CN1333969A - 用于使用多通解调接收包含编码与未编码比特的调制信号的系统与方法 - Google Patents

用于使用多通解调接收包含编码与未编码比特的调制信号的系统与方法 Download PDF

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Abstract

提供一种用于接收包括代表数据(例如,语音)帧中的编码与未编码比特的码元的调制信号的方法与系统,其中首先解调接收的时隙并解码这些编码比特。所解码的比特随后用于在接收时隙的第二解调期间约束解调。又编码此约束第二解调中的编码比特位置,以生成接收时隙的比特估算。将此信息与未编码比特的约束第二解调的输出进行组合,以提供显示为具有改善的编码与未编码比特的可靠性的接收数据帧估算。这些方法与系统还用于递归地重复解调与解码步骤,直至计数器期满或获得所需的可靠性。

Description

用于使用多通解调接收包含编码与未编码比特的 调制信号的系统与方法
                 发明的领域
本发明涉及通信系统，并且更具体涉及用于接收调制信号的系统与方法。
                 发明的背景
公用无线电话系统通常用于提供话音与数据通信给用户。例如，诸如表示为AMPS、ETACS、NMT-450与NMT-900的模拟蜂窝无线电话系统长久以来已成功部署在世界各地。诸如符合北美标准IS-54与欧洲标准GSM的数字蜂窝无线电话系统自九十年代早期就已经在使用。最近，已引入各种各样的广泛标记为PCS(个人通信业务)的无线数字业务，包括符合诸如IS-136与IS-95的标准的高级数字蜂窝系统、诸如DECT(数字增强无绳电话)的较低功率系统和诸如CDPD(蜂窝数字分组数据)的数据通信业务。这些与其他的系统描述在由Gibson编辑并由CRC Press(1996)出版的“The MobileCommunications Handbook”中。
诸如蜂窝无线电话系统的无线通信系统一般包括可以在第一收发信机(诸如基站)与第二收发信机(诸如移动站)之间建立的多个通信信道。这些通信信道一般容易受诸如多路径衰落与干扰(噪声)的性能恶化环境的影响。衰落影响包括可能由于发送信号(主射线)与同时到达接收机的反射版本的发送信号的相互作用而引起的平坦衰落。可能由于主射线与此主射线的时间延迟反射的相互作用而引起另一类型的衰落，即时间扩散。可能由于信号媒体中除了所需发送信号源之外的其他源生成的非正交信号的相互作用导致干扰影响。诸如最大似然序列估算(MLSE)的均衡技术可以用于补偿时间扩散。利用天线波束控制减少不需要信号的接收可以减少干扰。
衰落一般是通信系统中解调器性能的一个主要不利因素。移动终端的接收机一般包括可能是诸如最大似然序列估算(MLSE)解调器(或均衡器)的相干解调器的解调器。为了提供接收信号的可靠解调，一般给解调器提供相关信道跟踪器。在利用接收机获得传送的信号之后，此信道跟踪器保持信道估算以提供解调器与接收信号之间的相干基准。
利用从解码器至解调器的反馈组合解调与解码是改善接收机性能的一种方式，这可以利用多通(multi-pass)解调来实现。根据信息理论，最佳接收机一起执行解调与解码的操作。这样的操作的复杂性特别是在系统中使用交错时一般过高。然而，有可能利用从解码器至解调器的反馈桥接不联合与联合解调与解码之间的部分间隔，这是多通解调的理想情况。
这样的多通解调器的一个示例描述在其全部引入在此作为参考的授予Dent的美国专利号5673291中。该No.5673291专利讨论首先解调接收信号、随后解码编码的码元、然后将通过重新编码解码器输出获得的信息反馈给解调器以便利用改善的性能重新解调未编码码元。这些重新编码的码元用作具有改善性能的公知码元。这些重新编码码元由解调器以它利用同步码元的相同方式用作公知码元，同步码元是在发送之前插入在数据中的真实的公知码元。No.5673291专利的方法与系统一般部分地基于接收机对发送流中码元放置的顺序和任何公知的同步码元的放置的了解。在另一方案中，在1988年3月普林斯顿大学的有关信息科学与系统的会议上D.Garr等人的“Iterative Decoding of GSM Signals”中，Garr等人建议一种多通解调器用于利用至解调器的软反馈全部编码比特流。描述在例如1993年Proceedings of the IEEE International CommunicationConference的第1064-1070页上Berrou等人的“Near Shannon LimitError-correcting Coding and Decoding：Turbo-codes(1)”中的还一建议方案建议使用涡轮码，其中使用两个递归卷积码的并行级联。同样，在1996年8月15日意大利的Politechnico Di Torino的TDA大会报告42-126的Benedetto等人的“Serial Concatenation ofInterleaved Codes：performance Analysis，Design and IterativeDecoding，”中建议两个递归卷积码的串联级联。
诸如该No.5673291专利中建议的方法对于具有未编码比特类别的通信系统具有问题。与当前建议的各种电信标准相关的这样的代码的示例表示在图1A与1B中。图1A表示诸如IS-136规范所述的话音编码系统。图1B表示用于IS-641规范的类似格式。如图1A所示，编码系统10包括将159个比特输出为数据帧的矢量和激励线性预测(VSELP)声码器。这些比特表示为3个编码类别，称为类别1A、类别1B与类别2。表示为类别1A的12个比特首先传送到CRC检错编码器14，此编码器14在将这12个类别1A比特传送给卷积编码器16之前给这12个比特附加上循环冗余校验(CRC)检错码。分类为类别1B的另外65个比特直接传送给卷积编码器16而不进行检错编码。最后，分类为类别2比特的82个比特直接传送给交错器18而不进行检错或纠错编码。卷积编码器16的输出与未保护类别2比特直接传送给2时隙交错器18。交错器18将原始数据帧分成两个帧，每个帧包含原始信息的一半信息并且每个帧利用时隙格式器19放置在两个相邻时隙(即，顺序传输窗口)之一中以便利用调制器(未示出)进行传输。
现在参见图1B，现在将描述IS-641标准下的编码结构。编码系统20的自适应编码激励线性预测(ACELP)声码器22提供148个比特的数据帧。其中48个比特分类为类别1A并传送给CRC检错编码器24，在CRC检错编码器24中给这些比特附加上检错码。这148比特数据帧之中的另外48个比特作为类别1B比特进行处理并提供给卷积编码器26而不进行检错编码。其余的52个比特作为类别2比特进行处理并直接提供给交错器28而不进行编码。类别1A与1B比特通过卷积编码器26，并且在与52个类别2比特进行组合时此代码又利用电路27进行穿孔以便提供总共260个比特给2时隙交错器28。如上结合图1A所述，交错器28与时隙格式器29通过将来自信号源22的148个比特划分为提供给调制器以便传输的两个单独时隙来实施交错。
虽然这多个方案提供了改善信号接收的可能，但仍然需要改善用于包含编码与未编码数据的调制信号的接收机的性能。还需要可以与现有通信协议标准一起使用的这样的改善。
             发明的概述
因此，本发明的一个目的是通过提供使用多通解调接收包括编码比特与未编码比特的调制信号的方法与系统来解决无线通信系统中接收差错的问题。
本发明的另一目的是提供可以与现有通信协议标准一起使用的这样的系统与方法。
本发明的还一目的是提供可以有益地和提供硬与软输出信息的MLSE类型解调器一起使用的这样的系统与方法。
本发明的又一目的是组合解调器中M算法的减少复杂性与多通解调的反馈信息来获得有效的高性能接收机。
根据本发明通过提供用于接收包括代表数据(例如，语音)帧中的编码与未编码比特的码元的调制信号的方法与系统来实现这些与其他目的，其中首先解调接收的时隙并解码编码的比特。解码的比特随后用于在接收时隙的第二解调期间约束解调。又编码约束第二解调之中的编码比特位置，以生成接收时隙的比特估算。将此信息与未编码比特的约束第二解调的输出进行组合，以提供已经显示为提供编码与未编码比特的改善可靠性的接收数据帧估算。
特别地，提供用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的方法，这些顺序发送的时隙包含代表对应于数据帧的第一子集比特的编码比特与对应于数据帧的第二子集比特的未编码比特的码元。接收第一时隙并解调第一时隙，以提供具有编码比特位置与未编码比特位置的第一时隙估算。解码第一时隙估算的编码比特位置，以提供第一解码比特估算。随后最好卷积地约束解调第一时隙，以提供具有编码比特位置与未编码比特位置的第二时隙估算，根据第一解码比特估算约束编码比特位置的第二时隙估算。解码第二时隙估算的编码比特位置，以提供第二解码比特估算，将这些第二解码比特估算与第二时隙估算的未编码比特位置进行组合以提供接收数据帧估算。
在本发明的方法的另一实施例中，在解码以获得第一时隙估算之后，检测第一解码比特估算中的任何差错，并且在检测到差错时第二时隙估算的编码比特位置不用于生成第二解码比特估算。通过在第一解码比特估算中包括诸如CRC比特的至少一个检错比特并根据此至少一个检错比特检测第一解码比特估算中的差错可以提供检错。
根据本发明的实施例的约束解调操作可以包括在解调期间抛弃对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的一个编码比特位置的位置中具有比特估算的任何候选比特路径。可选择地，可以偏置对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的一个编码比特位置的位置中具有比特估算的任何候选比特路径的度量，以使那个候选比特路径不利。而且，解码器可以输出每个第一解码比特估算的相关软可靠性值，并且随后通过根据相关的一个第一解码比特估算的相关软可靠性值偏置对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的一个编码比特位置的位置中具有比特估算的任何候选比特路径的度量可以约束卷积解调第一时隙。
在本发明的另一实施例中，通过使用来自最近解码步骤的解码比特估算重复约束解调与解码第二时隙估算操作的编码比特位置以约束此约束解调来递归提供多通解调，直至递归计数器到达极限，并组合最后子集的解码比特估算与最后时隙估算的未编码比特估算以提供接收帧估算。可选择地，递归操作可以继续，直至满足可靠性准则。可靠性准则可以是性能。
在另一方面中，可以使用差分解码器执行第一解调操作。可选择地，如果满足可靠性准则，则可以使用差分解码器，否则可以使用卷积解码器。本发明也可以与约束解调操作中的每个残存(per-survivor)处理一起使用。而且，对于每次解调可以利用单独的缓冲存储器，或者可以使用单个缓冲器，在每次解调中进行重写。
在另一实施例中可以实现本发明的益处，其中发送的时隙包含交错的数据传输。在第二时隙之前可以接收第一时隙，可以组合来自第一时隙估算的未编码比特位置的第一解码比特估算比特与对应于第二分段比特的未知比特，以提供再生时隙，并且可以利用此再生时隙在解调期间限制格子结构转换来约束这些约束解调操作。可选择地，通过根据再生时隙偏置选择的候选比特路径的度量在解调期间可以约束格子结构转换。
在本发明的另一实施例中，使用具有多个格子级的M算法约束格子解调第一时隙。可以指定多个格子级之中至少一个格子级的残存状态的数量。还可以指定多个格子级的残存状态的数量，以便只允许可接受路径继续作为残存状态。
在本发明的另一方面中，提供用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的方法。接收并解调第一时隙以提供第一时隙估算。解码第一时隙估算，以提供第一解码比特估算。随后约束解调第一时隙以提供第二时隙估算，其中将第二时隙估算中多个比特位置约束为等于相关的第一解码比特估算。解码第二时隙估算以提供接收数据帧估算。使用此数据帧估算来递归重复约束解调操作与解码第二时隙估算操作，以约束此约束解调步骤。
在本发明的系统方面中，提供用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的接收机，这些顺序发送的时隙包含代表对应于数据帧的第一子集比特的编码比特与对应于此数据帧之中的第二子集比特的未编码比特的码元。此接收机包括构造为接收发送时隙的接收机电路和耦合到此接收机并构造为从接收时隙中生成第一时隙估算的第一解调器。第一解码器耦合到此解调器，以便从第一时隙估算和约束时隙中提供第一解码比特估算。也提供构造为根据此约束时隙生成第二时隙估算的约束解调器。提供耦合到此约束解调器的第二解码器，以便从第二时隙估算中提供第二解码比特估算。也包括用于组合第二解码比特估算与第二时隙估算的未编码比特位置来提供接收数据帧估算的装置。
虽然上面主要结合方法方面描述了本发明，但将明白本发明也包含系统方面，包括构造为实施本发明方法的系统。因此，本发明对多通解调提供新颖方案，这提供了改善的接收机性能。
              附图简述
图1A是根据IS-136标准的话音编码系统的方框图；
图1B是根据IS-641标准的话音编码系统的方框图；
图2是根据本发明实施例的接收机的方框图；
图3是图3的接收机的第一实施例的具体方框图；
图4是图3的接收机的第二实施例的具体方框图；
图5是表示用于根据本发明实施例接收调制信号的操作的流程图；
图6示意地表示根据本发明的多通接收机的实施例的处理流程；和
图7示意地表示根据本发明实施例的解调器格子结构的删节。
               本发明的详细描述
现在下面将结合附图更全面地描述本发明，在附图中示出本发明的优选实施例。然而，本发明可以以许多不同的形式来实施并且不应认为限于在此所提出的实施例；相反地，提供这些实施例，以使此公开完全与完整，并且将全部表达本发明的范畴给本领域技术人员。如本领域技术人员将认识到的，本发明可以实施为方法或设备。因此，本发明可以采用硬件实施例、软件实施例或组合软件与硬件方面的实施例的形式。
在此将主要结合将对ACELP格式语音帧(诸如IS-641标准中所规定和上面结合图1B所述)操作并包括编码与未编码比特的移动终端来描述本发明的操作。然而，也可以利用操作在使用通过容易受噪声、衰落与其他信道效应影响的信道发送的调制信号的其他通信系统中实现本发明的益处。
图2表示根据本发明的接收机的一个实施例。如图2的实施例所示，接收机30包括接收机滤波器32，接收并滤波来自诸如移动终端的设备的天线的信号源的信号。将从接收机滤波器32中输出的信号提供给同步器电路34，此电路34提供顺序时隙给均衡器(解调器)36以便解调。
对于诸如ACELP所规定的交错通信格式，从均衡器36中输出的时隙估算又提供给去交错器/格式恢复电路38。将编码的比特从交错器38传送给可以是卷积类型解码器的第一解码器40。从解码器40中输出的比特估算又提供给重新格式器/重新交错器42，此重新格式器/重新交错器42正确定位合适位置中由解码器40输出的“已知”解码比特，以对应于从同步器电路34中接收的时隙。此解码器也可以生成随后馈送给重新交错器42的编码比特的估算。合适位置中的这些“已知”比特然后由诸如均衡器44的约束解调器用于从接收机滤波器32接收的时隙的第二通过解调。
从第二约束解调器44中输出的编码比特利用电路46进行交错与格式恢复并提供给第二解码器48以便解码。来自第二通过解调器44的未编码比特(类别2比特)随后利用组合器电路(未示出)与来自第二解码器48的解码比特估算进行组合，以提供由包含接收机30的诸如移动终端的设备使用的数据帧估算。
将明白：虽然未示出，但解码器48与解码器40的输出还可以进行测试以检测差错比特，如在此将进一步描述的。还将明白：虽然只示出两个通过的解调，但本发明的益处也可以即通过递归使用来自后续解码通过的逐渐可靠的已知比特估算与大于两个通过的解调一起用于进一步约束多通解调器中的后续解调通过，以提供改善的可靠性。
为便于理解本发明，现在将一般描述两个通过解调。在发射机上，在调制器脉冲串n与n＋1上交错语音帧n的编码与未编码比特。在接收机上，在通过1中，解调脉冲串n＋1，随后使用去交错之后脉冲串n与N＋1的通过1解调器输出来解码帧n的编码比特。对于通过2，重新编码与重新交错解码器输出，以产生脉冲串n＋1中的已知码元。随后，重新解调脉冲串n＋1，去交错脉冲串n的通过1解调器输出和脉冲串n＋1的通过n＋1解调器输出，等等。可选择地，在第一通过中，去交错脉冲串n＋1的通过1解调器输出与脉冲串n的通过2解调器输出，等等。在第二通过中，去交错脉冲串n＋1的通过2解调器输出和脉冲串n的通过2解调器输出，等等。
本发明的发明人已证实，利用根据图2的示意实施例的接收机对于类别1与类别2比特能提供误码性能的改善。此改善部分地通过第二次使改善的类别2比特与重新检测类别1比特一起传送通过卷积解码器来获得。在本发明实施例的测试中，在各种信道条件下已观察到类别2比特误码率的从1至2.5dB的提高。另外，已经证实类别1误码率从.5至1dB的提高。也已证实对应于语音质量改善的类别1帧误差率的相应改善。在图3与图4中更具体示出图2的接收机30的两个可选择实施例。
现在参见图3，示出接收机30的基带部分。在图3的实施例中，去交错器58与卷积解码器62将第一与第二通过缓冲器56、57的输出当作独立的数据流。换句话说，在第二通过允许信号如将所述为有效的时，卷积解码器只对第二通过缓冲器进行操作。然而，如果CRC不检查第一通过，则将均衡器软输出En 1(即，第一通过时隙估算)拷贝在分配给En 2(即，第二通过时隙估算)的空间中。
现在参见图3，接收机滤波器32从数据帧源中接收信号并将这些信号提供给模拟-数字接口50。从接口50输出的接收时隙随后根据来自同步电路34的定时同步输入存储在缓冲器52中。来自缓冲器52的接收时隙随后传送给解调器(均衡器)54以便解调。
如图3与4的实施例中将变得清楚的，接收机结构提供给两个通过的多通解调之中每个通过的单个均衡器与解码器的使用。多通解调之中的每个通过对缓冲器52中接收的接收信息的同一第一时隙起作用。而且，虽然只示出两个通过，但本领域技术人员能认识到：仅仅通过递归继续重新解调操作利用所示实施例的结构容易实现多通解调的附加迭代，直至确定接受此输出并开始处理随后接收的时隙。
对于图3的实施例，将来自第一通过解调的均衡器54的输出放置在第一通过缓冲器56中。随后将来自缓冲器56的接收第一时隙估算提供给去交错器/格式恢复器58。将去交错信息放置在第一通过去交错缓冲器60，又将来自第一通过缓冲器60的去交错第一时隙估算传送给卷积解码器62以便解码来提供存储在第一通过缓冲器64中的第一解码比特估算。CRC检测器电路66随后检查解码器62的输出与第一通过缓冲器64，以确定是否检测到任何差错。如果未检测到差错，CRC电路66利用允许信号允许第二通过(或更大数量迭代的实施例中的下一个通过)。
如果允许第二通过，也将卷积解码器62的输出提供给格式恢复器/重新交错器68，此格式恢复器/重新交错器68又输出格式恢复的信息，以便在第二通过解调期间约束均衡器54的合适转换级。在第二通过期间，将均衡器54的输出放置在第二通过缓冲器57中，此缓冲器57又利用电路58进行去交错与格式恢复并随后放置在第二通过缓冲器65中。将来自第二通过缓冲器61的重新格式化的第二时隙估算提供给卷积解码器62，以便解码第二时隙估算来提供放置在第二通过缓冲器65中的第二解码比特估算。如果CRC检测器电路66在第二通过缓冲器输出中未检测到差错，则传送解调与解码的信号以便例如利用语音解码器进行后处理。如果CRC检测电路66在第一通过缓冲器64中检测到差错，则将均衡器软输出En 1拷贝在分配给En 2(即，将第一通过缓冲器56的内容移到第二通过缓冲器57)的空间中以允许继续的多通操作而不利用可能有差错的比特来约束解调。
图4表示图2的接收机30的可选择实施例30’。图4所示的实施例基本上是结合图3所述的接收机结构的较简单实现，其中数据流En 2与En 1共享同一缓冲空间。图4中相同的标号描述与图3相同的单元并且基本上以同一方式操作。然而，图4的实施例中缓冲器要求不同。在允许第二通过解调处理时，均衡器54的第二通过输出替代缓冲器56’中相应的第一通过输出。同样地，也将后续通过中的解码语音帧拷贝在相应的共享缓冲器64’中。图4的实施例是优选的，这是因为相信此结构将使输入端上可用于每个方框的信号噪声比(SNR)最大，得到改善的性能。
如本领域技术人员将认识到的，可以利用硬件、软件或其组合来提供图2-4的本发明的上述方面。虽然接收机30、30’的各个组成部分已表示为分立元件，但实际上这些组成部分也可以利用通用或混合芯片、利用分立元件或利用上面的组合使用包括输入与输出端口并运行软件代码的微控制器以集成方式来实施。例如，来自模拟/数字接口50的所有下行元件可以使用微处理器或数字信号处理器或其他应用特定的集成电路(ASIC)来实施。同样地，在这些附图中表示为独立方框的接收机30、30’的各种操作可以实施为在处理器上执行的代码。
现在将结合图5的流程图来描述根据本发明的示例性操作。将明白：流程示意图的每个方框和此流程示意图的方框的组合能利用计算机程序指令来实施。这些程序指令可以提供给处理器以产生一种机制，以使在此处理器上执行的指令生成用于实现在流程图方框中指定的功能。可以由处理器执行这些计算机程序指令，以使一系列步骤由此处理器执行来产生计算机实施处理，以致在此处理器上执行的指令提供用于实施在流程图方框中指定的功能的步骤。
因此，此流程图的方框支持用于执行特定功能的装置的组合、用于执行特定功能的步骤和用于执行特定功能的程序指令装置的组合。也将明白：此流程示意图的每个方框和此流程示意图的方框的组合能利用执行特定功能或步骤的基于特殊用途硬件的系统或特殊用途硬件与计算机指令的组合来实施。
图5表示根据本发明实施例用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的操作，这些顺序发送的时隙包含代表对应于来自数据帧的第一子集比特的编码比特与对应于此数据帧之中的第二子集比特的未编码比特的码元。在方框100，由接收机30接收第一时隙。此接收时隙随后首先进行第一通过解调，如方框102所示，以提供具有编码比特位置与未编码比特位置的第一时隙估算。对于使用交错的协议，其中来自数据帧的比特包含在第一时隙与第二时隙中，此时隙估算如方框106所示进行去交错并在方框108解码第一时隙估算的编码比特位置以提供第一解码比特估算。
在方框110，诸如利用CRC检错技术检测解码比特估算的差错。如果在来自方框108的比特估算中发现差错，在方框112将第一时隙估算重新装载到缓冲存储器中，以允许多通操作继续其正常操作流程而实际上不根据包含第一通过的解码结果的差错限制第二通过解调。否则，如果未检测到差错，操作移到方框114，在方框114再次解调第一时隙，以便给第二时隙估算提供通过将编码比特位置约束为等于来自方框108的第一解码比特估算进行约束的解调。
通过组合第一解码比特估算与来自第一时隙估算的未编码比特位置的比特并插入对应于还未作为交错方法的结果进行接收的数据帧的比特分段可以约束解调以提供再生时隙。此再生时隙可以用于在方框114在约束解调期间限制格子结构转换。
在方框116，去交错方框114上约束解调的输出。在方框118，解码来自约束解调的去交错输出编码比特以提供第二解码比特估算。如果在方框118上第二通过解码的输出中没有差错，组合来自方框118的第二解码比特估算与来自方框114的第二时隙估算的未编码比特位置，以提供从接收机30接收的数据帧估算。
如前所述，本发明不限于仅两个通过的多通解调而可以包括附加的通过以增加可靠性。在第一实施例中，在迭代中使用来自最近的前一解码步骤的解码比特估算可以重复约束解调(方框114)与解码(方框118)的操作，以约束此约束解调，直至例如计数器期满。随后方框120上的组合步骤组合在计数器期满之前最后通过的解码比特估算的最后子集，以提供接收数据帧估算。可选择地，可以递归地继续操作，直至满足可靠性准则中的变化。例如，多通操作可以继续迭代，直至后续通过中可靠性变化相对前一通过下降到低于最小变化电平。
图6提供表示在根据本发明的一个实施例处理语音帧时这些语音帧所发生的变化的示意图。在发送设备上，根据CRC码编码的语音帧Fn进行卷积编码与交错以形成时隙Sn，于是从当前语音帧Fn与前一语音帧Fn－1中形成当前时隙Sn。在信道上发送这些时隙并利用接收机30、30’接收这些时隙。
接收的时隙Rn存储在缓冲器中。在卷积解码与去交错产生对应于前一语音帧Fn－1的重构语音帧Fn－1 R之前，此时隙进行同步并通过均衡器(解调器)进行传送，以形成软均衡器输出En。对此Fn－1 R进行CRC检测并在CRC校验时馈送给格式恢复程序。如果CRC不校验，诸如通过插入安慰噪声、前一语音帧的重复或假定至此语音解码器的以前输入时当前语音帧的预测，对此语音帧执行坏帧掩蔽程序。
假定后续重构的语音帧Fn R＝Un是未知的以保证相对常规接收机没有附加延迟。另外，对应于解码语音帧Fn－1 R的类别2比特Cn－1 2R也假定是未知的并且重新放置在具有利用Un－1 2R表示的未知标记的重构语音帧Fn－1 R中。在此假定之下再生检测时隙Sn R。此再生时隙Sn R用于在接收时隙Rn的第二均衡期间限制格子结构转换，产生新的软均衡器输出En 2。也使此软输出时隙第二次通过去交错器与卷积解码器，以产生通过CRC检测器的更新语音帧Fn－1 2。如果CRC通过，则将此帧发送给语音解码器。
在第二通过期间，均衡器从卷积解码器的第一通过的输出中接收重构时隙。在图6中，这表示为对应于语音帧Fn－1和未知语音帧Un的已知类别1比特Cn－1 1R与未知类别2比特Un－1 2R的级联。交错此级联，以形成用于以所显示的方式限制均衡器的格子结构转换的假定时隙Sn D。
可以从两个抽头信道中形成用于IS-136类型电话机的均衡器格子结构。因而，利用单个差分编码码元形成此状态，并且在编码之前利用信息码元确定从一个状态至另一状态的变换。利用对应于接收样本的那个分支上的白化匹配滤波器的输出与此白化滤波器对引起分支变换的差分编码构象点的响应之间的平方Euclidean距离给出分支标记，这样的状态变换表表示在表1中。
表1：状态变换图
             信息比特(变换)
00(1) 01(j)  11(-1) 10(-j)
当前状态 信道码元                 下一状态
    0     1     0     1     2     3
1 j 1 2 3 0
    2     -1     2     3     0     1
3 -j 3 0 1 2
此假定时隙由四元码元组成，由以下组合之中任何一种组合组成：
1.两个比特都是已知的；状态之中只有一个格子结构转换是有效的；
2.两个比特之一是已知的；可能的四个格子结构转换之中的两个格子结构转换是有效的；
3.两个比特都是未知的；所有的格子结构转换都是有效的。
现在参见图7，示意地表示出用于根据本发明的实施例限制格子结构转换的删节技术。图7表示在删节之后利用第二通过所看见的均衡器格子结构的两个级，第一级是在第一通过解调之后四元码元的两个比特是未知的级。这些未知比特利用标记u标记在格子结构之上。第二级对应于一个已知比特0和一个未知比特u使用(0，u)表示在格子结构之上。对应于差分构象点的格子结构的状态利用ejpπ/2内的索引p＝{0，1，2，3}来表示。分支标记规定在格子结构图的左边并且对应于从顶分支开始从状态引出的格子分支。从格子结构图的检查中，发现第二级包含其分支标记在第一位置中具有比特0的所有那些路径。
可以通过不允许无效转换或通过给分支度量计算增加大偏置来删节格子结构转换，于是将强迫那个转换的孩子(children)在进行判定处理期间不计数。
之后是表示利用Sn D表示的假定判定可以用于构造利用当前状态currentState、下一个状态nextState与码元symbol标引的三维度量偏置距阵metricBias的伪随机码表示：
　　对于格子结构的所有状态(cnt＝1到161){

　　    使用{int ref0＝reformatbuf[(2*cnt)]；

　　        int ref1＝reformatbuf[(2*cnt＋1)]；}识别重新格式

　　        化缓冲器的比特

　　对于下一状态(0到3){

　　    对于现在的状态(0到3){

　　        使用{int syb＝(nextState－currentState＋4)/％4；

　　            int bit0；

　　            int bit1；

　　            Diff2Bits(syb，&bit0，&bit1)；

　　                          //0到-1-1，
				
				<dp n="d13"/>
　　                          //和1到-1 1

　　                          //和2到1 1

　　                          //和3到1 -1}确定分支码元

　　                          并变换至比特
如果ref0未知{

　　如果ref1未知{//不偏置

　　    metricBias[currentState][nextState][cnt]＝0.0；

　　}否则{//ref0是未知的，并且ref1是已知的}

　　    如果ref1等于比特1{//不偏置

　　    metricBias[currentState][nextState][cnt]＝0.0；

　　}否则{//无效转换

　　        //偏置度量

　　    metricBias[currentState][nextState][cnt]＝BIGVALUE；

　　     }

　　}
}否则{//ref0是已知的

　　如果ref0等于比特0{

　　    如果ref1是未知的{

　　        //ref0＝比特0并且ref1是未知的

　　        //不偏置

　　        metricBias[currentState][nextState][cnt]＝0.0；
}否则{//ref0＝比特0并且ref1是已知的

　　如果ref1等于比特1{//不偏置

　　    metricBias[currentState][nextState][cnt]＝0.0；

　　}否则{//ref1不等于比特1

　　        //无效转换

　　    metricBias[currentState][nextState][cnt]＝BIGVALUE；

　　    }

　　}
}否则{//ref0不等于比特0

　　metricBias[currentState][nextState][cnt]＝BIGVALUE；
}
				
				<dp n="d14"/>
　　}
   }
  }
}
在分支度量的每个计算时，利用下式将利用伪码定义的偏置加到此度量上。Metric[nextstate][transition]＝metric[oldState][survivor]+
  deltaMetric[nextState][oldState][trellisStage]＋
  metricBias[oldState][nesState][trellisStage]；
将本发明与诸如IS-136标准的协议一起使用，根据有关类别1A与类别1B比特的假定判定可以改善类别2误码率性能。在一些信道情况下，这可以得到比类别1B误码性能更好的类别2误码性能。因此，在某些情况下利用能使用不同子集的比特用于假定判定的第三与后续通过可以提供改善的性能，即对于类别1A与类别2相对类别1B误码性能得到改善。而且，有关各个类别的比特的判定之间的此改变可以利用多个通过来完成，得到每个通过的误码性能的逐渐改善。这样的改变将理解为包括在本发明的范畴内。
如上所述，强迫度量值可以用于调节第二通过的约束来调制。然而，将明白，可选择地，通过在解调期间抛弃对应于不同于对应于那个位置的第一通过解码比特估算的时隙的编码比特位置之一的位置中具有比特估算的任何候选比特路径可以得到同样的结果。对于有关第一通过的解调器与解码器的硬输出，此方案可以用作偏置对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的编码比特位置之一的位置中具有比特估算的任何候选路径的度量的一个选择方案。
本发明也可以有益地利用具有软输出的维特比算法或利用提供对应于解码比特估算的可靠性的其他类型的算法来实施。这些可靠性估算优选用于偏置后续通过中解调器使用的递增度量。提供给此度量的偏置的大小可以基于每级的约束调制格子结构的相关的一个第一解码比特估算的相关软可靠性值。例如，可以与所示输出的可靠性值成比例增加此度量的偏置。也如所述的，可以迭代多通操作，直至计数器期满或可靠性没有进一步改善。
在本发明的另一方面中，利用差分解码器而不利用均衡器类型的解调器来执行第一通过解调。这提供接收机操作的功率节省并且仍然可以产生可接受的结果，特别是在信道扩散低的情况下。可选择地，可以根据后续通过中改善的量来确定差分解码器方案与均衡器方案之间的变换。换句话说，如果在第二通过中检测到大的改善，则可能希望转换到使用均衡器而不在第一通过上使用差分解码器，这是因为大的改善可以表示信道性能不足以依赖于差分解码器来进行第一通过的解调。
还将明白，优选与本发明一起使用信道跟踪器类型的解调器。通过约束解调器的信道跟踪可以提供约束解调的反馈。已知具有两种可选择解调器结构用于信道跟踪器，一般称为每个状态或每个残存信道模型(CMS)变量与单个信道模型(SCM)变量。已发现本发明的益处可以利用每个残存(即，CMS)结构来最佳实现。然而，虽然这是实施本发明的优选方案，但本发明的益处也可以利用单个信道模式类型解调器来实现。
本发明可以根据维特比算法的变量与解调器一起使用。例如，M算法是在源编码、信道解码与解调中使用的树状检索技术。M算法可以看作近似最大似然序列估算(MLSE)的减少复杂性算法，这利用维特比算法来实现。将描述L元调制方案的算法，其中L＝2l，其中l比特变换为调制码元s。在接收机上，考虑具有2l(D－1)个状态的格子结构，能处理长度为D码元的码元间干扰。每个状态具有2l分支的扇出，每个分支利用不同的码元来标记，并且具有2l分支的扇入，每个分支利用同一码元来标记。
在IS-136中，例如，l＝2，于是L＝4。D的值对于维特比算法一般选择为2，以保持其复杂性是可管理的。这导致具有4个状态的格子结构。然而，D的3或4的较大值通过考虑由于部分隔开的信道扩散与接收机滤波引起的更多码元间干扰可以产生更好的结果。
M算法一般如下操作：对于某一值M，一般为2l(D－1)的小部分，在此格子结构的级n－1上，具有M个残存状态，表示为δn－1 l，…，δn－1 M，其累加度量表示为cn－1 l，…，cn－1 M。从每个状态中，具有2l个输出分支。因而，到达级n的不同状态的数量V是2l与M 2l之间的变量。到达的每个状态也具有1与2l分支之间的扇入f。具有f个候选路径度量，每个度量等于此分支的开始状态的路径度量加上此分支度量。查找此状态的最小候选度量要求f个比较。(可以包括第一候选度量与标称大值之间的一般比较以简化此算法的结构。)对应于最小度量的路径现在是在那个状态中结束的残存路径。考虑所有的状态，比较的数量是M2l。对于所有的状态，也具有M 2l个分支度量计算(每个度量要求许多加法和/或乘法)和M 2l个加法。最后，如果V＞M，则V个状态之中具有最小累加度量cn－1 l，…，cn－1 M的M个状态δn－1 l，…，δn－1 M残存在级n上。(为了保持复杂性是可管理的，假定总是具有M个残存状态，这导致复杂性的过高估算)。
例如，在维特比算法中，每个状态一般具有2l个分支度量计算，总共为2l(D－1)2l。每个状态一般要求2l个加法来产生总共为2l(D－1)2l的候选路径度量。
来自解调的反馈可以用于根据本发明修改M算法。在IS-136中，例如，D＝3，整个格子结构具有16个状态。可选择M的值和4一样低，对性能影响很小。
在一个实施例中，来自第一通路译码器的反馈是以硬判决的形式。即，解码器告诉解调器：特定比特(例如，104)是已知的。解调器利用此知识来限制它能输出的可能的序列组。根据来自解调器的反馈，这样做的一种有效方式是通过删节不能出现的分支来限制此格子结构。
M算法可以有益地根据本发明实现约束格子结构。如上所述，对于此格子结构的未约束级，每个状态具有2l个分支的扇出。在已知那个级的1之中的i个比特，每个扇出减至2l－1。因此，具有M 2l－1个比较、M 2l－1个分支度量计算和M 2l－1个加法。在此级的开始时具有M 2i个残存状态，则这些数量能回升到较早的值。由于实现知道格子级的约束，所以可以规定每个级的残存状态的数量来根据本发明的方法实现约束解调。
将残存级的数量增加2i的效果表示：允许查找空间根据来自解码器的反馈随认为可接受的序列增长。实际上，M算法与解码器反馈的组合可以理解为对可接受序列应用M算法，这直接可应用于编码与未编码调制方案，这也可以应用于具有级联码，其中内码将起着解调器的作用。上述中的编码方案也可以是卷积或块码，并且可以是二进制或对较大字母表操作。本发明与如IS-136标准中的具有跟踪的相干解调或如GSM标准中没有跟踪的相干解调相容。
在附图与说明书中，已经公开本发明的典型优选实施例，并且虽然采用特定术语，但只在一般与描述意义上使用这些术语而不用于限制目的，本发明的范畴在下面的权利要求书中提出。

Claims (30)

1.用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的一种方法，这些顺序发送的时隙包含代表对应于数据帧的第一子集比特的编码比特和对应于此数据帧的第二子集比特的未编码比特的码元，此方法包括以下步骤：
接收第一时隙；
解调第一时隙，以提供具有编码比特位置与未编码比特位置的第一时隙估算；
解码第一时隙估算的编码比特位置，以提供第一解码比特估算；和随后
约束解调第一时隙，以提供具有编码比特位置与未编码比特位置的第二时隙估算，其中根据第一解码比特估算约束编码比特位置的第二时隙估算；
解码第二时隙估算的编码比特位置，以提供第二解码比特估算；和
组合第二解码比特估算与第二时隙估算的未编码比特位置，以提供接收数据帧估算。
2.根据权利要求1的方法，其中解码第一时隙估算的编码比特位置的步骤之后是检测第一解码比特估算中的差错的步骤，和其中解码第二时隙估算的编码比特位置的步骤包括在检错步骤中检测到差错时解码第一时隙估算的编码比特位置以提供第二解码比特估算的步骤。
3.根据权利要求2的方法，其中第一解码比特估算包括至少一个检错比特，和其中此检测步骤包括根据此至少一个检错比特检测第一解码比特估算中的差错的步骤。
4.根据权利要求1的方法，其中约束解调第一时隙的步骤包括约束格子解调第一时隙的步骤。
5.根据权利要求4的方法，其中约束格子解调第一时隙的步骤包括在解调期间抛弃对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的编码比特位置之一的位置中具有比特估算的任何候选比特路径的步骤。
6.根据权利要求4的方法，其中约束格子解调第一时隙的步骤包括偏置对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的编码比特位置之一的位置中具有比特估算的任何候选比特路径的度量的步骤。
7.根据权利要求4的方法，其中解码第一时隙估算的编码比特位置的步骤包括解码第一时隙估算的编码比特位置以提供均具有相关软可靠性值的第一解码比特估算的步骤，和其中约束格子解调第一时隙的步骤包括根据相关的一个第一解码比特估算的相关软可靠性值偏置对应于不同于相关的一个第一解码比特估算的第一时隙的编码比特位置之一的位置中具有比特估算的任何候选比特路径的度量的步骤。
8.根据权利要求4的方法，其中解码第二时隙估算的编码比特位置的步骤之后是使用来自最近解码步骤的解码比特估算重复约束解调与解码第二时隙估算步骤的编码比特位置以约束此约束解调直至计数器期满的步骤，和其中此组合步骤包括组合来自此重复步骤的最后集合的解码比特估算与来自此重复步骤的最后时隙估算的未编码比特估算以提供接收帧估算的步骤。
9.根据权利要求4的方法，其中解码第二时隙估算的编码比特位置的步骤之后是使用来自最近解码步骤的解码比特估算重复约束解调与解码第二时隙估算步骤的编码比特位置以约束此约束解调直至满足可靠性准则的步骤，和其中此组合步骤包括组合来自此重复步骤的最后集合的解码比特估算与来自此重复步骤的最后时隙估算的未编码比特估算以提供接收帧估算的步骤。
10.根据权利要求4的方法，其中解调第一时隙的步骤包括使用差分解码器解调第一时隙的步骤。
11.根据权利要求4的方法，其中解调第一时隙的步骤包括在满足可靠性准则时使用差分解码器解调第一时隙和在不满足可靠性准则的变化时卷积解调第一时隙的步骤。
12.根据权利要求4的方法，其中约束解调的步骤包括使用每个残存处理约束解调的步骤。
13.根据权利要求4的方法，其中解调第一时隙的步骤包括在第一存储位置中存储第一时隙估算的步骤，和其中约束解调的步骤包括在第一存储位置中存储第二时隙估算的步骤。
14.根据权利要求1的方法，其中此数据帧的第一分段的比特包含在第一时隙中，并且此数据帧的第二分段的比特包含在第二时隙中，以提供交错的数据传输。
15.根据权利要求14的方法，其中在第二时隙之前接收第一时隙，和其中约束解调的步骤之前是组合第一解码比特估算、来自第一时隙估算的未编码比特位置的比特和对应于第二分段比特的未知比特以提供再生时隙的步骤，并且其中约束解调步骤包括使用此再生时隙约束格子解调以限制解调期间格子结构转换的步骤。
16.根据权利要求15的方法，其中约束格子解调第一时隙的步骤包括通过根据此再生时隙偏置选择的候选比特路径的度量在解调期间限制格子结构转换的步骤。
17.根据权利要求15的方法，其中解码第一时隙估算的编码比特位置的步骤包括解码第一时隙估算的编码比特位置以提供均具有相关的软可靠性值的第一解码比特估算的步骤，和其中约束格子解调第一时隙的步骤包括通过根据此再生时隙并根据相关的一个相关软可靠性值偏置选择的候选比特路径在解调期间限制格子结构转换的步骤。
18.根据权利要求15的方法，其中约束格子解调的步骤包括使用每个残存处理约束解调的步骤。
19.根据权利要求14的方法，其中接收的步骤包括接收第一时隙与第二时隙的步骤，和解调的步骤包括解调第一时隙与第二时隙以提供均具有对应于此数据帧的编码比特位置与未编码比特位置的第一时隙估算与第三时隙估算的步骤，并且其中解码第一时隙的步骤包括去交错第一与第三时隙估算和解码对应于此数据帧的编码比特位置以提供第一解码比特估算的步骤。
20.根据权利要求19的方法，其中接收的步骤包括接收第二时隙并随后接收第一时隙的步骤。
21.根据权利要求4的方法，其中约束格子解调第一时隙的步骤包括使用具有多个格子级的M算法约束格子解调第一时隙的步骤。
22.根据权利要求21的方法，其中约束格子解调的步骤包括为多个格子级之中至少一个格子级指定许多残存状态的步骤。
23.根据权利要求22的方法，其中指定许多残存状态的步骤包括为多个格子级指定残存状态的数量以便只允许可接受路径作为残存状态继续的步骤。
24.用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的一种方法，此方法包括以下步骤：
接收第一时隙；
解调第一时隙以提供第一时隙估算；
解码第一时隙估算以提供第一解码比特估算；和随后
约束解调第一时隙以提供第二时隙估算，其中将第二时隙估算中的多个比特位置约束为等于相关的第一解码比特估算；
解码第二时隙估算以提供接收数据帧估算；和
递归重复约束解调步骤和解码第二时隙估算步骤，其中此数据帧估算用于约束此约束解调步骤。
25.根据权利要求24的方法，其中递归重复的步骤包括递归重复约束解调与解码第二时隙估算步骤直至计数器期满的步骤。
26.根据权利要求24的方法，其中递归重复的步骤包括递归重复约束解调与解码第二时隙估算步骤直至满足可靠性准则的步骤。
27.用于接收包括多个顺序发送的时隙的调制信号的一种接收机系统，这些顺序发送的时隙包含代表对应于来自数据帧的第一子集比特的编码比特与对应于来自此数据帧的第二子集比特的未编码比特的码元，此接收机系统包括：
接收机，构造为接收这些发送的时隙；
第一解调器，耦合到此接收机并构造为从接收时隙中生成第一时隙估算；
第一解码器，耦合到此解调器，以便从第一时隙估算与约束时隙中提供第一解码比特估算；
约束解调器，构造为根据此约束时隙生成第二时隙估算；
第二解码器，耦合到此约束解调器，以便从第二时隙估算中提供第二解码比特估算；和
用于组合第二解码比特估算与第二时隙估算的未编码比特位置以提供接收数据帧估算的装置。
28.根据权利要求27的接收机系统，其中此解调器是差分解码器，并且此约束解调器是格子解调器。
29.根据权利要求27的接收机系统，还包括构造为存储第一时隙估算与第二时隙估算的缓冲存储器。
30.根据权利要求29的接收机系统，其中此缓冲存储器构造为在同一存储位置中存储第一时隙估算与第二时隙估算。
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