JP5033549B2

JP5033549B2 - 温度検出装置

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Publication number: JP5033549B2
Application number: JP2007235359A
Authority: JP
Inventors: 武長久
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2007-09-11
Filing date: 2007-09-11
Publication date: 2012-09-26
Anticipated expiration: 2027-09-11
Also published as: JP2009068895A

Description

本発明は、温度を検出するための半導体装置に関する。

温度検出装置は、たとえば、アナログ温度センサー、デジタル温度センサー、デジタルマルチメータなどに用いられる。温度検出装置に用いられる半導体装置は、周囲の温度と共に変化する電圧を出力する電圧源回路を含む。温度検出装置には、２つの電圧源回路と、減算増幅回路からなるものがある。第１の電圧源回路は、温度に依存しない基準電圧を出力し、第２の電圧源回路は、温度と共に変化する電圧を出力する。減算増幅回路は、これら２つの電圧源回路の出力電圧を減算し増幅して、温度とともに変化する電圧を出力する。たとえば、特開２００６−２４２８９４号公報には、そのような温度検出回路の１例が記載されている。上述の温度検出装置は、低電圧動作が可能であり、また、消費電力が低くできるという効果を奏する。しかし、温度検出装置としてはさらなる高精度化が望まれている。
特開２００６−２４２８９４号公報

本発明の目的は、より高精度の温度検出装置を提供することである。

本発明に係る温度検出装置は、出力電圧の温度特性が異なる第１の電圧源回路及び第２の電圧源回路と、前記第１の電圧源回路からの出力電圧と前記第２の電圧源回路からの出力電圧とを減算増幅する減算増幅回路とを有し、前記第１の電圧源回路および前記第２の電圧源回路は、それぞれ、直列に接続されＮ型高濃度ゲートを有するデプレッション電界効果トランジスタと、Ｐ型高濃度ゲートを有するエンハンスメント電界効果トランジスタとを含み、前記デプレッション電界効果トランジスタ及び前記エンハンスメント電界効果トランジスタがそれぞれ結線されているノードから電圧が出力される。前記第１の電圧源回路および前記第２の電圧源回路において、前記デプレッション電界効果トランジスタ及び前記エンハンスメント電界効果トランジスタの、バックバイアス効果が生じていないときのしきい値電圧の製造ばらつきの上限、典型、下限での前記第１の電圧源回路の出力電圧の大きさの順番が前記第２の電圧源回路の前記上限、典型、下限での出力電圧の大きさの順番と同じである。

たとえば、前記第１の電圧源回路は、温度に対して増加する正の１次温度係数をもつ電圧を出力し、前記第２の電圧源回路は、温度に依存しない電圧を出力する。また、たとえば、前記第１の電圧源回路は、温度に対して正の１次温度係数をもつ電圧を出力し、前記第２の電圧源回路は、温度に対して負の１次温度係数をもつ電圧を出力する。また、たとえば、前記第１の電圧源回路と前記第２の電圧源回路は、互いに異なる、温度に対して増加する正の１次温度係数をもつ電圧を出力する。また、たとえば、前記第１の電圧源回路と前記第２の電圧源回路は、互いに異なる、温度に対して減少する負の１次温度係数をもつ電圧を出力する。

温度検出装置において、第１の電圧源回路と第２の電圧源回路からそれぞれ出力される電圧について、電界効果トランジスタの製造ばらつきの方向に関して同じに変化させることで、温度検出装置の出力の温度変化のばらつきが従来よりも小さくなった。それにより温度検出装置の出力電圧を所望のＤＣレベルに精度よく調整することができた。

以下、添付の図面を参照して発明の実施の形態を説明する。
周囲の温度に比例する電圧を出力する半導体装置を温度検出装置として使用する場合、その内部には絶対温度の１次関数となる電圧を発生させる第１の電圧源回路と、かつ周辺温度の影響を受けることがない電圧(以下基準電圧という)を発生させる第２の電圧源回路が含まれていることが一般的である。減算増幅回路は、これら２つの電圧源回路の出力電圧を減算し増幅して、温度について一次的に変化する電圧を出力する。

図１に示される温度検出装置は、２つの電圧源回路１２，１６を含む。この温度検出装置において、第２の電圧源回路１６は、基準電圧を発生する。第２のアンプ１８は、第２の電圧源回路１６のバッファの役割を担っていて、インピーダンス変換を行う。第２のアンプ１８の出力電圧は、Ｒ_４，Ｒ_３から構成される第２の抵抗分割回路２０により分割され、第３のアンプの＋入力端子に出力される。一方、第１の電圧源回路１２は、絶対温度の１次関数である電圧を発生する。第１のアンプ１０は、第１の電圧源回路１２のバッファの役割を担っている。第１のアンプ１０の出力端子（基準電圧）と、第３のアンプ２２の出力端子の間に、Ｒ_２，Ｒ_１から構成される第１の抵抗分割回路１４が接続され、第１の抵抗分割回路１４により分割された電圧が第３のアンプ２２の−入力端子に帰還される。第２の抵抗分割回路２０のＲ_４，Ｒ_３の抵抗比を調整することで第３のアンプ２２は、所望のＤＣレベルを持った電圧Ｖ_ｏｕｔ１を出力できる。第３のアンプ２２と第１の抵抗分割回路１４は減算増幅回路２４を構成している。第３のアンプ２２から出力される出力電圧を今後Ｖ_ｏｕｔ１とよぶ。この出力電圧Ｖ_ｏｕｔ１を温度検出装置の出力として使用している。なお、この回路は、１つのＩＣに集積できる。

図２は電圧源回路１０，１６の構成を示している。電圧源回路は、Ｎ型高濃度ゲートを有したデプレッショントランジスタＭ１と、Ｐ型高濃度ゲートを有した電界効果トランジスタＭ２から構成され、２つの電界効果トランジスタＭ１，Ｍ２は直列に電源とグランドの間に接続されている。これら２つのトランジスタＭ１，Ｍ２においてチャネルドープの不純物濃度は等しい。Ｐ型基板上に形成されているため、デプレッショントランジスタＭ１のバック電極はグラウンドに接続されている。またトランジスタＭ１のゲート電極とソース電極、トランジスタＭ２のゲート電極とドレイン電極はすべて一点で結線されている。このノードから発生する電圧をＶ_ｐｎという。

ここで、図２の電圧源回路の出力電圧Ｖ_ｐｎについて説明する。Ｎ型ゲートデプレッションNMOSトランジスタＭ１単体のチャネル幅(W)をＷ_ｎ、チャネル長(L)をＬ_ｎ、しきい値電圧をＶ_ｔｈｎ、移動度をμ_ｎ、伝導係数をＣ_ｏｘ、Ｐ型ゲートデプレッショントランジスタＭ２単体のチャネル幅をＷ_ｐ、チャネル長をＬ_ｐ、しきい値電圧をＶ_ｔｈｐ、移動度をμ_ｐ、伝導係数をＣ_ｏｘとする。電圧源回路においてトランジスタＭ１に流れる電流をＩ_ｎ、トランジスタＭ２に流れる電流をＩ_ｐとおく場合、トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_ｎに関しては式（１）が、トランジスタM2に流れる電流Ｉ_ｐに関しては式（２）が成り立つ。

いま、電界効果トランジスタＭ１とＭ２は同じＰ型基板上に作られているため、両トランジスタのキャリア濃度はおおよそ等しい。したがって、移動度μ_ｎ＝μ_ｐであるとみなしても差し支えない。いまチャネル幅Ｗ_ｎ＝Ｗ_ｐの条件で使用するものとする。また回路構成上、電流Ｉ_ｎ＝Ｉ_ｐであることを考慮すると、式（１）と式（２）を式（３）にまとめることができる。

トランジスタＭ１がＰ型基板上に作られていることから、バックバイアス効果によりトランジスタＭ１のしきい値電圧Ｖ_ｔｈｎは上昇する。したがって、Ｖ_ｔｈｎは式（４）で記述できる。

ただしＶ_ｔｈｎ０はバックバイアス効果が生じていないときのトランジスタＭ１のしきい値電圧である。また、γは基板バイアス効果係数であり、式（５）で記述され、Φ_Ｆは式（６）で記述される。

式（５）と式（６）において、ｑは電子の電荷量、ε_Ｓｉはシリコンの誘電率、Ｎ_ｓｕｂは基板の不純物濃度、ｎ_ｉは真性半導体のキャリア濃度、Ｔは温度である。

トランジスタＭ１の基板バイアス効果を考慮し、式（４)を基にして式（３）を書き直すと式（７）で記述できる。

式（７）をＶ_ｐｎに関して整理すると式（８）で表現できる。これが基板バイアス効果を考慮にいれたときのＶ_ｐｎの値となる。

ただし、

図３は、シリコンにおける各種エネルギー準位を表す。トランジスタＭ１のＮ＋ゲートは高濃度であるため、そのフェルミ準位は伝導帯(Ｅｃ)に近い。同じくトランジスタＭ２のＰ＋ゲートも高濃度であるため、そのフェルミ順位は価電子帯(Ｅｖ)に近い。トランジスタＭ１のＮ⁺ゲートの仕事関数をΦ_ｎ＋、トランジスタＭ２のＰ＋ゲートの仕事関数をΦ_ｐ＋とするとき、Ｖ_ｔｈｐ−Ｖ_ｔｈｐ０＝Φ_ｐ＋−Φ_ｎ＋となり、それはほぼ１．２Ｖになる。γ、Φ_ＦおよびＶ_ｔｈｎ０は製造プロセスによって異なるが、試作を実施した製造プロセスではγ＝０．７Ｖ^１／２、Φ_Ｆ＝０．５Ｖとなり、Ｎ⁺ゲートをもつ電界効果トランジスタのしきい値Ｖ_ｔｈｎ０は、典型値は−０．５Ｖであり、上限−０．３５Vから下限−０．６５Ｖまでばらつく。試作品で得られた上記データの数値を式（８）に当てはめ、しきい値Ｖ_ｔｈｎ０が製造ばらつきの上限である−０．３５Ｖとなったとき(以下HIGHとよぶ)と、しきい値Ｖ_ｔｈｎ０が典型値である−０．５Ｖになったとき(以下TYPとよぶ)と、しきい値Ｖ_ｔｈｎ０が製造ばらつきの下限である−０．６５Ｖとなったとき(以下LOWとよぶ)の３通りについて、Ｖ_ｐｎをＬ_ｒ＝Ｌ_ｎ／Ｌ_ｐの関数とみなして計算した。図４は、出力電圧Ｖ_ｐｎの計算結果をＬ_ｒに対して示す。

表１に、図４のデータの計算の際に使用した数値と、出力電圧Ｖ_ｐｎをＬ比(Ｌ_ｒ）の関数とみなし対数で近似した場合の近似式を示した。TYP、HIGH、LOWのいずれの場合も決定係数(当てはまり度合い)が０．９９以上と高いため、式（８）のＶ_ｐｎをＬ_ｒの関数とみなしたとき、Ｖ_ｐｎはＬ_ｒの対数で表現できることが分かる。

図２の電圧源回路を実際に試作し測定した。図５に、測定データから２５℃におけるＶ_ｐｎとＬ_ｒの関係をプロットし、さらに曲線近似を行ったものである。ここで、TYPと示された実験データは、試作品での典型的なＶ_ｐｎとＬ_ｒの関係を示し、LOW、HIGHと示された実験データは、それぞれ、試作品でのＶ_ｐｎとＬ_ｒの関係のばらつきの上限と下限を示す。図５において、Ｌ_ｒ＝０．４付近のＶ_ｐｎは、HIGH、TYP、LOWの順であり、Ｌ_ｒ＝２でのＶ_ｐｎは、HIGH、TYP、LOWの順である。また、表２に、TYP、LOW、HIGHと示された実験データを対数で近似した結果を示した。

また、しきい値Ｖ_ｔｈｐおよびＶ_ｔｈｎ０の値は、絶対温度Ｔの一次関数となるため、式（８）は式（９）で表現できる。

式（９）の右辺第２項は非常に大きくはないため、温度Ｔの一次関数で近似できることを利用すれば、出力電圧Ｖ_ｐｎはＴの一次関数で表現できることが分かる。またＬ_ｒに着目すれば、Ｖ_ｐｎの温度特性はＬ_ｒに非線形に依存する。

図６は、試作品のデータより出力電圧Ｖ_ｐｎの一次温度係数ＴＣのＬ_ｒ＝Ｌ_ｎ／Ｌ_ｐへの依存性を記述したグラフである。TYPと示した曲線は、この試作品での典型的な一次温度係数ＴＣとＬ_ｒの関係を示し、LOW、HIGHと示した曲線は、ばらつきの上限と下限での曲線を示す。図６において、Ｌ_ｒ＝０．４付近のＴＣは、LOW、TYP、HIGHの順であり、Ｌ_ｒ＝１でのＴＣは温度依存性がなく、Ｌ_ｒ＝２でのＴＣは、HIGH、TYP≒LOWの順である。また、表３に、TYP、LOW、HIGHと示された実験データを対数で近似した結果を示した。

従来は、図１の回路において、第１の電圧源回路１０のＬ_ｒ１を第１の電圧源回路が絶対温度の負の一次関数となる電圧を発生させるように定め(たとえばＬ_ｒ１＝１)、第２の電圧源回路１６のＬ_ｒ２を第２の電圧源回路が絶対温度に依存しない基準電圧を発生させるように定め(たとえばＬ_ｒ２＝０．３６５)、第１の電圧源回路１０から発生する電圧と第２の電圧源回路１６から発生する電圧を減算増幅させることで所望の一次温度係数を持った電圧を発生させていた。図７は、第１の電圧源回路１０をＬ_ｒ１＝１とし、第２の電圧源回路１６をＬ_ｒ２＝０．３６５とした場合の出力電圧Ｖ_ｐｎの温度特性を、バックバイアス効果が生じていないときのしきい電圧Ｖ_ｔｈｎ０の製造ばらつきのTYP、HIGH、LOWそれぞれについて示す。図５から分かるように、測定データは、Ｌ_ｒ＝０．３６５のときは、電圧の高いほうからLOW、TYP、HIGHと並ぶが、Ｌ_ｒ＝１のときは電圧の高いほうからTYP、HIGH、LOWと並ぶ。したがって、Ｌ_ｒ＝０．３６５とＬ_ｒ＝１では、出力電圧のばらつきの方向が異なることが分かる。すなわち、出力電圧Ｖ_ｐｎは、Ｌ_ｒ＝０．３６５では、LOW(ばらつきの下限)で最も高く、HIGH(ばらつきの上限)で最も低いのに対し、Ｌ_ｒ＝１では、TYP(典型)で最も高く、LOW(ばらつきの下限)で最も低い。

第１の電圧源回路１０と第２の電圧源回路１６の電圧差が大きいと、正しく減算増幅が行われず、図１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ１として正しい電圧が出力されない。そこで、第２の抵抗分割回路２０の抵抗比を変えることによって第２の電圧源回路１６の電圧のＤＣレベルを図７の場合に比べてシフトする。図８に、シフトされた第２の電圧源回路１６と第１の電圧源回路１０からの電圧を第３のアンプ２２により減算増幅したときの、第３のアンプ２２から出力された電圧(温度検出装置の出力電圧)を示した。減算増幅器のシフトされた第２の電圧源回路１６の電圧と第１の電圧源回路１０の電圧差（破線で示す）がLOW、TYP、HIGHの順で異なる。図８から、それが減算増幅器によって増幅されるため、温度検出装置の出力となる電圧Ｖ_ｏｕｔ１の製造ばらつきを大きくしてしまうことが分かる。

第２の抵抗分割回路２０のＲ_４，Ｒ_３の抵抗比を調整することで所望のＤＣレベルを持った電圧Ｖ_ｏｕｔ１を得ることができるが、調整量が大きいと、精度よく電圧Ｖ_ｏｕｔ１のＤＣレベルを調整することが困難になる。そこで、本発明では、第１の電圧源回路からの電圧と第２の電圧源回路１６からの電圧の製造ばらつき方向を同じにすることで、図１の回路の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ１の製造ばらつきを小さくし、所望のＤＣレベルに精度よく調整を可能にする回路方式を提供する。「製造ばらつき方向を同じにする」とは、第１の電圧源回路１０と第２の電圧源回路１６の両方について、電界効果トランジスタのしきい値電圧Ｖ_ｔｈｐｏの製造時のばらつきのHIGH(上限値)、TYP(典型値)、LOW(下限値)での出力電圧Ｖ_ｐｎの大きさの順番が同じであることをいう。したがって、電界効果トランジスタのしきい電圧の製造ばらつきの上限から下限までの変化に対応して各電圧源回路の出力電圧が同様に増減する。

図９は本発明の実施形態の温度検出装置を示す。図９に示す回路は、第１の電圧源回路３０、第２の電圧源回路３６、第１のアンプ３２、第２のアンプ３８、第３のアンプ４２、抵抗Ｒ_１，Ｒ_２から構成される第１の抵抗分割回路３４および抵抗Ｒ_３とＲ_４から構成される第２の抵抗分割回路４０から成り立っている。第１のアンプ３０、第２のアンプ３６はそれぞれ第１、第２の電圧源回路３０，３６のバッファとなっている。この温度検出装置についてさらに説明すると、第２の電圧源回路３６が発生する基準電圧は、第２のアンプ３８の＋入力端子に入力される。第２のアンプ３８の出力電圧は、第２の抵抗分割回路４０の抵抗Ｒ_４，Ｒ_３により分割されて、分割された電圧が第１のアンプ３８の−入力端子に帰還される。第２のアンプ３８の出力端子は、第３のアンプ４２の＋入力端子に入力される。第１のアンプ３２の出力端子と、第３のアンプ４２の出力端子の間に、Ｒ_２とＲ_１から構成される第１の抵抗分割回路３４が接続され、第１の抵抗分割回路３４の抵抗Ｒ_２とＲ_１により分割された電圧が第３のアンプ４２の−入力端子に帰還される。第３のアンプ３４の出力を電圧Ｖ_ｏｕｔ２という。

この回路において、先に説明したように、第１の電圧源回路３０から発生する電圧と第２の電圧源回路３６から発生する電圧の製造ばらつきの方向が同じになるようにする。図５で行った考察から分かるように、第２の電圧源回路３６を絶対温度に依存しない電圧を出力するようなＬ_ｒ２の値で設計した場合、第１の電圧源回路３０のＬ_ｒ１としては、Ｌ_ｒ２よりも小さな値で設計すれば、第１の電圧源回路３０の電圧と第２の電圧源回路３６の電圧の製造ばらつきの方向は同じになる。

第１の電圧源回路３０からは正の温度特性をもった電圧が出力される。図１０は、第１の電圧源回路３０からの電圧の温度特性と、第２の電圧源回路３６からの電圧の温度特性を示す。出力電圧は、どちらの電圧源回路でもLOW、TYP、HIGHの順に変化する。

第１の電圧源回路３０と第２の電源回路３６の電圧の差が大きいと、回路構成上、図９の回路の出力Ｖ_ｏｕｔ２から正しい値が出力されない。したがってその差を小さくするために第２の抵抗分割回路４０のＲ_３／Ｒ_４を調整することによって第２の電圧源回路３６から出力される電圧を高い方向にシフトさせる。

第２の抵抗分割回路４０によってシフトされた基準電圧と第１の電圧源回路３０からの電圧を第３のアンプ４２によって減算増幅する。図１１の破線で示した直線が第３のアンプ４２の出力、つまりＶ_ｏｕｔ２を示している。シフトされた第２の電圧源回路３６からの電圧と第１の電圧源回路３０からの電圧の差が製造ばらつきによって大きく変化しないため、第３のアンプ４２によって減算増幅された出力電圧Ｖ_ｏｕｔ２のばらつきは従来例に比べて小さくなる。図１１は、それを示す。従来例を示した図８にくらべ、温度検出装置の出力のばらつきが大幅に減ったことが分かる。

なお、上述の回路では、（１）第２の電圧源回路３６を絶対温度に依存しない電圧を出力するようにＬ_ｒ２を設計した。しかし、第１の電圧源回路３０の出力の製造ばらつきの方向が第２の電圧源回路３６の出力の製造ばらつきと同じ方向であればいいので、（２）第１の電圧源回路３０の出力を、正の温度特性（正の１次温度係数）をもち、また第２の電圧源回路３６の出力を負の温度特性（負の１次温度係数）を持つようにしてもよい。あるいは、（３）第１の電圧源回路３０と第２の電圧源回路３６の出力が両方とも異なった正の温度特性（正の１次温度係数）をもってもよい。また、（４）第１の電圧源回路３０と第２の電圧源回路３６の出力が両方とも異なった負の温度特性（負の１次温度係数）をもってもよい。

なお、第１の電圧源回路３０の出力電圧の温度係数の符号と第２の電圧源回路３６の出力電圧の温度係数の符号が異なっている場合（３）では、第３のアンプ４２での増幅率が小さくなり、第３のアンプ４２で生じる入力オフセット等の影響による出力電圧Ｖ_ｏｕｔ２の誤差を小さくすることが可能である。

比較例の温度検出装置の回路図第１の電圧源回路と第２の電圧源回路の回路図各種エネルギー準位の図Ｖ_ｐｎの計算結果をＬ_ｒに対して示すグラフ試作品データのＶ_ｐｎをＬ_ｒに対して示すグラフ試作品のデータよりＶ_ｐｎの一次温度係数TCとＬ_ｒ＝Ｌ_ｎ／Ｌ_ｐの依存性を記述したグラフ第１の電圧源回路をＬ_ｒ１＝１とし第２の電圧源回路をＬ_ｒ２＝０．３６５とした場合の出力電圧温度特性をTYP,HIGH,LOWそれぞれについて示すグラフシフトされた第２の電圧源回路と第１の電圧源回路からの電圧を減算増幅して出力された電圧の温度依存性のグラフ本発明の１つの実施形態の温度検出装置の回路図製造ばらつきのTYP,HIGH,LOWの場合の第１の電圧源回路と第２の電圧源回路からの出力電圧の温度特性を表したグラフ出力電圧（破線）のグラフ

符号の説明

３０第１の電圧源回路、３２第１のアンプ、３６第２の電圧源回路、３８第２のアンプ、４２第３のアンプ。

Claims

出力電圧の温度特性が異なる第１の電圧源回路及び第２の電圧源回路と、
前記第１の電圧源回路からの出力電圧と前記第２の電圧源回路からの出力電圧とを減算増幅する減算増幅回路とを有し、
前記第１の電圧源回路および前記第２の電圧源回路は、それぞれ、直列に接続されＮ型高濃度ゲートを有するデプレッション電界効果トランジスタと、Ｐ型高濃度ゲートを有するエンハンスメント電界効果トランジスタとを含み、前記デプレッション電界効果トランジスタおよび前記エンハンスメント電界効果トランジスタがそれぞれ結線されているノードから電圧を出力し、
前記第１の電圧源回路および前記第２の電圧源回路において、前記デプレッション電界効果トランジスタおよび前記エンハンスメント電界効果トランジスタの、バックバイアス効果が生じていないときのしきい値電圧の製造ばらつきの上限、典型、下限での前記第１の電圧源回路の出力電圧の大きさの順番が前記第２の電圧源回路の前記上限、典型、下限での出力電圧の大きさの順番と同じであることを特徴とする温度検出装置。
前記第１の電圧源回路は、温度に対して増加する正の１次温度係数をもつ電圧を出力し、
前記第２の電圧源回路は、温度に依存しない電圧を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載された温度検出装置。
前記第１の電圧源回路は、温度に対して正の１次温度係数をもつ電圧を出力し、
前記第２の電圧源回路は、温度に対して負の１次温度係数をもつ電圧を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載された温度検出装置。
前記第１の電圧源回路と前記第２の電圧源回路は、温度に対して増加する、互いに異なる正の１次温度係数をもつ電圧を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載された温度検出装置。
前記第１の電圧源回路と前記第２の電圧源回路は、温度に対して減少する、互いに異なる負の１次温度係数をもつ電圧を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載された温度検出装置。