JP5037992B2 - イグナイタ - Google Patents

Description

本発明は、点火コイルの一次電流を断続制御させるイグナイタに関し、特に、内燃機関の誤点火を防止させる際に用いて好適のものである。

気筒内に供給された混合気を爆発燃焼させる内燃機関は、複数の気筒が配備され、ＥＣＵ（Engine Control Unit）によって所望の気筒を適宜のタイミングで燃焼させることにより、安定した駆動状態を実現させている。ＥＣＵは、各気筒に設けられたイグナイタに駆動信号を送信し、点火プラグを放電させる指令を行う。かかる駆動信号には様々なノイズ成分が重畳されているため、イグナイタは、入力された駆動信号に基づいて情報を解読し、点火プラグの放電タイミング及び放電時間を適宜に制御する。

図１１には、イグナイタの構成が示されている。かかるイグナイタ１０００は、筐体部１１１０とＩＧＢＴ１１２０と制御部１１３０と放熱体１１４０とから構成されている。筐体部１１１０は、耐熱性の樹脂材から成り、コネクタ部１１１０ａと外接部１１１０ｂと格納部１１１０ｃとが成形されている。また、筐体部１１１０には、電源端子１１１１ａとコレクタ端子１１１１ｂと入力信号端子１１１１ｃとグランド端子１１１１ｄとが一体成形されている。ここで、電源端子１１１１ａ及び入力信号端子１１１１ｃ及びグランド端子１１１１ｄは、コネクタ部１１１０ａの内部に露出した状態で配列される。また、コレクタ端子１１１１ｂは、放熱体１１４０を介してＩＧＢＴ１１２０のコレクタ端子に接合されている。そして、全ての端子１１１１は、格納部１１１０ｃの内部において一旦露出される。更に、電源端子１１１１ａにあっては、再び筐体部１１１０に埋没され、端部が格納部１１１０ｃの外方に露出される。また、コレクタ端子１１１１ｂにあっても、再び筐体部１１１０に埋没され、端部が格納部１１１０ｃの外方に露出される。そして、電源端子１１１１ａの端部及びコレクタ端子１１１１ｂの端部は、格納部１１１０ｃの外方において、点火コイルを構成する一次コイルに各々接続される。加えて、格納部１１１０ｃには、制御部１１３０及びＩＧＢＴ１１２０及び放熱体１１４０が格納される。制御部１１３０は、ＩＧＢＴ１１２０及び端子１１１１の露出部へ適宜にワイヤーボンディングされる。また、制御部１１３０には、ドライブ回路及び電流制限回路をはじめとする実装回路が適宜に設けられている。かかるドライブ回路は、ＥＣＵから供給された駆動信号を解読し、ノイズ成分を排除させたゲート電圧Ｖｇに変換させる。また、電流制限回路は、ＩＧＢＴ１１２０のゲート電圧Ｖｇを制御し、ＩＧＢＴの出力電流Ｉｃを一定値に制御させ、当該ＩＧＢＴ１１２０の発熱又は熱暴走を回避させる。

かかる構成を具備するイグナイタ１０００では、電源端子１１１１ａに電源電圧Ｖｂが印加され、電源電圧Ｖｂは一次コイルＬ１及び制御部１１３０に分配される。そして、電源電圧Ｖｂは、一次コイルＬ１によって一次電圧Ｖｃに変換され、ＩＧＢＴ１１２０のコレクタ端子へ印加される。また、入力信号端子１１１１ｃに入力された駆動信号Ｇｓは、制御部１１３０を介してゲート電圧Ｖｇに変換され、その後、かかるゲート電圧Ｖｇは、ＩＧＢＴ１１２０のゲート端子に導かれ、ＩＧＢＴ１１２０を駆動させる。かかる如くＩＧＢＴ１１２０が駆動されると、ＩＧＢＴ１１２０のエミッタ端子から出力電流Ｉｃが出力され、出力電流Ｉｃは、制御部１１３０を介してグランド端子１１１１ｄへと導かれる。このとき、ＩＧＢＴ１１２０の駆動状態に応じて一次電圧Ｖｃが変動し、これにより、二次コイルＬ２では、二次電圧Ｖ２が誘起され、ＯＮ時電圧Ｖｑ及びピーク電圧Ｖｐ等を発生させる。

以下、イグナイタ１０００を適用させた従来技術に係る点火装置の動作について説明する。図８には、適正状態の駆動信号Ｇｓがイグナイタ１０００に入力された際の、点火装置の動作が示されている。適正状態の駆動信号Ｇｓでは、図示の如く、規定時間ｔｒを伴う矩形波とされている。尚、規定時間ｔｒは、ＩＧＢＴ１１２０又は図示されない点火コイルの性能に応じて適宜に規定される。駆動信号Ｇｓがイグナイタ１０００に入力されると、時間ｔ１〜ｔ２において、ゲート電圧Ｖｇには駆動信号Ｇｓに相当する矩形波が立ち上がり、出力電流Ｉｃでは線形的に増加する電流が発生する。これにより、一次電圧Ｖｃが誘起され、二次電圧Ｖ２ではＯＮ時電圧Ｖｑが誘起される。但し、かかる場合のＯＮ時電圧Ｖｑは、＋１．５ｋＶ以下に抑えられるので、点火プラグに放電を起こさせることはない。その後、時間ｔ２〜ｔ３では、ゲート電圧Ｖｇの電圧値が制御部１１３０の電流制限回路によって制御され、出力電流Ｉｃの値が１７Ａ程度に抑えられる。そして、時間ｔ３の直後では、駆動信号Ｇｓの立ち下がりに応じて、ゲート電圧Ｖｇ及び出力電流Ｉｃも同様に立ち下がる。このとき、一次電圧Ｖｃでは４３０Ｖ程度の自己誘導起電力Ｖｃｍが急峻に発生するので、二次電圧Ｖ２は、−１．５ｋＶを大幅に下回る負電圧が誘起され、点火プラグを放電状態に至らしめる。

しかしながら、イグナイタ１０００に入力される駆動信号Ｇｓは、ＥＣＵの動作障害又は誘導ノイズに起因する外乱によって、規定時間ｔｒより長い時間成分の矩形波とされる場合がある。かかる場合、制御部１１３０は、不適当な時間成分を規定時間ｔｒと誤認識し、ＩＧＢＴ１１２０を異常発熱させてしまうとの問題が生じる。かかる問題を回避するため、制御部１１３０にセルフシャットダウン回路を追加することで、駆動信号Ｇｓの立ち上がり時間をカウントし、併せて、規定時間ｔｒの到来後にゲート電圧を強制的にＬｏｗ状態とさせる技術が検討されている。ここで、セルフシャットダウン回路は、駆動信号Ｇｓの立ち上がり時間をカウントするクロックカウンタと、当該クロックカウンタの指令によってゲート端子及びグランドを短絡させるスイッチング素子とから構成されている。しかしながら、セルフシャットダウン回路を具備する制御部１１３０では、セルフシャットダウン回路を構成するスイッチング素子の動作に応じて、ゲート電位Ｖｇが急激にアースされるので、誤ったタイミングで点火プラグに放電作用を与えてしまうとの問題が生じる。このとき、かかるイグナイタは、内燃機関の気筒内部において供給燃料を誤点火させ、当該内燃機関に生じる振動及び破損の原因となる。

そこで、特開２００２−００４９９１号公報（特許文献１）では、セルフシャットダウン回路を備えるイグナイタの改善例が紹介されている。特許文献１に係るイグナイタは、スイッチングデバイス（特許請求の範囲におけるスイッチング素子）と電流制限回路と電圧制限回路（実施の形態における双方向ツェナーダイオードＤｚ２）とタイマ回路（特許請求の範囲におけるセルフシャットダウン回路）と主電流漸減回路とから構成されている。ここで、主電流漸減回路は、ゲート信号ライン及びグランドの間に設けられたトランジスタと、コンデン及び抵抗が直列接続された直列回路とから構成されている。電流制限回路には、５端子を備える演算増幅器が設けられており、非反転端子によって出力電流Ｉｃが検出され、反転端子に当該直列回路の分圧電位が基準電位として印加され、出力端子に主電流漸減回路のトランジスタのゲート部が接続される。即ち、特許文献１に係るイグナイタでは、セルフシャットダウン回路が機能する際、直流回路によって基準電圧を漸減させるので、図９に示す如く、時間ｔ３において、ゲート電位Ｖｇの低下速度が緩和され、出力電流Ｉｃの立ち下がり勾配が緩やかになる。従って、一次コイルＬ１に生じる自己誘導起電力Ｖｃｍが抑制され、これにより、ピーク電圧Ｖｐが適宜に抑えられ、点火プラグの誤放電が回避されている。

また、特開２００４−３１６４６９号公報（特許文献２）では、特許文献１に係る主電流漸減回路の構成を簡素化させたイグナイタの変更例が紹介されている。特許文献２に係るイグナイタは、スイッチング素子と電流制限回路とゲート電圧緩減回路と異常検出回路（特許請求の範囲におけるセルフシャットダウン回路）とから構成されている。かかるゲート電圧緩減回路は、ゲート信号ラインとグランドとの間に抵抗が設けられており、当該抵抗とスイッチング素子の寄生容量とによって、ゲート電位Ｖｇの低下速度を制御する。特許文献２に係るイグナイタでは、図９に示す如く、セルフシャットダウン回路によって駆動信号の時間成分か規定時間ｔｒより長いと判断されると、当該セルフシャットダウン回路がゲート電圧緩減回路を駆動させる。そして、前述の如く、時間ｔ３においてゲート電圧Ｖｇを緩減させ、これにより、点火プラグの誤放電を防止させる。即ち、特許文献２に係る技術では、スイッチング素子の寄生容量が有効に利用されるため、これに伴い、イグナイタの構成の簡素化が図られている。
特開２００２−００４９９１号公報 特開２００４−３１６４６９号公報

しかしながら、特許文献１に係るイグナイタでは、制御部を構成する実装基板又はシリコン基板上に、主電流漸減回路を新たに設ける必要があり、制御部の構成が複雑化され、生産コストの高騰を招くとの問題が生じる。

また、特許文献２に係るイグナイタでは、スイッチング素子の構造上、寄生容量が低値とされるので、ゲート電圧緩減回路として用いられる抵抗は、抵抗値及び外寸に関して数１０ＭΩとされる非常に大きい抵抗素子を選択する必要がある。このとき、当該抵抗素子は、制御部に実装されることとすると、イグナイタの外形寸法を肥大化させ、生産コストの上昇を招くとの問題が生じる。

更に、特許文献１及び特許文献２の何れの文献にも開示されていないが、絶縁酸化膜によって構成されるスイッチング素子では、セルフシャットダウン回路が作動しても、ゲート端子に電荷を残存させる場合があり、これにより、スイッチング素子が駆動状態に維持されることがある。従って、かかるイグナイタでは、電源電圧の浪費が懸念されると供に、スイッチング素子の発熱を促すとの問題が生じる。

本発明は上記課題に鑑み、簡素な構成によって点火装置の誤点火防止を実現させ、併せて、スイッチング素子の動作の安定化に寄与するイグナイタの提供を目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では次のようなイグナイタの構成とする。すなわち、ゲート端子及び入力端子及び出力端子を有し前記ゲート端子へ入力されるゲート信号に応じて断続的に駆動されるパワートランジスタと、前記ゲート信号を形成させるドライブ回路と、所定機能が作用することにより前記ゲート信号の供給を遮断させるセルフシャットダウン回路と、前記ドライブ回路及び前記セルフシャットダウン回路を構成する電気的素子が配設された制御部と、を備えるイグナイタにおいて、
前記制御部は、前記セルフシャットダウン回路が前記ゲート信号を遮断させているとき、前記ゲート端子から当該制御部へ流れこむ電流を遮断させ、
前記パワートランジスタは、前記ゲート端子に導通される導電層及び絶縁酸化膜及び前記出力端子に導通される導電層によって形成される寄生容量部と、一端が前記ゲート端子へ電気的に接続され他端が前記出力端子へ電気的に接続される抵抗部と、が形成された構造部を有し、前記セルフシャットダウン回路が前記ゲート信号を遮断させているとき、前記抵抗部を介して前記寄生容量部に帯電された電荷を放電させ、前記電荷が前記抵抗部を介して放電するとき、前記ゲート端子及び前記出力端子の間に生じる電位差を緩減的に減少させることとする。
好ましくは、前記ドライブ回路は、ＥＣＵから出力された駆動信号を修正成形し、当該駆動信号の入力によって間接的に前記パワートランジスタを駆動させることとする。
より好ましくは、前記セルフシャットオフ回路は、電源電力が供給される一方のトランジスタと、前記一方のトランジスタをオン状態又はオフ状態に切換えさせる回路部と、を具備し、前記ドライブ回路は、前記一方のトランジスタを介して前記電源電力が供給される他方のトランジスタと、前記他方のトランジスタを駆動させ前記ゲート信号を形成させる回路部と、を具備し、前記一方のトランジスタと前記他方のトランジスタとが電気的に接続される部分は、前記ゲート端子へ導通されるゲート信号ラインが設けられ、当該部分から前記ゲート信号ラインを介して前記ゲート信号を出力させることとする。
より好ましくは、前記パワートランジスタは、前記制御部の基板から独立していることとする。
更に、前記抵抗部は、抵抗値が０．９ＭΩ以上の範囲に設定されるのが好ましい。更に好ましくは、前記抵抗部は、抵抗値が１ＭΩ以上であって、且つ、３０ＭΩ以下である範囲に設定されることとする。

以上の如く、本発明に係るイグナイタでは、絶縁酸化膜を利用した寄生容量部と、ゲート端子に残存する電荷をエミッタ端子に開放する目的で予め設けられた抵抗部との双方を有効利用し、点火プラグの誤放電を防止させる機能を実現させたので、不要な構成部品の追加を回避し得て、極めて効果的に装置の簡素化が図られる。

また、本発明に係るイグナイタでは、ゲート端子と出力端子との間に抵抗部が設けられたスイッチング素子とされるので、ゲート端子に帯電する電荷が適宜に開放され、これにより、停止指令時に誤ってスイッチング素子が駆動する事なく、不必要なスイッチング素子の動作が抑制され、以て、消費電力の低減が図られる。

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。先ず、図２を参照して、スイッチング素子の構成について説明する。図２（ａ）には、スイッチング素子１１２０の等価回路の一態様が示されている。図示の如く、本実施の形態に用いられるスイッチイグ素子１１２０は、ゲート端子Ｇ及び入力端子Ｃ及び出力端子Ｅを具備するパワートランジスタＴｒと、ゲート端子Ｇ及び図示されない絶縁酸化膜及び出力端子Ｅによって形成される寄生容量部Ｃｉｅｓと、一端がゲート端子Ｇに接続され他端が出力端子Ｅに接続された抵抗部Ｒとを具備する。

パワートランジスタＴｒは、半導体の所定表面に入力端子Ｃ及び出力端子Ｅが設けられる。このとき、半導体上の入力端子Ｃ及び出力端子Ｅの間に絶縁酸化膜及びゲート端子Ｇが順次積層されている。かかる絶縁酸化膜は、半導体のシリコン表面をマスクさせたシリコン酸化膜によって形成される。また、ゲート端子Ｇは、絶縁酸化膜の表面に積層されたポリシリコン（Poly-Silicon）層及びアルミ蒸着層によって形成される。かかる構成により、パワートランジスタＴＲは、ゲート端子Ｇにおける印加電圧の状態に応じた電界効果を生じせしめ、コレクタ端子Ｃと出力端子Ｅとの間にチャンネルを形成させ、これにより、入力端子Ｃ及び出力端子Ｅの間の透過電流を電気的に制御させる。かかるパワートランジスタＴｒは、プレーナ型を用いても良いし高耐圧とされるメサ型を用いても良い。また、本実施の形態で用いられるパワートランジスタＴｒには、ＩＧＢＴ（Isolated Gate Bipolar Transistor）、又は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor）が適用される。尚、本実施の形態で用いられるパワートランジスタＴｒは、耐圧４５０Ｖ程度を満たす素子が選択される。

寄生容量部Ｃｉｅｓは、前述の如く、ゲート端子Ｇと絶縁酸化膜と出力端子Ｅとから成る積層構造とされる。このとき、ゲート端子Ｇと出力端子Ｅとの間に電位差が生じる際、絶縁酸化膜が誘電体として機能し、寄生容量部Ｃｉｅｓには、電位差と絶縁酸化膜の電気的性質とに応じた電荷量が帯電される。かかる如く、寄生容量部Ｃｉｅｓは、パワートランジスタＴｒの一部構造によって形成される電気的機能部であり、パワートランジスタＴｒに内在するものである。

抵抗部Ｒは、図示の如く、一端がゲート端子Ｇに接続され他端が出力端子Ｅに接続される。従って、抵抗部Ｒは、寄生容量部Ｃｉｅｓに対して並列接続される。かかる抵抗部Ｒは、以下の如くスイッチング素子１１２０に組み込まれる。即ち、抵抗部Ｒは、パワートランジスタＴｒの表層部に積層されて配置される。これにより、スイッチング素子１１２０は、パワートランジスタＴＲと抵抗部Ｒとが一体的に構成され、素子の小型化が図られる。かかる抵抗部Ｒの形態は種々考えられるが、一つの実施形態として、半導体の基板上にシリコン酸化膜を形成させて、かかるシリコン酸化膜の表層に薄膜高抵抗の結晶層を積層させるのが好ましい。このとき、抵抗部Ｒは、ポリシリコンによって構成されるシリコン抵抗層から成るものが好ましい。これにより、抵抗部ＲはパワートランジスタＴｒの所定エリア内において数十ＭΩ程度の抵抗値を得ることが可能とされるので、パワートランジスタＴｒの外形形状がスイッチング素子１１２０に適用され、これにより、スイッチング素子１１２０の小型化が可能とされる。また、スイッチング素子１１２０を構成する抵抗部Ｒは、パワートランジスタＴｒの所定領域を利用して、熱拡散又はイオン注入されたドープ抵抗層によって形成されても良い。このとき、熱拡散されたドープ抵抗層は、物質中の濃度勾配の拡散現象を利用した熱拡散法によって生成される。具体的には、ドーパント原子を含有する雰囲気中で半導体と供に高温加熱させる。また、ドーパント原子を含有する材料と半導体とを密着させた状態で高温加熱を行っても良い。更に、イオン注入されたドープ抵抗層は、ドーパント原子を含有する雰囲気の中で半導体にドーパントイオンを打ち込むイオン注入法が採用される。かかる構成により、スイッチング素子１１２０は、抵抗部ＲとパワートランジスタＴＲとがワンチップ化されるので、素子の小型化が図られる。また、前述同様、スイッチング素子１１２０に係る製造工程の簡素化が図られる。

かかるスイッチング素子１１２０では、コレクタ端子Ｃに数百Ｖの高電位が印加され、エミッタ端子ＥがＧＮＤにアースされ、更に、ゲート端子Ｇにパルス波化された数ｍＶ程度のゲート電圧Ｖｇが断続的に印加される。尚、ゲート電圧Ｖｇとされるパルス波は、数ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚの矩形波に成形されており、電位のＨｉｇｈ−Ｌｏｗ状態が当該周波数に応じて切り換えられる。これにより、パワートランジスタＴｒは、かかる周波数に応じて駆動され、コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅを通過する電流が断続制御される。かかる場合、スイッチング素子１１２０は、寄生容量部Ｃｉｅｓ及び抵抗部Ｒの作用を伴って以下の如く動作する。

図３を参照して、スイッチング素子１１２０の動作について説明する。尚、同図には、ゲート電圧Ｖｇが印加される際における、各端子の電流値又は電圧値の変化状態が成分毎に示されている。より詳しくは、ＥＣＵから供給される駆動信号Ｇｓの電圧値と、ゲート端子Ｇに生じる実際の電圧値とされるゲート電位Ｖｇと、コレクタ端子Ｃを流れるコレクタ電流Ｉｃの値と、コレクタ端子Ｃに印加されるコレクタ電位Ｖｃの値とが各々経時的に示されている。先ず、時間ｔ０〜ｔ１の期間では、駆動信号ＧｓがＬｏｗ状態され、これに呼応して、ゲート電位ＶｇもＬｏｗ状態とされる。このとき、パワートランジスタＴｒはＯＦＦ状態とされるので、コレクタ電流Ｉｃは０（Ａ）に保たれる。従って、コレクタ電位Ｖｃは、電源電圧とされる１２（Ｖ）に維持される。その後、時間ｔ１〜ｔ２の期間では、駆動信号ＧｓがＨｉｇｈ状態とされ、同様に、ゲート電位ＶｇもＨｉｇｈ状態とされる。このとき、パワートランジスタＴｒはＯＮ状態とされるので、コレクタ電流Ｉｃは、介挿されたコイルの逆起電力を伴って線形的に増加する。このとき、コレクタ電位Ｖｃは、一次コイルＬ１における磁束変化が安定するのを待って、電圧値が０（Ｖ）近傍に安定する。また、時間ｔ１〜ｔ２の期間では、寄生容量部Ｃｉｅｓにおいてゲート電位Ｖｇに応じた電荷量が帯電される。かかる後、時間ｔ２〜ｔ３の期間では、再び駆動信号ＧｓがＬｏｗ状態とされる。このとき、ゲート端子Ｇは、駆動信号Ｇｓによるゲート電位の供給が遮断される。但し、駆動信号Ｇｓが遮断された直後ｔ２では、寄生容量部Ｃｉｅｓに帯電する電荷量によって、駆動信号Ｇｓの電位と同等のゲート電圧Ｖｇが与えられた状態とされる。その後、ゲート電圧Ｖｇは、寄生容量部Ｃｉｅｓの両端電圧に連動し、寄生容量部Ｃｉｅｓの電気容量と抵抗部Ｒとによって定まる時定数に応じて、経時的に漸減する。従って、ゲート端子Ｇの電位は、時間ｔ２を境に直ちに０（Ｖ）へ収束することなく、Ｈｉｇｈ状態の電圧値から０（Ｖ）迄の範囲を徐々に緩減することとなる。このとき、コレクタ電流Ｉｃは、ゲート電位Ｖｇの緩減曲線に応動し、一定勾配を伴って０（Ｖ）に到達する。即ち、かかる場合には、抵抗部Ｒを具備しない図３（ｂ）のスイッチング素子と比較して、コレクタ電流Ｉｃの単位時間に対する減少量が抑制されることとなる。従って、図示の如く、本実施の形態に係るスイッチング素子１１２０では、コレクタ電位Ｖｃにおいて、誘導起電力Ｖｃｍの発生が低値に抑えられる。

上述の如く、本実施の形態に係るスイッチング素子１１２０では、寄生容量部Ｃｉｅｓと抵抗部Ｒとを具備するパワートランジスタＴｒが用いられるので、ゲート電位Ｖｇ及びコレクタ電流Ｉｃの減少特性が適宜に制御され、これにより、コレクタ電位Ｖｃに発生する誘導起電力Ｖｃｍが低値に抑えられる。

また、寄生容量部Ｃｉｅｓは、ゲート端子Ｇを備えるパワートランジスタＴｒの構造上、寄生的に構成される電気的機能部である。従って、パワートランジスタＴｒのゲート電圧Ｖｇを容量変化させるための電気的素子を別途設けることなく、スイッチング素子１１２０の簡素化及び低コスト化が図られる。

更に、抵抗部Ｒは、パワートランジスタＴｒの表面に積層されるか、又は、パワートランジスタＴｒを構成する半導体基板に直接形成される。かかる如く、スイッチング素子１１２０は、パワートランジスタＴＲと抵抗部Ｒとがワンチップ化されるので、スイッチング素子１１２０の大型化を回避できる。

併せて、パワートランジスタＴｒを構成する寄生容量部Ｃｉｅｓは、誘電体が薄膜状の絶縁酸化膜によって形成るため、電気容量が極めて低値とされる。しかし、数十ＭΩオーダーの抵抗値を容易に実現できるシリコン抵抗層を採用することにより、寄生容量部Ｃｉｅｓ及び抵抗部Ｒの電気的性質によって付与される時定数は、所望の値に設定され、これにより、コレクタ電位Ｖｃに生じる誘導起電力Ｖｃｍの低減を実現させる。

加えて、ゲート端子Ｇに供給される駆動信号ＧｓがＬｏｗ状態であっても、駆動信号Ｇｓを供給する制御部の誤作用によってゲート電位Ｖｇが持続的に引き上げられる場合がある。また、ゲート端子Ｇに静電荷が残存することによって、パワートランジスタＴｒが誤動作する場合が有る。しかし、かかる場合にあっても、本実施の形態に係るスイッチング素子１１２０では、ゲート電位Ｖｇと出力端子の電位とが抵抗部Ｒによって平衡作用を受け、ＯＦＦモード時に係るパワートランジスタＴｒの駆動安定性が約束される。

尚、図２（ｂ）には、別態様とされたスイッチング素子１１２０が示されている。かかるスイッチング素子１１２０は、図２（ａ）で示されたスイッチング素子の構成を具備し、更に、双方向ツェナーダイオードＤｚ１及びＤｚ２が追加されている。双方向ツェナーダイオードＤｚ２は、パワートランジスタＴｒの入力端子Ｃとゲート端子Ｇとの間に設けられる。かかる双方向ツェナーダイオードＤｚ２は、コレクタ電位Ｖｃの異常上昇に備えて設けられ、半導体基板の損傷を防止させる。また、双方向ツェナーダイオードＤｚ１は、パワートランジスタＴｒのゲート端子Ｇと出力端子Ｅとの間に設けられる。例えば、ゲート−エミッタ間耐圧が２０ＶとされるパワートランジスタＴｒでは、ツェナーダイオードＤｚ１を１６Ｖ程度に設定させる。これにより、双方向ツェナーダイオードＤｚ１は、パワートランジスタＴｒの保護素子として機能し、半導体素子表層の絶縁酸化膜の絶縁破壊を防止させる。尚、双方向ツェナーダイオードＤｚ１及びＤｚ２は、例えば、ポリシリコンによって形成され、パワートランジスタＴｒの表層部に積層される。

以下、スイッチング素子１１２０を適用させた実施例について具体的に説明する。図４には、実施例１に係るイグナイタの構成が機能ブロックとして示されている。尚、同図には、イグナイタ１１００の構成要素の他に、点火コイル１２００及び電源１３００及びＥＣＵ１４００及び点火プラグ１５００が便宜的に示されている。電源１３００は、車載バッテリであって、１２（Ｖ）の電源電圧Ｖｂを供給する。ＥＣＵ（Engine Control Unit）１４００は、内燃機関の動作情報を管理し駆動信号Ｇｓを出力させる。また、かかるＥＣＵ１４００は、電源１３００から供給される電源電圧Ｖｂを、イグナイタ１１００に配される制御部１１１０及び点火コイル１２００に印加させる。点火コイル１２００は、鉄芯及び一次コイル及び２次コイルがアッセンブルされ、電磁誘導によって２次コイルの出力端子を数ｋＶ程度に昇圧させ、これにより発生した誘起電圧を点火プラグ１５００に印加する。点火プラグ１５００は、一方が２次コイルの出力端子に接続され他方がＧＮＤにアースされたプラグギャップを備え、印加された誘起電圧に応じて火花放電を発生させる。これにより、点火プラグ１５００は、気筒内の混合気を燃焼させ、熱膨張によって内燃機関に駆動力を与える。

イグナイタ１１００は、制御部１１１０とスイッチング素子１１２０とから構成される。図示の如く、制御部１１１０には、ゲート信号ラインＬｇへゲート電圧Ｖｇを供給させるドライブ回路１１１３と、ゲート電圧Ｖｇを遮断させるセルフシャットダウン回路１１１２とが配設されている。本実施例に係る制御部１１１０では、ドライブ回路１１１３とセルフシャットダウン回路１１１２との双方が、入力信号ラインＬｉを介してＥＣＵ１４００へ接続され、これにより、ＥＣＵから出力される駆動信号Ｇｓが、ドライブ回路１１１３及びセルフシャットダウン回路１１１２へ入力される。

ドライブ回路１１１３は、入力された駆動信号Ｇｓに重畳される不要なノイズ成分を除去し、信号波として使用可能な矩形状のゲート電圧Ｖｇに変換する。また、かかるゲート電圧Ｖｇをゲート信号ラインＬｇへ供給させ、これにより、ゲート電圧Ｖｇは、ゲート信号ラインＬｇを介してスイッチング素子１１２０で受信される。

セルフシャットダウン回路１１１２は、内部信号ラインＬｎを介してドライブ回路１１１３に接続される。そして、入力された駆動信号Ｇｓに基づいて所定機能が作用し、ドライブ回路１１１３から出力されるゲート電圧Ｖｇを遮断させる。かかる所定機能は、例えば、スイッチング素子１１２０の温度を感知して許容温度を超えた際にゲート電圧Ｖｇを遮断させるサーマルシャットオフ機能とされても良い。また、駆動信号ＧｓのＨｉｇｈ状態とされる時間をカウントして許容時間が到来した時にゲート電圧Ｖｇを遮断させるタイムシャットオフ機能とされても良い。

スイッチング素子１１２０は、実施の形態で示されたパワートランジスタＴｒを主構成要素とする電気的素子であって、前述同様の作用効果を奏するものである。

尚、本実施例で用いられるイグナイタ１１００と点火コイル１２００とが、耐熱性の樹脂性筐体に適宜に格納され、エポキシ樹脂等で絶縁的に含浸されることにより、内燃機関のプラグホールに各々設けられる内燃機関用点火装置が形成される。ここで、耐熱性の樹脂性筐体は、例えば、ＰＰＳ（Polyphenylene Sulfide）を材料として制作される。

図１には、図４で説明された機能ブロック図を具現化させたイグナイタ１１００に係る回路構成の一例が示されている。尚、同図にあっても、イグナイタ１１００の構成要素の他に、点火コイル１２００及び電源１３００及び点火プラグ１５００が便宜的に図示されている。

前述の如く、イグナイタ１１００は、制御部１１１０とスイッチング素子１１２０とから構成されている。このとき、イグナイタ１１００には、電源端子ｔｖと入力信号端子ｔｓとグランド端子ｔｇとコレクタ端子ｔｃとが適宜に配置されている。電源端子ｔｖは、図示されない電源配線によって電源１３００と接続され、減圧されて５（Ｖ）の電圧が印加される。入力信号端子ｔｓは、ＥＣＵから駆動信号Ｇｓが供給される。コレクタ端子ｔｃは、点火コイル１２００の１次コイルＬ１とスイッチング素子１１２０の入力端子とを接続させ、電源電圧Ｖｂから変換されたコレクタ電位Ｖｃが印加される。グランド端子ｔｇは、ＥＣＵ１４００を介してＧＮＤへアースされる。

制御部１１１０には、ドライブ回路１１１３及びセルフシャットダウン回路１１１２が配設される。更に、電源端子ｔｖに接続された電源ラインＬｖと、入力信号端子ｔｓに接続された入力信号ラインＬｓｓ及びＬｓｄと、グランド端子ｔｇに接続されたグランドラインＬｅと、コレクタ端子ｔｃに接続された電源供給ラインＬｃと、ドライブ回路１１１３及びセルフシャットダウン回路１１１２を接続させる内部信号ラインＬｎとが適宜配線されている。

セルフシャットダウン回路１１１２は、比較器Ｃｏｍｐ１と、コンデンサＣと、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ１と、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）と、抵抗Ｒ１〜Ｒ５及び抵抗ｒとが適宜に配置される。より詳しく説明すると、セルフシャットダウン回路１１１２は、電源ラインＬｖが延在して設けられる。また、抵抗Ｒ２及びＲ３の直列回路Ａが電源ラインＬｖとグランドラインＬｅとの間に接続される。更に、抵抗４及びｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ１から成る直列回路Ｂが、直列回路Ａに並列接続される。加えて、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＴＲ２）と抵抗ｒとから成る直列回路Ｃが直列回路Ｂと並列に設けられ、直列回路Ｃの抵抗ｒが電源ラインＬｖに接続され、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＴＲ２）のドレインＤが内部信号ラインＬｎを介してドライブ回路１１１３に接続される。また、ＰチャンネルトランジスタＴｒ２のゲートＧには、抵抗Ｒ５を介して抵抗４及びｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ１の接点に接続される。また、比較器Ｃｏｍｐ１は、出力端子がｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ１のベースＢに接続され、非反転端子（＋）が抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３の接点に接続され、反転端子（−）が抵抗Ｒ１を介して入力信号ラインＬｓｓと接続される。更に、入力信号ラインＬｓｓとグランドラインＬｅとの間にはコンデンサＣが接続される。尚、ここで用いられる素子群は、５Ｖ以下の電圧で用いられる小スペックの電気的素子が採用される。

ドライブ回路１１１３は、比較回路Ｃｏｍｐ２と、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）と、抵抗Ｒ６〜抵抗１２とが適宜に配置される。より詳しく説明すると、ドライブ回路１１１２は、グランドラインＬｅが延在して設けられる。また、抵抗Ｒ７及びＲ８から成る直列回路Ｄが電源ラインＬｖとグランドラインＬｅとの間に接続される。更に、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）が直列回路Ｄに対して並列に設けられ、ドレインＤが内部信号ラインＬｎを介してセルフシャットダウン回路１１１２に接続され、ソースＳがグランドラインＬｅに接続される。加えて、比較器Ｃｏｍｐ２は、出力端子が抵抗Ｒ１１を介してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のゲートＧに接続され、反転端子（−）が抵抗Ｒ６を介して入力信号ラインＬｓｄに接続され、非反転端子（＋）が抵抗Ｒ９及びＲ１０の接点に接続される。かかる抵抗Ｒ９及びＲ１０によって構成される直列回路Ｅは、一端が抵抗Ｒ７及びＲ８の接点に接続され、他端が比較器Ｃｏｍｐ２の出力端子に接続される。更に、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のドレインＤには、ゲート抵抗として機能する抵抗Ｒ１２が設けられ、ゲート信号ラインＬｇを介してスイッチング素子１１２０へと接続される。尚、前述同様、ここで用いられる素子群も、５Ｖ程度の小スペックの電気的素子が採用される。

本実施例で用いられるスイッチング素子１１２０は、図示の如く、図２（ｂ）で示された、ツェナーダイオードＤｚ１及びＤｚ２を具備するスイッチング素子１１２０が用いられる。尚、以下では、かかるスイッチング素子１１２０を構成するパワートランジスタＴｒがＩＧＢＴ（Ｔｒ）であるとして説明する。一般に、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）は、ＭＯＳＦＥＴと比較して、大電流を制御する際に好適とされる。以下、これらの構成を具備するイグナイタ１１００の動作について説明する。

先ず、入力信号端子ｔｓに適正な駆動周波数とされた駆動信号Ｇｓが印加される場合のイグナイタ１１００の動作について説明する。かかる場合の駆動信号Ｉｓは、図１に示す如く、セルフシャットダウン回路１１１２及びドライブ回路１１１３の双方に送電される。このとき、セルフシャットダウン回路１１１２では、電源電圧Ｖｂが分圧された基準電圧Ｖｔｈ１を比較器Ｃｏｍｐ１の非反転端子（＋）へ印加させ、これと同時に、比較器Ｃｏｍｐ１の反転端子（−）には駆動信号Ｇｓが入力される。そして、比較器Ｃｏｍｐ１は、駆動信号Ｇｓを基準電圧Ｖｔｈ１と比較させ、駆動信号Ｇｓの波形状態がＨｉｇｈ状態又はＬｏｗ状態であるに関わらず、出力端子からＨｉｇｈ信号を出力させる。このとき、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ１がＯＮ状態とされるため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）ではゲートＧの電位が低下し、これにより、電源電圧ＶｂがＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）を介してドライブ回路１１１３へ供給される。また、セルフシャットダウン回路１１１２の動作と同期して、ドライブ回路１１１３では、分圧された基準電圧Ｖｔｈ２が比較器Ｃｏｍｐ２の非反転端子（＋）へ印加され、駆動信号Ｇｓが比較器Ｃｏｍｐ２の反転端子（−）へ入力される。比較器Ｃｏｍｐ２では、基準電圧Ｖｔｈ２と駆動信号Ｇｓとが比較され、駆動信号Ｇｓの駆動周波数に応じてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）を駆動させる。このとき、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がＯＦＦ状態とされる時に、ゲート電圧ＶｇのＨｉｇｈ波形が成形される。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がＯＮ状態とされる時に、ゲート電圧ＶｇのＬｏｗ波形が形成される。かかる如く、駆動信号Ｇｓはドライブ回路１１１３によって適宜な矩形波に修正され、これによって生成されたゲート電圧ｖｇは、抵抗Ｒ１２及びゲート信号ラインＬｇを介して、スイッチング素子１１２０へ供給される。

次に、駆動信号Ｇｓの駆動周波数が何らかの異常で変動し、駆動信号Ｇｓが駆動周波数に応答したＯＮ時間を超えてＨｉｇｈ状態とされ続ける場合のイグナイタ１１００の動作について説明する。かかる場合、セルフシャットダウン回路１１１２では、前述同様、比較器Ｃｏｍｐ１に基準電圧Ｖｔｈ１及び駆動信号Ｇｓが印加される。但し、駆動周波数に応答したＯＮ時間を超えてＨｉｇｈ状態の駆動信号Ｉｓが反転端子（−）に印加され続けると、入力信号ラインＬｓｓに接続されたコンデンサＣには、徐々に電荷が蓄積され、これにより、反転端子（−）の電位が上昇する。その後、コンデンサＣの電気容量に基づき設計上規定された規定時間に到達すると、コンデンサＣの電荷量の上昇によって、反転端子（−）の電位が基準電圧Ｖｔｈ１より大きくなり、これにより、比較器Ｃｏｍｐ１は、出力端子からＬｏｗ信号を出力させる。従って、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ１はＯＦＦ状態とされるため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）におけるゲートＧの電位が引き上げられ、セルフシャットダウン回路１１１２は、ドライブ回路１１１３に対する電源電圧Ｖｂの供給を遮断させる。このとき、ドライブ回路１１１３では、前述の如く、駆動信号Ｇｓに応じてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）が駆動される。しかし、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のドレインＤには電源電圧Ｖｂが供給されていないため、ドライブ回路１１１３では、ゲート電圧Ｖｇが生成されなくなる。即ち、ドライブ回路１１１３は、セルフシャットダウン回路１１１２の動作によって、ゲート電圧Ｖｇの印加が遮断されることとなる。かかる制御部１１１０の動作モードの際、Ｈｉｇｈ状態に維持されたゲート電圧Ｖｇは、規定時間経過後に強制的にＬｏｗ状態に切り換えられる。このとき、スイッチング素子１１２０では、ゲート電圧Ｖｇの電圧値から徐々に緩減されるので、コレクタ電流Ｉｃを急激に遮断させることなく、点火プラグ１５００の誤放電を防止させる。

上述の如く、本実施例に係るイグナイタ１１００では、何らかの異常により駆動信号ＧｓがＨｉｇｈ状態に維持される際、セルフシャットダウン回路１１１２がゲート電圧Ｖｇの供給を強制的に遮断させると、寄生容量部Ｃｉｅｓ及び抵抗部Ｒの作用によって、当該ゲート電位Ｖｇが緩減し、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）におけるコレクタ電流Ｉｃの減少速度が制御され、これにより、点火コイルＬ１の自己誘導起電力が抑制され、点火プラグの誤放電が防止される。

かかるイグナイタ１１００は、スイッチング素子１１２０の構成のみを変更することによって実現されるため、制御部１１００に新たな回路構成を追加することなく、装置の大型化を防ぎ、且つ、簡素な構成でソフトシャットダウン機能を追加させることが可能とされる。このとき、本実施例に適用されるスイッチング素子１１２０は抵抗部Ｒのみが追加された構成とされるので、スイッチング素子１１２０に係る生産コストの上昇が抑えられ、結果として、イグナイタ１１００の生産コストの高騰を抑制できる。

また、内燃機関が停止状態の時、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）はゲート端子Ｇと出力端子Ｅとの電位差を略同値となる様に制御されるので、かかるイグナイタ１１００は、非駆動状態におけるＩＧＢＴ（Ｔｒ）の動作が安定化され、これにより、電源１３００の電力損失を低減させ得る。

図６には、イグナイタ１１００の変更例がイグナイタ３１００のブロック図として示されている。尚、同図では、同一構成については同一符号を付し、説明を省略する。図示の如く、実施例２に係るイグナイタ３１００は、制御部３１１０とスイッチング素子１１２０とから構成され、制御部３１１０に変更が加えられている。即ち、かかる制御部３１１０には、実施例１に係るイグナイタ１１００の構成の他に、定電圧回路１１１１と電流制限回路１１１４とが新たに追加されている。

定電圧回路１１１１は、ＥＣＵから供給された電源電圧Ｖｂを、制御部３１１０の内部で用いられる制御用電源電圧に変換させる。具体的には、１２（Ｖ）の電源電圧Ｖｂを５（Ｖ）の制御用電源電圧に変換させる。かかる制御用電源電圧は、略一定値に保持され、制御部３１１０を構成する各回路へ供給される。

電流制限回路１１１４には、スイッチング素子１１２０の出力端子Ｅに接続された検出信号ラインＬｍと、ドライブ回路１１１３に接続された制御信号ラインＬｄとが設けられている。そして、電流制限回路１１１４は、スイッチング素子１１２０から出力される出力電流を検出し、これにより、スイッチング素子１１２０のゲート電位Ｖｇを適宜に調整し、コレクタ電流Ｉｃの電流値を一定値に保持させる。

図７には、電流制限回路１１１４を具備するイグナイタ３１００の構成が示されている。かかる電流制限回路１１１４は、比較器Ｃｏｍｐ３とｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ４と抵抗Ｒ１３〜Ｒ１７とから構成される。より具体的に説明すると、電流制限回路１１１４は、グランドラインＬｅが延在して設けられる。また、抵抗Ｒ１３及びＲ１４から成る直列回路が電源ラインＬｖとグランドラインＬｅとの間に接続される。更に、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ４と抵抗Ｒ１６とから成る直列回路がゲート信号ラインＬｇとグランドラインＬｅとの間に接続される。加えて、シャント抵抗として機能するＲ１７がスイッチング素子１１２０の出力端子Ｅとゲート信号ラインＬｅとの間に接続される。また、電流制限回路１１１４に設けられる比較器Ｃｏｍｐ３は、出力端子がｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ４のベースＢに接続され、反転端子（−）が抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４との接点に接続され、非反転端子（＋）が抵抗Ｒ１５を介して抵抗Ｒ１７の出力端子側に接続される。

電流制限回路１１１４を具備するイグナイタ３１１０は、以下の如く動作する。図８を参照して、駆動信号Ｇｓが規定時間Ｔｒに相当するパルス幅で入力される際のイグナイタ３１００の動作を説明する。先ず、時間ｔ１において駆動信号Ｇｓが入力信号端子ｔｓに印加されると、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）のゲート端子ＧにはＨｉｇｈ状態とされたゲート電圧Ｖｇが印加され始め、これに応じて、コレクタ電流Ｉｃは線形的な増加を開始する。このとき、比較器Ｃｏｍｐ３では、非反転端子（＋）に対して出力電流に相当する電圧値Ｖｓが印加される。また、反転端子（−）に対して制御用電源電圧が分圧された基準電圧Ｖｔｈ３が印加されている。かかる基準電圧Ｖｔｈ３は、コレクタ電流Ｉｃが許容電流値Ｉａに到達する際に、非反転端子（−）に印加される電圧値Ｖｓ以下となる様に設定されている。そして、コレクタ電流Ｉｃが許容電流値Ｉａに到達する時間ｔ２では、比較器Ｃｏｍｐ３からＨｉｇｈ信号が出力され、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴｒ４かＯＮ状態に切り替わる。このとき、抵抗Ｒ１６によってゲート信号ラインＬｇからグランドラインＬｅに導入される電流の値が適宜に調整され、コレクタ電流Ｉｃは、許容電流値Ｉａの近傍で平衡状態とされる。同時に、ゲート電圧Ｖｇは、コレクタ電流Ｉｃの値が制限されるため、時間ｔ２迄の電圧値よりも幾分低い値に収束する。同図の場合では、駆動信号Ｇｓのパルス幅が規定時間の範囲内とされるため、セルフシャットダウン回路１１１２は駆動信号Ｇｓが正常であると判別する。従って、時間ｔ３の到来時に駆動信号Ｇｓが立ち下がると、ゲート電圧Ｖｇも同様に立ち下がる。これに応じて、コレクタ電流Ｉｃが急峻に低下するため、一次コイルＬ１では、４００〜５００Ｖ程度の自己誘導起電力Ｖｃｍが生じる。また、自己誘導起電力Ｖｃｍに応じて、二次コイルＬ２に生じる二次電圧Ｖ２には、相互誘導によってピーク電圧Ｖｐが発生する。尚、前述した点火プラグ１５００は、内燃機関の運転状態によって火花放電の発生頻度にバラツキが生じ、プラグギャップに１．５Ｖ以上の電位差が与えられると火花放電を発生させる可能性が高まる。従って、点火プラグ１５００の誤放電を回避させる目的で、点火コイル１５００の二次電圧Ｖ２には、＋１．５Ｖ〜−１．５Ｖを範囲とする許容電圧範囲Ｖａが設定されている。このとき、点火コイル１５００は、一次コイルＬ１及び二次コイルＬ２の巻数比が適宜に設定され、これにより、点火プラグ１５００のプラグギャップでは、時間ｔ１のＯＮ次電圧Ｖｑによる誤放電が回避され、且つ、時間ｔ３のピーク電圧Ｖｐによる適正な放電が実現される。

図９を参照して、駆動信号Ｇｓが規定時間ｔｒを上回る状態で入力される際のイグナイタ３１００の動作を説明する。前述の如く、駆動信号Ｇｓの入力が開始されると、時間ｔ２後において、コレクタ電流Ｉｃは許容電流値Ｉａに制御される。同図では、駆動信号Ｇｓのパルス幅が規定時間ｔｒより長期間入力されるため、セルフシャットダウン回路１１１２は駆動信号Ｇｓが異常であると判別する。時間ｔ３において、ドライブ回路１１１３ではゲート電圧Ｖｇの供給を停止させる。但し、抵抗部Ｒ及び寄生容量部Ｃを備えたスイッチング素子１１２０の作用により、かかる場合のゲート電圧Ｖｇは、所定時間を伴って漸減された後、０（Ｖ）へと収束される。かかる作用によって、コレクタ電流Ｉｃが一定の勾配にて低下するため、一次コイルＬ１では自己誘導起電力Ｖｃｍの発生が制御される。これにより、二次コイルＬ２に生じるピーク電圧Ｖｐは許容電圧範囲Ｖａの範囲内に抑制され、点火プラグ１５００では誤放電が阻止される。

上述の如く、本実施例にかかるイグナイタ３１００では、電流制限回路１１１４によってコレクタ電流Ｉｃが予め許容電流値Ｉａに抑えられているので、セルフシャットダウン回路１１１２の作動後に係るコレクタ電流Ｉｃの減少勾配が緩くなり、コレクタ電位Ｖｃに生じる自己誘導起電力Ｖｃｍが低減される。これにより、本実施例に係るイグナイタ３１００は、点火プラグ１５００放電を防ぎ、内燃機関の誤着火の発生を効果的に防止させる。

本実施例では、抵抗部Ｒに係る抵抗値の異なるスイッチング素子１１２０を準備させ、スイッチング素子毎にピーク電圧とピーク値到達時間とを測定する。尚、ピーク電圧Ｖｐとは、図８又は図９に示される如く、相互誘導によって二次電圧Ｖ２に発生する電圧値を指す。また、ピーク値到達時間Ｔｆとは、電源電圧Ｖ２が立ち下がる時刻ｔ３を始点とし、ピーク電圧Ｖｐに到達する時刻を終点とする期間を指す。即ち、ピーク値到達時間Ｔｆとは、点火プラグ１５００で放電が発生する場合、図８に示されるＴｆ１を指し、点火プラグで放電が発生しない場合、図９に示されるＴｆ２を指す。

以下に、測定条件について説明する。
（スイッチング素子）
スイッチング素子１１２０は、抵抗値の異なる５つの素子を以下の如く準備される。尚、抵抗値とは、抵抗部Ｒに関する抵抗値を指す。また、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）及び寄生容量部Ｃに係る性能は、全ての素子供に共通であるとする。
素子Ａ：抵抗値・・・Ｒａ＝ １００（ｋΩ）
素子Ｂ：抵抗値・・・Ｒｂ＝ ５１０（ｋΩ）
素子Ｃ：抵抗値・・・Ｒｃ＝ ８２０（ｋΩ）
素子Ｄ：抵抗値・・・Ｒｄ＝ ９１０（ｋΩ）
素子Ｅ：抵抗値・・・Ｒｅ＝１０００（ｋΩ）
（電源電圧）
電源電圧Ｖｂは、電源１３００から印加される。
Ｖｂ＝１２（Ｖ）
（コレクタ電流）
コレクタ電流Ｉｃは、電流制限回路１１１４が作動した際の許容電流値Ｉａを指す。
Ｉｃ＝１７（Ａ）
（巻線比）
巻線比Ｎは、二次コイルＬ２の巻線数Ｎ２と一次コイルＬ１の巻線数Ｎ１との比を指す。
Ｎ＝１３２

以下、かかる条件にてイグナイタ１０００を駆動させた際の、ピーク電圧Ｖｐとピーク値到達時間Ｔｆ１及びＴｆ２との計測結果を示す。
（ピーク電圧Ｖｐ）
素子Ａを用いた場合：Ｖｐａ＝２０．０（ｋＶ）・・・放電発生
素子Ｂを用いた場合：Ｖｐｂ＝ ６．０（ｋＶ）・・・放電発生
素子Ｃを用いた場合：Ｖｐｃ＝ ５．６（ｋＶ）・・・放電発生
素子Ｄを用いた場合：Ｖｐｄ＝ ０．６（ｋＶ）・・・放電無し
素子Ｅを用いた場合：Ｖｐｅ＝ ０．６（ｋＶ）・・・放電無し
（ピーク値到達時間Ｔｆ）
素子Ａを用いた場合：Ｔｆａ＝ ５０．０（μｓｅｃ）・・・放電発生
素子Ｂを用いた場合：Ｔｆｂ＝１１２．０（μｓｅｃ）・・・放電発生
素子Ｃを用いた場合：Ｔｆｃ＝２６２．０（μｓｅｃ）・・・放電発生
素子Ｄを用いた場合：Ｔｆｄ＝４１８．０（μｓｅｃ）・・・放電無し
素子Ｅを用いた場合：Ｔｆｅ＝４４８．０（μｓｅｃ）・・・放電無し

図１０には上述の計測結果をグラフ化させたものが示されている。具体的に説明すると、グラフには、横軸に抵抗値が示され、左辺縦軸にピーク電圧Ｖｐが示され、右辺縦軸にピーク値到達時間Ｔｆが示されている。但し、同グラフではピーク電圧Ｖｐの符号が反転して示されている。そして、各素子の抵抗値Ｒａ〜Ｒｅに対応するピーク電圧Ｖｐａ〜Ｖｐｅがプロットされ、実線にてピーク電圧Ｖｐａ〜Ｖｐｅの変化状態が示されている。また、各素子の抵抗値Ｒａ〜Ｒｅに対応するピーク値到達時間Ｔｆａ〜Ｔｆｅがプロットされ、破線にてピーク値到達時間Ｔｆａ〜Ｔｆｅの変化状態が示されている。更に、グラフには、図８乃至図９に示される許容電圧範囲Ｖａのうち下限値Ｖａｍが示されている。下限値Ｖａｍは、図８乃至図９において−１．５Ｖとされる値であり、同グラフにおけるピーク電圧Ｖｐの符号が反転されるため、＋１．５Ｖとして示されている。

先ず、実線で示されたピーク電圧Ｖｐを観察する。グラフでは、ピーク電圧Ｖｐａ及びピーク電圧値Ｖｐｂ及びピーク電圧Ｖｐｃは、下限値Ｖａｍより高い電圧値の範囲に属していることが観察できる。また、ピーク電圧Ｖｐｄ及びピーク電圧Ｖｐｅは、下限値Ｖａｍより低い電圧値の範囲に属していることが観察できる。同グラフにおいて、下限値Ｖａｍより高いピーク電圧Ｖｐが発生すると、点火プラグ１５００が放電を発生させる可能性が高まるので、ピーク電圧Ｖｐａ〜Ｖｐｃの発生分布は好ましくない。一方、下限値Ｖａｍより低いピーク電圧Ｖｐが生じる際、点火プラグ１５００が放電を発生させることが無いので、ピーク電圧Ｖｐｄ及びＶｐｅは点火プラグ１５００の誤放電を回避させる上で非常に好ましい発生分布とされる。より詳しく観察すると、ピーク電圧Ｖｐは、抵抗値に反比例する特性が有り、抵抗値が略０．９ＭΩより大きい範囲において、下限値Ｖａｍとされる＋１．５Ｖを下回ることが解る。即ち、点火プラグ１５００の誤放電を回避させるため、スイッチング素子１１２０の抵抗部Ｒは、抵抗値が０．９ＭΩ以上の範囲に設定されるのが好ましい。かかるイグナイタを適用させた点火装置は、点火プラグ１５００での誤放電を適宜に防止させる。

上述の計測条件では、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）の寄生容量Ｃが同値とされるスイッチング素子１１２０を選定している。また、イグナイタに用いられるＩＧＢＴ（Ｔｒ）は、大凡、寄生容量Ｃが１０００ｐＦ弱〜２０００ｐＦの範囲のものが用いられている。従って、ピーク値到達時間Ｔｆは上述の如く抵抗値に依存するものと考えて良い。但し、かかる寄生容量Ｃの値が大幅に異なるＩＧＢＴ（Ｔｒ）を適用した場合であっても、ピーク値到達時間Ｔｆはスイッチング素子１１２０が具備する時定数と連動する値であるため、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）のピーク値到達時間Ｔｆを適宜に選定することで、点火プラグ１５００の誤放電を回避できる。尚、時定数とは、スイッチング素子１１２０の抵抗部Ｒと寄生容量部Ｃとによって定まる数値を指す。図９を参照して、破線で示されたピーク値到達時間Ｔｆを観察する。かかるピーク値到達時間Ｔｆは、抵抗値に比例して増加する性質が示されている。このとき、ピーク値到達時間Ｔｆは、略４００μｓｅｃより大きい範囲とされる場合に、ピーク電圧Ｖｐを下限値Ｖａｍより低い電圧値に分布させる。即ち、点火プラグ１５００の誤放電を回避させるため、スイッチング素子１１２０は、ピーク値到達時間Ｔｆが４００μｓｅｃ以上の範囲とされる特性を具備しているのが好ましい。よって、かかるイグナイタを用いた点火装置は、点火プラグ１５００での誤放電を適宜に防止させる。

また、スイッチング素子１１２０について更なる説明を加えると、製造過程の半導体トランジスタは、ウエハー状態においてプロービングを実施し、プロービング工程で試験信号を印加して当該半導体トランジスタに係る不良発生のチェックが行われている。半導体トランジスタがＩＧＢＴ（Ｔｒ）の場合、プロービング工程では、ゲート耐圧試験も行われるため、プロービングされるＩＧＢＴの端子には試験電圧が印加され、特に、ゲート端子Ｇには静電気量が残存する。そこで、今日のＩＧＢＴ（Ｔｒ）では、図２に示す如く、ゲート端子とエミッタ端子との間に抵抗部Ｒが予め設けられた半導体トランジスタが製造され、これにより、製造又は保管状態に係るＩＧＢＴ（Ｔｒｒ）の動作を安定させている。このとき、かかるＩＧＢＴ（Ｔｒ）に設けられる抵抗部Ｒの抵抗値は、入力される駆動信号Ｇｓに影響を与えない範囲で設定され、好ましくは１ＭΩ〜３０ＭΩの範囲内に設定される。即ち、ＩＧＢＴ（ＴＲ）に予め組み込まれている抵抗部Ｒは、本来、寄生容量部Ｃへ帯電した静電気量によって生じた電位差を緩減させることを目的としている。そして、本実施例では、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）がイグナイタに組み込まれた際、かかる抵抗部Ｒを用いることにより、ピーク電圧Ｖｐの発生を＋１．５ｋＶ以下に抑え、点火プラグ１５００の誤放電を防止させる。従って、本実施例では、静電気を低減させる目的でＩＧＢＴ（Ｔｒ）に予め備えられた抵抗部を用いるのが好ましい。即ち、時定数を与える抵抗値が、１ＭΩ〜３０ＭΩの範囲内に設定されるのが好ましい。かかる構成により、本実施例に係るイグナイタの構成が簡素化され、また、当該イグナイタの製造コストの低減が図られる。

以上の如く記された実施の形態はあくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明はこれに限らず他の実施の形態を適用させることが可能である。例えば、本実施の形態では、ＩＧＢＴ（Ｔｒ）とされるハイブリッド集積回路が制御部１１１０から独立したものとして説明されているが、これに限らず、制御部１１１０のセラミック基板上にＩＧＢＴ（Ｔｒ）を組み込んだ回路構成としても良い。また、制御部１１１０には、所定の機能を実現させる他の回路が別途追加されても良い。

実施例１に係るイグナイタの一例を示す回路構成図 実施の形態に係るスイッチング素子の構成を示す図 実施の形態に係るスイッチング素子の電流値及び電圧値 実施例１に係るイグナイタの機能ブロック図 実施例２に係るイグナイタの機能ブロック図 実施例２に係るイグナイタの一例を示す回路構成図 点火信号のパルス幅が正常である場合の電流及び電圧値 点火信号が強制的に遮断された場合の電流及び電圧値 抵抗値とピーク電圧及びピーク値到達時間との関係を示す図 点火信号が強制的に遮断された場合の電流及び電圧値

符号の説明

１１２０ スイッチング素子
Ｇ ゲート端子
Ｒ 抵抗部
ＴＲ ＩＧＢＴ／ＭＯＳＦＥＴ
１１００ イグナイタ
１１１０ 制御部
１１１２ セルフシャットダウン回路
１１１３ ドライブ回路
１３００ 電源
１５００ 点火プラグ

Claims (6)

1. ゲート端子及び入力端子及び出力端子を有し前記ゲート端子へ入力されるゲート信号に応じて断続的に駆動されるパワートランジスタと、前記ゲート信号を形成させるドライブ回路と、所定機能が作用することにより前記ゲート信号の供給を遮断させるセルフシャットダウン回路と、前記ドライブ回路及び前記セルフシャットダウン回路を構成する電気的素子が配設された制御部と、を備えるイグナイタにおいて、
   前記制御部は、前記セルフシャットダウン回路が前記ゲート信号を遮断させているとき、前記ゲート端子から当該制御部へ流れこむ電流を遮断させ、
   前記パワートランジスタは、
   前記ゲート端子に導通される導電層及び絶縁酸化膜及び前記出力端子に導通される導電層によって形成される寄生容量部と、一端が前記ゲート端子へ電気的に接続され他端が前記出力端子へ電気的に接続される抵抗部と、が形成された構造部を有し、
   前記セルフシャットダウン回路が前記ゲート信号を遮断させているとき、前記抵抗部を介して前記寄生容量部に帯電された電荷を放電させ、
   前記電荷が前記抵抗部を介して放電するとき、前記ゲート端子及び前記出力端子の間に生じる電位差を緩減的に減少させることを特徴とするイグナイタ。
2. 前記ドライブ回路は、ＥＣＵから出力された駆動信号を修正成形し、当該駆動信号の入力によって間接的に前記パワートランジスタを駆動させることを特徴とする請求項１に記載のイグナイタ。
3. 前記セルフシャットオフ回路は、電源電力が供給される一方のトランジスタと、前記一方のトランジスタをオン状態又はオフ状態に切換えさせる回路部と、を具備し、
   前記ドライブ回路は、前記一方のトランジスタを介して前記電源電力が供給される他方のトランジスタと、前記他方のトランジスタを駆動させ前記ゲート信号を形成させる回路部と、を具備し、
   前記一方のトランジスタと前記他方のトランジスタとが電気的に接続される部分は、前記ゲート端子へ導通されるゲート信号ラインが設けられ、当該部分から前記ゲート信号ラインを介して前記ゲート信号を出力する、ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のイグナイタ。
4. 前記パワートランジスタは、前記制御部の基板から独立していることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載のイグナイタ。
5. 前記抵抗部は、抵抗値が０．９ＭΩ以上の範囲に設定されることを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のイグナイタ。
6. 前記抵抗部は、抵抗値が１ＭΩ以上であって、且つ、３０ＭΩ以下である範囲に設定されることを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のイグナイタ。

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