发射器114驱动发射天线116发射无线信号。
可为无线电或其它音频装置的接收装置120包括用于接收发射的无线信号的接收天线122和解调并解码接收到的信号且将数字数据的位输出到主要系统126的接收器124。主要系统126包括一或多个数据处理装置且其充当接收的数字数据的汇点。主要系统126的细节是常规性的，且本领域的技术人员将会理解，且因此不在本文中作详细描述。
DAB标准使用调相，且特别是，正交频分复用(OFDM)信号的差分正交相移键控(DQPSK)调制。差分调相技术比较在时间或频率上可连续的连续发射的符号之间的相移。
在例子DAB系统100中，用在时域中的差分调制来调制数据，且将其在OFDM符号的平行副载波上发射，如下参考图2所描述。然而，本文中描述的方法还适用于其它信令方案，例如单个载波调制、CDMA或任一型式的多载波调制(当使用差分调制时)。在DAB系列的标准中，在时域中施加差分调制，但本文中描述的方法也适用于其它维度，例如，当在频域中施加差分调制时。
如上所指出，在其它实施例中，可使用相干调制替代差分调制。可使用各种形式的相干调制，例如，调相或调幅。相干调制和解调技术是基于比较接收的符号与接收的参考信号。在下文中，仅描述差分调相发射器，但对于本领域的技术人员来说，合适的相干调制发射器的构造和操作将是显而易见的。
如上所指出，差分调制是可用非相干接收器解调的调制技术，即，常规差分解调器可在简化接收器结构的接收器处不使用任何频道估计或等化过程来解调符号。归因于此性质，已选择差分调制作为若干无线标准(例如，DAB、TDMB等)中的调制方案。另一方面，与将经相干调制的符号供发射信号中的预定训练序列或导频使用的相干接收方案相比，此简化性质还带来一些性能降级。在此情况下，解调需要可通过使用信号中的训练序列或导频获得的信道状态信息。差分调制和解调的缺点由两个连续符号中的数据的编码引起。这将导致影响解调过程的两个噪声源，即使信道是静态的，且导致大致3dB性能损失。
然而，本文中描述的各种接收器可带来针对差分调制和相干调制的益处。接收器中的反复解调的使用可应用于差分调制和相干调制，且与性能相比，就复杂性来说，可给予接收器灵活性。并且，对于差分调制，可达成改善的噪声抑制。
参考图2，示出发射器200且特别是DAB发射器的示意性框图，该发射器大体对应于图1的块114。发射器200包括前向错误校正(FEC)编码器202，其接收数字数据位供发射且进行FEC编码。取决于调制方案，发射器200还包括交错器204，接着是被配置成将位映射到复数I和Q值(例如，使用D/BPSK、D/QPSK或D/QAM调制)的调制器206，接着是被配置成插入与连续符号的相位或振幅的差有关的信息的差分调制块208。数据映射块210被配置成将经调制符号映射到OFDM系统的副载波，且接着是快速傅里叶逆变换(IFFT)和循环前缀(CP)插入块212，将其输出传递到发射滤波器和驱动发射天线116的数模转换器级214。
发射器200进行常规差分调制，其中通过使用OFDM信令将复杂符号调制到正交副载波上。在由块202进行的前向错误校正(FEC)和由块204进行的交错后，由块206和208将位映射到复杂数据符号。举例来说，通过使用DAB标准中的格雷(Gray)标注，即，dk＝1/√2[(1-2x1)+j(1-2x2)]，例如(x1,x2)的一对位由调制器块206映射到差分正交相移键控(D-QPSK)符号
Figure GDA0003770932420000081
其中
Figure GDA0003770932420000082
Figure GDA0003770932420000083
且差分调制器块208对这些复杂符号施加差分调制，如：
sk+1＝sk dk
Figure GDA0003770932420000084
其中
Figure GDA0003770932420000085
表示在第k个符号上发射的复杂符号值，且{s0}在DAB标准中定义为参考符号。如上所述，使用D-QPSK中的π/4移位调制sk，且取决于OFDM符号的符号的索引，
Figure GDA0003770932420000086
可在集合A＝{π/4,3π/4,5π/4,7π/4}或集合A′＝{0,π/2,π,3/2π}中，且这在发射器和接收器侧两处都是已知的。
在差分调制的OFDM系统中，针对每一副载波并行且相互独立地进行调制。为了解释方法的简单起见，此论述仅聚焦于单个副载波。在由212进行的IFFT和循环前缀的插入后，模拟信号由214输出到驱动天线116以在时变多路径无线通信信道上发射无线信号。
图3示出大体对应于图1的接收器124的第一例子接收器300的示意性框图。接收器300包括接收器滤波器302和模数转换器(ADC)块302，其滤波由接收器天线122接收的信号且取样经滤波的信号。时间和频率同步块304在CP去除和FFT块306去除循环前缀且进行快速傅里叶变换前一个施加适当的开窗。数据提取块308接着从频域信号提取数据副载波。
一般来说，解调器310从数据提取器308接收接收的经调制符号或IQ样本，且输出软位或LLR(以下描述)。硬决策解码器314接着将来自解调器的软位解码成可最终输出的经解码的位。经解码的位也由反馈回路反馈到解调器。反馈回路包括编码器316，其重新编码由解码器314输出的位以产生经重新编码的位。经重新编码的位接着由交错器318交错。在一些实施例中，还可提供噪声抑制电路332，在该情况下，调制器320也包括在反馈回路中以输出经调制符号的估计。
在接收器的其它实施例中，例如，如图14中所示出的接收器350，可省略调制器320和噪声抑制电路322，且将经重新编码的位供应到解调器310。因此，接收器350可用以使用差分解调器310反复地解调和解码经差分调制的信号。
此外，在本文中描述的接收器的一些实施例中，也可从反馈回路省略交错器318。在此类实施例中，也可省略去交错器块312。因此，在一些系统中，不使用交错器，且因此并不需要在接收器中进行交错和/或去交错。举例来说，在一些系统中，该系统可只包括符号交错器。另外或可替换的是，如果已去交错接收到的经调制信号，且那样存储，那么不需要在反馈回路中交错经重新编码的位。
返回到图3，接收器300的反馈回路被配置成处理经解码的位以产生估计的经调制符号。解调器310接着使用估计的经调制符号再次反复解调所接收符号。因此，可改善接收的经调制符号的解调和解码的可靠性。
在一些实施例中，可使用反馈反复地解调所有接收的经调制符号。在其它实施例中，使用反馈仅反复地解调接收的经调制符号中的一些。因此，可进行完全反复解调或部分反复解调。
用于希望的副载波的在第k个OFDM符号处的基带接收到的信号，rk，为
rk＝Hk sk+nk，
其中Hk是第k个OFDM符号处的副载波的信道频率响应，且nk是在第k个OFDM符号处的加性高斯白噪声(AWGN)，在希望的副载波下具有方差σ2噪声。类似地，在第(k+1)个OFDM符号处的接收到的信号，rk+1，是
rk+1＝Hk+1sk+1+nk+1。
对于固定接收以及在低移动性接收器的情况下，可假定信道频率响应是恒定的，即，Hk+1＝Hk。
一般来说，解调器310通过使用rk和rk+1估计位对(x1,x2)。第一位的对数似然性，x1，是：
Figure GDA0003770932420000101
且类似地，对于第二位，x2，是：
Figure GDA0003770932420000102
在由去交错器312去交错后，可将这些值用作到例子DAB系统中的前向错误校正(FEC)解码器314(例如，如所使用的维特比解码器)的输入，以校正归因于发射信道和噪声的接收的数据中的任何误差。
接收器300使用来自硬决策解码器314的反馈反复地解调和解码以改善接收器300的性能。
此方法对于使用更复杂的解调器(例如网格解调器)以便能够使用来自解码器的反馈的反复解决方案是优选的。此类解码器需要提供软反馈，且因此将需要软决策解码器，而非硬决策解码器。
本文中描述的由接收器体现的方法提供反复解调和解码的接收器性能益处，但具有更简单得多的处理块，即，避免使用复杂的软决策解调器和解码器，例如，网格解调器和BCJR解码器。替代使用软决策解码器，使用硬决策解码器314(例如，用于DAB接收器的维特比解码器)的输出。经硬决策解码的位由反馈回路编码316、交错318和调制320，且将此信息(差分发射的符号的估计，即，dk的估计)提供到反复解调级310。可相对简单地实施编码块316，例如，只使用移位寄存器和“异或(XOR)”运算用于卷积编码。调制块320将位对映射到复值。
错误校正在发射的信号中插入冗余。此冗余有助于恢复误差，但只在解码级处可用。将此冗余信息携带到例如解调块的较早块以帮助其产生更好的更可靠值。
现将描述接收器300的操作的反复本质。对于4个连续接收的信号，即，rk-1、rk、rk+1、rk+2，接收器300将要计算在dk中发射的位的可靠性，其中sk＝sk-1dk-1、sk+1＝sk dk、sk+2＝sk+1dk+1。接收的信号为rk-1＝Hk-1sk-1+nk-1、rk＝Hk sk+nk、rk+1＝Hk+1sk+1+nk+1、rk+2＝Hk+2sk+2+nk+2。
如果假定发射信道正缓慢地变化，那么可假定Hk-1＝Hk＝Hk+1＝Hk+2。来自FEC解码器314的输出为反馈，由316编码，由318交错且由320调制，这提供关于dk-1和dk+1的信息，即，用于dk-1和dk+1的估计的值，即，dest k-1和dest k+1。通过使用dest k-1和dest k+1以得到rk和rk+1的估计以抑制接收的信号中的噪声，此信息用以改善dk的解调。
当使用D-QPSK调制时，rest,k＝dk-1rk-1且rest,k+1＝d* k+1rk+2。接收的信号的估计与原始接收到的信号一起由硬决策反馈回路提供到噪声抑制块322，且两个值的加权和由噪声抑制块322计算以提供具有较少噪声的接收到的信号的较好估计。由噪声抑制块322输出的第k个和第(k+1)个接收到的信号的噪声受抑制的型式为rns,k＝w1 rest,k+w2 rk和rns,k+1＝w1rest,k+1+w2 rk+1，其中w1和w2为加权。
可根据来自硬决策解码器314的反馈的可靠性选择权数w1和w2的值。如果反馈具有较高可靠性，那么可使用w1＝w2＝1的加权值，使得原始接收到的信号与估计的值在加权和中具有相等权数。如果反馈具有较低可靠性，那么可使用w1＝1且w2＝2的加权值，使得接收到的信号的原始值具有较高权数。
估计的接收到的信号与接收到的信号的加权和接着由差分解调器310用于经差分调制符号的解调。差分解调器310的功能性是相同的，但归因于噪声抑制，其输入现在更有改进。
在其它实施例中，噪声抑制电路322不需要被用作独立式块，而是可与解调器组合。在那个情况下，并不将加权和供应到差分解调器的输入端，取而代之，将符号的估计作为其输入供应。
噪声抑制电路322可以任选地包括在接收器中用于经差分调制的信号，这与使用相干解调还是差分解调无关。
在先前例子中，使用四个连续r值。另一方法是使用其它接收到的信号和来自其它符号的反馈。举例来说，可使用rest2,k＝dk-2dk-1rk-2和rest2,k+1＝d* k+1d* k+2rk+3计算第k个和第(k+1)个接收到的信号的估计的值。第k个和第(k+1)个信号的噪声受抑制的值可接着由噪声抑制块获得，计算加权和rns,k＝w1 rest,k+w2 rk+w3 rest2,k和rns,k+1＝w1 rest,k+1+w2 rk+1+w3rest2,k+1，其中w1、w2和w3为加权。在此实例中，在接收器300的解调和解码操作的稳态期间，使用六个连续r值。
图4示出大体类似于图3的接收器300的第二例子接收器400的示意性框图。然而，接收器400包括相干解调器402，还有信道估计块404。因此，接收器400可用于经差分调制的信号，并且还用于经相干调制的信号，但对于经相干调制的信号，省略噪声抑制块322。
接收器400使用接收器300的操作的相同一般原理，其中其使用硬决策解码器314和硬决策解码器的输出的反馈以便产生接收到的信号的值的较好估计，到相干解调器402。然而，相干解调器402需要关于信道的信息，且因此也将接收到的信号供应到信道估计器块，信道估计器块被配置成使用导频符号和/或使用盲方法估计信道量值和相位。在一些实施例中，信道估计器块404可为盲信道估计器块，类似于在S.塞贝里(Serbetli)的“DPSK调制的OFDM系统的盲信道估计辅助式相干解调(Blind channel estimation assistedcoherent demodulation of DPSK modulated OFDM systems)”(IEEE全球通信会议(GLOBECOM)2014，2014年12月)中描述的盲信道估计器块。
在接收器的其它实施例中，例如，如图15中所示出的接收器360，可省略接收器400的调制器320和噪声抑制电路322，且将经重新编码的位供应到解调器402。因此，接收器360可用以使用相干解调器402反复地解调和解码经差分调制的信号。
图5示出大体类似于图4的接收器400的第三例子接收器410的示意性框图。然而，接收器410包括信道估计块412，其被布置成从噪声抑制块322接收接收到的信号的噪声受抑制的型式rns。
图6示出大体类似于图3的接收器300的第四例子接收器420的示意性框图。然而，第四例子接收器420包括第一解调器422和第二解调器424。在一个实施例中，第一解调器422和第二解调器424可各为差分解调器。在另一实施例中，第一解调器422和第二解调器424可各为相干解调器，每一个具有类似于以上参考图4或图5描述的信道估计块的相关联的信道估计块。
第一解调器422在其输入端处接收原始接收到的信号r，且针对位对(x1,x2)使用rk和rk+1输出第一对对数似然性LLR1和LLR2。第二解调器424在其输入端处从噪声抑制块322接收rns,k和rns,k+1的噪声受抑制的值，且针对位对(x1,x2)，使用rns,k和rns,k+1输出第二对对数似然性LLR1和LLR2。接着使用加权w1和w2以类似于以上描述的方式的方式，将来自第一和第二解调器的两对对数似然性值组合为加权和。
在通信信道较迅速地变化的情况下，例如，移动接收器(例如在例如汽车、火车等的车辆中的接收器)，信道保持相同的假定可能并不有效，且可降低接收器的性能。当Hk-1＝Hk＝Hk+1＝Hk+2不太有效时，那么，归因于信道的改变，通过使用估计的与原始信号的加权和进行的噪声抑制可能并不如此有效。在此类情境中，接收器可被配置成使用盲信道改变估计或使用如图7中所示出的硬决策反馈的信道改变估计来估计信道改变和补偿信道改变。
图7示出大体类似于图3的接收器300的第五例子接收器430的示意性框图。然而，第五例子接收器430包括信道改变估计和信道改变补偿块432。在一个实施例中，信道改变估计和补偿块432在434上接收原始接收到的信号r，且被配置成使用盲信道估计来估计信道改变。块432被进一步配置成补偿接收到的信号的这些改变，且将此经处理的接收到的信号馈入到噪声抑制块438。这改善输入到噪声抑制块438的信号，因为接收到的信号的任何相位和/或量值改变可由补偿块432补偿。
在另一实施例中，信道改变估计和补偿块432在线436上从反馈回路的调制器320接收接收到的信号的估计的值rest。信道改变估计和补偿块432被配置成估计信道改变，且补偿接收到的信号的这些改变，且将此经处理的接收到的信号馈入到噪声抑制块438。然而，不同于先前实施例，块432还可被配置成使用来自解码器的反馈436更可靠地估计信道改变。噪声抑制438的功能性不改变，但其输入由块432更好地补偿信道改变。
以上描述的使用硬决策反馈的反复解调提供不需要复杂解调器和软决策解码器(例如，网格解调器和用于FEC解码器的BCJR解码器)反复解码的益处。然而，上述接收器可增大内存占用，这是由于在等待位在FEC解码器314中解码且接着再次编码316和调制320时，需要存储接收到的信号。这可增大内存要求，如由图8示出。
图8更详细地示出包括数据提取器308、解调器310、反馈调制器320和噪声抑制块322的图3的接收器300的部分的示意性框图440。如图8中所示出，噪声抑制块322可包括符号缓冲器442，其用于缓冲由数据提取块308输出的符号，直到反馈调制器320提供估计的值用于由加权的求和块444组合。因此，图8中示出的布置440可用以提供完全反复解调和解码，其中使用反复反馈来解调和解码每一符号，但是以增大的内存消耗为代价。
在内存消耗是较重要因素的应用中，可使用部分反复解调和解码方法，其中反复地解码和解调所接收符号中的一些，且仅将其余者解码和解调一次。可采取各种方法来选择反复解调哪些符号和不反复解调哪些，即，以开环方式。
第一方法是基于符号的随机选择。在此方法中，如由图9所示出，符号缓冲器452被配置成随机选择将用于反复解调的符号。因此，符号缓冲器452需要只存储那些随机选择的符号。可按待用于反复解调的符号的比率来按比例调整使用布置450的接收器的性能改善。随着符号缓冲器452的内存大小增大，达到完全反复解调性能。
第二方法是基于取决于接收到的信号正通过的信道对符号的选择。此方法是基于以下考虑：当信道具有良好质量时，解调器310将良好地工作，且将高概率地不会犯下任何错误。同样，如果信道深深地衰退了，那么存在反馈信号有错误且因此反复解调可能并不那么有益的较高可能性。因此，对适度信道而非非常弱或非常好的信道使用反复解调是合理的。
图10示出实施此第二方法的布置460的示意性框图。噪声抑制块322包括信道强度估计块462，其被配置成估计正发射信号所通过的多个信道中的每一个的强度。块462可通过确定小块中的接收到的信号的平均能量且将它与基于所有接收到的信号的能量的阈值进行比较来估计每一信道的强度。还提供信道相关符号缓冲器464，且其被配置成选择并存储在由块462识别为具有适度强度的那些信道上接收的符号以供第二反复解调和解码。
信道强度估计块462可被配置成定义信道强度的一些阈值T1和T2，其中T1>T2。如果接收符号所通过的信道的估计的信道强度大于T1，那么可基于信道强度信息将这些符号特性化为“高度可靠符号”；如果小于T2，那么可将这些符号特性化为“非可靠符号”；且可将这之间的符号特性化为“适度可靠符号”。
信道强度估计块462可被配置成通过不将高度可靠符号存储在信道相关符号缓冲器464中来选择不对高度可靠符号施加第二反复解调，这是由于它们已具有良好质量。以相同方式，信道强度估计块462可被配置成通过不将非可靠符号存储在信道相关符号缓冲器464中来选择不对非可靠符号施加第二反复解调，这是由于它们是有噪声的。因此，可根本不存储这两群符号以供第二反复解调，而是仅仅存储适度可靠的符号用于在信道相关符号缓冲器464中的第二反复解调，由此导致对于第二反复解调级的较小内存要求。应了解，在其它实施例中，可使用较大数目个阈值来定义多于3个群组以特性化该等符号。
图11示出类似于以上描述的接收器但包括相干解调器的第六例子接收器510的示意性框图。接收器510可用以解调各种类型的经相干调制的符号，包括使用QPSK、M-QAM、M-PSK和类似方法调制的符号。
更具体地说，接收器510包括接收器滤波器和模数转换块512、同步块514、CP去除和快速傅里叶变换(FFT)块516、数据提取块518、相干解调块520、去交错器块522和输出数字数据位的FEC解码器块524导频信号提取块526被配置成从接收到的信号提取导频信号，且与被配置成产生供应到相干解调器520的信道估计的信道估计器块528合作。反馈回路530包括FEC编码器532和交错器534。交错器534输出经编码的位，经编码的位被反馈到相干解调器520以在解调接收的经调制符号时使用。还提供符号缓冲器536，且其被配置成按类似于以上参考图8描述的方式的方式接收且缓冲来自数据提取器518的所有提取的接收的经调制符号。因此，接收器510给相干解调接收器提供对所有所接收符号操作的硬决策反馈。
图12示出接收器510的符号缓冲部分540的第一变化的示意性框图。在第一变化中，符号缓冲器542被配置成以类似于以上参考图9描述的方式的方式随机选择将用于反复解调的接收的经调制符号。因此，当使用随机符号缓冲器542时，接收器510给相干解调接收器提供在随机选定的所接收符号的子集上操作的硬决策反馈。
图13示出接收器510的符号缓冲部分550的第二变化的示意性框图。在第二变化中，提供信道强度估计块554，且其被配置成估计正发射信号所通过的多个信道中的每一个的强度。还提供信道相关符号缓冲器552，且其被配置成选择并存储在由块554识别为具有用于第二反复解调和解码的适度强度的那些信道上接收的符号。块552和554以类似于以上参考图10描述的方式的方式操作。因此，当使用信道相关符号缓冲器552时，接收器510给相干解调接收器提供在适度可靠性的选定所接收符号的子集上操作的硬决策反馈。
图16和图17示出本文中描述的各种接收器中的一些的比较性能。
图16示出示出对于差分解调接收器的误码率(BER)472和以分贝(dB)计的信噪比(SNR)474的对数线性曲线的曲线图470。线475示出差分解调接收器的开环性能(即，无任何硬决策反馈)。线476示出具有闭环(即，具有硬决策反馈)的两个完全反复。线477示出具有闭环和25％随机符号选择的两个部分反复。线478示出具有闭环和25％基于信道的符号选择的两个部分反复。线479示出具有闭环和50％随机符号选择的两个部分反复。线480示出具有闭环和50％基于信道的符号选择的两个部分反复。
图17示出示出对于相干解调接收器的误码率(BER)492和以分贝(dB)计的信噪比(SNR)494的对数线性曲线的曲线图490。不同之处在于线475，针对比较目的，其示出差分解调接收器的开环性能(即，无任何硬决策反馈)。线495示出相干解调接收器的开环性能(即，无任何硬决策反馈)。线496示出具有闭环(即，具有硬决策反馈)的两个完全反复。线497示出具有闭环和25％随机符号选择的两个部分反复。线498示出具有闭环和25％基于信道的符号选择的两个部分反复。线499示出具有闭环和50％随机符号选择的两个部分反复。线500示出具有闭环和50％基于信道的符号选择的两个部分反复。
如图14和图15中所示出，当使用具有硬决策反馈的反复解调时，通过差分解调或相干解调，改善BER性能。随着反复解调的比率增大，性能变得更好。此外，反复经解调的符号的基于信道的选择有效地工作，且比用于反复解调的符号的随机选择好。
以上描述的接收器中的任一个可被进一步修改，使得在一些时间内，由解调器使用反馈进行反复解调，且在其它时间，解调器不使用反馈反复解调，而是仅仅无反馈地解调。举例来说，解码器可被配置成确定解码的数据中的错误率，且当错误率低时，那么接收器可被配置成不使用反馈和反复解调，而是在不使用反馈的情况下非反复地解调。当错误率足够高时，那么接收器可被配置成使用反馈和反复解调。因此，在某些时间，接收器可被配置成提供具有反馈的反复解调，且在其它时间，接收器可被配置成无反馈地提供非反复解调。
本文中描述的接收器可在使用例如(但不限于)DAB系列的标准的各种差分调制方案的通信和广播系统中和在使用相干调制和反复解调的通信和广播系统中为有益的。接收器可显著改善所需的信号强度以达成某一BER目标和/或针对给定信号强度减小BER。
与用于经差分或相干调制的符号的其它反复解调和解码方法相比，接收器可具有低得多的复杂性，这是归因于使用硬决策反馈，替代使用软决策解码和解调。
此外，通过使用部分反复解调和解码，可减小内存要求，例如，通过随机符号选择或采用信道强度信息来选择用于针对经差分或相干调制的两种符号的反复处理的符号。
在本说明书中，已经按选定的细节集合来呈现例子实施例。然而，本领域的技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它例子实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的例子实施例。
除非明确陈述具体次序，否则可按任何次序执行任何指令和/或流程图步骤。并且，本领域的技术人员将认识到，虽然已经论述一个例子指令集/方法，但是在本说明书中的材料可以各种方式组合以还产生其它例子，并且应在由此详细描述提供的上下文内来进行理解。
虽然本公开易于有各种修改和替代形式，但它的特殊性已在图式中通过例子示出并详细地描述。然而，应理解，超出所描述的特定实施例的其它实施例也是可能的。还涵盖属于所附权利要求书的范围的所有修改、等效物和替代性实施例。

Claims (6)

1.一种用于通信系统的经差分调制信号的接收器，其特征在于，包括：
所述接收器接收的信号包括前一个接收信号(rk-1)、当前接收信号(rk)和后一个接收信号(rk+1)；
解调器，所述解调器被布置和配置成将接收的经调制符号解调成接收到的软位，所述接收的经调制符号为所述接收器接收到的信号的经调制符号；
硬决策解码器，所述硬决策解码器被布置和配置成将所述接收到的软位解码成经解码的位；
反馈回路，所述反馈回路被布置成将来自所述硬决策解码器的反馈提供到所述解调器，所述反馈回路被配置成将来自所述硬决策解码器的所述经解码的位重新编码成经重新编码的位并将所述经重新编码的位调制成估计的经调制符号用于前一个接收信号(rk-1)和后一个接收信号(rk+1)，并且通过使用所述前一个接收信号的估计的经调制符号(dest,k-1)得到当前接收信号的估计(rest,k)，并且通过使用用于所述后一个接收信号的估计的经调制信号(dest,k+1)得到后一个接收信号的估计(rest,k+1)，
噪声抑制电路，被布置和配置成将所述当前接收信号的所述估计(rest,k)以及当前接收信号(rk)组合到所述当前接收信号的噪声抑制估计(rns,k)中，以及将所述后一个接收信号的所述估计(rest,k+1)和所述后一个接收信号(rk+1)组合到所述后一个接收信号的噪声抑制估计(rns,k+1)中，
其中所述解调器被进一步布置和配置成使用所述当前接收信号的所述噪声抑制估计(rns,k)和所述后一个接收信号的所述噪声抑制估计(rns,k+1)反复解调所述接收到的信号；
且其中所述解调器被进一步布置和配置成使用所述反馈回路的输出反复解调所述接收的经调制信号。
2.根据权利要求1所述的接收器，其特征在于，所述噪声抑制电路被配置成将所述当前接收信号的估计和所述当前接收信号组合为加权和，并且将所述后一个接收信号的估计和后一个接收信号组合为加权和。
3.根据在前的任一项权利要求所述的接收器，其特征在于，所述解调器为相干解调器，且其中所述接收器进一步包括信道估计器，所述信道估计器被配置和布置成将接收所述经调制信号所通过的通信信道的估计供应到所述相干解调器。
4.根据权利要求3所述的接收器，其特征在于，所述信道估计器被配置和布置成接收并处理所述接收的经调制符号。
5.一种包括集成电路的设备，其特征在于，所述集成电路被配置成提供根据在前的任一项权利要求所述的接收器。
6.一种反复解调通信系统的经调制信号的方法，其特征在于，所述方法包括：
接收包括前一个接收信号(rk-1)、当前接收信号(rk)和后一个接收信号(rk+1)的信号；
使用解调器将接收的经调制符号解调成软位；
使用硬决策解码器将所述软位硬决策解码成经解码的位；
将由所述硬决策解码器输出的所述经解码的位重新编码成经重新编码的位；
将所述经重新编码的位调制成估计的经调制符号用于前一个接收信号(rk-1)和后一个接收信号(rk+1)；
通过使用所述前一个接收信号的估计的经调制符号(dest,k-1)得到当前接收信号的估计(rest,k)，并且通过使用用于所述后一个接收信号的估计的经调制信号(dest,k+1)得到后一个接收信号的估计(rest,k+1)；
将所述当前接收信号的所述估计(rest,k)以及当前接收信号(rk)组合到所述当前接收信号的噪声抑制估计中，以及将所述后一个接收信号的所述估计(rest,k+1)和所述后一个接收信号(rk+1)组合到所述后一个接收信号的噪声抑制估计中；
使用所述当前接收信号的所述噪声抑制估计(rns,k)和所述后一个接收信号的所述噪声抑制估计(rns,k+1)反复解调所述接收到的信号；
将从所述经重新编码的位获得的所述经重新编码的位或估计的经调制符号反馈到所述解调器；以及
使用所述经重新编码的位或所述估计的经调制符号反复解调所述经调制信号。
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